JP2011109174A - 無線受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信側の信号処理により受信利得を向上させ、サービスエリアの広域化に有効な無線受信装置を提供する。
【解決手段】無線回線を介して伝送される信号を受信する無線受信装置において、受信信号に互いに異なる遅延を付加した複数系統の信号を生成する遅延付加手段と、遅延付加手段で生成された互いに遅延時間が異なる複数系統の信号を単純加算または単純合成する信号合成手段と、信号合成手段の出力信号を入力し互いに遅延時間が異なる複数系統の信号を単純加算または単純合成したことで発生する周波数選択性の信号の歪を補償する信号等化手段とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、屋外における無線アクセスシステムにおいて、ひとつの基地局がカバーするエリアの広域化を可能にする無線受信装置に関する。
特に、固定無線アクセス（ＦＷＡ：Fixed Wireless Access)システムにおいて、伝送速度を低下させることなく信号処理により受信利得の動作点を改善することにより、ネットワークに接続されたエントランス基地局がカバーするエリアを広域化する無線受信装置に関する。

広帯域のインターネット接続サービスを提供するために光回線の普及が進んでいる。しかし、光回線の敷設には大きなコストがかかり、ある程度まとまったユーザ数を見込めなければ敷設が難しい。そこで、設備コストを抑えて広帯域のインターネット接続サービスを提供するために、ユーザに一番近いところ（ラスト１ホップ）で無線回線を利用する方法が検討されている。

このラスト１ホップの無線回線としては、ネットワーク側の基地局とユーザ宅側の端末局間で見通しがなくても通信可能なマイクロ波帯が有望である。ただし、周波数資源が枯渇しつつある現状では、比較的周波数資源が潤沢な準ミリ波帯、ないしはミリ波帯を利用することも可能である。そのどちらの周波数帯を用いるにしても、システムの設置コストを考えれば、ネットワークに接続されたひとつの基地局がカバーできるエリアが広いことが求められる。

このマイクロ波を用いる無線アクセスシステムの例としては、IEEE802.11系の無線ＬＡＮを用いた公衆サービスや、ＷｉＭＡＸ(World Interoperability for Microwave Access) 規格の固定通信利用などが代表的である。これらのシステムでは、マルチパス環境でも安定して利用可能な直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiple Access ）変調方式をベースとしたシステムが採用されている。

ＯＦＤＭ変調方式は、広い帯域の信号内を複数のサブキャリアに分割し、そのサブキャリアが互いに直交関係になるように配置することで、多重遅延波による周波数選択性フェージングの影響を、サブキャリア単位ではフラットなフェージングとして扱うことが可能である。また、この多重遅延波の影響を除去するために、時間軸上の信号をシンボル単位で分割し、この１シンボル分の信号の末尾の一部分をコピーし、１シンボルの先頭にガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）ないしはサイクリック・プレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix ）と呼ばれる情報として付加して１シンボル分の送信ＯＦＤＭ情報を生成し、受信側ではこの領域を削除することで、前のＯＦＤＭシンボルの信号が遅延波により次のＯＦＤＭシンボルに漏れ込んだシンボル間干渉を除去する。ここで、各サブキャリアの直交性を担保するために、各サブキャリアは１シンボルのＧＩを除いた時間領域での周期性をもった周波数となるように設定し、この結果、シンボル末尾の信号をＧＩとして先頭領域にコピーしたときに、そのＧＩの末尾が連続的につながる。受信側でＧＩを除去した信号は離散的フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transfer ）処理を施すことで、簡易にサブキャリアに分割することができる。

この多重遅延波の影響による周波数選択性フェージング等の特性劣化要因の補償技術としては、ＯＦＤＭ変調方式以外にも、周波数領域等化（ＳＣ−ＦＤＥ：Single Carrier Frequency Domain Equalization）技術として、ガードインターバルを利用したブロック伝送が行われている。このＳＣ−ＦＤＥ技術およびＯＦＤＭ変調方式については、非特許文献１など様々な資料で紹介されている。

図１２は、ブロック伝送におけるガードインターバルの付与の概要を示す。
図において、１０１は１シンボル長分の送信信号、１０２はブロック内の送信すべき信号、１０３はガードインターバル部の送信信号、１０４はガードインターバルのコピー元、１０５はＯＦＤＭの場合の各サブキャリア成分毎の波形を示す。

ブロック伝送では、１シンボル長を区間Ａ、区間Ｂ、区間Ｃの３つの領域に分け、区間Ｂおよび区間Ｃの領域を送信すべき信号１０２とし、その区間Ｃの領域をコピーし、区間Ａのガードインターバル部の送信信号１０３として付加する。この際、ＯＦＤＭ変調方式を例にとるならば、各サブキャリアの送信信号はSin(ωt)、Sin(2ωt)、Sin(3ωt)の様に、区間Ｂおよび区間Ｃ領域の周期性を持つように設定するため、区間Ｃ領域を区間Ａ領域にコピーすると、波形１０５に示すように各サブキャリアの送信信号は区間Ａから区間Ｂに対して連続的につながった関数となる。

図１３は、ＯＦＤＭ対応の従来の無線受信装置の構成例を示す。
図１３において、無線送信装置１１１は、Ｓ／Ｐ変換回路１１４、マッピング回路１１５、ＩＦＦＴ１１６、ＧＩ付加回路１１７、Ｄ／Ａ変換回路１１８、直交変調・周波数変換回路１１９から構成される。無線送信装置１１１と空間チャネル（伝搬路）１１３を介して接続される無線受信装置１１２は、直交検波・周波数変換回路１２０、Ａ／Ｄ変換回路１２１、ＧＩ除去回路１２２、ＦＦＴ１２３、チャネル推定回路１２４、ＦＤＥ回路１２５、逆マッピング回路１２６、Ｐ／Ｓ変換回路１２７から構成される。

送信データは、Ｓ／Ｐ変換回路１１４でシリアルなデータ系列をサブキャリア毎のパラレルなデータ系列に変換し、マッピング回路１１５は各サブキャリアのデータに対する信号マッピングを行う。ここでの信号マッピングとはサブキャリア変調のことであり、例えばＱＰＳＫ等の多値変調における送信信号ビット列とＩＱ平面上での信号点の対応をとることを意味する。サブキャリア毎にマッピングされた信号はＩＦＦＴ１１６に入力され、各サブキャリア毎に振幅および位相がマッピング情報をもとに変換された信号を合成し、周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する。この信号に対し、ＧＩ付加回路１１７では１シンボルの後半の所定の領域をコピーし、ガードインターバルとして付加する。Ｄ／Ａ変換回路１１８はこのデジタル信号をアナログ信号に変換し、直交変調・周波数変換回路１１９でＲＦ信号に変換して送信される。

送信された信号は、空間チャネル１１３を介して無線受信装置１１２に受信される。受信された信号は、直交検波・周波数変換回路１２０でＲＦ信号からベースバンド信号（ないしはＩＦ信号）に変換され、Ａ／Ｄ変換回路１２１でアナログ信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換される。変換されたデジタル信号は、ＧＩ除去回路１２２でガードインターバルが除去され、ＦＦＴ１２３でフーリエ変換処理により各サブキャリアの信号に分離される。Ａ／Ｄ変換回路１２１でサンプリングされたデジタルデータはチャネル推定回路１２４へも入力され、各サブキャリア成分のチャネル情報が生成される。この生成されたチャネル情報はＦＤＥ回路１２５に入力され、ＦＦＴ１２３からの入力情報を１シンボル単位で各サブキャリアのチャネル推定結果で除算する等の周波数軸上の等化処理を行う。等化処理を施された情報は逆マッピング回路１２６に入力され、適用された変調方式と等化処理後の信号点の関係より、送信側で送信された信号の推定処理を行う。ここではサブキャリア毎に処理が実施されるため、並列的にビット列情報が出力されるため、Ｐ／Ｓ変換回路１２７でパラレルな情報をシリアルなビット列に変換し、受信データとして出力する。

なお、実際の運用では例えば誤り訂正のために送信側で符号化処理、受信側で復号化処理を実施したり、符号誤りのバースト性を緩和するためのインタリーブ処理、デインタリーブ処理を実施することがある。さらに、誤り訂正のために逆マッピング回路１２６からの出力データを硬判定とする代わりに軟判定する各種機能の付加も一般的によく行われる。

また、チャネル推定回路１２４の動作説明において、Ａ／Ｄ変換回路１２１からの出力情報をもとにチャネル推定を行うとしていたが、例えば受信データパケットの先頭領域に配置されたトレーニング信号に対しＦＦＴ処理を施した情報をＦＦＴ１２３から得て、その情報をチャネル情報として利用することも可能である。また、ここでは説明を省略したが、ＧＩ除去回路１２２でガードインターバルを除去するためには、受信信号のシンボルタイミングが既知である必要があり、一般的にはＡ／Ｄ変換回路１２１から出力される情報をもとに、自己相関ないしは既知の情報との相互相関等を参照することでシンボルタイミングを検出し、以下の動作は全てこのタイミングに沿って実施される。また、送受信処理の双方において、適宜、フィルター処理を行い余計な周波数成分の情報を除去することが一般的であり、これはアナログ信号上にて実施することも、デジタル信号に変換された後にデジタル信号処理として実施することも可能であるが、ここでは信号処理の本質に触れないため、説明を省略している。

以上がＯＦＤＭ変調方式の説明であるが、次にＳＣ−ＦＤＥ技術について簡単に説明する。ＳＣ−ＦＤＥ技術とＯＦＤＭ変調方式の一番大きな違いは、ＯＦＤＭ変調方式が周波数軸上に並べられた多数のサブキャリア上でビット伝送を並列的に実施するマルチキャリア伝送であるのに対し、ＳＣ−ＦＤＥ技術はシングルキャリア伝送である点である。したがって、全帯域を用いて各ビット情報が時間的に微小な時間に直列的に並べられて伝送されるのであるが、図１２に示したのと同様に、所定の時間長に収容されたビット列を収容した信号をひとつのブロックとし、これを区間Ｂおよび区間Ｃに相当するブロック内の送信すべき信号１０２とみなし、この後半の区間Ｃの領域をガードインターバルのコピー元１０４としてブロックの先頭の区間Ａ領域にガードインターバル部の送信信号１０３としてコピーし、ひとつのブロック分の送信信号１０１を構成する。直感的に言えば、ＯＦＤＭ変調方式では送信すべきビット列を周波数方向に並列的に配置して伝送するのに対し、ＳＣ−ＦＤＥ技術ではシングルキャリアなので送信すべきビット列を時間方向にシリアルに配置して伝送する。

また、受信信号に対しては、ＯＦＤＭ変調方式と同様にガードインターバル部の送信信号１０３を除去し、ブロック内の送信すべき信号１０２に対してＦＦＴ処理を実施し、実際にはシングルキャリアであるにもかかわらず、ＦＦＴで分離された仮想的なサブキャリア成分上で個別に等化処理を施す。これにより周波数選択性の歪は補償され、その結果の情報をもとにＩＦＦＴ処理を実施することで、もとのシングルキャリアの信号に変換される。このようにして、周波数毎に異なる歪を簡易に等化することが可能になり、長遅延波が存在する場合でも簡易な回路構成で補償処理を実施することが可能になる。

用語としては、図１２における区間Ａ＋区間Ｂ＋区間Ｃのひとつのブロックの全領域を、ＯＦＤＭでは「シンボル」と呼ぶことが一般的であるのに対し、ＳＣ−ＦＤＥではブロック内を細かく分割した個々のビット情報（例えばＱＰＳＫであれば２ビット分の情報）を伝送するための最小単位時間を「シンボル」と呼ぶことが多い。また、ＳＣ−ＦＤＥではガードインターバルのことをCyclic Prefix と呼ぶことが多いなど、若干の違いはあるが、本質的には同じ内容を示す。したがって、ＯＦＤＭでの用語に基づいてＳＣ−ＦＤＥでも同様に以下の説明を行う。

図１４は、ＳＣ−ＦＤＥ対応の従来の無線受信装置の構成例を示す。
図１３に示すＯＦＤＭ対応の無線送信装置１１１からＳ／Ｐ変換回路１１４、ＩＦＦＴ１１６を削除して無線送信装置１３１とし、無線受信装置１１２にＩＦＦＴ１２９を追加するとともにＰ／Ｓ変換回路１２７を削除して無線受信装置１３２とした構成である。また、基本的には同様の機能であるが、マッピング回路１１５、逆マッピング回路１２６の動作が若干異なるため、新たに別番号を付してマッピング回路１２８、逆マッピング回路１３０として説明する。

送信データは、マッピング回路１２８で送信データの各ビット情報に対する信号マッピングを行う。ＯＦＤＭ変調方式では同一シンボル内で各サブキャリアで送信されるビット列をパラレルにマッピング処理を行っていたが、ここでは時間方向に順番に各ビット情報に対する信号マッピングを行い、そのマッピング情報に従い時間方向のデジタルデータに変換して出力し、さらに連続するビット情報をシリアルに連続させて時間軸上の信号として出力していく。ＧＩ付加回路１１７では、ひとつのブロック単位のデータが集まったところでブロックの後半の所定の領域をコピーし、ガードインターバルとして先頭部分に付加する。Ｄ／Ａ変換回路１１８では、このデジタル信号をアナログ信号に変換し、直交変調・周波数変換回路１１９でＲＦ信号に変換して送信する。

送信された信号は、空間チャネル１１３を介して無線受信装置１３２に受信される。受信された信号は、直交検波・周波数変換回路１２０でＲＦ信号からベースバンド信号（ないしはＩＦ信号）に変換され、Ａ／Ｄ変換回路１２１でアナログ信号を所定の周期でサンプリングし、デジタル信号に変換される。変換されたデジタル信号はＧＩ除去回路１２２でガードインターバルが除去され、ＦＦＴ１２３でフーリエ変換処理により各周波数成分の情報に分離される。Ａ／Ｄ変換回路１２１でサンプリングされたデジタルデータはチャネル推定回路１２４へも入力され、ここでチャネル推定処理により各サブキャリア成分のチャネル情報を生成する。この生成されたチャネル情報はＦＤＥ回路１２５に入力され、ＦＦＴ１２３からの入力情報をブロック単位で各周波数成分のチャネル推定結果で除算する等の周波数軸上の等化処理を行う。等化処理を施された周波数軸上の信号は、ＩＦＦＴ１２９にて逆フーリエ変換処理により再度、時間軸上の信号に変換され、これを逆マッピング回路１３０に入力する。逆マッピング回路１３０では、受信信号を個々のビット情報を表す単位時間長毎に分割し、適用された変調方式と等化処理後の信号点の関係より、送信側で送信された信号の推定処理を行う。ひとつのブロック内には連続的に多数のビット情報が含まれているので、それらをシリアルに結合して受信データを出力する。

シングルキャリアに対して周波数軸上で等化処理を行うことで多重遅延波の影響を除去する方法としては、図１２に示すガードインターバルを伴うブロック伝送を前提とする方式以外にも、ＳＣ−ＦＤＥを改良したガードインターバル・レスの方式が存在する。その典型的な例としては、オーバーラップ・カット法を用いる周波数領域等化技術であり、非特許文献２に示される通称としてオーバーラップＦＤＥ法と呼ばれる技術が存在する。

図１５は、オーバーラップＦＤＥ法対応の従来の無線受信装置の構成例を示す。
図１４に示すＳＣ−ＦＤＥ対応の無線送信装置１３１からＧＩ付加回路１１７を削除して無線送信装置１３５とし、無線受信装置１３２からＧＩ除去回路１３３を削除し、ＦＦＴ１２３、ＦＤＥ回路１２５、ＩＦＦＴ１２９をひとまとめにした周波数軸等化回路１３３−１〜１３３−３を複数系統備え、これらからの出力結果を切り貼りするオーバーラップカット合成回路１３４を追加して無線受信装置１３６とした構成である。

無線送信装置１３５では、図１４で説明した通常のＳＣ−ＦＤＥで行っていたＧＩ付与回路１１７におけるガードインターバル付与を除く、通常のシングルキャリア伝送の動作を行う。無線受信装置１３６では、受信された信号は直交検波・周波数変換回路１２０でＲＦ信号からベースバンド信号（ないしはＩＦ信号）に変換され、Ａ／Ｄ変換回路１２１でアナログ信号を所定の周期でサンプリングし、デジタル信号に変換される。変換されたデジタル信号は周波数軸等化回路１３３−１〜１３３−３にそれぞれ入力され、各周波数軸等化回路１３３−１〜１３３−３ではＦＦＴブロックをずらして周波数軸上での周波数等化処理を行う。

ここでは、周波数軸等化回路１３３−１〜１３３−３を３系統備えた例を示したが、その場合にはＦＦＴブロック長の１／３ずつシフトしたタイミングでＦＦＴブロックを切り出す。各周波数軸等化回路（例えば１３３−１）では、ＦＦＴ１２３でフーリエ変換処理により各周波数成分の情報に分離され、チャネル推定回路１２４で得られた各サブキャリア成分のチャネル情報をもとに、ＦＤＥ回路１２５において、ＦＦＴ１２３からの入力情報を各周波数成分のチャネル推定結果で除算する等の周波数軸上の等化処理を行う。等化処理を施された周波数軸上の信号は、ＩＦＦＴ１２９で逆フーリエ変換処理により再度、時間軸上の信号に変換され、異なるＦＦＴブロックタイミングで処理された時間軸上の信号は、オーバーラップカット合成回路１３４に全て入力される。オーバーラップカット合成回路１３４では、各系統の時間軸上の信号のうち、ＦＦＴブロックを３分割してその中央部分の時間軸上の信号のみを選択し、残りを廃棄する。選択された各系統の信号は順番に貼り付けられ、１／３ずつの信号を３つつなぎ合わせることで元の信号を再生する。再生された信号は逆マッピング回路１３０に入力され、従来のＳＣ−ＦＤＥと同様の信号処理により受信データとして出力する。

オーバーラップＦＤＥ法ではガードインターバルを用いないために、ＦＦＴブロック単位のＦＦＴ処理において遅延波の影響で前後のブロック間の干渉成分を除去できず、結果的に周波数軸等化回路１３３−１〜１３３−３からの出力信号にはブロック間干渉によるＢＥＲ特性劣化が含まれている。しかし、このＢＥＲ特性の劣化はＦＦＴブロック内で均一ではなく、ＦＦＴブロックの前半と後半に集中する傾向があるため、ＦＦＴブロックの中心部分付近のＢＥＲ特性は良好である。そこで、ブロックタイミングをシフトさせた複数系統を用意し、個別に処理してそれぞれの真ん中周辺部分を切り貼りすることで、結果的にはガードインターバル・レスの劣化の影響を排除することが可能である。ここでは周波数軸等化回路１３３−１〜１３３−３を３系統用いる例を示したが、２系統であれば各周波数軸等化回路のＦＦＴブロックタイミングを１／２シフトし、各周波数軸等化回路からの信号をオーバーラップカット合成回路１３４で切り貼りする際に、１／２を廃棄し、残りの１／２を採用して合成する。

さらに、これらの方式を包含する従来の無線受信装置の基本構成例を図１６に示す。これまで示した無線受信装置１１２，１３２，１３６において、周波数軸上での等化処理の全てを等化処理回路１３７に集約した構成である。等化処理回路１３７で行う処理は、先に説明した周波数軸上の等化処理以外にも、時間軸上の等化処理であっても構わない。時間軸上の等化処理の場合には、チャネル推定回路１２４では、Ａ／Ｄ変換回路１２１からの出力信号に対し、自己相関ないしは相互相関等をとることで、希望信号に対する見通し波等の先行波と、マルチパスで生じる遅延波のそれぞれの遅延時間および位相・振幅の関係をもとめ、この情報を元に等化処理の重ね合わせに用いる重み係数を算出し、この重み係数を乗算した受信信号を時間軸上で合成する。この様にして、伝送路で生じる周波数選択性の歪を、周波数軸上ないしは時間軸上で補償する。

以上が基本的な動作概要である。実際の運用においては、ＯＦＤＭの場合と同様に、誤り訂正やフィルタリング、チャネル推定やタイミング検出等の様々な付加的な処理や、処理そのもののバリエーションが存在するが、ここでは本発明の鍵となる本質的な部分に関連した説明のみを行い、その他については説明を省略している。

http://okamoto.web.nitech.ac.jp/RCS09G＿BT-3-1.pdf 久万他, 「オーバーラップＦＤＥを用いたゼロＣＰシングルキャリア方式の構成と特性」, 信学技法RCS2007-226, 2008年３月

無線アクセスシステムの商用サービスを考えた場合、システムの設置コスト、運用コストと収益との観点からビジネス的に採算が取れるか否かが定まる。その場合、ネットワークに接続されたひとつの基地局がカバーできるサービスエリアを広くすることが求められる。

ここでマイクロ波帯のシステムであれば、巨大な鉄塔などを利用して基地局の設置高を高く設定し、電波伝搬の減衰係数が自由空間伝搬損（受信電力が距離の２乗に反比例）に近いところで運用すればエリアを広域化することは可能である。しかし、これでは鉄塔などの設備に膨大な費用がかかるために、サービスエリアは広くなるものの設置コストの低減にならない。さらに、エリアが広がると共に、与干渉となるエリアの面積も広くなるために、周波数繰り返し利用による面的サービスの提供にも影響が出る。したがって、これまでと物理的な環境を変えることなく、同等の品質を提供可能なエリア面積を拡張する技術が求められる。

また、準ミリ波帯、またはミリ波帯の無線システムの場合は、晴天時であればサービスエリアよりも広いエリアで良好な通信を行うことが可能であるが、高い周波数帯の特徴として、降雨時の急激な受信信号強度の低下、すなわち降雨減衰が実効的なエリア面積を規定することになる。例えば、不稼働率が0.0004％（年平均で利用できない時間帯が約２分程度）と設定すれば、地域により若干異なるが、年間で２分間程度の頻度しか発生しない降雨量が統計的に求まり、通常の電波伝搬に伴う減衰量に、その降雨量での降雨減衰量を加味してサービス提供可能な距離が求まることになる。

また、マイクロ波帯、準ミリ波帯、ミリ波帯の全てに共通して言えることとしては、各無線局の送信電力を高めたり、利用するアンテナの指向性利得を高めることでもエリア拡大は可能である。しかし、送信電力を高めるためには線形性の高い、高出力のアンプを利用する必要があるが、この様なアンプは高価なため、特に端末側においてその様な高価なアンプの利用を前提とすることは現実的ではない。さらには、電波に関する様々な法令の中で、送信電力の規定、ないしは送信電力と送信アンテナの指向性利得を合わせた等価等方輻射電力（ＥＩＲＰ：Equivalent Isotropically Radiated Power ）での規定により、過度に他システムへ干渉を与えないように制限を受けている場合も多い。

本発明は、送信側で対処するのではなく、受信側の信号処理により受信利得を向上させ、サービスエリアの広域化に有効な無線受信装置を提供することを目的とする。

本発明は、無線回線を介して伝送される信号を受信する無線受信装置において、受信信号に互いに異なる遅延を付加した複数系統の信号を生成する遅延付加手段と、遅延付加手段で生成された互いに遅延時間が異なる複数系統の信号を単純加算または単純合成する信号合成手段と、信号合成手段の出力信号を入力し、互いに遅延時間が異なる複数系統の信号を単純加算または単純合成したことで発生する周波数選択性の信号の歪を補償する信号等化手段とを備える。

本発明の無線受信装置において、無線回線を介して伝送される信号は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調方式による信号であり、遅延付加手段で付加する遅延時間の最大値と最小値の差は、信号伝送に用いるサブキャリアのうち、ベースバンド上での最大周波数となるサブキャリアの周期の１／４以下に設定する。

本発明の無線受信装置において、無線回線を介して伝送される信号はシングルキャリアで伝送される信号であり、信号等化手段は周波数領域等化（ＳＣ−ＦＤＥ）技術を用いて周波数選択性の信号の歪を補償する構成であり、遅延付加手段で付加する遅延時間の最大値と最小値の差は、信号伝送に用いる搬送波の周期の１／４以下に設定する。

本発明の無線受信装置において、遅延付加手段は、アナログ信号である受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力されるデジタル信号を入力し、サンプリングデータ系列をもとに互いに異なるサンプリング時刻の複数系統のサンプリングデータを並列に出力するサンプリングデータ遅延付加手段とを含む。このサンプリングデータ遅延付加手段は、１段および複数段のシフトレジスタを用い、異なる段数のシフトレジスタからそれぞれ信号を出力する構成としてもよい。

本発明の無線受信装置において、遅延付加手段は、アナログ信号である受信信号を複数系統に分配する分配手段と、分配手段から出力される複数系統の信号を入力し、信号系統毎に互いに異なる遅延時間を付与して出力するアナログ信号遅延付加手段とを含む。このアナログ信号遅延付加手段は、信号系統毎に互いに異なる物理的な線路長の遅延線で構成してもよい。

本発明の無線受信装置において、遅延付加手段は、アナログ信号である受信信号を複数系統に分配する分配手段と、分配手段から出力される複数系統の受信信号をそれぞれデジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換手段と、複数のＡ／Ｄ変換手段から出力されるデジタル信号を入力し、それぞれサンプリングデータ系列をもとに互いに異なるサンプリング時刻の複数系統のサンプリングデータを並列に出力する複数のサンプリングデータ遅延付加手段とを含む。この遅延付加手段は、分配手段と複数のＡ／Ｄ変換手段との間に、信号系統毎に互いに異なる遅延時間を付与するアナログ信号遅延付加手段を含む構成としてもよい。また、分配手段は、１つの入力端子と複数の出力端子を備え、入力端子にアナログ信号である受信信号を入力し、該入力端子と複数の出力端子との接続を周期的にスイッチ切り替えすることで複数系統の信号を出力するスイッチにより構成してもよい。

本発明は、様々な周波数帯の無線アクセスシステムにおいて、受信信号に対する遅延・加算処理で受信利得を向上させる信号処理により、等価的に受信信号の信号強度を高める一方で、信号受信時に同時に含まれる熱雑音信号成分を希望信号の受信信号強度の増幅率よりも大幅に抑えることで、結果的に信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio ）を改善し、回線設計上の利得を向上させることができる。ここで得られた利得は、回線設計上の電波伝搬損失および降雨減衰マージン等に割り当てることで、１つの基地局がカバーするサービスエリアを拡大することが可能になる。

また、準ミリ波帯またはミリ波帯のシステムの場合には、回線設計的に余裕のある晴天時には通常の動作とし、所定のしきい値以上の降雨減衰を検出したときに限定して本発明の信号処理を実施することで、信号処理に伴う平均の消費電力の低減する効果、ないしは蓄積型の信号処理を行うことで通信を行うことができない時間帯が存在する状況を降雨減衰時に限定するなどの効果を得ることが可能になる。

本発明の実施例１における無線受信装置の基本構成例を示す図である。 本発明の無線受信装置の動作原理を説明する図である。 本発明の無線受信装置の動作原理を説明する図である。 本発明の実施例１におけるＯＦＤＭ対応の無線受信装置の構成例を示す図である。 本発明の実施例１におけるＳＣ−ＦＤＥ対応の無線受信装置の構成例を示す図である。 本発明の実施例１におけるオーバラップＦＤＥ対応の無線受信装置の構成例を示す図である。 本発明の実施例１における遅延付加回路の構成例を示す図である。 本発明の実施例２における無線受信装置の基本構成例を示す図である。 本発明の実施例３における複数信号系統生成の第１の構成例を示す図である。 本発明の実施例３における複数信号系統生成の第２の構成例を示す図である。 本発明の実施例３における複数信号系統生成の第３の構成例を示す図である。 ブロック伝送におけるガードインターバルの付与の概要を説明する図である。 ＯＦＤＭ対応の従来の無線受信装置の構成例を示す図である。 ＳＣ−ＦＤＥ対応の従来の無線受信装置の構成例を示す図である。 オーバーラップＦＤＥ対応の従来の無線受信装置の構成例を示す図である。 従来の無線受信装置の基本構成例を示す図である。

実施例１では、デジタル信号の遅延・加算処理で受信利得を向上させる無線受信装置の構成例について説明する。ここでは、ＯＦＤＭを用いる場合、ＳＣ−ＦＤＥを用いる場合、オーバーラップＦＤＥを用いる場合について説明するが、その前にそれらを一般化した等化処理を行う基本構成例に基づいて本発明の特徴を説明する。

図１は、本発明の実施例１における無線受信装置の基本構成例を示す。
図１において、本実施例の無線受信装置は、図１６に示す従来の無線受信装置のＡ／Ｄ変換回路１２１と等化処理回路１３７との間に、Ａ／Ｄ変換回路１２１から出力されるデジタル信号をコピーして分岐し、それぞれに所定の遅延を付加する遅延付加回路２−１〜２−３と、それぞれ異なる遅延を付加された信号を加算する加算回路３とを追加した構成である。ただし、チャネル推定回路１２４への入力信号は、Ａ／Ｄ変換回路１２１から直接入力されるのではなく、加算回路３で加算処理を行った結果の信号である。

等化処理回路１３７は、図１６に示した受信信号から逆マッピング処理ができる状態に変換する等化処理を実施し、その等化処理で必要となる周波数軸上ないしは時間軸上のチャネル情報をチャネル推定回路１２４で取得する。この等化処理回路１３７については、ＯＦＤＭを用いる場合、ＳＣ−ＦＤＥを用いる場合、オーバーラップＦＤＥを用いる場合の具体的な構成例を別途図４〜図６を参照して説明する。

ここで、本発明の無線受信装置の動作原理について、図２および図３を参照して説明する。なお、説明を簡単にするために正弦波を受信した場合を例にとって説明するが、これは例えばＯＦＤＭの所定のサブキャリアとみなしても、またはＳＣ−ＦＤＥの受信信号の一例とみなしても構わない。実際には、ＯＦＤＭであれば複数のサブキャリアが合成されていたり、ＳＣ−ＦＤＥであれば送信すべきビット列の状態に応じてビット情報の単位毎に位相や振幅が変動することになるが、あくまでも原理を理解するための図として説明に用いる。

図２において、(1) は受信信号の時間波形、(2) は受信信号に遅延を加えてコピーした状態、(3) はコピーした信号を合成した状態を表す。まず、(1) に示した受信信号には、希望信号である正弦波に加え熱雑音信号成分が加わっているため、小刻みなランダムな揺らぎ成分が含まれている。この信号に所定の遅延を加え、一例として10波をコピーしたものを時間軸上で重ねたものが図２(2) である。この信号を各時刻で単純に加算し、合成したものが図２(3) である。図より分かるように、10波を合成することで概ね振幅は10倍になっている。一方で、熱雑音信号は時間的にスライドさせて平滑化されているために、熱雑音信号の振幅成分は10倍にならず、結果的に図２(1),(3) の波形は相似形にならず、熱雑音信号成分に対する希望信号の比率、すなわちＳＮＲ値が改善していることが分かる。

本発明により抑圧される熱雑音信号成分の概要を図３に示す。図３において、(1) は元の熱雑音信号成分、(2) は元の信号に遅延を加えて平均化した熱雑音信号成分を示す。図２の熱雑音成分のみに着目すれば、希望信号である正弦波に図３(1) の熱雑音信号が加算されたものが受信信号になっているが、この熱雑音信号は時間的にランダムであり、遅延を加えてコピーしたものを10波足し合わせ、それを１／10倍すると図３(2) が得られる。統計的には、平均０のランダムな雑音信号をＮ個加算すると、その振幅はルートＮ倍となる。これを１／Ｎ倍する平均化処理により、結果的に相対的な雑音信号の振幅の期待値はルートＮ分の１倍に抑圧される。この特性を利用することで、受信信号のＳＮＲ値が改善する。

なお、この処理が有効に機能するためには、コピーして加算する信号が元の信号に対して概ね同位相合性になる必要がある。例えば、１つの正弦波に対してその周期の半分だけ遅延させた信号を加算すると、それぞれの信号は逆位相で合成されることになり、希望信号の信号強度はむしろ弱められることになる。定量的に議論するならば、正弦波Sin(ωt)に対し遅延により位相をφシフトした正弦波Sin(ωt＋φ)を加算すると、
Sin(ωt)＋Sin(ωt＋φ) ＝((１＋Cosφ)²＋Sin²φ)^1/2×Sin(ωt＋φ)
＝(2(1＋Cosφ))^1/2 ×Sin(ωt＋φ) …(1)
φ＝ArcTan(Sinφ／(1＋Cosφ)) …(2)
の関係式が得られるが、本発明が有効に機能するためには、信号の加算に伴う振幅の増幅率が雑音信号の加算に伴う増幅率を上回る必要がある。ランダムな２つの信号の加算であることから雑音信号は√２倍になり、これを考慮すれば式(1) に記載の振幅に相当する量も√２倍以上にならなければ有効な利得は得られない。結果として、１＋ Cosφが１以上である必要があり、すなわちφは90度（１周期の１／４に相当）以下である必要がある。このことから、付加する遅延の最大値は想定する信号の帯域ないしは搬送波信号の周波数または周波数変換後の最大周波数等の逆数で与えられる信号の１周期の時間長に対し、その１／４以下に抑えられている必要がある。

例えば、帯域幅20ＭHzのＯＦＤＭ信号であれば、ベースバンド上で±10ＭHz（10×10⁶ Hz）に全サブキャリアが配置され、そのサブキャリアの中で周期が最短なものは概ね1 ／（10×10⁶ ）秒（＝100 ナノ秒）であり、その半分の50ナノ秒の遅延を加えた信号は元の信号と逆位相で加算される。効率的な合成のためには、コピーする信号の遅延の最大値を信号の周期の１／４程度以下に抑えながら、多数の信号を合成すればよい。なお、サブキャリアの中ではガードバンドとして信号伝送において未使用のサブキャリアが存在するため、実際のビット伝送に用いる中で周波数が最大（つまり周期が最小）のサブキャリアに対し、その周期の１／４程度以下に付加する遅延を制限する。また、この信号処理をベースバンド信号に周波数変換する前の信号、すなわちＲＦ帯またはＩＦ帯の信号に対して実施する場合には、その周波数帯の該当する帯域の最大の周波数（実際には中心周波数とみなしても大差はない）に対し、１／４程度以下との条件が適用される。

一方、従来技術においても、受信信号を適宜合成する技術は存在する。例えば等化器などでは、多重遅延波の影響を除去するために、先行波に対して遅延波が振幅・位相がどの様に変化して受信されるかを受信信号の自己相関により求め、その求めた係数をもとに重み付け加算を行うが、本発明ではその様な重み係数を一切用いず、受信信号に係数を掛けずに単純に加算することになる。この単純加算処理は、受信タイミング検出処理やシンボルタイミングとは無関係に単純に処理することになるため、例えば低ＳＮＲ値環境でタイミング検出精度やチャネル推定精度、さらには等化器の重み付け係数の推定精度などが低い環境であっても、加算処理に影響を与えるものではない。逆に言えば、この様な単純加算処理を前処理として実施することで、タイミング検出精度やチャネル推定精度を良好な動作点で実施できるようになるため、システム全体の特性が改善できる。

ただし、単純加算時に発生する多重遅延波の影響を除去する必要が生じるが、これは先に説明したＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥ技術（オーバーラップＦＤＥ法を含む）を用いたり、等化器と組み合わせることにより実現可能である。

また、受信信号のコピーという説明においては、受信したアナログ信号をＡ／Ｄ変換した後のデジタル信号処理として行う説明を行ったが、後述する実施例のアナログ信号において信号合成を行うことも可能である。アナログ信号処理の場合、チャネル等の環境に応じて処理をアダプティブに変更することは困難であるが、今回の信号処理は環境に依存せずに同一の重みで加算するだけの合成処理であるので、アナログ的な回路でも実現することは可能である。

図４は、本発明の実施例１におけるＯＦＤＭ対応の無線受信装置の構成例を示す。
図４において、無線送信装置１１１は、図１３に示す従来の無線送信装置と全く同一の構成である。本実施例の無線受信装置１は、図１３に示す従来の無線受信装置１１２のＡ／Ｄ変換回路１２１とＧＩ除去回路１２２との間に、Ａ／Ｄ変換回路１２１から出力されるデジタル信号をコピーして分岐し、それぞれに所定の遅延を付加する遅延付加回路２−１〜２−３と、それぞれ異なる遅延を付加された信号を加算する加算回路３とを追加した構成である。また、チャネル推定回路１２４への入力信号は、Ａ／Ｄ変換回路１２１から直接入力されるのではなく、加算回路３で加算処理を行った結果の信号である。

本実施例の動作は、無線受信装置１に受信した信号が直交検波・周波数変換回路１２０でＲＦ信号からベースバンド信号（ないしはＩＦ信号）に変換され、Ａ／Ｄ変換回路１２１でアナログ信号を所定の周期でサンプリングし、デジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換されたデジタル信号は複数コピーされ、第１のデジタル信号は遅延付加なしに加算回路３に入力され、第２のデジタル信号は遅延付加回路２−１でΔ×１だけ遅延させて加算回路３に入力され、第３のデジタル信号は遅延付加回路２−２でΔ×２だけ遅延させて加算回路３に入力され、第Ｎのデジタル信号は遅延付加回路２−３でΔ×（Ｎ−１）だけ遅延させて加算回路３に入力される。各遅延付加回路でそれぞれの遅延を付加されたデジタル信号は加算回路３で加算され、その結果がＧＩ除去回路１２２に入力する。また、加算されたデジタル信号はチャネル推定回路１２４へも入力され、ここでチャネル推定処理により各サブキャリア成分のチャネル情報を生成する。以降の処理については、従来技術と同様である。また、誤り訂正やフィルタリング、チャネル推定やタイミング検出等の様々な付加的な処理や、処理そのもののバリエーションについても、従来技術と同様に様々な組み合わせが存在するが、そのどれと組み合わせて運用することも可能である。

図５は、本発明の実施例１におけるＳＣ−ＦＤＥ対応の無線受信装置の構成例を示す。
図５において、無線送信装置１３１は、図１４に示す従来の無線送信装置と全く同一の構成である。本実施例の無線受信装置４は、図１４に示す従来の無線受信装置１３２のＡ／Ｄ変換回路１２１とＧＩ除去回路１２２との間に、Ａ／Ｄ変換回路１２１から出力されるデジタル信号をコピーして分岐し、それぞれに所定の遅延を付加する遅延付加回路２−１〜２−３と、それぞれ異なる遅延を付加された信号を加算する加算回路３とを追加した構成である。また、チャネル推定回路１２４への入力信号は、Ａ／Ｄ変換回路１２１から直接入力されるのではなく、加算回路３で加算処理を行った結果の信号である。

図６は、本発明の実施例１におけるオーバーラップＦＤＥ対応の無線受信装置の構成例を示す。
図６において、無線送信装置１３５は、図１５に示す従来の無線送信装置と全く同一の構成である。本実施例の無線受信装置５は、図１５に示す従来の無線受信装置１３６のＡ／Ｄ変換回路１２１と各周波数軸等化回路１３３−１〜１３３−３との間に、Ａ／Ｄ変換回路１２１から出力されるデジタル信号をコピーして分岐し、それぞれに所定の遅延を付加する遅延付加回路２−１〜２−３と、それぞれ異なる遅延を付加された信号を加算する加算回路３とを追加した構成である。また、チャネル推定回路１２４への入力信号は、Ａ／Ｄ変換回路１２１から直接入力されるのではなく、加算回路３で加算処理を行った結果の信号である。

このように、実施例１の無線受信装置では、ＯＦＤＭかＳＣ−ＦＤＥかオーバーラップＦＤＥかにかかわらず、図１２に示したブロック伝送とガードインターバルの付与等により多重遅延波の影響を補償することが可能なシステムでは、受信信号を複数コピーし、異なる遅延を付加して加算した信号をあたかも受信信号とみなして信号処理することで、受信信号のＳＮＲ値を改善することが可能である。

ただし、ＯＦＤＭ変調方式の場合は、コピーして遅延を付加した信号を加算する場合の最大遅延量は、各サブキャリアの中でもっとも周期の短いサブキャリアの周期の１／４以下であることが好ましいとしたが、シングルキャリア伝送の場合には、位相・振幅変調を施すもとの搬送波信号の周期の１／４以下であることが好ましい。

ここで、先の原理説明でも触れたが、周期の短いサブキャリアとは必ずしもベースバンド帯での周期である必要はなく、処理を行う際にＩＦ帯やＲＦ帯であるならば、その周波数帯においての周期を基準とすればよい。この意味において、図における直交検波・周波数変換回路１２０の後段で処理を行わず、ＲＦ帯で直接Ａ／Ｄ変換を行う場合は、直交検波・周波数変換回路１２０の機能は加算回路３の後段で、デジタル信号処理として実現しても構わない。

図７は、本発明の実施例１における遅延付加回路の構成例を示す。
図７(1) において、各遅延付加回路２−１〜２−３は、サンプリングされた受信信号のデジタルデータを格納するレジスタで構成される。遅延付加回路２−１は１段のレジスタで構成され、遅延付加回路２−２は２段のレジスタで構成され、遅延付加回路２−３は（Ｎ−１）段のレジスタで構成されており、各サンプリングタイミングでレジスタを１段ずつシフトさせ、最終段のレジスタの出力が加算回路３に入力される。ここではシフトレジスタの段数がそれぞれ１段ずつ異なるものを用いる例を示したが、互いに異なる段数であればよい。

また、遅延付加回路２−１〜２−３と同等の機能は、図７(2) に示すように、（Ｎ−１）段のレジスタを直列に接続し、各レジスタの出力を分岐して加算回路３に入力する構成でも実現できる。

なお、以上示した実施例１の構成では、Ａ／Ｄ変換回路１２１から加算回路３に遅延なしで直接入力されるパスが存在するが、このようなパスは必須ではなく、各パスで互いに異なる遅延が設定されていればよい。また、各パスの遅延量がΔずつ異なるとしていたが、一定の刻み幅である必要もない。ここで重要な点は、異なるサンプリングデータを加算することで無相関の熱雑音信号を合成する点にあり、遅延量がどの様に分布しているかは問題ではない。

実施例２では、アナログ信号の遅延・加算処理で受信利得を向上させる無線受信装置の構成例について説明する。ここでは、ＯＦＤＭ、ＳＣ−ＦＤＥ、オーバーラップＦＤＥ、その他の等化処理を一般化した基本構成例に基づいて説明する。

図８は、本発明の実施例２における無線受信装置の基本構成例を示す。
図８において、本実施例の無線受信装置は、図１６に示す従来の無線受信装置の直交検波・周波数変換回路１２０とＡ／Ｄ変換回路１２１との間に、直交検波・周波数変換回路１２０から出力されるアナログ信号を複数系統に分配する分配回路１３と、各系統のアナログ信号にそれぞれに所定の遅延を付加する遅延付加素子１２−１〜１２−３と、それぞれ異なる遅延を付加された信号を合成する合成回路１４とを追加した構成である。

遅延付加素子１２−１〜１２−３は異なる物理長の遅延線で構成するなど、簡易な実現方法で構わない。また、直交検波・周波数変換回路１２０とＡ／Ｄ変換回路１２１の間に遅延付加素子を経由しないパスも存在するが、全てのパスが遅延付加素子を経由する構成としてもよい。あくまでも各系統のアナログ信号に付加された遅延が互いに異なる値であることがポイントである。

以上の説明では、デジタル信号処理にせよアナログ信号処理にせよ、多数の系統に信号を分配する処理を行っていたが、実際の処理では様々な問題がある。例えば、デジタル信号処理では、超高速のサンプリングを行わなければならないが、安価なＡ／Ｄ変換回路ではサンプリングレートに限界があり、付加する最大遅延が所定の周期の１／４以下程度になるように抑えるためには、コピーして合成できる信号系統数を大きな値に設定出来ない場合がある。また、アナログ信号処理で対処する場合でも、信号を多数の系統に分配することで信号強度が弱まり、その結果、各信号系統のＳＮＲ値が劣化してしまうと、合成しても所望のＳＮＲ値に改善できない場合が予想される。この様な問題を解決するためには、デジタル信号処理およびアナログ信号処理の双方において、効果的な信号分配方法を用いる必要がある。以下に、その構成方法について説明する。

図９は、本発明の実施例３における複数信号系統生成の第１の構成例を示す。
図９において、１３は分配回路、１２−１〜１２−２は遅延付加素子、１２１−１〜１２１−２はＡ／Ｄ変換回路、２−１〜２−６は遅延付加回路、３−０〜３−２は加算回路である。直交検波・周波数変換回路１２０から入力するアナログ信号は、分配回路１３で複数系統に分配され、それぞれが遅延付加素子１２−１〜１２−２へ入力する。それぞれの遅延付加素子１２−１〜１２−２は互いに異なる遅延（Δ１〜ΔＮ）を付加し、その後の信号はＡ／Ｄ変換回路１２１−１〜１２１−２に入力し、それぞれデジタルデータに変換される。デジタル化された信号はコピーされ、遅延付加回路２−１〜２−３，２−４〜２−６でそれぞれ異なる遅延が付加され、加算回路３−１〜３−２で加算され、それぞれの加算結果が加算回路３−０で加算される。なお、加算回路３−０〜３−２は、１つの加算回路で構成してもよい。

ここで、通常、Ａ／Ｄ変換回路１２１−１〜１２１−２には、サンプリングタイミングを規定するためのサンプリング・クロック信号が外部より共通に供給される（ここでは記載していない）。したがって、複数のＡ／Ｄ変換回路１２１−１〜１２１−２が同一タイミングでサンプリングを行うと、信号の実波形上のサンプリングタイミングは遅延付加素子１２−１〜１２−２で付加した遅延分だけずれることになる。同様の動作は、図９から遅延付加素子１２−１〜１２−２を省略する代わりに、Ａ／Ｄ変換回路１２１−１〜１２１−２に入力する共通のサンプリングクロックの経路に互いに異なる遅延量の遅延付加素子を配置し、結果的にサンプリング・タイミングが少しずつずれるようにしてもよい。なお、遅延付加素子１２−１〜１２−２はアナログ信号上での遅延の付加、遅延付加回路２−１〜２−６はデジタル信号上での遅延の付加を行うが、それぞれの遅延の組み合わせを行った場合に、重複した遅延量にならないように設定することが好ましい。具体例としては、遅延付加回路２−１〜２−６で付加する遅延はサンプリング間隔をΔとしたときにΔの整数倍となるように設定し、遅延付加素子１２−１〜１２−２ではΔ1 からΔN までの中の最大の遅延量であるMax(Δ1,…, ΔN)がサンプリング間隔Δよりも小さな値となっていることが好ましい。

同様の機能は、図１０に示す本発明の実施例３における複数信号系統生成の第２の構成例でも実現可能である。本構成例では、図９の分配回路１３をスイッチ１５に置き換え、遅延付加素子１２−１〜１２−２を省略した構成である。ここでのスイッチ１５は、Ａ／Ｄ変換回路１２１−１〜１２１−２のサンプリング周期の整数倍のクロックで、直交検波・周波数変換回路１２０から入力された信号の出力先を切り替える。この結果、各Ａ／Ｄ変換回路１２１−１〜１２１−２には常に信号の入力があるわけではなく、従ってスイッチ１５からの信号の入力があるタイミングでサンプリングを行う必要があり、そのためのタイミング制御が別途必要となる（ここでは省略している）。

図９および図１０で示した信号処理は、デジタル信号処理とアナログ信号処理を組み合わせて多数の信号系統を作り出していたが、等価的には全てをアナログ信号処理で実現することも可能である。

図１１は、本発明の実施例３における複数信号系統生成の第３の構成例を示す。
図１１において、１３−０〜１３−２は分配回路、１６−１〜１６−２は増幅器、１２−１〜１２−８は遅延付加素子、１４−０〜１４−２は合成回路を表す。ここでは、図８における分配回路１３で、一度に多数の系統に分配すると信号強度が下がりすぎてしまうという場合に、一旦、分配回路１３−０で分配した信号を増幅器１６−１〜１６−２で信号増幅し、さらにそれを分配回路１３−１，１３−２で分配し、それらに個別に遅延付加素子１２−１〜１２−４，１２−５〜１２−８を介して合成回路１４−１，１４−２および合成回路１４−０で段階的に合成している。なお、合成回路１４−０〜１４−２は、１つの合成回路で構成してもよい。

また、遅延付加素子１２−１〜１２−８は、互いに異なる遅延量となるように設定されている。また、分配回路１３−０で信号をＭ系統に分配する場合、信号強度は１／Ｍ倍されるが同時に直交検波・周波数変換回路１２０から入力されたアナログ信号に含まれていた熱雑音信号の信号強度も１／Ｍ倍となる。したがって、分配回路１３−０の前段と後段では基本的に信号のＳＮＲ値は同一となる。これを増幅器１６−１〜１６−２で増幅する際に、新たに熱雑音信号が付加されてしまうが、ここで付加される熱雑音信号の信号強度が分配回路１３−０の後段の信号に含まれる熱雑音信号に対して十分小さな値となるように設計する必要がある。

以上の説明は、全てハードウエア上での信号処理を前提としていたが、Ａ／Ｄ変換回路１２１でデジタル信号化された後の処理に関しては、必ずしもハードウエアで構成する必要はなく、ソフトウエア的な処理として実現することも可能である。

さらに、等化処理回路１３７はＡ／Ｄ変換回路１２１の後段に配置され、デジタル的に受信信号に対する等化処理を行う場合の例について説明してきたが、必ずしもＡ／Ｄ変換回路１２１を等化処理回路１３７の前段に設置し、デジタル信号処理として等化処理回路１３７を位置づける必要はなく、アナログ信号に対して等化処理を実施する構成とすることも可能である。

また、以上の説明では、Ａ／Ｄ変換後のデジタル的な分配と遅延付加後の加算処理、ないしはアナログ信号処理における分配回路での信号の分配と遅延付加後の合成処理等を１段で実現する場合について説明していたが、この様な構成を多段構成にして実現しても構わない。多段構成となる場合には、各段で個別に付加された遅延が各段毎に個別に加算されるため、結果的にその組み合わせ分の遅延量を実現できるという特徴をもつ。

また、分配回路や遅延付加素子および合成回路は、それぞれ部品として実装されている必要はなく、基板上の線路のパターン等で等価な処理を実現できればそれでも構わない。

また、以上の説明では全て無線通信を前提とした説明を行ってきたが、光または電気的な信号を有線回線を用いて伝送する際に信号対雑音比が劣化する状況を改善するためにも、本発明は適用可能である。この場合にも、基本的には受信信号ないしは受信信号の周波数変換を行った信号、ないしは光信号を信号処理により電気信号に変換した信号などの変換された受信信号に対し、実施例１に記載のようにＡ／Ｄ変換処理後の信号を複数系統コピーし、異なる遅延を付加して加算し、加算後の信号に対して等化処理を実施するか、又は実施例２に記載のようにアナログ信号のまま複数系統に分配し、異なる遅延を付加して合成し、合成後の信号に対して等化処理を実施するか、ないしは実施例３のように両者を組み合わせた信号処理を実施するかにより、同等の効果をえることが可能である。

なお、本発明の原理の説明において、複数系統の信号において加算する遅延量の最大値は、想定する信号の帯域ないしは搬送波信号の周波数等の逆数で与えられる信号の１周期の時間長に対し、その１／４以下に抑えられている必要がある。

１ 無線受信装置（ＯＦＤＭ）
２ 遅延付加回路
３ 加算回路
４ 無線受信装置（ＳＣ−ＦＤＥ）
５ 無線受信装置（オーバラップＦＤＥ）
１２ 遅延付加素子
１３ 分配回路
１４ 合成回路
１５ スイッチ
１６ 増幅器
１０１ １シンボル長分の送信信号
１０２ ブロック内の送信すべき信号
１０３ ガードインターバル部の送信信号
１０４ ガードインターバルのコピー元
１０５ ＯＦＤＭの場合の各サブキャリア成分毎の波形
１１１ 無線送信装置（ＯＦＤＭ）
１１２ 無線受信装置（ＯＦＤＭ）
１１３ 空間チャネル（伝搬路）
１１４ Ｓ／Ｐ変換回路
１１５ マッピング回路
１１６ ＩＦＦＴ
１１７ ＧＩ付加回路
１１８ Ｄ／Ａ変換回路
１１９ 直交変調・周波数変換回路
１２０ 直交検波・周波数変換回路
１２１ Ａ／Ｄ変換回路
１２２ ＧＩ除去回路
１２３ ＦＦＴ
１２４ チャネル推定回路
１２５ ＦＤＥ回路
１２６ 逆マッピング回路
１２７ Ｐ／Ｓ変換回路
１２８ マッピング回路
１２９ ＩＦＦＴ
１３０ 逆マッピング回路
１３１ 無線送信装置（ＳＣ−ＦＤＥ）
１３２ 無線受信装置（ＳＣ−ＦＤＥ）
１３３ 周波数軸等化回路
１３４ オーバーラップカット合成回路
１３５ 無線送信装置（オーバーラップＦＤＥ）
１３６ 無線受信装置（オーバーラップＦＤＥ）
１３７ 等化処理回路

Claims (10)

1. 無線回線を介して伝送される信号を受信する無線受信装置において、
   受信信号に互いに異なる遅延を付加した複数系統の信号を生成する遅延付加手段と、
   前記遅延付加手段で生成された互いに遅延時間が異なる複数系統の信号を単純加算または単純合成する信号合成手段と、
   前記信号合成手段の出力信号を入力し、前記互いに遅延時間が異なる複数系統の信号を単純加算または単純合成したことで発生する周波数選択性の信号の歪を補償する信号等化手段と
   を備えたことを特徴とする無線受信装置。
2. 請求項１に記載の無線受信装置において、
   前記無線回線を介して伝送される信号は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調方式による信号であり、
   前記遅延付加手段で付加する遅延時間の最大値と最小値の差は、信号伝送に用いるサブキャリアのうち、ベースバンド上での最大周波数となるサブキャリアの周期の１／４以下に設定する
   ことを特徴とする無線受信装置。
3. 請求項１に記載の無線受信装置において、
   前記無線回線を介して伝送される信号はシングルキャリアで伝送される信号であり、前記信号等化手段は周波数領域等化（ＳＣ−ＦＤＥ）技術を用いて前記周波数選択性の信号の歪を補償する構成であり、
   前記遅延付加手段で付加する遅延時間の最大値と最小値の差は、信号伝送に用いる搬送波の周期の１／４以下に設定する
   ことを特徴とする無線受信装置。
4. 請求項１に記載の無線受信装置において、
   前記遅延付加手段は、
   アナログ信号である前記受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段から出力されるデジタル信号を入力し、サンプリングデータ系列をもとに互いに異なるサンプリング時刻の複数系統のサンプリングデータを並列に出力するサンプリングデータ遅延付加手段と
   を含むことを特徴とする無線受信装置。
5. 請求項４に記載の無線受信装置において、
   前記サンプリングデータ遅延付加手段は、１段および複数段のシフトレジスタを用い、異なる段数のシフトレジスタからそれぞれ信号を出力する構成である
   ことを特徴とする無線受信装置。
6. 請求項１に記載の無線受信装置において、
   前記遅延付加手段は、
   アナログ信号である前記受信信号を複数系統に分配する分配手段と、
   前記分配手段から出力される複数系統の信号を入力し、信号系統毎に互いに異なる遅延時間を付与して出力するアナログ信号遅延付加手段と
   を含むことを特徴とする無線受信装置。
7. 請求項６に記載の無線受信装置において、
   前記アナログ信号遅延付加手段は、前記信号系統毎に互いに異なる物理的な線路長の遅延線で構成される
   ことを特徴とする無線受信装置。
8. 請求項１に記載の無線受信装置において、
   前記遅延付加手段は、
   アナログ信号である前記受信信号を複数系統に分配する分配手段と、
   前記分配手段から出力される複数系統の受信信号をそれぞれデジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換手段と、
   前記複数のＡ／Ｄ変換手段から出力されるデジタル信号を入力し、それぞれサンプリングデータ系列をもとに互いに異なるサンプリング時刻の複数系統のサンプリングデータを並列に出力する複数のサンプリングデータ遅延付加手段と
   を含むことを特徴とする無線受信装置。
9. 請求項８に記載の無線受信装置において、
   前記遅延付加手段は、前記分配手段と前記複数のＡ／Ｄ変換手段との間に、信号系統毎に互いに異なる遅延時間を付与するアナログ信号遅延付加手段を含む
   ことを特徴とする無線受信装置。
10. 請求項８に記載の無線受信装置において、
    前記分配手段は、１つの入力端子と複数の出力端子を備え、入力端子に前記アナログ信号である受信信号を入力し、該入力端子と複数の出力端子との接続を周期的にスイッチ切り替えすることで複数系統の信号を出力するスイッチにより構成される
    ことを特徴とする無線受信装置。

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