CN114283857A - 分频信号的延时补偿、分频方法、系统和分频器 - Google Patents

Abstract

本申请公开一种分频信号的延时补偿、分频方法、系统和分频器。其中分频信号的延时补偿方法包括：对输入信号依次进行N‑1次分频，得到N段分频信号；其中，第一次分频的输入信号为待分频信号；获取N‑1次分频时分别产生的信号延时，根据N‑1次信号延时确定各段分频信号相对于所述待分频信号的最大延时；根据N‑1次信号延时和所述最大延时分别对所述各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于所述待分频信号的延时相同。本申请可以避免出现相位失真等影响分频效果的问题，采用的延时补偿方法简单、易实现，在提高分频效果的基础上能够简化分频过程。

Description

分频信号的延时补偿、分频方法、系统和分频器

技术领域

本申请涉及信号处理技术领域，具体涉及一种分频信号的延时补偿、分频方法、系统和分频器。

背景技术

多段分频技术(multi-band crossover filter)是实现多段DRC(DynamicRangeControl，动态范围压缩)、多段EQ(Equalizer，均衡器)等音频调制算法的关键技术。对音频输入信号进行多段分频会产生多个频段的输出信号，每个输出信号和输入信号在时域上都存在一个延时。分频后的各频段信号之间存在延时不一致的问题，容易导致输出信号相位失真，即各频段输出信号或者它们混合后的总输出信号与对应的输入信号相比，产生畸变和/或抵消等失真问题，使输出信号丢失至少部分原信号的信息，影响采用上述分频技术的各类音频处理算法的处理效果。

发明内容

鉴于此，本申请提供一种分频信号的延时补偿、分频方法、系统和分频器，以解决现有的分频技术中，各频段信号之间延时不一致容易导致输出信号相位失真的问题。

本申请一方面提供一种分频信号的延时补偿方法，包括：

对输入信号依次进行N-1次分频，得到N段分频信号；其中，第一次分频的输入信号为待分频信号；

获取N-1次分频时分别产生的信号延时，根据N-1次信号延时确定各段分频信号相对于所述待分频信号的最大延时；

根据所述N-1次信号延时和所述最大延时分别对所述各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于所述待分频信号的延时相同。

可选地，所述获取N-1次分频时分别产生的信号延时包括：

将第i段分频信号和第N段分频信号进行互相关运算，根据互相关运算的结果获取位置索引范围内的第i互相关序列；其中，i为大于或等于1，且小于或等于N-1的整数；

根据所述第i互相关序列确定第i次分频产生的第i次延时。

可选地，所根据所述第i互相关序列确定第i次分频产生的第i信号延时包括：

获取所述位置索引范围的边界值，和所述第i互相关序列中最大值所在的第i位置参数；

根据所述第i位置参数和所述边界值的绝对值计算所述第i信号延时。

可选地，N-1次分频分别产生信号延时相同的第一通道信号和第二通道信号；所述对输入信号依次进行N-1次分频，得到N个段分频信号包括：

S111，对输入信号进行第i次分频，将第一通道信号作为第i段分频信号，第二通道信号作为下一次分频时的输入信号；其中，第N-1次分频的第一通道信号为第N-1段分频信号，第二通道信号为第N段分频信号；

S112，将i更新为i+1，执行返回步骤S111，直至得到N段分频信号。

可选地，所述第一通道信号为低频滤波器输出的低频信号；所述第二通道信号为高频滤波器输出的高频信号。

可选地，所述N-1次分频的相频特性为线性关系；所述根据所述N-1次信号延时和所述最大延时分别对所述各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于所述待分频信号的延时相同包括：

根据所述N-1次信号延时确定所述各段分频信号分别相对于所述待分频信号的初始延时；

获取所述最大延时分别与各个初始延时之间的差值，根据各个差值分别对所述各段分频信号进行线性叠加补偿，以使补偿后的各段分频信号相对于所述待分频信号的延时均为所述最大延时。

本申请另一方面提供一种分频信号的延时补偿系统，包括：

分频模块，用于对输入信号依次进行N-1次分频，得到N段分频信号；其中，第一次分频的输入信号为待分频信号；

获取模块，用于获取N-1次分频时分别产生的信号延时，根据N-1次信号延时确定各段分频信号相对于所述待分频信号的最大延时；

补偿模块，用于根据N-1次信号延时和所述最大延时分别对所述各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于所述待分频信号的延时相同。

本申请另一方面提供一种分频方法，包括：采用上述任一种分频信号的延时补偿方法对N段分频信号进行延时补偿，以实现对待分频信号的N分频。

本申请另一方面提供一种分频器，采用上述任一种分频方法实现N分频。

可选地，上述分频器包括N-1个逐级连接的二段分频器；第i级二段分频器用于进行第i次分频。

可选地，上述二段分频器包括并联的第一支路和第二支路；

所述第一支路用于对输入信号进行低通滤波，输出第一通道信号；所述第二支路用于对输入信号进行高通滤波，输出第二通道信号。

可选地，上述第一支路包括串联的多个二阶巴特沃斯低通滤波器；所述第二支路包括串联的多个二阶巴特沃斯高通滤波器。

本申请提供的分频信号的延时补偿、分频方法、系统和分频器，通过对输入信号依次进行N-1次分频，得到N段分频信号，获取N-1次分频时分别产生的信号延时，以及各段分频信号相对于待分频信号的最大延时，根据N-1次信号延时和最大延时分别对各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于待分频信号的延时相同，避免出现相位失真等影响分频效果的问题；其中采用的延时补偿方法简单、易实现，在提高分频效果的基础上能够简化分频过程；此外，还能对各段分频信号进行实时的延时补偿，具有较高的补偿效率，从而可以保证分频效率。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1a、图1b和图1c是本申请一实施例中分频信号的延时补偿方法流程示意图；

图2是本申请一实施例中分频信号的延时补偿方法流程示意图；

图3a和图3b是本申请一实施例的相频特性示意图；

图4a和图4b是本申请一实施例5分频过程的延时分析示意图

图5是本申请一实施例的5分频过程示意图；

图6是本申请一实施例中分频信号的延时补偿系统结构示意图；

图7是本申请一实施例的分频器结构示意图；

图8是本申请一实施例的二段分频器结构示意图；

图9a和图9b是本申请一实施例中四阶Linkwitz-Riley二段分频器特性示意图。

具体实施方式

如背景技术所述，对音频输入信号分频后的各频段信号之间存在延时不一致的问题，容易导致输出信号相位失真，使输出信号丢失至少部分原信号的信息，影响采用上述分频技术的各类音频处理算法的处理效果。以某二段分频器为例对上述失真问题进行说明，假设两个频率不同的正弦信号1和正弦信号2，正弦信号1如图1a所示，正弦信号1如图图1b所示；正弦信号1的频率落在二段分频器的低频段，正弦信号2的频率落在二段分频器的高频段。输入信号由正弦信号1和正弦信号2组合而成，如图1c中的实线所示。输入信号经过分频器后，低频段的正弦信号1延时了t1秒变成了信号1’，高频段信号2延时了t2秒变成了信号2’，由于t1≠t2，导致信号1’和信号2’叠加产生的总输出信号(如图1c的虚线所示)和原先的总输入信号相比，产生了严重的失真。

针对上述失真问题，传统技术中，有方案采用零相移的滤波器来当作各支路的分频用滤波器，将原始信号输入零相移的滤波器后，最终滤波结果和原始信号同相，虽然一些商用软件在数学上实现了零相移的理想滤波器，基于此类理想滤波器，可以设计出各支路均是零相移的理想分频器，得到和输入信号同相的各分频信号；但是这种方法往往只能在理论上实现，难以在现实物理世界中实现零相移的滤波器。还有方案对各频率分量的相位差进行补偿，具体针对相位超前和相位滞后的分频信号，分别设计相位滞后和相位超前的补偿环节，用于抵消相移，其中针对相位超前的分频信号，可以使用时延环节实现相位补偿，较为方便；但是针对相位滞后的分频信号，由于物理上无法实现负延时，故不能用时延环节实现补偿，只能利用信号处理的方法，实现相位超前补偿；这样，相位超前和相位滞后的补偿方法不一致，增加了整个补偿方案的复杂度，两种不同补偿方法的差异也影响了分频信号的处理效果，使各分频信号的叠加输出结果仍然可能产生失真。还有方案使非线性的相频特性线性化，以使延时固定为常值，例如使用Linkwitz-Riley分频器，或者在分频用滤波器的后面串联一个校正环节，通过校正，相频特性可实现近似的线性化，各分支的群延时会固定为常数；但是各分支的群延时固定值不一致，导致各分支输出信号之间仍然存在延时差异，无法消除失真，而且线性相位的滤波器和校正环节的设计是难点；例如FIR滤波器要实现线性相位，需要满足一定的对称性，而且以阶数变高、计算量变大、实时性变差为代价，可能无法在DSP上实现，作为校正环节的全通滤波器，极点设计不当的话，也容易导致最终滤波结果是振荡的、无法稳定。可见传统的分频方案仍然存在一定程度的失真问题。

针对上述问题，本申请能使各段分频信号相对于待分频信号的延时相同，可以避免出现相位失真等影响分频效果的问题；其中采用的延时补偿方法简单、易实现，在提高分频效果的基础上能够简化分频过程；此外，还能对各段分频信号进行实时的延时补偿，具有较高的补偿效率，从而可以保证分频效率。

下面结合附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而非全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。在不冲突的情况下，下述各个实施例及其技术特征可以相互组合。

本申请第一方面提供一种分频信号的延时补偿方法，参考图2所示，上述分频信号的延时补偿方法包括：

S110，对输入信号依次进行N-1次分频，得到N段分频信号；其中，第一次分频的输入信号为待分频信号。

上述步骤可以对待分频信号依次进行N-1次二分频，以得到N段分频信号。例如，首先可以对待分频信号进行第一次二分频，得到的一路信号为第一段分频信号，另一路信号可以为第二次二分频的输入信号；再对第一次二分频输出的另一路信号进行第二次二分频，得到的一路信号为第二段分频信号，另一路信号可以为第三次二分频的输入信号；以此类推，直至对第N-2次二分频输出的另一路信号进行第N-1次二分频，得到的一路信号为第N-1段分频信号，另一路信号为第N段分频信号。

S120，获取N-1次分频时分别产生的信号延时，根据N-1次信号延时确定各段分频信号相对于所述待分频信号的最大延时。

步骤S120中，获取N-1次分频时分别产生的信号延时包括：获取第一次分频至第N-1次分频分别产生的信号延时。根据N-1次信号延时确定各段分频信号相对于所述待分频信号的最大延时包括：根据第一次分频至第N-1次分频分别产生的信号延时，确定各次分频所产生的各段分频信号相对于待分频信号的最大延时。

具体地，一次分频过程中，输出信号相对于该次分频时输入信号的延时为该次分频时分别产生的信号延时，因而各段分频信号相对于待分频信号的初始延时可以依据经历的N-1次分频的信号延时之和确定；例如，若第一次分频产生的信号延时为T1，第二次分频产生的信号延时为T2，……，第N-1次分频产生的信号延时为T(N-1)，那么第一段分频信号相对于待分频信号的初始延时为T1，第二段分频信号相对于待分频信号的初始延时为T1+T2，……，第N-1段分频信号和第N段分频信号相对于待分频信号的初始延时均为T1+T2+……+T(N-1)。这样，N段分频信号中，第N-1段分频信号和第N段分频信号相对于待分频信号存在最大延时，为

S130，根据N-1次信号延时和所述最大延时分别对所述各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于所述待分频信号的延时相同。

上述步骤分别对各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于待分频信号的延时相同，避免出现相位失真；其中采用的补偿方法简单、易实现，比如可以采用统一的信号处理方法补偿各段分频信号，并在时域上直接处理，在提高分频效果的基础上简化分频过程；此外，还能对各段分频信号进行实时的延时补偿，具有较高的补偿效率。

发明人对分频过程进行研究，发现在N-1次分频过程中，输入信号和输出信号之间存在延时，该延时可以采用相位延时和群延时这两种量化指标描述。相位延时如式(1)所示，是相角和角频率的比值，可用于描述基带信号等无调制信号的各频率分量的延时；群延时如式(2)所示，其中相角是角频率的函数，群延时是相角对角频率的导数，可以表征一组信号的整体延时。这组信号可以在某个载波频点上表示为幅度调制信号，群延时也可以称为该幅度调制信号中的幅度包络的延时，相位延时也可以称为该幅度调制信号中的载波信号的延时。

式中，P(ω)表示相位延时，D(ω)表示群延时，Ф(ω)表示相角，ω表示角频率。

当相频特性是一个非线性曲线时，相位延时和群延时都是角频率的函数，随角频率的变化而变化。例如图3a所示，在频点1和频点2处的相位延时不相同，群延时也不相同。频点1处的相位延时

频点2处的相位延时

对应图3a中两个虚线三角形的正切值，P1和P2不相等；频点1的群延时D1是相频曲线在该点处的切线的斜率，频点2的群延时D2是相频曲线在该点处的切线的斜率，由图3a可知，D1和D2也不相等。当相频特性非线性时：如果用相位延时的概念去分析信号，当频率分别为ω1、ω2的两个频率分量经过同一个滤波器后，它们各自的相位延时不相等，导致总输入信号和总输出信号之间，除了有延时的差异外，还存在信号失真。如果用群延时的概念去分析信号，假设两个幅度调制信号S1、S2，它们的调制信号相同均为同一信号Ag，载波信号不同，分别以ω1、ω2为载波频率。在经过滤波器之前，S1、S2各自的幅度包络是一样的，和调制信号Ag的变化规律一致。因为ω1、ω2处的群延时不相等，则经过同一个滤波器后S1、S2各自的幅度包络的延时不相同，幅度包络不一样了，经过解调后得到的调制信号Ag1和Ag2就不同相了。

当相频特性是线性关系时，相位延时和群延时都是常数，且数值上相等。如图3b所示，在频点1、2处的相位延时、群延时满足下式(3)。此时，如果用相位延时的概念去分析信号，频率为ω1、ω2的两个频率分量各自的相位延时相等，导致总输入信号和总输出信号之间，只有延时差异，不存在信号失真。如果用群延时的概念去分析信号，假设两个幅度调制信号S1、S2，它们的调制信号相同均为同一信号Ag，载波信号不同，分别以ω1、ω2为载波频率。在经过滤波器之前，S1、S2各自的幅度包络是一样的，和调制信号Ag的变化规律一致。因为ω1、ω2处的群延时相等，经过滤波器后S1、S2各自的幅度包络的延时相同，变化规律保持一致，经过解调后得到的调制信号Ag1和Ag2同相。

P(ω1)＝P(ω2)＝D(ω1)＝D(ω2)＝Constant (3)

式中，P(ω1)表示频点1的相位延时，D(ω1)表示频点1的群延时，P(ω2)表示频点2的相位延时，D(ω2)表示频点2的群延时，Constant表示常数。

由此可知，要避免各频率分量延时不同导致的信号失真问题，相频特性最好可以保持线性关系，即实现线性相位。这样，各频率分量在时域上的延时始终一样，不同频率分量的输入信号进入分频系统后，输出的信号都延迟相同的时间，它们混合构成的总输出信号相较于总输入信号，也只是延迟了相同的时间，不会出现相位失真。

基于上述发现，在一个实施例中，所述N-1次分频的相频特性为线性关系；所述根据所述N-1次信号延时和所述最大延时分别对所述各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于所述待分频信号的延时相同包括：

根据所述N-1次信号延时确定所述各段分频信号分别相对于所述待分频信号的初始延时；

获取所述最大延时分别与各个初始延时之间的差值，根据各个差值分别对所述各段分频信号进行线性叠加补偿，以使补偿后的各段分频信号相对于所述待分频信号的延时均为所述最大延时。

本实施例中，由于N-1次分频的相频特性为线性关系，分频时各频率分量在时域上的延时相同，不同频率分量的输入信号进行分频后，输出的各路信号的延时相同，因而将最大延时与各段分频信号对应的初始延时之间的差值作为延时补偿值，对于各段分频信号线性叠加对应的延时补偿值便可以实现延时补偿，补偿后的各段分频信号相对于待分频信号的延时均为所述最大延时，能够避免出现相位失真等状况，保证对待分频信号的分频效果。

在一个示例中，以5分频过程为例对上述延时补偿过程进行说明。参考图4a所示，本示例在ωc1处进行第一次分频得到第一段分频信号，产生的延时为T1，在ωc2处进行第二次分频得到第二段分频信号，产生的延时为T2，在ωc3处进行第三次分频得到第三段分频信号，产生的延时为T3，在ωc4处进行第四次分频得到第四段分频信号和第五段分频信号，产生的延时为T4，则如图4a所示，第一段分频信号对应的初始延时为T1，第二段分频信号对应的初始延时为T1+T2，第三段分频信号对应的初始延时为T1+T2+T3，第四段分频信号和第五段分频信号分别对应的初始延时为T1+T2+T3+T4，各段分频信号相对于待分频信号的最大延时为T1+T2+T3+T4。如图4b所示，向第一段分频信号所需的延时补偿值为T2+T3+T4，第二段分频信号所需的延时补偿值为T3+T4，第三段分频信号所需的延时补偿值为4，第四段分频信号和第五段分频信号分别所需的延时补偿值为0，以上述延时补偿值分别对各段分频信号进行延时补偿后，各段分频信号相对于待分频信号的延时均为T1+T2+T3+T4，实现了延时相同。

在一个实施例中，所述获取N-1次分频时分别产生的信号延时包括：将第i段分频信号和第N段分频信号进行互相关运算，根据互相关运算的结果获取位置索引范围内的第i互相关序列；其中，i为大于或等于1，且小于或等于N-1的整数；根据所述第i互相关序列确定第i次分频产生的第i次延时。上述互相关运算用于评估第i段分频信号和第N段分频信号之间的相似性，可以对第i段分频信号和第N段分频信号进行乘加运算实现。其中位置索引范围可以表征第N段分频信号相对于第i段分频信号的最大偏移范围，通常可以写为[-Td,Td]。

具体地，所述位置索引范围[-Td,Td]的两个边界值互为相反数；所根据所述第i互相关序列确定第i次分频产生的第i信号延时包括：获取所述位置索引范围的边界值Td，和所述第i互相关序列中最大值所在的第i位置参数Index；根据所述第i位置参数Index和边界值的绝对值Td计算所述第i信号延时。可选地，第i信号延时为：Index+Td。

在一个示例中，若将第i段分频信号称为Xin，第N段分频信号称为Xout，位置索引范围的边界值Td也可以称为信号点索引最大偏移值Td，为相应乘加运算时，Xout相对于Xin的移动范围的边界限值。具体地，Xout相对于Xin的信号点索引偏移量记为自变量τ，τ为整数，其范围是[-Td,Td]。可选地，先求输入信号Xin、输出信号Xout在自变量τ范围[-Td,Td]内的乘加值f(τ)，组成互相关序列Cxorr，然后求出互相关序列Cxorr中最大值(此最大值对应着两段信号的最大互相关性)对应的自变量值τ_max，该自变量值τ_max即为分频过程中产生的初始延时(信号延时)。

可选地，互相关序列Cxorr和自变量值τ_max的计算公式包括：

Cxorr＝{f(τ)|f(τ)＝∫Xin(t)Xout(t-τ)dt,τ∈[-Td,Td]且为整数}；

τ_max＝max(Cxorr)＝max(f(τ))；

式中，t表示时间变量，max()表示求最大值。

在一个实施例中，N-1次分频分别产生信号延时相同的第一通道信号和第二通道信号，第一通道信号包括N-1次分频需要产生的对应频段信号；所述对输入信号依次进行N-1次分频，得到N个段分频信号包括：

S111，对输入信号进行第i次分频，将第一通道信号作为第i段分频信号，第二通道信号作为下一次分频时的输入信号；其中，第N-1次分频的第一通道信号为第N-1段分频信号，第二通道信号为第N段分频信号；

S112，将i更新为i+1，执行返回步骤S111，直至得到N段分频信号。

本实施例中，同一次分频产生的第一通道信号和第二通道信号延时相同，某次分频产生第一通道信号包括该次分频需要产生的对应频段信号，比如，若N-1次分频需要首先获取相应输入信号的高频段信号，则第一通道信号包括频率相对高的一部分信号，第二通道信号包括其他部分信号，以用于下一次分频，这样每次分频均可以获取所需的相应频段信号，在实现多分频的基础上，能够准确地对各段分频信号进行延时补偿，有利于保证分频效果。

具体地，上述第一通道信号为低频滤波器输出的低频信号；所述第二通道信号为高频滤波器输出的高频信号，以使后续分频针对高频信号进行二分频，保证分频过程中的有序性。

在一个示例中，参考图5所示，以图4a和图4b所示的5分频过程为例对各段分频信号的产生过程进行说明。对待分频信号进行第一次分频，将第一通道信号作为初始的第一段分频信号，采用延时补偿值T2+T3+T4对该第一通道信号进行补偿，可以得到相对于待分频信号延时T1+T2+T3+T4的第一段分频信号；对第一次分频产生的第二通道信号进行第二次分频，将第一通道信号作为初始的第二段分频信号，采用延时补偿值T3+T4对该第一通道信号进行补偿，可以得到相对于待分频信号延时T1+T2+T3+T4的第二段分频信号；对第二次分频产生的第二通道信号进行第三次分频，将第一通道信号作为初始的第三段分频信号，采用延时补偿值T4对该第一通道信号进行补偿，可以得到相对于待分频信号延时T1+T2+T3+T4的第三段分频信号；对第三次分频产生的第二通道信号进行第四次分频，将第一通道信号作为第四段分频信号，第二通道信号作为第五段分频信号，此时第四段分频信号和第五段分频信号相对于待分频信号的延时均为T1+T2+T3+T4。

以上分频信号的延时补偿方法，通过对输入信号依次进行N-1次分频，得到N段分频信号，获取N-1次分频时分别产生的信号延时，以及各段分频信号相对于待分频信号的最大延时，根据N-1次信号延时和最大延时分别对各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于待分频信号的延时相同，避免出现相位失真；其中采用的延时补偿方法简单、易实现，在提高分频效果的基础上能够简化分频过程；此外，还能对各段分频信号进行实时的延时补偿，具有较高的补偿效率。

本申请在第二方面提供一种分频信号的延时补偿系统，如图6所示，该分频信号的延时补偿系统包括：

分频模块110，用于对输入信号依次进行N-1次分频，得到N段分频信号；其中，第一次分频的输入信号为待分频信号；

获取模块120，用于获取N-1次分频时分别产生的信号延时，根据N-1次信号延时确定各段分频信号相对于所述待分频信号的最大延时；

补偿模块130，用于根据N-1次信号延时和所述最大延时分别对所述各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于所述待分频信号的延时相同。

关于分频信号的延时补偿系统的具体限定可以参见上文中对于分频信号的延时补偿方法的限定，在此不再赘述。上述分频信号的延时补偿系统中的各个模块可全部或部分通过软件、硬件及其组合来实现。上述各模块可以硬件形式内嵌于或独立于计算机设备中的处理器中，也可以以软件形式存储于计算机设备中的存储器中，以便于处理器调用执行以上各个模块对应的操作。

本申请在第三方面提供一种分频方法，包括：采用上述任一实施例所述的分频信号的延时补偿方法对N段分频信号进行延时补偿，以实现对待分频信号的N分频，分频后的各段分频信号相对于待分频信号的延时相同，不会出现相位失真等影响分频效果的问题，具有较高的分频效率和分频效果。

本申请在第四方面提供一种分频器，采用上述任一实施例所述的分频方法实现N分频。

在一个实施例中，参考图7所示，上述分频器包括N-1个逐级连接的二段分频器；第i级二段分频器用于进行第i次分频。图7示出了第一级二段分频器、第二级二段分频器和第N-1级二段分频器。

具体地，如图7所示，上述各个二段分频器均包括并联的第一支路和第二支路；所述第一支路用于对输入信号进行低通滤波，输出第一通道信号，以得到对应频段信号；所述第二支路用于对输入信号进行高通滤波，输出第二通道信号，以作为下一次分频的输入信号。

具体地，所述第一支路包括串联的多个二阶巴特沃斯低通滤波器，以对通过输入信号进行高效低通滤波；所述第二支路包括串联的多个二阶巴特沃斯高通滤波器，以对通过输入信号进行高效高通滤波。

可选地，如图8所示，第一支路包括串联的2个二阶巴特沃斯低通滤波器(二阶LPF)，第二支路包括串联的2个二阶巴特沃斯高通滤波器(二阶HPF)，此时，相应的二段分频器为四阶Linkwitz-Riley二分频器，以使相应分频过程的相频特性为线性关系。

在一个示例中，对上述四阶Linkwitz-Riley二分频器的相频特性进行说明。参考图9a所示，理想四阶Linkwitz-Riley二段分频器产生的分频信号1和分频信号2重新混合构成的输出信号在幅频特性上和原输入信号是一样的，在分频点ωc处，低通滤波支路的幅频特性降滚斜率和高通滤波支路的幅频特性降滚斜率确保了这一点。在相频特性上，两个支路上的分频信号会产生不一样的相位差，但相位差除以各自的信号频率值以后，所得到的延时是一样的。也就是说，理想四阶Linkwitz-Riley二段分频器的低通支路输出信号(分频信号1)和高通支路输出信号(分频信号2)的延时是相同的。用群延时的概念描述，两个支路信号的群延时相同；用相位延时的概念描述，通过两个支路的各频率分量均延迟相同的一段时间。实际的四阶Linkwitz-Riley二段分频器的相位特性虽然不是线性的，但是在一个窄带宽内，可近似看作是一个直线段。某个频段的相位特性可看作是多条直线段连接而成，围绕着一条虚直线波动，如图9b所示，该频段相位特性可近似看成是线性，群延时可以看作是一个近似的常数，这样高频段和低频段两个不同频段的群延时不但是近似常数，也近似相等。因而采用四阶Linkwitz-Riley二分频器能够使分频过程中的相频特性为线性关系。

以上分频器，采用上述任一实施例所述的分频方法实现N分频，使各段分频信号相对于待分频信号的延时相同，避免出现相位失真等影响分频效果的问题；其中采用的延时补偿方法简单、易实现，在提高分频效果的基础上能够简化分频过程；此外，还能对各段分频信号进行实时的延时补偿，具有较高的补偿效率，从而可以保证分频效率。

尽管已经相对于一个或多个实现方式示出并描述了本申请，但是本领域技术人员基于对本说明书和附图的阅读和理解将会想到等价变型和修改。本申请包括所有这样的修改和变型，并且仅由所附权利要求的范围限制。特别地关于由上述组件执行的各种功能，用于描述这样的组件的术语旨在对应于执行所述组件的指定功能(例如其在功能上是等价的)的任意组件(除非另外指示)，即使在结构上与执行本文所示的本说明书的示范性实现方式中的功能的公开结构不等同。

即，以上所述仅为本申请的实施例，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，例如各实施例之间技术特征的相互结合，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。

另外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

为了使本领域任何技术人员能够实现和使用本申请，本申请给出了以上描述。在以上描述中，为了解释的目的而列出了各个细节。应当明白的是，本领域普通技术人员可以认识到，在不使用这些特定细节的情况下也可以实现本申请。在其它实施例中，不会对公知的过程进行详细阐述，以避免不必要的细节使本申请的描述变得晦涩。因此，本申请并非旨在限于所示的实施例，而是与符合本申请所公开的原理和特征的最广范围相一致。

Claims (12)

1.一种分频信号的延时补偿方法，其特征在于，包括：

对输入信号依次进行N-1次分频，得到N段分频信号；其中，第一次分频的输入信号为待分频信号；

获取N-1次分频时分别产生的信号延时，根据N-1次信号延时确定各段分频信号相对于所述待分频信号的最大延时；

根据所述N-1次信号延时和所述最大延时分别对所述各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于所述待分频信号的延时相同。

2.根据权利要求1所述的分频信号的延时补偿方法，其特征在于，所述N-1次分频的相频特性为线性关系；所述根据所述N-1次信号延时和所述最大延时分别对所述各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于所述待分频信号的延时相同包括：

根据所述N-1次信号延时确定所述各段分频信号分别相对于所述待分频信号的初始延时；

获取所述最大延时分别与各个初始延时之间的差值，根据各个差值分别对所述各段分频信号进行线性叠加补偿，以使补偿后的各段分频信号相对于所述待分频信号的延时均为所述最大延时。

3.根据权利要求1所述的分频信号的延时补偿方法，其特征在于，所述获取N-1次分频时分别产生的信号延时包括：

将第i段分频信号和第N段分频信号进行互相关运算，根据互相关运算的结果获取位置索引范围内的第i互相关序列；其中，i为大于或等于1，且小于或等于N-1的整数；

根据所述第i互相关序列确定第i次分频产生的第i次延时。

4.根据权利要求3所述的分频信号的延时补偿方法，其特征在于，所根据所述第i互相关序列确定第i次分频产生的第i信号延时包括：

获取所述位置索引范围的边界值，和所述第i互相关序列中最大值所在的第i位置参数；

根据所述第i位置参数和所述边界值的绝对值计算所述第i信号延时。

5.根据权利要求1所述的分频信号的延时补偿方法，其特征在于，所述N-1次分频分别产生信号延时相同的第一通道信号和第二通道信号；所述对输入信号依次进行N-1次分频，得到N个段分频信号包括：

S111，对输入信号进行第i次分频，将第一通道信号作为第i段分频信号，第二通道信号作为下一次分频时的输入信号；其中，第N-1次分频的第一通道信号为第N-1段分频信号，第二通道信号为第N段分频信号；

S112，将i更新为i+1，执行返回步骤S111，直至得到所述N段分频信号。

6.根据权利要求5所述的分频信号的延时补偿方法，其特征在于，所述第一通道信号为低频滤波器输出的低频信号；所述第二通道信号为高频滤波器输出的高频信号。

7.一种分频信号的延时补偿系统，其特征在于，包括：

分频模块，用于对输入信号依次进行N-1次分频，得到N段分频信号；其中，第一次分频的输入信号为待分频信号；

获取模块，用于获取N-1次分频时分别产生的信号延时，根据N-1次信号延时确定各段分频信号相对于所述待分频信号的最大延时；

补偿模块，用于根据所述N-1次信号延时和所述最大延时分别对所述各段分频信号进行延时补偿，使各段分频信号相对于所述待分频信号的延时相同。

8.一种分频方法，其特征在于，包括：采用权利要求1至6任一项所述的分频信号的延时补偿方法对N段分频信号进行延时补偿，以实现对待分频信号的N分频。

9.一种分频器，其特征在于，采用权利要求8所述的分频方法实现N分频。

10.根据权利要求9所述的分频器，其特征在于，包括N-1个逐级连接的二段分频器；第i级二段分频器用于进行第i次分频。

11.根据权利要求10所述的分频器，其特征在于，所述二段分频器包括并联的第一支路和第二支路；

所述第一支路用于对输入信号进行低通滤波，输出第一通道信号；所述第二支路用于对输入信号进行高通滤波，输出第二通道信号。

12.根据权利要求11所述的分频器，其特征在于，所述第一支路包括串联的多个二阶巴特沃斯低通滤波器；所述第二支路包括串联的多个二阶巴特沃斯高通滤波器。

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