JPS6031368B2 - 帯域炉波器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は帯城海波器の位相特性の改良に関する。

一般に、帯域炉波回路では入力周波数に対する炉波器の
入出力の位相差は通過帯域内で平坦とはならす、例えば
第１図に示すような特性を示すことが知られている。

図において機軸は周波数、縦軸は減衰量及び位相を示し
た実線は減衰特性を、点線は位相特性を示す。

また、帯域が狭くなるほど位相の変化が急激になること
も一般的な傾向である。従って、このような狭帯域の炉
波器によって雑音を除去しようとする際、特に入出力の
位相差を変えたくない場合には入力周波数と涙波器の中
心周波数を常に一致させて使用することが必要となる。
こうした要求のある炉波器として４相ＰＳＫ信号から搬
送波を再生する場合に使用される炉波器について説明し
よう。第２図では４相ＰＳＫ波を途倍器１により４逓倍
した後、狭帯城炉波器２によって雑音成分を除去し、そ
れを分闇器３により１／４分周して搬送波を再生する方
式である。この方式においては再生搬送波に含まれる雑
音を充分除去する必要がある一方、炉波器の入出力での
位相推移はシステムの性能を大きく左右するために充分
小さくする必要がある。

このため通例は炉波器の入出力の位相差を検出し、この
電圧を誤差信号とするフィードバック制御系を構成して
、炉波器の中心周波数ｆｏと入力周波数ｆとを常に一致
させるようにしている。これらのフィードバック制御系
の例を第３図に示す。第３図は追尾形炉波回路と呼ばれ
るもので、周波数ｆの入力波を一旦周波数変換器３１に
よって周波数変換し、帯城通過炉波器３２によって雑音
を除去した後、再び周波数変換器３３によって元の周波
数に変換する。この場合、電圧制御発振器３４からのロ
ーカル周波数は任意の値を取り得るので、炉波器３２の
入出力の位相差を検出する位相差検出器３５の出力電圧
によってローカル周波数が常にｆ−ｆｏとなるようにフ
ィードバック制御することによって炉波器による位相推
移を小さくしている。さて、第３図に示したようなフィ
ードバック系においては炉波器の中心周波数らと入力周
波数ｆの差ら−ｆの比例した定常位相誤差が生じるとい
うことはよく知られている。さらに入力波がバースト状
、即ち、断続的に現れた場合には、炉波器の入出力の位
相差が例えば第４図に示されるように過渡的に変動し、
位相が一定値に落ち着くまでにある程度の時間がかかる
ことも知られている。本発明は、このような定常位相誤
差、過渡的な位相変動時の位相変化を除去する手段を提
供するものである。次に本発明の原理を説明すると、従
来から用いられて来た炉波器に加え、もう一つの炉波器
、一つまた二つの周波数逓倍器もしくは分周器および周
波数変器を必要とする。

第５図において５１，５２は帯城通過炉波器、５３，５
４は周波数通倍器、もしくは分周器で出力周波数対入力
周波数の比をそれぞれｍ，ｎとする。従って、これらが
逓情器の場合はｍ，ｎは整数値、分周器の場合は整数分
の１となる。５５は２つの入力の積を作り出すことによ
ってそれらの差周波数成分を取出すことのできる周波数
変換器とする。

次に第５図の入力にＶ，＝ｓｉｎ（２ｍｆｔ）なる正弦
波が入った場合に、出力にどのような波形が得られるか
を検討する。炉波器５１，５２の中心周波数を共に等し
くらであるとし、正弦波の周波数ｆとｆｏが異なるため
に炉波器５１によって振幅がＡ，倍、位相が０，だけず
れるものとする。炉波器５２では振幅がん倍、位相がａ
２だけ更にずれるものとすると、第５図のｂ点、ｃ点に
おける電圧は、炉波器以外の伝送路による位相変化を無
視すれば、それぞれ次のようになる。Ｖ２ニＡＩＳｉｎ
（２中ｆ十ａｌ） 【１１Ｖ３ニＡＩ，Ａ２
Ｓｊｎ（２汀ｆｔ＋８１ 十８２ ） 【２｝それぞれ
が５３，５４を通過するとｅ点、ｄ点における電圧はＶ
２′＝ｋ，ＡＩｓｉｎ（２ｍｍｆｔ＋ｍ８，） （
３｝Ｖ３′ニｋ２ＡＩ●Ａ２Ｓｉｎ（２汀ｎｆｔ＋ｎｏ
．＋ｎ８２） ‘４１となる。

Ｋ，，Ｋ２は５３，５４の変換係数である。なお、帯城
通過炉波器５２と逓倍または分周器５４の１順序を入れ
替えても（４｝式が成立することは明らかである。周波
数変器５５によってｅ点、ｄ点に入った信号の積を作り
その内の差周波成分を取出すものとすると、出力ｇにお
いては振幅の項を便宜上無視すればＶ４＝技ｏｓ｛２灯
（ｍ−ｎ）ｆｔ ＋（ｍ−ｎ）８，一ｎ８２｝ ‘５｝となる。

いま炉波器５１，５２の通過帯域内の遅延時間をそれぞ
れ？・，丁２とすると、８１芋２汀△ｆ丁．，８２≠一
２ｍ△ｆ丁２となるので｛５）式は次のようになる。こ
こで△ｆ＝ｆ−ら Ｖ４ニ母ｏｓ｛２竹（ｍ−ｎ）ｆｔ −２ｍ△ｆ（ｍ−ｎ）７，十２ｍ△ｆｎ７２｝
‘６｝なお、第５図におい
てａ−ｄ間およびａ−ｅ間に同一の遅延量を持つ遅延回
路を挿入しても、｛６｝式が成立するのは明らかである
。

（６｝式からわかるように周波数が変った場合の位相変
化を小さくするためには（ｍ−ｎ）イー一ｎイ２±。

即ち申告十ｌ ｔ７１ とすればよいことがわかる。

次に最も簡単な実施例として前記２つの炉波器同一特性
のものとした場合について説明する。

第６図ａは逓倍器、ｂは分周器を用いた場合である。ａ
図において６１，６２は帯城通過炉波器、６３は２倍の
逓倍器、６４は周波数変換回路である。正弦波が入力端
子ｆに現われ帯城通過炉波器６１を通ると振幅はＡ倍と
なり位相がａだけずれる。更に帯城通過炉波器６２を通
ると振幅Ａ２倍となり位相が２８だけずれる。一方、透
倍器６３を通ると周波数は２倍となり位相は２８となる
。従って、周波数変換器６４により差の周波数成分を取
り出す入力と正弦波に対し位相ずれのない出力を得るこ
とが可能である。ここでａ図の回路条件を前記｛７｝式
にあてはめてみるとｍ／ｎは“２”であり、また７２／
丁，は同一特性の炉波器を用いているので“１”となり
、これにより右辺は“２”となる。従って、ａ図の回路
は（７’式を満足ていることになり入出力の位相差がな
くなる。

次に分周器を用いたｂ図の場合について説明する。

ｂ図において６５は分周器であり、周波数を１／２に分
周する。また６１，６２，６４はａ図と同一の機能をも
つ回路である。ａ図と同様に入力端子ｆに正弦波（以下
入力正弦波と称す）が入力され、帯城通過炉波器６１を
通ると振幅はＡ倍、位相は８ずれ、帯城通過炉波器６２
を通ると入力正弦波に対し振幅はＡ２倍となり、位相は
２８ずれる。更に分周回路６５を通ると周波数が１／２
、位相はひとなり周波数変換器６４の一方の入力端子に
印加される。周波数変換器６４のもう一方の入力端子に
は帯城通過炉波器６１を通った周波数が入力正弦波と同
一で、位相がひずれた波形が加えられる。従って、周波
数変換器６４からは周波数が入力正弦波の半分で位相ず
れのない波形が得られる。

この場合もｍ／ｎ＝２となりヶ２／Ｔ，十１＝２となる
ので７式の条件を満足している。この場合、入力正弦波
と同一の周波数が必要であるならば、周波数変換器６４
の出力を２逓倍すればよい。

さて、以上によって本発明による帯城炉波器においては
第１、第２の炉波器によって生じる位相変化量が周波数
変換器の２つの入力端でほぼ等しくなるようにしたこと
に特徴がある。

従って第５図におけるｂ点とｅ点、あるいはｃ点とｄ点
の間に周波数変換器を用いた場合にも本発明の効果を発
揮することができる。以下ｂ点とｅ点の間に周波数変換
器を置いた場合を第７図により説明する。

第７図は４相ＰＳＫ信号から搬送波を再生する例である
。第７図において、７１は４倍の通情器、７２は２倍の
逓情器、７３は１／２の分周器、７４は１／４の分周器
、７５，７６は帯城通過炉波器、７７，７８，７９は周
波数変換器、８０は１００ＭＨＺの周波数を発振する発
振器である。

第７図の回路において入力端子に７０ＭＨＺの４相ＰＳ
Ｋ波が現われたとする。

まず、逓倍回路７１によって２８０ＭＨＺ成分を取出す
と、ここでは雑音成分が相当含まれている。

２８ｍＭＨＺ成分は次に周波数変換器７７によって例え
ば８０ＭＨＺに周波数変換された後、炉波器７５によっ
て雑音が除去されるものとする。

８山ＭＨＺを得るためのローカル周波数２００ＭＨ２は
１００ＭＨＺの正弦波を逓情器７２により逓倍すること
によって得られる。

炉波器７５の中心周波数が８０ＭＨＺから若干ずれてい
るものとすると、このずれに比例した位相誤差８，が生
じる。炉波器７５の出力は２つの分岐され、一方は第２
の炉波器７６を通り、分周器７４により１／４に分周さ
れた後、ｄ点において周波数変換器７９に入る。他方は
第１の周波数変器７８によって発振器８０からの１０皿
Ｍ日２の周波数に加算することによって１８０ＭＨＺに
変換された後、分周器７３により１／２に分周されてｅ
点において周波数変換器７９に入る。さて、ｄ点におけ
る周波数、位相はそれぞれ２０ＭＨＺ，（８，十８２
）／４となる。

こに８２ は第２の炉波器７６によって生じる位相変化
である。また、ｅ点における周波数は９ｍＭＨＺ、位相
は牛となる。

周波数変器７９１こよってｅ点とｄ点の差の周波数成分
を取出すものとすると出力には周波数仰けＨＺ、位相（
８，一８２ ）／４の正弦波が得られる。従って、ａｏ
芋６２となるような２つの炉波器７５，７６を用いれば
第７図の出力には炉波器７５による位相推移が相殺され
た搬送波が再生されたことになる。以上によって炉波器
の中心周波数と入力周波数がなるために従来生じていた
位相ずれは本発明によって相殺されることを説明した。

しかしながら、この方法による欠点を生じる。それは位
相変化が相殺あるいは小さくなった反面、振幅の変動が
大きくなることである。例えば、６図ａにおいては炉波
器６１の出力レベルが入力に比べてＡ倍になったと仮定
すると、ｄ点においてはＡ２となる。また、逓倍器６３
として入出力の振幅が比例する、例えば全波整流形のも
のを用いると、点のレベルはＡとなる。

従って、周波数変換器６４の出力では各々の積に比例す
るからＡ３となる。

以下にこの不都合を除去する２つの方法を述べる。その
第１で最も簡単な方法は第１の炉波回路の出力にリミッ
タを用いてレベル変動を小さくすることである。この方
法によってＡ３となったレベル変動は従来方法と同様の
Ａとなる。即ち、第８図に示す様に帯城通過炉波器６１
の出力段にリミッタ６６を挿入すると帯城通過炉波器に
よってＡ倍になった波形はリミッ外こより元のレベルに
戻る。従って、帯域通過炉波器６２によって再び振幅が
Ａ倍になり、周波数変換器６４からの出力は入力正弦波
に対してＡ倍になるが、これは従来例と同一の変動であ
る。

第２の方法は第１の炉波器の入力の位相と第１もしくは
第２の炉波器の出力位相との差を検出し、この検出電圧
を誤差信号として第１の炉波器に入る周波数を変えるか
、第１、第２の炉波器の中心周波数を変えるようフィー
ドバック制御系を構成することによって入力周波数を炉
波器の中心周波数に常に一致するようにすることである
。

前者の実施例を第９図に、後者の実施例を第１０図に示
す。第９図は逆変調もしくは再変調方式と呼ばれる方法
によって搬送波を抽出した後に搬送波に含まれる雑音を
除去するための炉波器として本発明による炉波器を使用
した例で、例えば雑音を含んだ搬送波（７ｍＭＨＺ）は
周波数変器９１によって２０ＭＨＺに周波数変換された
後、本発明による帯城炉波回路を通過し、２の周波数変
器９２によって再び元の周波数に戻される。このとき２
つの帯域通過炉波器９５，９６を通過する前後の位相差
が位相検出器９３によって検出され、この電圧によって
可変電圧制御発振器９４の発振周波数を変えることによ
って、入力周波数が７０ＭＨＺから偏移した場合にも９
１によって周波数変換された後の周波数が常に２つの炉
波器の中心周波数に−致するようフィードバック制御さ
れる。従釆この種のフィ−ドバック系では入力レベルが
零から急激に大きくなった場合、即ちバースト状に変化
した場合においては位相が一定値に達するまでには４図
のように過渡的変動するということは既に述べた。さら
にこのような位相変動に応じたレベル変動が伴なうので
、従来回路においては位相変動レベル変動の２つに対し
て適当な炉波器あるいはフィードバック制御系のパラメ
ータを選ぶ必要があった。しかるに本発明によれば、い
かなる瞬間における位相推移もほぼ完全に相殺すること
が可能となるので、フィードバック系のパラメータの設
計は単にレベル変動に着目すればよいという大きな利点
がある。なお、９７は２倍の逓倍器、９８は周波数変換
器である。第１０図は入力周波数に応じて２つの炉波器
の中心周波数ｆｏを決める容量の値を可変容量素子９５
ａ，９５ｂにかかる電圧を変えることによって常に入力
周波数ｆが炉波器の中心周波数ら‘こ一致するようなフ
ィードバック制御系を構成した場合の実施例を図式的に
示したものである。即ち、帯域通過炉波器９５への入力
と帯域通過炉波器９６からの出力の位相差を位相検出器
９３によって検出し、出力をアンプ９９により増幅して
可変容量素子９５ａ，９５ｂに加える様にしている。な
お、９５ｂ，９６ｂはィンダクタンスである。第９図、
第１０図に示した実施例のもう一つの特長は２つの炉波
回路の前後の位相を比較しているので、従来１つの炉波
器を用いたものに比べ位相検波感度が約２倍になること
である。

以上の実施例の説明においては第５図の基本原理図の応
用例を示してきた。

しかしながら、第５図における第１の炉波器５１を、周
波数変換器５５の後に接続し第１１図のようにしても同
様な効果が得られる。即ち、第１１図の入力をＶ，＝ｓ
ｉｎ（２ｍ８）なる正弦波とすると、ｅ点、ｄ点におけ
る電圧はそれぞれ次のようになる。Ｖｅ：ｋ，ｓｉｎ（
２ｍｍｎ） ‘８）Ｖｄ二ｋ２ＡＩＳ
ｉｎ（２汀ｎｆ＋ｎ８１） ｛９｝ここにｋ，
，ｋ２は逓倍器もしくは分周器５３，５４の変換係数で
ある。周波数変器５５によって２つの入力の差周波数分
のみを取出すものとするとその出力は、ＶニＢＡＩＣＯ
Ｓ｛２汀（ｍ−ｎ）ｎ−ｎａｌ｝ ■となる。

ここにＢは逓倍器もしくは分周器５３，５４および周波
数変換器５５による変換係数である。これをさらに帯城
炉波回路５１を通すとＶ′ニＢＡ，Ａよｏｓ｛２汀（ｍ
−ｎ）ｆｔ−ｎ８，十ａ２｝ （１１）となる。

いま炉波器５１，５２の通過帯域内の遅延時間をそれぞ
れ↑，，ヶ２とすると８・≠−２ｍ△ｆ７２，０２羊−
２汀（ｍ−ｎ）△ｆ７，となるので、Ｖ′ニＢＡ，Ａ〆
ｏｓ｛２中（ｍ−ｎ）ｆｔ＋２汀△ｆｎ７２−２汀△ｆ
（ｍ−ｎ）７，｝・
（１２）（１２）式からわかるように周波数が変った
場合の位相変化を小さくするためにはｎ？２ −（ｍ−
ｎ）ｒ２±＝０ （１３）即ち、聖〒害＋１
（１４）とすればよいことがわかる。

この式は‘７’式に等しい。

以上の実施例では炉波器を２つ用いて説明を行なってき
た。

しかしながら、例えば第１２図のように１つの炉波器と
して設計した回路の中点を第５図におけるｂ点と見なせ
‘ま本発明と同様な効果を期待できるので、このような
構成法も本発明の範囲に入る。第１３図により本発明の
効果を示す。

図において機軸は周波数、縦軸は位相を示す。

図中Ｘは従釆の帯城炉波器による位相特性を示し、Ｙは
本発明による帯城炉波器の位相特性を示す。本発明によ
る帯城炉波器は第７図のものを用いており、帯城炉波器
７５，７６として帯城幅が約２００ＫＨＺのものを用い
た場合である。この図から明らかな様に帯域炉波器を１
つ用いた従来方式において、入力周波数が±２０Ｋ日Ｚ
偏移した場合に出力位相が約１ｙ変化したものが、本発
明によって約１．５０の変化に縮めることができる。こ
の１．５ｏの変化は帯城通過炉波器７５と７６の位相特
性の違いによるものでこれらの特性を一致させれば原理
的には位相変化を零とすることができる。以上述べたよ
うに本発明によれば位相差を生じない炉波器を提供する
ことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は帯域通過炉波器の位相特性と減衰特性を示す図
、第２図は搬送波再生回路の原理図、第３図は従来の追
尾形炉波回路を示す図、第４図はバースト状の信号が入
力した場合の位相の変化を示す図、第５図は本発明の原
理を示す図、第６図ａ，ｂは第５図の原理に基づく一実
施例を示す図、第７図は他の実施例を示す図、第８図、
第９図、第１０図は振幅の変動を除去するための実施例
、第１１図は第５図の変形例を示す図、第１２図は帯城
通過フィル夕の他の例を示す図、第１３図は本発明と従
来の帯城炉波器の位相特性を示す図である。 図中、５１，５２，６１，６２，７５，７６’９５，９
６は帯域通過炉波器、５３，５４は逓倍器もしくは分周
器、６３，７１，７２，９７は逓倍器、５５，６４，７
７，７８，７９，９１，９２，９８は周波数変換器であ
る。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第８図 第７図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力端子からの信号を２分岐する第１径路及び第２
   径路、該第１径路、第２径路の出力周波数を異ならせる
   ために該第１径路、第２径路の少なくとも一方に設けた
   周波数変換器、該第１径路および第２径路の出力の差の
   周波数成分を取り出すための周波数変換器、該周波数変
   換器の出力段または該入力端から分岐点までの径路のい
   ずれか一方に設けた第１の帯域通過濾波器と、該第１、
   第２径路のいずれか一方に設けた第２の帯域通過濾波器
   とを具備し、該第１、第２の帯域通過濾波器の遅延時間
   をそれぞれτ＿１，τ＿２とし、該第１、第２径路を通
   る信号の出力周波数対入力周波数の比をそれぞれｍ，ｎ
   とするｍ／ｎがτ＿２／τ＿１＋１にほぼ等しくなる様
   にしたことを特徴とする帯域濾波器。