DE2933693C2

DE2933693C2 - Bandpaßfilterschaltung

Info

Publication number: DE2933693C2
Application number: DE2933693A
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Tokio Kurihara; Sadao Yokohama Kanagawa Takenaka
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1978-08-23
Filing date: 1979-08-20
Publication date: 1984-07-26
Also published as: JPS6031368B2; FR2434517B1; GB2032213B; DE2933693A1; IT1122449B; FR2434517A1; US4310803A; IT7925011A0; CA1137573A; GB2032213A; JPS5528674A

Description

M/n = (r, + r, + γϊ + r_h)/ (η + r» + F₁ + r„).

wobei die Phasendifferenz zwischen einem am Emgatigs-.inschiuß vorhandenen sinusförmigen Eingangssignals und dem resultierenden sinsuförmigcn Ausgangssignal an dem Ausgangsanschluß bei geringen Abweichungen der Frequenz des Eingangssignals im wesentlichen konstant bleibt.

2. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Gruppenlaufzeit Fj, Fi. F, 2S und Γι, des zweiten, dritten, fünften und sechsten Bandpaßfiliers (42,45,47,49) Null sind, daß der Multiplikalionsfaktor m des ersten Frequcnzmullipli/.ierers (43) I ist und daß der Multiplikationsfakto- η des zweiten Frequenzmultiplizicrers (46) 0.5 ist.

3. Bandpaßfiltcrschaltung nach Anspruch I. dadurch gekennzeichnet, daß die Gruppenlaufzeiten n. 7% r-s und Fb des ersten, dritten, fünften und sechsten Bandpaßfilters (41,45,47, 49) Null sind, daß der Mulliplika-

3i) tionsfaktor m des ersten Frequenzmiiliipliziers (43) 1 ist und daß der Multiplikationsfaktor η des zweiten Frequei._Jimultiplizierer(46)0,5ist.

4. Bandpaßfiltersehalii^mg nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gruppenlaufzeiten (r>, Fi. Τ',. Th des zweiten, dritten, fünften und sechsten Bandpaßfilters (42,45,47,49) Null sind, daß der Multiplikationsfaktor m des ersten Freqr^nzmultiplizicrcrs (43) 2 ist und daß der Mulliplikationsfaklor η des zweiten Frequenzmultipliziercrs(46/t ist.

5. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet.daß die Gruppenlaufzeit n, Fj. f·-,, Tt, des ersten, dritten, fünften und sechsten Bandpaßfiltcrs (41, 45, 47, 49) Null sind und daß die Multiplikationsfaktoren m. π des ersten und des zweiten Frequcnzmultiplizicrers (·<3,46) jeweils 1 sind.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Bandpaßfiltcrschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Im allgemeinen hat die Phasendifferenz /wischen dem Eingang und dem Ausgang eines Bandpaßfiliers für eine Eingangsfrequenz in dem DurchlaUband nicht einen stetigen Verlauf, wie F" i g. I ak Beispiel zeigt.

In Fig. 1 stellt die X-Achse die Frequenz dar. während die V-Achse üi·.· Dämpfung und Phase angibt. Die ausgezogene Linie zeigt die Dämpfungscharakteristik und die gestrichelte Linie zeigt die Phascncharakieristik. f-\ und f\ bedeuten die untere und obere Grenzfrequenz und f_a bedeutet die Mittenfrcqucii/.

Da die Frequenz der Eingangssignalc weit von der Miitcnfrequen/. /Ii cntfcrni ist. wie die Figur zeigt, wird eine Phasenabweichung zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalen erzeugt.

Es ist bekannt (Aufsatz: »Carrier rccoverly Circuit with low Cycle skipping Rale for CPSK/TDMA Systems« in »Fifth International Conference on Digital Satellite Communication«. 23.-26. März 1981, Genua. Italien. Seiten 319—324), daß diese Phasenabweichung merklich wird, wenn die Bandbreite des Bandpaßfilters schmaler wird. Wenn es deshalb erforderlieh ist, die Phasenbeziehung zwischen dem Eingang und dem Ausgang in einer Schaltung konstant zu halten, in der die Signalkomponcnte miitcls eines Bandpaßfilters für ein schmales Band ausgewählt wird, sollen die Eingangsfrcqucnz und die Mittenfrequenz des Bandpaßfiliers immer zusammenfallen.

M) Ein Bandpaßfilter mit diesen Anforderungen wird für ein Diitcniibmragungssystem in großem Umfang verwendet, wobei das Synchronisiersignal oder der Träger bei genauer Phase ausgewählt wird, beispielsweise für ein Datenübertragungssystem mittels PSK Modulation, von dem ein Heispiel in I' ig. 2 ge/eigi ist.

Gemäß Fig. 2 wird ein 4-Phasen-PSK-Sipnal mit 4 durch «lic Frequenzmiillipliziercinrichiimg 21 multipliziert und dann wird die Riiusehkomponente durch das Schmalbandpaßfiller 22 ausgesiebt. Danach wird die Frequenz, h". durch 4 durch die l'requcn/dividiereinrichtung 2.3 dividiert. Auf diese Weise wird der Träger wieder hergesiclli.

Bei diesem Verfahren isi es nolwendij.?, die in dem Ausgangssignal der Multiplizicmnriciituii): 2i cnlhalienc Rausehkomponente ausreichend m eliminieren, und andererseits ist es auch notwendig, die Pliaseiiiibwekhiin^ ausreichend klein /\\ halten, da diese Phasenabweichung zwischen den Lingangs- und Ausgangsfrcqucn/cn des

Bandpaßfilters 22 die Leistungsfähigkeit des Systems verschlechtert, wenn sich die Eingangsfrequenz ändert.

Aus diesem Grunde wird üblicherweise ein Gleichlauf-Filter verwendet (Aufsatz: »8-Phase and 16-Phase high Speed PSK Modc-MS for Satellite Communication«. ICDSC-2, Paris Γ>72. Seiten 266—276). Bei dem in Fig. 3 gezeigten Gleichlauf-Filter wird eine Phasendifferenz der Frequenzen der Eingangs- und Ausgangssignale des BandpaBfilters 32 durch den Phascndeicktor 34 aufgefunden, und eine .Spannung entsprechend der Phasendiffepen/, wird von dem Phasendetektor 34 zu dem Empfangsoszillator 36 Ober das Sehleifenfilter 35 eingegeben, wodurch die Schwingungsfrequenz des Empfangsoszillators 36 so geändert wird, daß die Mittenfrequenz f₀ des Bandpaßfilters 32 und die Frequenz /"des Eingangssignals des Bandpaßfilters 32 zusammenfallen.

Ein solches Gleichlauf-Filter hat jedoch den Nachteil, daß der Gleichlauf der Übergangseingangssignale durch Verwendung der Rückkopplungsrcgclung verzögert wird. U)

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Bandpaßfilter nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zu schaffen, das keine Phasendifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang aufweist, auch wenn sich die Eingangsfrequenzändert, wobei keine Rückkoppliingsiegelung verwendet wird.

Gelöst wird die Aufgabe durch die Merkmale des Kennzeichens des Patentanspruchs 1. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unleranspriiehen angegeben.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung beschrieben, in der ist

F i g. 1 eine Darstellung der Dämpfungscharaktcristik und der Phasencharakteristik eines Bandpy.ßfliters,

F i g. 2 ein Schaltbild cinerTrägerregencrierschaltung,

F i g. 3 ein Schaltbild eines Gleichlauf-Filters.

F i g. 4 ein Schaltbild einer Grundschallung der Erfindung.

F i g. 5 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform der Erfindung,

F i g. 6 ein Schaltbild einer zweiten Ausführ>;ng.sform,

F i g. 7 ein Schaltbild einer dritten Ausführungsform.

F i g. 8 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsform.

F i g. 9 eine Darstellung der Charakteristiken der in F i g. 8 gezeigten Schaltung und einer bekannten Schaltung,

F i g. 10 ein Schaltbild einer fünften Ausführungsform und

F i g. 11 ein Schaltbild einer sechsten Ausführungsform.

In dem Bandpaßfilter nach der Erfindung wird ein Eingangssignal auf zwei Wege verzweigt, wobei die Frequenzen der beiden Zwcigsignale durch eine Frequenzmultiplizier- oder -dividiereinrichiung verschieden gemacht werden. Gleichzeitig werden Phasenänderungen der beiden Zwcigsignale in Abhängigkeil von einer Frequenzänderung gleich gehalten, und dann wird eine irequen/.differen/. der beiden Zweigsignale mittels der Multipüziereinrichtung ausgeblendet.

In Fig.4sind I ein Signaleingangsanschluß.2ein Signalausgangsansehluß.41,42,44,45,47 und49 Bandpaßfilier. 43 und 46 Frequenzniultiplizier- oder -dividiereinrichtungen, wobei das Verhältnis zwischen der Frequenz ΐϊ des Ausgangssignals und der Frequenz, des Eingangssignal* jeweils mit /;; und η angegeben ist. Wenn Multipliziereinriehiungcn vorgesehen sind, wird dieses Verhiihnis ganz/ahlig, während das Verhältnis, wenn es sich um Dividiereinrichtungen handelt, der reziproke Wert der ganzen Zahl wird. 48 ist eine Multipliziereinrchtune, welche die Summe oder Differen/. der Frequenzkomponcnien aus dem Produkt der beiden Eingangssignale ausblenden ',.ann. In F i g. 4 sind von dem Abzweigpunkt a zu der Multipüziereinrichtung 48 jeweils ein erster w und ein zweiter Weg gezeigt. Der erste Weg enthält den Punkt d während der zweite Weg den Punkt ^enthält.

Nachfolgend wird die Wirkungsweise der Schaltung beschrieben. Das Eingangssignal an dem Eingangsanschluß 1 wird durch folgende Gleichung ausgedrückt:

V, = sin mi. (I)

Die Miltenfrequenz der Bandpaßfilter 41, 42 und 45 wird mit to,, angenommen und die Mittenfrequenzen der Bandpaßfiltcr 44,47 und 4*» werden jeweils mit inc.\i. noh> und (m — n) Wi> angenommen.

Wenn im allgemeinen vorausgesetzt wird, daß die Ausgangsphase deines Bandpaßfillers sich linear mit der Frequenz ω des Eingangssignal in der Nähe der Miltenfrequenz oh des Bandpaßfiltcrs ändert, kann die Ausgangsphasc als Produkt der Winkclfreqiien/differen/. Δ10 = οχ, — o> und der Gruppenverzögerungszeit r angenäher, werden. Es gilt nämlich

θ « /Soi r.

Das Signal am Punkt b der Fig. 4 kann deshalb wie folgt ausgedrückt werden, da die Phasenaawciehung durch die Bandpaßfiller41 und 42 erzeugt wird, wenn die Eingangssignalfrcqucnz verstimmt ist:

(2)

sin \(ot + Δω{τ\ + r;)\. /·»

Hierbei sind η und r> die Gruppcnverzogenings/.eiien der Bandpaßfilier 41 und 42. οχ, - ω wird als .'Uo ausgedrückt und ω isl die Winkelfrcquen/. des Eingangssignais.

W<;nn das durch (3) ausgedruckte Signal durch den Kreis 43 multipliziert oder dividiert wird, werden sowohl Frequenz als auch Phase mil m multipliziert, und das Signal am Punkt c wird in folgender Weise ausgedrückt:

Dieses Signal erzeugt eine Phusenabweichung durch das Bandpaßfilier 44 und das Signal am Punkt i/kann in

folgender Weise ausgedrückt werden:

sm[niiüt + nulo)(Ti + Γι + η)|. (5)

Hier ist η die Gruppenverzögerungszeit des Bandpaßfillers 44.

In gleicher Weise kann das Signal am Punkt g wie folgt ausgedruckt werden:

sin \na)t + ndiü(r\ + r._t + r-,)|. (6)

Hier sind r«und ridieGruppcnvcrzögeruiigszeiiciuler Bandpaßfiller45 und 47.

Die an den Punkten c/und £ auftretenden Signale werden durch die Muliipliz.iercinriehtung 48 multipliziert.
Das Ausgangssignal tritt als Summen- und Subtraktionsfrequcn/komponenien auf, und die Subtraktionsfrequenzkomponente kann folgendendcrmaßen ausgedrückt werden:

I¹S cos \(m — n)(nl + nUin{n + r.· + n) - n.ltn(r_{ ( r. t r ,)\. (7)

Wenn dieses Signal durch das Bandpaßfilter 49 geht, kann das Signal vom Ausgangsanschluß 2 in folgender Weise ausgedrückt werden:

cos ICm — n)u)t + ithJo)(r, + r.· + r,) — n.lti>(r, + η + r ,) + (tu — nfJoir^

= costf/72 — n)(t)t + mJ(t/[n + r.. + η + η.) — iUifi(r, + r, + r-, + r_h)|. (8)

Hierbei ist r_hdic Gruppenverzögerungszeit des Handpal3filters49.

Die Bedingung, daß die Phase des Ausgangssignals der in l·' i g. 4 gezeigten Schaltung unabhängig von einer Änderung der F-'rcquenz des Ringangssignals ist. kann durch die Gleichung (9) oder (10) unier der Bedingung ausgedrückt werden, daß der Phasenausdruck der Gleichung (8) Null wird:

oder

+ r> + Γι + r„) = n(ri + r₄ + r-, + r„) (9)

m/n = (n + u + r-, + n) / (n + η + r_t + r_h). (10)

Die Gleichung (10) bedeutet, daß das l^:reuqenzverh;ilinis der beiden Wege gleich der Gesamtsumme der Ii Gruppenlaufzeiten von dem Eingang /um Ausgang über zwei Wege ist.

Zur Erläuterung der Erfindung enthalt die in I'ig. 4 ge/eigk· Grundschaliung sechs Bandpaßfilter. Es wird jedoch nachfolgend erläutert, daß wenigstens zwei Hancipaltfiiu-r m>i wcmüg sind, üüi die Wirkuüg der Hrfindung zu erreichen.

Mit der Festlegung m/n = K kann die folgende Beziehung aus der Gleichung (K)) erhalten werden:

-4 + rs = (K - IXn + r„) + K(r.. + r,)· (")

Wie sich aus (7) ergibt, müssen die Frequenzen von zwei Eingangssignal un der Multiplizicrcinrichtung unterschiedlich sein, um eine Subtraktionsfrequenzkomponente am Ausgang der Multipliziercinrichtung zu erhalten.die nicht ein Glcichstromsignal ist.

Wenn die Ausgangsfrequenz des zweiten Weges niedriger als die Ausgangsfrequenz des ersten Weges ist, gilt K > 1. Deshalb ergibt sich ausderGleichung(l 1):

so (n + r, > n. (12)

Wenn ein Bandpaßfilter als Mittel zum Erzeugen einer Verzögcrungszcil verwendet wird, bedeutet (i2), daß es notwendig ist. ein Bandpaßfilter für den Weg bei der niedrigeren Frequenz zu verwenden. Auch ist es notwendig, ein weiteres Bandpaßfilicr in den anderen Weg als denjenigen Weg einzusetzen, in den ein Bandpaßfilter bereits eingesetzt ist. so daß die Gleichung (9) oder (10) erfüllt ist.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf eine weitgehend vereinfachte Schaltung beschrieben, von der in F i g. 5 ein Beispiel gezeigt ist.

In dieser Figur sind 51 und 52 Bandpaßfilter mit gleichartiger Charakteristik. 53 ist eine Einrichtung zum Dividieren durch 2 während 54 eine Multipiizicreinrichtung ist. Es wird hierbei angenommen, daß die PhascnabbO weichungen θ jeweils in diesen Bandpaßfiltern erzeugt werden, da die an dem Eingangsanschluß 1 auftretenden Eingangssignale gegenüber den Mittenfrequenzen der Bandpaßfilter 51 und 52 verstimmt werden. Da Frequenz und Phase auf die Hälfte durch die Dividiereinrichuing herabgesetzt werden, kann das Ausgangssignal der Divtdiereinrichtung in folgender Weise ausgedrückt werden:

h-, sin(w//2 4 H). [VV)

wobei das Eingangssignal am Anschluß I als sin oil angenommen wird.

Dieses Signal ist dann das eine Eingangssignal der Muiltplizicrcinrichiung 54 und das Ausgangssignal des

Bandpaßfillers 51, nämlich das nachfolgend angegebene Signal, ist dns andere F.ingangssigmil der Multiplizier- g

einrichtung: _;'.j

sin (Mt + (·/). (14) :'

Als Ausgangssignal der Muhipli/icrcinrichiiing54 erscheint das l'roduki der beiden F.ingangs.signalc. nämlich |

sir.ia)f + Θ) sin (—+θ) = - cos -y- - j cos ί-| ωί + 2θ\ (15) Pj

Der erste Ausdruck der rechten Seite der Gleichung (15) ist die Suhlraktionsfrequenzkomponcnte, während

der zweite Ausdruck die Summenfrcqucnzkomponcnic ist. Da diese Komponenten unterschiedliche Frequenzen "

haben, können sie leicht getrennt weiden.

Wenn die Substraktionsfrequenzkomponcnie zentriert wird, erscheint die durch die Bandpaßfiltcr 51 und 52 erzeugte Phuscnabwcichung nicht in dem Ausgangssignal. 15 ■',

Wenn das Divisionsverhältnis der Dividiereinrichtung 5.3 mit l/Nangenommcn wird, wobei N eine ganze Zahl _:'i5

nicht kleiner als zwei ist, muß das Verhältnis der Gruppenver/ögcrungs/eitcn der Bandpaßfilter 52 und 51, d. h. '-|

Γ4/Γ1, N — 1 sein. .£!

Die? wird aus der Gleichiing(<l) orhiilii-nwi-nn ;i) = I·. »= I/A/und r.. = r> = r, = r. = 0 gesetzt werden. isl

Fig.6 zeigt ein abgeändertes Beispiel der in F i g. 5 angegebenen Schaltung. In dieser Figur sind 55 und 56 20 |j

Bandpaßfilter.57 ist eine Einrichtung zum Dividieren durch 2 58 eine Muliipliziereinrichlimg. *

Wenn eine Phasenabweichung des Baiulpaßfillers 55 auf θ eingestellt wird und die Phasenabweichung des Bandpaßfilters 56 auf 2 θ eingestellt wird, wird ein Ausgangssignal an der Muliipli/iereinrichtung 58 gleich wie bei F i g. 5. Deshalb tritt an dem Ausgang keine Phascnsbwcichung auf.

Im Falle der Fig.5 und 6 ist ein Bandpalifilier zum Trennen der Summenfrequen/komponente und der Subiraktionsfrcquenzkoinponenlen für die Ausgangsstufe erforderlich. Im allgemeinen hat dieses Bandpaßfilter jedoch eine ausreichend große Bandbreite im Vergleich mit derjenigen der oben erwähnten Bandpaßfilter 51, 52, 55 und 56 und aus diesem Grund ist die Phasenabweichung sehr gering. Dies ist deshalb aus Gründen der Vereinfachung nicht dargestellt.

Das Verhältnis der Gruppenverzögerungszeiten der Bandpaßfilter 56 und 55 muß gleich N sein, wenn das Divisif ;isvcrhältnisdcr Dividicreinriehlung57 mit 1/Λ/angenommen wird.

Dies ergibt sich aus der Gleichung (9), wenn//( = \,n — I/N und η = η = r-, = r„ = 0 gesetzt werden.

Gemäß F i g. 5 oder b ist die Frequenz des Ausgangssignals halb so groß wie die Frequenz, des Eingangssignals, jedoch ist es zweckmäßig, einen solchen Vorgang bei der Schaltung zum Wiedergewinnen des in Fig.2 gezeigten PSK-modulicrtcn Signals anzuwenden, da in einer solchen Schaltung die Frequenz des Bandpaßfilterausgangssignals dividiert wird.

Wenn es jedoch erforderlich ist. die Eingangs- und Ausgangsfrequenzen konstant zu halten, sollen die Ausgangssignalc F i g. 5 und 6 verdoppelt werden oder die Schaltung soll so aufgebaut werden, wie das in F i g. 7 gezeigt ist. In dieser Figur sind 61 und 62 Bandpaßfilter. 63 ein Frequcnzverdoppler und 64 eine Multipliziereinrichtung.

Wenn eine Phasenabweichung der BandpaUfilier 6! und 62 mit & angenommen wird, hat ein Ausgangssignal des Bandpaßfilters 62 eine Phasenabweichung von 2 Θ. Die Phasenabweichung des Ausgangssignals des Verdopplers 63 wird auch 2 öund die Frequenz ist verdoppelt.

Wenn deshalb das Eingangssignal an dem Anschluß 1 mit sin tor angenommen wird, wird das Ausgangssignal des ßandpaßfillers 62 sin^i/r + 2 60. während das Ausgangssignal des Verdopplers 63 sin (2 Mt + 2 θ) wird.

Wenn diese beiden Eingangssignale zu der Multipliziereinrichtung 64 gegeben werden, kann das Signal wie folgt ausgedrückt werden:

\ cos<u/ - i-cos(3<ur + 48).

Wie bereits beschrieben wurde, ist deshalb, wenn eine Zentrierung nur bei dem ersten Ausdruck der rechten Seite erfolgt, eine Phasenabweichung zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal Null, und die Frequenz ist auch gleich am Eingang und am Ausgang.

Wenn das Multiplikationsverhältnis der Multipliziercinrichtung 63 mit M angenommen wird, wobei M eine ganze Zahl nicht kleiner als zwei ist, muß das Verhältnis der Gruppcnverzögerungszeilen der Bandpaßfilter 62 und 61, d.h. tJtu Μ— 1 sein. Dies ergibt sich aus der Gleichung (9), wenn m — M, n=\ und Γ2 = Ti = Γ5 = Tt, = 0 gesetzt werden.

Die vierte Ausführungsform, die bei einer Schaltung zum Wiedergewinnen eines Trägers aus einem 4-Phasen-PSK-modulierten Signal angewendet wird, wird unter Bezugnahme auf F i g. 8 beschrieben. Bei dieser Ausführungsform wird die Frequenz des Eingangssignal an dem Bandpaßfilter unter Verwendung eines üblichen Frequenzumsetzers niedrig gehalten. Dadurch kann der Schaltungsaufbau vereinfacht werden. In F i g. 8 sind 71 eine Einrichtung zum Muitiplizieren mit 4,72 ein Verdopplcr. 73 eine Einrichtung zum Divideren durch 2.74 eine Einrichtung zum Dividieren durch 4.75 und 76 Bandpaßfilter. 77 und 78 Frequenzumsetzer. 79 eine Multipiiziereinrichtung und 80 ein Oszillator, der mit einer Frccnicn/ von 100 MH/ schwingt. Hier wird davon ausgegangen, daß das 4-Phasen-PSK-moduiierte Signal mil der Miticnfrequen/ von 70 MHz an dem Eingangsanschluß 3 eingegeben wird. Zuerst wird die Frequenz mit 4 auf 280 MHz durch die Multipliziereinrichtung 71 multipliziert.

Die 280-MHz-Komponente wird dann in der Frequenz auf 80 MIIz durch den Frequenzumsetzer 77 umge-

setzt. Dann wird die Rauschkomponente durch das Bandpaßfiltor ausgesiebt. Die Empfangsfrequenz von 200 MHz, um 80 MHz zu erhalten, kann dadurch erlangt werden, daß die von dem Oszillator 80 ausgesandte Sinuswelle mit 100 MHz durch den Verdopplcr 72 multipliziert wird. Wenn die Mittcnfrequenz des Bandpaßfil-

'■'■[ ters 75 geringfügig gegenüber 80 MHz verstimmt ist, wird ein Phasenfehler 6Ί proportional zu dieser Vcrstim-

:~ 5 mung erzeugt.

.. Das Ausgangssignal des Bandpa&filters 75 wird auf zwei Wege aufgeteilt. Das eine Signal läuft über das -' Bandpaßfilter 76 und wird durch 4 durch die Dividiercinrichtung 74 geteilt und gelangt danach zu der Multiplier ziereinrichtung 79 am Punkt h. Die Frequenz des anderen Signals wird in 180 MHz umgesetzt, in dem es zu der f| von dem Oszillator 80 ausgesandten Frequenz von 100 MII/. mittels des Frequenzumsetzers 78 addiert wird, ;,; in woraufhin es zu der Multipüziereinrichtung 79 gelangt, nachdem es durch 2 durch die Dividiereinrichtung 73 ;'; dividiert worden ist.

J₁; Die Frequenz und die Phase werden am Punkt h jeweils 20 M H/. bzw. (6Ί + 0>)/4, wobei θι die Phasenände-

;:.;] rung ist, die durch das Bandpaßfilter 76 erzeugt wird. Die Frequenz am Punkt / beträgt 90 MHz, während die

■I .'■ Phase θ\/2 ist. Wenn angenommen wird, daß die Frequenzdifferenz zwischen den Punkten Λ und / von der

■:;.; is Multipüziereinrichtung 79 herausgenommen wird, kann eine Sinuswclle mit der Frequenz von 70 MHz und der

ij,\ Phase von (ß\ — ft)/4 als Ausgangssignal erhalten werden. Der Träger, in dem cind Phasenabwcichung auf-

j-f grund des Filters unwirksam gemacht worden ist, kann deshalb an den AusgangsansehluU 4 der F i g. 8 unter

!Η» Verwendung der beiden Bandpaßfilter 75 und 76 abgegeben werden, wenn gilt 6Ί « fV>.

'ij Fig.9 zeigt die Charakteristik der in Fig.8 gezeigten Schaltung, wobei /mti Veigleieli die Cnarakicrisiik

|f 20 einer bekannten Schaltung unter Verwendung nur eines BandpaUfihers 75 auch dargestellt ist.

Ü In der Figur ist die ausgezogene Linie die Charakteristik der in Fig.8 gezeigten Schaltung und zeigt die

?l gestrichelte Linie die Charakteristik der bekannten Schaltung, wobei die X-Achse die Frequenzabweichung und

;■,! die V-Aehse die Phasenabweichimg angibt.

·*! Wie sich aus dieser Figur ergibt, weicht bei der bekannten Schaltung die Phase um ± 10" ab. wenn die

]J 25 Frequenz um ±20 kHz gegenüber der Miucnfrcquenz verschoben wird, wahrend bei dor Schallung nach der

'^!Λ Erfindung die Abweichung nur ±5° beträgt.

«f Wenn die Charakteristiken übereinstimmen, ist die Abweichung im Prinzip Null.

;*1 Bei der obigen Erläuterung ist von zwei Bandpaßfiltcrn ausgegangen worden. Eine gleichartige Wirkung kann

A auch unter Verwendung einer Verzögerungsleitung (als Mittel zur Erzeugung einer Verzögerungs/.eit) oder von

L· 30 Verzögerungsleitungen anstelle eines in F i g. 4 gezeigten Filters oder von Filtern erhalten werden. Der Grund

3 liegt darin, daß die Ausgangsphasc θ einer Verzögerungsleitung und eines Bandpaßfilters sich linear wie folgt

gj ändert:

P θ — — ωτ = Δωτ — ιο^τ. (17)

H Der letzte Audruck der Gleichung (17) ist konstant, so daß die Gleichung (2) und (17) insofern gleich sind, als

jp die Phasenabweichung aufgrund einer Änderung der Eingangsfrcqucnz betrachtet wird.

gjj Eine weitere Ausführungsform, bei der eine Verzögerungsleitung anstelle eines Bandpaßfilters verwendet ist.

wird unter Bezugnahme auf F i g. 10 als weilgehend vereinfachtes Beispiel beschrieben.

40 In F i g. 10 ist 91 ein Bandpaßfilter. 92 eine Verzögerungsleitung. 93 eine Einrichtung /.um Dividieren durch 2 und 94 eine Multipüziereinrichtung.

In dieser Schaltung wird eine Verzögerungsleitung 92 anstelle des Bandpaßfiliers 52 in F i g. 5 verv. endet. Wenn die Gruppenverzögerungszeil des Bandpaßfiltcrs 91 mit τ\. die Verzögerungszeil der Verzögerungsleitung 92 mit Γα und das Eingangssignal am Anschluß 1 mit sin on angenommen werden, können die beiden 45 Eingangssignale der Miiltipliziereinrichtung 94 wie folgt ausgedrückt weiden:

sin !γ a{t - r_A) +

y Λ ω r, \.

Wie im Falle der oben erwähnten Methode kann das Ausgangssignal durch Herausnehmen der Subtraktions-55 frequenzkomponente aus dem Ausgangssignal der Multipliziercinrichiung erhalten werden:

{4- ot + -i- Jwr, + \ ωτΛ = cos (i- ωΐ + \ ω(ΐ₄ - T₁) + l<»_or,>. (20)

COS'

w> Wenn T\ = u gilt, wird deshalb die Phasenabweichung Null, auch wenn sich die Eingangsfrequenz ändert.

In diesem Fall muß das Ver/.ögerungs/eitverhältnis der Verzögerungsleitung 92 und des Bandpaßfillcrs 91 proportional N — 1 wie im Falle der Fig.5 sein, wenn das Divisionsverhältnis der Dividicreinrichlung 93 mit 1/ N angenommen wird.

Fig. 11 zeigt eine Abänderung der in I⁷Ig-¹J dargcsicllten Ausführungsform, wobei die Mullipliziercinrichb> tung 102 anstelle der Dividiereinrichtung 57 verwendet wird. 100 und iOi sind ßandpaBfilicr.

Das Phasenabweichungsverhälinis odei das Ver/.ögcrungs/eitverhältnis der Bandpaßfiller 100 und 101 muß bei dieser Schaltung im wesentlichen gleich dem Multiplikationsvcrhältnis M der Muttipliziercinrichiung sein. Der Grund dafür ergibt sich aus der obigen Beschreibung.

kus de/ vorangehenden Beschreibung ergib: sich, daß die !-!rfindung eine Ausbildung eines Bandpaßfilters affi. bei dem sich eine Abweichung der Phase /wischen Kingniigssignal und Ausgangssignal trotz Änderung Frequenz des Eingangssignals nicht ändert, wobei keine Kiickkoppliingsrcgcleinriehtiing erforderlich ist. durch wird der Schaltungsaufbau vereinfacht und kann gleichzeitig der Nachteil eines Gleichlauf-Filters mieden werden, daß nämlich eine Verzögerung in der Gleichlauf/eil für das Übergangseingangssignal tritt.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Etandpaßfilterschahung mit einem Eingangsanschluß (1) /um Empfangen eines Eingangssignals, mit einem ersten Bandpaßfilter (41), das eine Gruppenlaufzeit η aufweist und mit dem Eingangsanschluß verbunden ist, mit einem zweiten und einem dritten Bandpaßfilier (42;45), die Gruppenlaufzeiten r?. r_s aufweisen und jeweils mit dem Ausgang des ersten Bandpaßfilters verbunden sind, mit ersten und zweiten Frequenzmultipiizierern (43, 46), die jeweils mit den Ausgängen der zweiten und der dritten Bandpaßfilter verbunden sind und jeweils Muitiplikaiionsfakiorcn von m und η aufweisen, mit vierten und fünfter. Bandpaßfililern (44, 47), die Gruppenlaufzeitcn F₁. Fs aufweisen und jeweils mit den Ausgängen der ersten und zweiten Multiplizierer verbunden sind, mit einer Multipliziereinrichtung (48). die mit den Ausgängen der vierten und der fünften Bandpaßfilter zum Multiplizieren von deren Ausgangssignalen verbunden ist, mit einem sechsten Bandpaßfilter (49), das eine Gruppenlaufzeit r* aufweist und mit dem Ausgang der Multipliziereinrichtung verbunden ist, und mit einem Ausgangsanschluß (2), der mit dem Ausgang des sechsten Bandpaßfilters zum Ausgeben dessen Ausgangssignals verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Gruppenlaufzeiten der Bandpaßfiltcr und d-.o Multiplikalionsfaktorcn der Multiplizierer nach der folgenden Formel ausgewählt sind: