DE2902680C2

DE2902680C2 - Bandpaßfilterschaltung

Info

Publication number: DE2902680C2
Application number: DE2902680A
Authority: DE
Inventors: Tadayoshi Dipl.-Ing. Kawasaki Kanagawa Katoh; Hiroshi Dipl.-Ing. Tokyo Kurihara
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1978-01-26
Filing date: 1979-01-24
Publication date: 1983-08-25
Also published as: GB2016835B; US4361894A; IT1110501B; JPS54100639A; DE2902680A1; CA1143445A; FR2415913B1; FR2415913A1; IT7919585A0; GB2016835A

Description

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Die Erfindung betrifft eine Bandpaßfilterschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bislang wurde diese Schaltungsart in weitem Umfang so als Trägerrückgewinnungskreis eines Demodulationskreises eines digitalen Satellitenkommunikationssystems od. dgl. verwendet.

In einem 4-Phasen-PSK (Phasenumtastung)-System wird beispielsweise die Modulation mittels eines geeigneten Verfahrens von einer empfangenen Welle entfernt, um eine Sinuswelle zu erhalten. Dies wird beispielsweise durch ein Verfahren erreicht, bei dem die modulierte Welle viermal multipliziert wird, oder durch ein Verfahren, welches Modulationsübertragungsverfahren od. dgl. verwendet. Die so erhaltene Sinuswlle enthält Geräuschkomponenten. Um diese zu entfernen, muß die Sinuswelle einem Schmalbandfilter zugeführt werden.

Jedoch schwankt die Eingangsfrequenz am Trägerrückgewinnungskreis gewöhnlich, und diese Schwankung übersteigt manchmal die Bandbreite des zur Entfernung des Rauschens notwendigen Bandpaßfilters.

In einem solchen Fall ist es wünschenswert, eine Steuerung zu erhalten, um die Differenz zwischen der Eingangsfrequenz und der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters auf Null zu reduzieren, so daß die Eingangsfrequenz und die Mittenfrequenz des Paßbandes miteinander übereinstimmen.

Im allgemeinen hat ein Schmalbandfilter solche Kennlinien, wie sie in den Fig. IA und IB dargestellt sind: Fig.IA zeigt die Amplitudenkennlinie des Bandpaßfilters und Fig.IB zeigt die entsprechende Phasenkennlinie. In der Nähe der Mittenfrequenz fo des Paßbandes besitzt das Schmalbandfilter eine solche lineare Kennlinie, wie in Fig. IB gezeigt ist, hier zeigt das Filter eine im wesentlichen konstante Phasenvariation ΔΘ in Abhängigkeit von einer Frequenzschwankung Af. Wird diese Eigenschaft verwendet, so ist es möglich, aus der Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal am Schmalbandfilter und dessen Ausgangssignal zu entnehmen, ob die Eingangsfrequenz des Filters mit der Mittenfrequenz des Paßbandes übereinstimmt oder nicht Durch die Anordnung eines Rückkopplungssteuersystems, um die Phasendifferenz dauernd auf Null zu reduzieren, können außerdem die Mittenfrequenz des Schmalbandfillers und die Eingangsfrequenz so gesteuert werden, daß sie dauernd miteinander übereinstimmen.

Die Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp basiert auf dem obengenannten Prinzip und wird für AFN (automatischer FrequenznachlauQ-Systeme und APC (automatische Phasecregelung)-Systeme, die verschiedene Steuersysteme benutzen, unterteiit.

F i g. 2 zeigt in Blockdarstellung den prinzipiellen Teil einer Ausführungsform einer Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp des AFC-Systems. In F i g. 2 bezeichnet 11 eine Sinuseingangswelle, 101 einen ersten Mischer, 102 ein Bandpaßfilter, 103 einen Phasendetektor, 104 ein Schleifenfilter, 105 einen spannungsgesteuerten Oszillator, 106 einen zweiten Mischer. Kurz gesagt ist die Betriebsweise des in F i g. 2 abgebildeten Schaltkreises wie folgt: Die Sinuseingangswelle 11 wird durch den ersten Frequenzmischer 101 in der Frequenz umgewandelt und dann einem Bandpaßfilter 102 zugeführt, um Rauschkomponenten zu entfernen. Wenn die Frequenz /der Eingangssinuswelle am Verbindungspunkt 13 von der Mittenfrequenz /Ό des Bandpaßfilters 102 abweicht, tritt eine Phasendifferenz zwischen den Verbindungspunkten 13 und 14 entsprechend der Frequenzdifferenz auf. Durch einen Schaltkreis für automatischen Frequenznachlauf (AFN) — dieser Schaltkreis besteht aus dem Phasendetektor 103, dem Schleifenfilter 104 und dem spannungsgesteuerten Oszillator 105 — wird die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators so gesteuert, daß die Ausgangsspannung vom Phasendetektor 103 sich dem Wert Null annähern kann, und damit wird die Phasendifferenz, die aus der Frequenzdifferenz resultiert, eliminiert. Damit wird ein Träger ohne Phasenfehler zurückgewonnen.

F i g. 3 zeigt in Blockdarstellung den prinzipiellen Teil einer Ausführungsform einer Bandpaßfilterschaltung vom Nachlauftyp beim APC-System. In F i g. 3 bezeichnet 2i eine Sinuseingangswelle, 201 ein Bandpaßfilter, 202 ein Schleifenfilter, 203 einen Phasendetektor, 22 einen Trägerausgang. Kurz gesagt ist die Betriebsweise des in Fig.3 dargestellten Schaltkreises wie folgt: Die Eingangssinuswelle 21 wird dem Bandpaßfilter 201 zugeführt, dessen Mittenfrequenz variabel ist und in welchem Geräuschkomponenten vom Eingangssignal

entfernt werden, um den Trägerausgang 22 zu erzeugen. Wenn die Frequenz der Eingangssinuswelle 21 von der Mittenfrequenz f₀ des Bandpaßfilters 201 abweicht, tritt eine Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal 21 und dem Ausgangssignal 22 entsprechend der dazwisehen liegenden Frequenzdifferenz auf. Durch einen Schaltkreis zur automatischen Phasensteuerung (APC) — dieser besteht aus dem Phasendetektor 203, dem Schleifenfilter 202 und dem Bandpaßfdter 201 — wird die Mitteinfrequenz des Bandpaßfilters 201 so gesteuert, daß das Ausgangssignal vom Phasendeteklor 203 sich dem Weit Null annähert, damit wird die Phasendifferenz entfernt, die auf der Frequenzdifferenz basiert, um einen Träger ohne Phasenfehler wiederzugewinnen.

Wenn die Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp in einem Impulsmodus betrieben wird, wird das Eingangssignal am Bandpaßfilter, beispielsweise die Signalwellenform am Verbindungspunkt 13 in Fig.2, eine derart diskontinuierliche Sinuswelle, wie sie in F i g. 4A dargestellt ist. In Anbetracht des Einschwing-Verhaltens vom Auszustand der Sinuswelle zum Einzustand muß die Bandpaßfilterschaltung vom Gleichiauftyp so ausgelegt werden, daß sie ihren statischen Zustand schnell erreicht Wenn die Zeitspanne, bis der Phasenfehler des wiedergewonnenen Trägers kleiner als ein bestimmter erlaubter Wert nach dem Beginn eines Impulses wird, als eine Mitnahmezeit t_q definiert wird, so ist die Zeit t_q abhängig von der Bandbreite B des Bandpaßfilters. Um die Zeit i,zu vermindern, muß die Bandbreite B erhöht werden. Dies ist bekannt Zur Vergrößerung der Dämpfung der Geräuschkomponenten des Eingangssignals muß die Bandbreite B vermindert werden. Die schnelle Mitnahme und die Geräuschentfernung stehen also miteinander in Widerspruch.

Nachfolgend wird die Beziehung zwischen der Aufladungs- und der Entladungszeitkonstante des Schleifenfilters und der Mitnahmezeit im Schaltkreis der Fig.3 diskutiert. Dabei soll Φ die Phasendifferenz zwischen den Signalen an den Verbindungspunkten 13 und 14 oder den Phasenfehler des wiedergewonnenen Trägers wiedergeben. Die Phasendifferenz oder der Phasenfehler ist proportional zu einer Differenz f—fo zwischen der Frequenz f der Eingangssinuswelle am Verbindungspunkt 13 und der Mittenfrequenz f₀ des « Bandpaßfilters 102 in Fig.2. Eine Steuerspannung des spannungsgesteuerten Oszillators 105 in F i g. 2 (dessen Spannung wird nachfolgend einfach a is Steuerspannung bezeichnet) ist innerhalb eines Betriebsbereiches der Schaltung im wesentlichen proportional zur Fhasendif- 5n ferenz bzw. zum Phasenfehler Φ. Wenn die Steuerspannung unmittelbar vor dem Impulsbeginn als vi angenommen wird, ist eine Differenz v— V₂ zwischen der Steuerspannung ν zu einem willkürlichen Zeitpunkt innerhalb des Impulses und der Steuerspannung V₂ 5> proportional zu ZlV=V₂-V₁, wenn vom Rückkopplungsschleifensystem angenommen wird, daß es seinen statischen Zustand im Moment des Impulsendes erreicht hat, und wenn die Steuerspannung in diesem Moment als V₂ angenommen wird. Aus der obigen Beschreibung ist ersichtlich, daß die Phasendifferenz Φ — Φ₂ zwischen einer Phase Φ₂ im statischen Zustand und einer Phase Φ zu einem willkürlichen Zeitpunkt während des Impulses proportional zu Δ V= v₂ — V| ist. Andererseits folgt aus der obigen Definition der Mitnahmezeit f,, daß die Zeit t_q um so kürzer wird, je kleiner die Differenz Φ — Φ₂ zu einem bestimmten Zeitpunkt ist und je kleiner dementsDrechenddie Differenz Δ V= v₂— v\ ist.

Als ein derartiges Schleifenfilter wurde bislang ein derart einfacher ÄC-Kreis benutzt, wie er in Fig.5 dargestellt ist Wenn die Zeitkonstante dieses Kreises unter der Bedingung bestimmt wird, daß seine Ausgangsspannung ihren statischen Zustand mit dem Ende des Impulses erreicht, so erfolgt eine Veränderung der Ausgangsspannung nach Beendigung des Impulses ebenso mit der gleichen Zeitkonstante. Wenn dementsprechend das Impulsintervall lang ist, wird der Schaltkreis auch dann, wenn der statische Zustandswert durch ein Eingangsimpulssignal erreicht worden ist, entladen, bevor der nächste Eingangsimpuls zugeführt wird, so daß die Aufladung mit dem Anfangszustand entsprechend dem nächsten Eingangsimpuis beginnen muß, und damit kann die Steuerspannungsdifferenz Δ V nicht reduziert werden. Eine Vergrößerung der Entladungszeitkonstante bewirkt auch ein Anwachsen der Aufladungszeitkonstante, dies macht es unmöglich, beim Ende des Impulses den statischen Zustand zu erreichen. Damit ist es bei bekannten Bandpaßfiltersehaltupgen vom Gleichlauftyp unmöglich, die Mitnahmezeit t_q hinreichend zu verküiri.n und eine schnelle Mitnahme durch ein Schmalbandfiksr zu erreichen.

Oben wurde beschrieben, daß die Steuerspannung aufgrund der Annahme von Impulsen der gleichen Frequenz klein gemacht werden muß. Dies kann durch Verwendung eines Schleifenfilters, wie es in den Fig.5A oder 5B dargestellt ist ausgeführt werden. Jedoch ist es notwendig, die Steuerspannungsschwankung nicht nur in einem solchen Fall zu vermindern, sondern auch im Fall einer Frequenzabweichung zwischen Impulsen. Im letzteren Fall ist es wünschenswert, den absoluten Wert der Spannung V am Verbindungspunkt 15 in Fig.2 gegenüber allen Impulsen möglichst klein zu halten. Da die Spannung V proportional zur Differenz zwischen der Frequenz /des Impulses am Verbindangspunkt 13 und der Mittenfrequenz fo des Filters 102 in F i g. 2 ist, wie zuvor dargelegt wurde, ist es möglich, V=A(f—f₀) einzustellen, wobei A ein Proportionalitätsfaktor ist Die Maximal- und Minimalfrequenzen unter den Impulsen mögen durch fmix bzw. fmin bezeichnet sein. Falls beispielsweise das in ί ig.5A dargestellte Schleifenfilter verwendet wird, wirkt die Eingangsspannung nur in positiver Polarität, so daß, um V>0 bei allen Impulsen zu erhalten, es notwendig ist daß

A(f_max-fo)>O, A(f_ml„-fo)>O.

(U
(2)

Damit wird ein Maximalwert | V\ max von | V\ wie folgt gegeben:

(3)

Auch im F?'l der Verwendung des in Fig.5B gezeigten Schleifenfilters wird de* Maximalwert |V|max durch die Gleichung (3) zur Betätigung des Filters bei V.<0 gegeben. Falls keine solche Begrenzungen, wie sie duroh die Gleichungen (1) und (2) dargestellt sind, vorliegen, ist es möglich,

zu erhalten, wenn die Parameter so ausgewählt werden, daß f_m._x+fmm= //"0. Der durch die Gleichung (4) gegebene Wert ist die Hälfte des Wertes der Gleichung

(3). Dies ist unter dem Gesichtspunkt einer schnellen Mitnahme vorteilhaft.

Solch ein Verfahren ist wirksam bei einem System mit Vielfachzugriff im Zeitmultiplex, wobei Impulssignale verschiedener Frequenzen von vielen Stationen in einer Rahmenperiode eingegeben werden. Falls das oben beschriebene, bekannte Schleifenfilter benutzt wird, wird der obengenannte Effekt nicht erreicht. Deshalb ist eine schnelle Mitnahme schwierig.

Die zwei obengenannten Verfahren sind durch die Verwendung von Schleifenfiltern gekennzeichnet, womit die Impulsspannung festgehalten wird (oder vor einer schnellen Abnahme geschützt wird), auch wenn ein Impuls vorbei ist, um so die Schwankung einer Steuerspannung des AFN-Kreises zu vermindern. Bei einer solchen Anordnung jedoch ist die Phasendifferenz zwischen den Impulsen groß, wenn deren Frequenzabweichung groß ist, da der Impuls unvermeidlich durch einen unmittelbar vorangehenden Impuls beeinflußt wird. Diese Erfindung ist darauf gerichtet, Frequenzschwankungen einzelner Impulse dadurch zu eliminieren, daß eine schnelle und präzise Mitnahme auch im Falle einer großen Frequenzabweichung zwischen den Impulsen erreicht wird.

Dies ist beispielsweise bei einem Satellitenkommunikationssystem notwendig, bei dem eine Satellitenstation vielen Erdstationen zugeteilt ist. Beim Satellitenkommunikationssystem unterscheidet man zwischen zwei Frequenzschwankungen des Impulssignals: eine wird als individuelle Frequenzschwankung bezeichnet, dies ist eine Frequenzschwankung einer jeden Erdstation gegenüber anderen Erdstationen infolge der Differenzen in der Übertragungsfrequenz zwischen den Erdstationen. Die andere ist eine Frequenzschwankung, die auf einer Frequenzumwandlung durch eine Relaisstation (ein Satellitenantwortsendegerät bei der Satellitenkommunikation) beruht. Diese !eiziere Schwankung ist den Impulsen der jeweiligen Erdstationen gemeinsam und wird damit gemeinsame Frequenzschwankung bezeichnet. In vielen Fällen ist die gemeinsame Frequenzschwankung größer als die individuelle Frequenzschwankung. Die individuelle Frequenzschwankung tritt für jeden Impuls augenblicklich auf, dagegen beruht die gemeinsame Frequenzschwankung im wesentlichen auf einer säkularen Veränderung an der Relaisstation und ist im Vergleich zur individuellen Frequenzveränderung wesentlich milder.

In der Vergangenheit wurden die Gleichlauf-Bandpaßfilterschaltungen dieser Art meistens ohne Berücksichtigung des Unterschiedes zwischen den beiden Frequenzschwankungen ausgebildet In diesem Fall sind Betriebsbereiche, wie ein Mitnahmefrequenzbereich usw., begrenzt, um so eine schnelle Mitnahme bei allen Frequenzschwankungen zu erreichen. Bei derartigen bekannten Bandpaßfilterschaltungen vom Gleichlauftyp ist es unmöglich, daß sie zufriedenstellend sowohl bei sehr langsamen Schwankungen (die gemeinsamen Frequenzschwankungen) als auch bei schnellen Schwankungen (die individuellen Frequenzschwankungen) arbeiten.

Um diesen Nachteil beim Stand der Technik auszuräumen, ist in der US-PS 39 69 676 ein Verfahren zur Steuerung der Steuerspannung des AFC-Kreises beschrieben, bei dem die Spannung mittels eines Schalters entsprechend der Anwesenheit oder Abwesenheit eines Impulses verändert wird. Jedoch hat dieses Verfahren wegen der Verwendung eines Impulsdetektors den Nachteil eines komplizierten Schaltungsaufbaus, außerdem besteht die Möglichkeit einer Zeitverzögerung beim Betrieb des Schalters.

Des weiteren ist eine Bandpaßfilterschaltung bekannt (DE-AS 23 30 357), bei der ein ständiger Phasenfehler bei einer Rückkoppiungssteuerung auf Nuil reduziert wird, wofür eine Verzögerungsleitung vorgesehen ist.

Des weiteren ist es bekannt, bei einer PLL-Schaltung

zur Verbesserung der Fangeigenschaft ein Tiefpaßfilter vorzusehen (Funkschau, April 1976, Seiten 257 bis 259).

ίο Dieses Tiefpaßfilter hat dieselbe Aufladungs- und Entladungszeitkonstante.

Die Aufgabe der Erfindung ist es, eine Bandpaßfilterschaltung zu schaffen, welche eine schnelle Mitnahme ermöglicht und welche die Spannungsdifferenz UV vermindert.

Gelöst wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 1. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird beispiemaii anhand der Zeicnnung erläutert.

Fig. IA und IB sind Kurvendarstellungen der Amplituden- bzw. Phasenkennlinie eines Schmalbandfilters;

Fig.2 ist ein Blockschaltbild des prinzipiellen Aufbaus eines Beispiels einer Bandpaßfiltcrschaltung vom Gleichlauftyp des AFN-Systems (System mit automatischem Frequenznachlauf);

Fig.3 Ut ein Blockschaltbild des prinzipiellen Aufbaus eines Beispiels einer Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp des APC-Systems (System mit automatischer Phasenregelung);

Fig.4A bis 4D zeigen Änderungen im Amplitudenverlauf eines Impulses und einer Steuerspannung bei einer AFN-Schaltung;

F i g. 5 ist ein Schaltbild zur Darstellung des Aufbaus eines bekannten Schleifenfilters;

F i g. 5A und 5B zeigen Schaltbilder von Ausführungsformen eines Schleifenfilters der Erfindung;

Fig.6 ist ein Schaltbild einer besonderen Anwendungsform des erfindungsgemäßen Schleifenfilters;

F i g. 7 ist ein Schaltbild eines Beispiels einer weiteren Ausführungsform eines Schleifenfilters;

F i g. 8 ist ein Blockschaltbild einer dritten Anwendungsform des erfindungsgemäßen Schleifenfilters;
F i g. 9 ist ein Schaltbild eines Beispiels einer weiteren Anwendungsform des Schleifenfilters;

Fig. 10 ist ein Blockschaltbild einer weiteren Anwendungsform des Schleifenfilters der Erfindung;

Fig. HA und 11B dienen zur Erläuterung des Betriebes des in F i g. 10 gezeigten Schleifenfilters;

Fig. 12 ist ein Blockschaltbild, welches den Aufbau einer fünften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schleifenfilters zeigt;

Fig. 13 ist ein Blockschaltbild, welches die Anordnung eines Trägerwiedergewinnungskreises darstellt, welcher nach einem Frequenzvervielfachungsverfahren arbeitet und eine AFN-Schleife besitzt;

F i g. 14 ist eine Blockschaltung, welches die Anordnung eines Trägerwiedergewinnungskreises zeigt weleher nach dem Frequenzvervielfachungsverfahren arbeitet und eine APC-Schleife besitzt;

Fig. 15 ist ein Blockschaltbild, welches die Anordnung eines Trägerwiedergewinnungskreises zeigt, welcher nach einem Modulationsübertragungsverfahren arbeitet und eine AFN-Sch!eife besitzt;

Fig. 16 ist ein Blockschaltbild, welches die Anordnung eines Trägerwiedergewinnungskreises zeigt, welcher nach dem Modulationsübertragungsverfahren

arbeitet und eine APC-Schleife besitzt.

Die Fig. 5A und 5B zeigen jeweils Ausführungsformen von Schleifenfiltern zur Verwendung in Bandpaßfilterschaltungen. Die Schleifenfilter der F i g. 5A und 5B arbeiten mit einer positiven bzw. einer negativen Eingangsspannung. Nun wird die Arbeitsweise der in den Fig. 5A und 5B abgebildeten Schleifenfilter beschrieben. Es sei angenommen, daß die Impedanz der Eingangsseite jedes Schleifenfilters Null ist und daß die Impedanz der Ausgangsseite hinreichend groß ist. Außerdem sei angenommen, daß der Widerstand jeder Diode D\ in Durchlaßrichtung Null und in Sperrichtung hinreichend groß ist, dann hat die Aufladungszeitkontsnter, den Wert R_xR₁O(Rx +R₂),die Entladungszeitkonstante Γ2 hat dann den Wert RjC Wenn dann die Widerstandswerte Rt und R₂ so ausgewählt werden, daß /?2 sehr viel größer als R\ ist, so wird die Entladungszeitkonstante Γ} hinreichend größer als die Aufladungszeitkonstante Γι gemacht. Anhand der F i g. 4A und 4B wird nun beschrieben, wie die Steuerspannungsschwankung Δ V dadurch vermindert wird, daß die Entladungszeitkonstante τ₂ hinreichend größer als die Aufladungszeitkonstante Γι gemacht wird. F i g. 4A zeigt die Eingangswellenform am Verbindungspunkt 13 in Fi g. 2. Wenn der Phasendetektor 103 so eingestellt wird, daß eine zur Differenz f—fo proportionale Spannung am Verbindungspunkt 15 auftritt, wenn die Frequenz f der Eingangswelle von der Mittenfrequenz /odes Filters 102 abweicht, so ändert sich diese Spannung, falls der AFN-Kreis nicht arbeitet, wie in Fig.4B dargestellt ist. Wenn der AFN-Kreis arbeitet, erfolgt eine Rückkopplungssteuerung, so daß die Steuerspannung sich immer dem Wert Null annähen, jedoch wird sie nicht vollständig auf Null herabgedrückt, und sie schwankt, wie später beschrieben wird, als eine statische Abweichung, wie in den F i g. 4C oder 4D dargestellt ist. Nun wird die Veränderung in der Steuerspannung betrachtet, die am Verbindungspunkt io in F i g. 2 erscheint, dabei wird zur Vereinfachung der Beschreibung angenommen, daß Impulse mit einer konstanten Frequenz mit einem konstanten Intervall T auftreten. Dabei mögen die Impulslänge, die Aufladungszeitkonstante des Schleifenfilters und dessen Entladungszeitkonstante durch τ, Ti bzw. x₂ bezeichnet sein. Wenn die Aufladungszeitkonstante τ ι so ausgewählt wird, daß die Steuerspannung ihren statischen Wert vo innerhalb einer der Impulslänge entsprechenden Zeit erreicht, so wird die Steuerspannung, die unmittelbar vor dem Beginn eines Impulses verfügbar ist, aus der Entladungskennlinie, welche bei Beendigung des unmittelbar vorangehenden Impulses beginnt, wie folgt erhalten:

ι exp -

Dementsprechend ist die Spannungsveränderung Λ V während einer Periode gegeben durch:

Bei der bekannten Schaltung dagegen — da die Aufladungszeitkonstante τ, so ausgewählt ist, daß die Steuerspannung ihren statischen Zustand innerhalb einer der Impulslänge entsprechenden Zeit erreicht, wie oben beschrieben wurde, und da die Aufiadungs- und Entladungszeitkonstanten τ\ und rj einander gleich sind — folgt, daß (T—v)/t2>\ gilt wenn die Impulslänge wesentlich kleiner als die Rahmenlänge T ist. Damit folgt aus der Gleichung (6), daß Δ V= V₀, jedoch bedeutet dies, daß die Steuerspannungsschwankung immer v<> ist, da die Steuerspannung, die durch den unmittelbar vorangehenden Impuls aufgeladen wird, wieder entladen wird, bevor der nächste Impuls beginnt, wie in F i g. 4C dargestellt ist. Bei Verwendung des Schleifenfilters, mit dem die Entladungszeitkonstante T₂ unabhängig von der Aufladungszeitkonstante Ti erfindungsgemaß ausgewählt werden kann, ist es möglich zu erreichen, daß (Τ-τ)/τι<\ gilt. Damit folgt aus Gleichung (6), daß Δ = 0 gilt. Damit kann erfindungsgemäß die Steuerspannungsschwankung zwischen den Impulsen vermindert werden, wie in F i g. 4D dargestellt st, so daß die Mitnahmezeit für den obengenannten Zweck verkürzt werden kann.

Fig.6 ist ein Schaltbild, welches eine weitere Ausführungsform des Schleifenfilters zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Bandpaßfiiterschaltung zeigt.

Das dargestellte Schleifenfilter erzeugt den Wert |V|max, vgl. Gleichung (4), ohne die Beschränkungen, die durch die Gleichungen (1) und (2) gesetzt werden.

Der in Fig.6 dargestellte Schaltkreis besitzt ein Tiefpaßfilter 401, welches auf einer positiven Spannung arbeitet, und ein Tiefpaßfilter 402, welches mit einer negativen Spannung arbeitet, dieser Schaltkreis ist dadurch gekennzeichnet, daß der AFN-Kreis durch die Summe Vi + V₂ der Ausgangsspannungen V\ und V₂ der beiden Tiefpaßfilter 401 und 402 gesteuert wird. Die

jo Wirkungsweise des in F i g. 6 dargestellten Schaltkreises ist wie folgt: Wenn die Eingangsspannung am Eingangsanschluß EIN positiv ist, wird ein Kondensator Q über einen Widerstand R\ und eine Diode D_t geladen. Wenn die Eingangsspannung bei Beendigung des Impulses auf Null abfällt, wird"dieser Kondensator Ober einen Widerstand R₂ entladen. In diesem Fall kann die Steuerspannungsschwankung dadurch reduziert werden, daß die Aufiadungs- und Entiadungszeiikonstanten τί und τ2 so gewählt werden, daß τι <τ₂ ist, wie zuvor beschrieben wurde. Da das Tiefpaßfilter 402 nicht bei einer positiven Spannung arbeitet, wird die in-. Kondensator C₂ gespeicherte Ladung Ober eine Diode D₂ und einen Widerstand Rj beim Impulsende entladen, dies führt dazu, daß die Ausgangsspannung V₂ des Tiefpaßfilters 402 auf den Wert Null absinkt. Diese Spannung wird durch die Unterbrechung des Impulses nicht beeinflußt Der Schaltkreis der Fig.6 ist so ausgelegt daß er an seinem Ausgangsanschluß A US die Summe V_t + V₂ der Ausgangsspannungen V_t und V₂ der

so beiden Tiefpaßfilter 401 und 402 erzeugt so daß V|+V₂=Vi, damit erscheint die Ladespennung vom Ir.ipuls, welcher eine größere Frequenzabweichung als andere Impulse hat, im Ausgang. In diesem Fall wird die Mitnahmezeit kurz, wie zuvor beschrieben wurde. Wird eine negative Spannung an den Eingangsanschluß EIN angelegt so wird diese festgehalten, da der Ausgang V₂ und die Spannung V, den Wert Null annehmen, dies führt zu demselben Ergebnis, wie oben beschrieben (6) wurde. Da die Oszillationsfrequenz der AFN-Schaltung

damit durch die Summe Vi + V₂ der Ausgangsspahnungen V₁ und V₂ der Tiefpaßfilter 401 und 402, die jeweils auf positiven bzw. negativen Spannungen arbeiten, gesteuert wird, kann die Eingangsspannung am Tiefpaßfilter 104 der F i g. 2 positiv oder negativ seia Dementsprechend ist es möglich, fnux+fm*—2f₀ zu erhalten, wie zuvor erläutert wurde, so daß auch dann, wenn eine Frequenzabweichung zwischen den Impulsen besteht die Steuerspannungsschwankung so eingestellt

werden kann, wie durch die Gleichung (4) angegeben ist. Dies macht es möglich, eine schnellere Mitnahme zu erreichen, als es bei Benutzung der Schleifenfilter der F i g. 5A oder 5B allein möglich wäre.

F i g. 7 zeigt ein Beispiel einer besonders wirksamen Konstruktion des in F i g. 6 gezeigten Schleifenfilters. In Fi g. 7 entspricht ein durch 405 bezeichneter Kreis den Tiefpaßfiltern 401 und 402 in F i g. 6, und ein Kreis 406, der aus einem Operationsverstärker IC₂ und Widerständen Rs und Ri ,zusammengesetzt ist, entspricht einem ι ο Addierer, wie er in F i g. 6 benutzt wird. Ein Schaltkreis 404, der aus einem Operationsverstärker IQ, Dioden Di und D₄ und Widerständen Rs, R* und Rj zusammengesetzt ist, ist ein Begrenzer, welcher dazu dient zu vermeiden, daß hohe Spannungen in den Kondensatoren Q und C₂ geladen werden, wenn das Phasendetektorausgangssignal aufgrund einer Fehlfunktion sich stark ändert.

Fig.8 zeigt die Konstruktion einer dritten Ausführungsform des Schleifenfilters für die erfindungsgemäße Bandpaßfilterschaltung. Mit der Anordnung der F i g. 8 ist es ebenfalls möglich, ein Schleifenfilter zu erhalten, welches den Wert von | V|max erzeugt, wie er durch die Gleichung (4) gegeben ist. In Fig.8 bezeichnen die Bezugszeichen 401 und 402 die gleichen Filter, wie sie in F i g. 6 benutzt werden. Im Schaltkreis der F i g. 8 wird der AFN-Schaltkreis durch Invertieren der Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters 401 mitteis eines in F i g. 8 abgebildeten Polaritätsinverters 502 betrieben, damit wird eine Differenz zwischen der invertierten Ausgangsspannung und der Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters 402 erzeugt, und außerdem wird damit eine Spannung an die zwei Eingangsanschlüsse P\ und P₂ des spannungsgesteuerten Oszillators 501 gelegt, welcher ein Element Dso mit variabler Kapazität aufweist, wie in F i g. 8 gezeigt ist.

F i g. 9 zeigt ein Beispiel einer besonders wirksamen Konstruktion des in F i g. 8 dargestellten Schaltkreises. In F i g. 9 bezeichnen die Bezugszeichen 401 und 402 die gleichen Tiefpaßfilter, wie sie in F i g. 6 benutzt werden. 501 ist ein spannungsgesteuerter Oszillator. Li und C₃ bezeichnen eine Induktivität bzw. einen Kondensator, diese Elemente bestimmen die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 501. R_x und R₂₁ bezeichnen Widerstände, die dazu dienen, ein Absinken von Q bei einem Resonator zu verhindern, der aus der Induktivität Li und dem Kondensator C₃ zusammengesetzt ist Mit der Kapazität C₃ ist parallel das Element D_x mit variabler Kapazität verbunden. Sei dessen Kapazität mit G bezeichnet, so ist die Oszillationsfrequenz ί> durch die folgende Gleichung gegeben:

/0

2.T₁

(7)

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Im Schaltkreis der F i g. 9 ändert sich der Wert der Kapazität Q mit der Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen P₁ und P₂, damit kann die Oszillationsfrequenz /0 verändert werden. Eine Spannung V, die an einen der Eingangsanschlüsse des Polaritätsinverters 502 angelegt wird, dient zur Vorspannung des Elementes D_x mit variabler Kapazität

Diese Erfindung hat als ganz besonderes Merkmal, daß die Steuerspannung nicht schwankt und ein stabiler Betrieb erreicht werden kann, da die Steuerspannung durch einen Impuls mit einer maximalen Frequenzabweichung bestimmt wird, auch dann, wenn die Zahl der Impulse, d. h. die Impulsdichte, in einer Rahmenlänge verändert wird.

Fig. 10 zeigt in ulockdarstellung die Konstruktion einer vierten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schleifenfilters.

Die Fig. HA und HB dienen zur Erläuterung der Wirkungsweise. Es soll nun angenommen werden, daß zwei Impulse ßi und B₂ mit verschiedenen Frequenzen mit einem konstanten Intervall T auftreten, wie in Fig. 1IA dargestellt ist. Hier sollen nun f\ und f₂ die Frequenzen des ersten Impulses B\ bzw. des zweiten Impulses B₂ wiedergeben, ri und T₂ sollen die Aufladungs- bzw. Entladungszeitkonstanten eines ersten Tiefpaßfilters 601 wiedergeben, und T₃ und r₄ sollen die Aufladungs- bzw. Entladungszeitkonstanten eines zweiten Tiefpaßfilters 602 wiedergeben. Wenn der Impuls Si eine maximale Frequenzabweichung besitzt und der AFN-Schaltkreis aufgrund dieses Impulses seinen statischen Zustand erreicht hat, so wird, auch wenn der zweite impuls B₂ zugeführt wird, die Steuerspannung durch den Impuls B\ festgehalten (oder nicht schnell abgeschwächt), damit tritt eine Abweichungsspannung v=A(f\ — f₂) proportional zu einer Frequenzdifferenz f\ - f₂ zwischen den Impulsen B₁ und B₂ am Verbindungspunkt 15 in Fig.2 auf. Erfindungsgemäß ist die Zeitkonstante des zweiten Tiefpaßfilters 602 so ausgewählt, daß die Oszillationsfrequenz des AFN-Schaltkreises auch durch die Abweichungsspannung schnell verändert wird und die Aufladungs- und Entladungszeitkonstanten τ\, T₂, T₃ und τ« sind so ausgewählt, daß gilt γ₃<Γι und r₄<r2. Die Ausgangsspannungen des ersten bzw. zweiten Tiefpaßfilters 602 und 601 seien nun durch V₄ bzw. V₃ bezeichnet, somit wird die Oszillationsfrequenz des AFN-Schaltkreises durch das Ergebnis der Berechnungen der Ausgangsspannungen V₃ und V₄ verändert In Fig. 10 ist eine Ausführungsform eines Berechnungsverfahrens dargestellt, bei dem die Ausgangsspannung V₃ des ersten Tiefpaßfilters 601 mittels eines Verstärkers (oder Dämpfungsgliedes) 603 zur Ausgangsspannung V₄ des zweiten Filters 602 addiert wird. Aus Gründen der Kürze wird eine Beschreibung für den FiU a = l gegeben. Es wurde zuvor erläutert, daß die Spannungsschwankung Δ V, die durch den Impuls ßi bewirkt wird, im wesentlichen den Wert Null annimmt Im Fall des Impulses B₂ ist, wenn beim bekannten Schaltkreis angenommen wird, daß die Steuerspannung im Intervall zwischen den Impulsen entladen wird, wie in Fig.4C dargestellt ist, Δ V=/4'V₄ (wobei Λ'eine Konstante ist), dagegen wird bei der vorliegenden Erfindung die Ladungsspannung durch den Impuls B\ festgehalten und damit ist V-ZT(V₃-V₄), vgl. Fig. 11B. Wird nun dementsprechend die Zeitkonstante des zweiten Tiefpaßfilters 602 so ausgewählt, daß gilt | V₃- V₄| < | V₄|, so ist eine schnelle Mitnahme nicht nur beim Impuls Bi, welcher die maximale Frequenzabweichung besitzt sondern auch bei anderen Impulsen möglich. Dasselbe Ergebnis kan auch dadurch erreicht werden, daß ein solcher Berechnungskreis für zwei Ausgangsspannungen zweier Tiefpaßfilter 601 und 602, wie in Fig. 10 dargestellt ist, durch eine Schaltungsanordnung ersetzt wird, wie sie beispielsweise in F i g. 12 dargestellt ist, wo die Ausgangsspannung vom einen Tiefpaßfilter 602 und die Ausgangsspannung von einem invertierenden Verstärker 702, welcher die Ausgangsspannung des 2f Jeren Tiefpaßfilters 601 verstärkt hat, an ein Element D₇O mit variabler Frequenz gelegt werden.

Die Fig. 13 bis 16 sind Blockschaltbilder, die in Blockdarstellung weitere Ausführungsformen der erfin-

jj. gsgemäJen Bandpaßfilterschaltung zeigen. Fig. 13 zeig', die Konstruktion eines Trägerwiedergewinnungskreises, welcher ein /V-Multiplikationsverfahren zur Entfernung der Modulation von einer modulierten Eingangswelle benutzt und bewirkt, daß die Eingangsfrequenz der Mittenfrequenz des Paßbcndes eines Bandpaßfilters beim AFN-System folgt

In Fig. 13 wird ein mit Phasenumtastung moduliertes Signal, welches an einen Eingangsanschluß 31 gegeben wird, durch einen ^-Multiplizierer 801 /V-multipliziert. um die Phasenumtastungsmodulation zu entfernen. Ein Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators 804 wird ebenfalls durch einen ^/-Multiplizierer 803 W-multipliziert Die Ausgangssignale beider N-Multiplizierer801 und 803 werden mit einem ersten Mischer 802 zusammengemischt, das Ausgangssignal dieses Mischers wird einem Bandpaßfilter 807 zugeführt. Die Ausgangsspannung des Bandpaßfilters 807 wird einem Begrenzer 808 zur Entfernung von Amplitudenkomponenten zugeführt und dann an einen Phasendetektor 806 zum Phasenvergleich mit dem Eingangssignal am Bandpaß'üter 807 gegeben, damit wird eine Ausgangsspannung erzeugt, die der Phasendifferenz zwischen beiden Signalen entspricht. Die Phasendetektorausgangsspannung wird über ein Schleifenfilter 805 an den spannungsgesteuerten Oszillator 804 gegeben, um diesen zu steuern. Auf diese Weise wird die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 804 so gesteuert, daß die Ausgangsspannung des Phasendetektors 806 den Wert Null annimmt, d. h. die Differenz zwischen der Eingangsfrequenz des Bandpaßfilters 807 und der Mittenfrequenz seines Paßbandes nimmt den Wert Null an. Es ist überflüssig zu sagen, daß jedes der vorgenannten Schleifenfilter wie das Schleifenfilter 805 entsprechend dem zu erreichenden Zweck benutzt wird.

Das Ausgangssignal des Begrenzers 808 wird mittels eines l/N-Frequenzteilers 809 auf \/N herab frequenzgeteilt und dann an einen Eingang eines zweiten Mischers SiO gegeben. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 804 wird an den anderen Eingang des zweiten Mischers 810 gegeben, wo es in der Frequenz gewandelt wird, um am Ausgang des Mischers 810 einen Träger zu erhalten. Der so zurückerhaltene Träger wird an einen Eingang eines Demodulators 811 gegeben, um ein mit Phasenumtastung moduliertes Eingangssignal zu demodulieren, welches zum anderen Eingang gegeben wird, um einen Datenausgang am anderen Ausgangsanschluß 32 abzuleiten.

Die Anordnung des Bandpaßfilters vom Gleichlauf- so typ zur Modulationsentfernung von der mit Phasenumtastung modulierten Welle mittels deren /^-Multiplikation ist in dem obengenannten US-Patent 39 69 676 dargestellt Jedoch ist die Schaltungsanordnung, die in dieser älteren Anmeldung weiter beschrieben ist, von der oben beschriebenen Anordnung darin verschieden, daß ein l/N-Frequenzteiler zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator 804 und dem Mischer 810 anstelle des JV-Multiplizierers 803 vorgesehen ist

F i g. 14 zeigt die Konstruktion eines Trägerrückgewinnungskreises, bei dem die Modulation von einer modulierten Welle dadurch entfernt wird, daß diese //-multipliziert wird und damit die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters dazu gebracht wird, der Eingangsfrequenz vom APC-System zu folgen.

In Fig. 14 wird die Ausgangsspannung von einem /V-Multiplizierer 901 an einen ersten Mischer 902 gegeben und dann durch ein Signal frequenzumgewandelt, welches von einem ^-Multiplizierer 903 abgeleitet wird, welcher die Ausgangsspannung von einem festen Oszillator 904 W-multipliziert hat. Die Ausgangsspannung des ersten Mischers 902 wird an ein einstellbares Bandpaßfilter 907 gegeben, dessen Ausgangssignal geht an einen Begrenzer 908, um die Amplitudenkomponenten des Signals zu entfernen. Das Begrenzerausgangssignal wird zu einem Eingang eines Phasendetektors 906 zum Phasenvergleich mit dem Eingangssignal am einstellbaren Bandpaßfilter 907 gegeben. Das A.;.^rgangssignal des Phasendetektors 906 wird über ein Schleifenfilter 905 an das Bandpaßfilter 907 gegeben, um dessen Element mit variabler Kapazität Cv zu steuern. Das Element Cv mit variabler Kapazität stellt zusammen mit einer festen Kapazität Co und einer Induktivität Lo ein Bandpaßfilter 907 dar. Die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 907 wird so gesteuert, daß die Ausgangsspannung vom Phasendetektor 906 den Wert Null annimmt, d. h. die Differenz zwischen der Eingangsfrequenz und der Mittenfrequen? des Paßbandes nimmt den Wert Null an. Das Bezugszeichen Ry, bezeichnet einen Widerstand zur Verhinderung des Absinkens von Q des einstellbaren Bandpaßfilters 907. Wie im Fall der Fig. 13 kann das Schleifenfilter 905 unter den zuvor genannten ausgewählt werden.

Das Ausgangssignal des Begrenzers 908 wird herab auf MN mittels eines 1/A/-Frequenzteilers 909 frequenzgeteilt und dann an einen zweiten Mischer 910 gegeben, um das Ausgangssignal vom festen Oszillator 904 in der Frequenz umzuwandeln, damit wird ein Träger am Ausgang des zweiten Mischers 910 abgeleitet

Fig. 15 zeigt die Konstruktion eines Trägerrückgewinnungskreises, bei dem die Modulation durch Modulationsübertragung von einer modulierten Welle entfernt wird und die Eingangsfrequenz dann dazu gebracht wird, der Mittenfrequenz des Paßbandes eines Bandpaßfilters vom AFN-System zu folgen.

In F i g. 15 wird ein mit Phasenumtastung moduliertes Eingangssignal an einem Anschluß 51 mittels eines Verzögerungskreises 1001 für eine gewisse Zeitperiode verzögert und dann zu einem Modulationsüberträger

1002 gegeben, in welchem es durch den Datenausgang von einem Demodulator 1010 zurückmodi<liert wird, damit wird die Modulation entfernt Das Ausgangssignal des Remodulators 1002 wird an einen ersten Mischer

1003 gegeben, in welchem es einer automatischen Steuerung zur Frequenzumwandlung unterworfen wird, so daß die Frequenz des Eingangssignals am Bandpaßfilter 1007 sich der Mittenfrequenz des Paßbandes dieses Filters annähert damit wird ein Träger am Ausgang des zweiten Mischers 1009 zurückgewonnen, wie im Fall der Fig.2. Der Verzögerungskreis lOOi dient dazu, eine Verzögerung im Datenausgang vom Demodulator 1010 zu kompensieren.

F i g. 16 stellt die Schaltungsanordnung dar, in der die Modulation durch Remodulation von einer modulierten Welle entfernt wird und die Mittenfrequenz des Paßbandes eines Bandpaßfilters dazu gebracht wird, der Eingangsfrequenz vom APC-System zu folgen.

In Fig. 16 sind ein Verzögerungskreis 1101 und ein Remodulator 1102 identisch mit den oben bei Fig. 15 beschriebenen. Genau so wie im Fall der Fig. 14 wird ein Baiidpaßfilter 1105 durch das Ausgangssignal von einem Phasendetektor 1104 gesteuert, so daß.seine Mittenfrequenz sich der Frequenz eines Eingangssignals von einem Remodulator 1102 annähert

Wie aus der vorangehenden Beschreibung deutlich

geworden ist, zeigt diese Erfindung nicht nur eine Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp, welche eine schnelle Mitnahme ermöglicht, vielmehr wird auch eine Bandpaßfflterschaltung vom Gleichlauftyp gezeigt, durch die auch dann, wenn viele Impulssignale verschiedener Frequenzen in einer Rahmenperiode zugeführt werden, eine optimale Steuerung entsprechend der Frequenz jeder Station erreicht werden kann.

Mit dieser Erfindung ist es auch möglich, eine Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp zu erzeugen, welche es ermöglich^ eine optimale Steuerung zu erreichen, und zwar bei gemeinsamer Frequenzschwankung und bei individueller Frequenzschwankung, wenn diese Schwankungen zur gleichen Zeit auftreten, außerdem besitzt die Filterschaltung einen einfachen Schaltungsaufbau und ist frei von Fehlfunktionen.

Hierzu 11 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Bandpaßfilterschaltung mit einem Bandpaßfilter zum Entfernen von Rauschkomponenten aus einer s Eingangssinuswelle, mit einem Phasendetektor zum Feststellen einer Phasendifferenz zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen des Bandpaßfilters, mit einem mindestens ein Tiefpaßfilter aufweisenden Schleifenfilter, dem das Ausgangssignal des Phasendetektors zugeführt wird, und mit einer dem Schleifenfilter nachgeschalteten automatischen Steuervorrichtung zur Steuerung des Ausgangssignals des Schleifenfilters derart, daß sich eine Differenz zwischen der Frequenz der Eingangssinuswelle und der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters dem Wert Null annähert, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladungszeitkonstante des Schleifenfilters(104;202; Rl, Dt, Ct, R2; 401 und 402, 405; 601 ijnd 602; 805; 905) größer als die Aufladungszeitkonstante ist

2. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schleifenfilter ein erstes Tiefpaßfilter (401) und ein zweites Tiefpaßfilter (402) besitzt, wobei das erste Tiefpaßfilter mit einer positiven Eingangsspannung, arbeitet und eine Entladungszeitkonstante, welche größer ist als die Aufladungszeitkonstante, besitzt und wobei das zweite Tiefpaßfilter mit einer negativen Eingangsspannung arbeitet und eine Entladungszeitkonstan- te, welche größe; ist als die Aufladungszeitkonstante, besitzt und wobei das Sdileifenfilter das Berechnungsergebnis .der Ausgangssignale des ersten und zweiten Tiefpaßfilters ausg··· >t.

3. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem Schleifenfilter ein weiteres Tiefpaßfilter (602) parallel geschaltet ist, das mit positiver und/oder negativer Eingangsspannung arbeitet und eine Auf- und Entladungszeitkonstante aufweist, die kleiner als die des/der Tiefpaßfilter(s) ist, und daß das Schleifenfilter das Berechnungsergebnis der Ausgangssignale des/der Tiefpaßfilters) und des weiteren Tiefpaßfilters ausgibt