DE2902680A1

DE2902680A1 - Bandpassfilterschaltung

Info

Publication number: DE2902680A1
Application number: DE19792902680
Authority: DE
Inventors: Tadayoahi Dipl Ing Katoh; Kanagawa Kawasaki; Hiroshi Dipl Ing Kurihara
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1978-01-26
Filing date: 1979-01-24
Publication date: 1979-08-02
Also published as: IT7919585A0; FR2415913A1; DE2902680C2; CA1143445A; US4361894A; FR2415913B1; GB2016835B; IT1110501B; JPS54100639A; GB2016835A

Description

Bandpaßfilt ers chaltuns Priorität: 26. Januar 1978 Japan .0074-90/1978

Kurzfassung

Die beschriebene Bandpaßfilterschaltung ist aufgebaut aus einem Bandpaßfilter zur Entfernung von Rauschkomponenten von einer Eingangssinuswelle^aus einem Phasendetektor zur Detektion einer Phasendifferenz zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen des Bandpaßfilters, aus einem Schleifenfilter, welchem das Ausgangssignal vom Phasendetektor zugeführt wird, und aus einer automatischen Steuervorrichtung, um eine Steuerung durch das Ausgangssignal vom Schleifenfilter zu erreichen, so daß eine Differenz zwischen der Frequenz der Eingangssinuswelle und der MitteIfrequenz des Bandpaßfilters auf Null vermindert wird. Wenn eine Trägerwiedergewinnung bei einem Impulsbetrieb ausgeführt wird, so wird ein für jeden Zweck passend ausgewähltes Schleifenfilter benutzt, so daß eine schnelle Mitnahme möglich ist, auch wenn ein Schmalbandfilter als das Bandpaßfilter zur Entfernung der Geräuschkomponenten benutzt wird. Eine schnelle und genaue Mitnahme wird auch ausgeführt, wenn viele Impulse verschiedener Frequenzen in einer Rahmenperiode ausgeführt werden. Auch wenn gemeinsame und individuelle Frequenzabweichungen gleichzeitig existieren, wird für jeden Impuls eine schnelle Mitnahme erreicht.

Die Erfindung betrifft eine Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp und insbesondere Verbesserungen bei den Bandpaßfilterschaltungen vom GIeichlauftyp, die im Impulsbetrieb arbeiten.

Bislang wurde diese Schaltungsart in weitem Umfang als Trägerrückgewinnungskreis eines Demodulatorkreises eines digitalen Satellitenkommunikationssystems od.dgl. verwendet.

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In einem 4—Phasen-PSK (Phasenumtastung)-System wird beispielsweise die Modulation mittels eines geeigneten Verfahrens von einer empfangenen Welle entfernt, um eine Sinuswelle zu erhalten. Dies wird beispielsweise durch ein Verfahren erreicht_t bei dem die modulierte Welle viermal multipliziert wird, oder durch ein Verfahren, welches Modulationsübertragungsverfahren od.dgl. verwendet. Die so erhaltene Sinuswelle enthält Geräuschkomponenten. Um diese zu entfernen, muß die Sinuswelle einem Schmalbandfilter zugeführt werden.

Jedoch schwankt die Eingangsfrequenz am Trägerrückgewinnungskreis gewöhnlich, und diese Schwankung übersteigt manchmal die Bandbreite des zur Entfernung des Rauschens notwendigen Bandpaßfilters. In einem solchen Fall ist es wünschenswert, eine Steuerung zu erhalten, um die Differenz zwischen der Eingangsfrequenz und der Mittelfrequenz des Bandpaßfilters auf Null zu reduzieren, so daß die Eingangsfrequenz und die Mittelfrequenz des Paßbands miteinander übereinstimmen.

Im allgemeinen hat ein Schmalbandfilter solche Kennlinien, wie sie in den Fig. 1A und 1B dargestellt sind: Fig. 1A zeigt die Amplitudenkennlinie des Bandpaßfilters und Fig. 1B zeigt die entsprechende Phasenkennlinie. In der Nähe der Mittelfrequenz £q des Paßbands besitzt das Schmalbandfilter eine solche lineare Kennlinie, wie in Fig. 1B gezeigt ist, hier zeigt das Filter eine im wesentlichen konstante Phasenvariation Δ9 in Abhängigkeit von einer Frequenzschwankung Af. Wird diese Eigenschaft verwendet, so ist es möglich, aus der Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal am Schmalbandfilter und dessen Ausgangssignal zu entnehmen, ob die Eingangsfrequenz des Filters mit der Mittelfrequenz des Paßbands übereinstimmt oder nicht. Durch die Anordnung eines Rückkopplungssteuersystems, um die Phasendifferenz dauernd auf Null

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zu reduzieren, können außerdem die Mittelfrequenz des Schmalbandfilters und die Eingangsfrequenz so gesteuert werden, daß sie dauernd miteinander übereinstimmen.

Die Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp basiert auf · dem oben genannten Prinzip und wird für AFN (automatischer Frequenznachlauf)-Systeme und APC (automatische Phasenregelung)-Systeme, die verschiedene Steuersysteme benutzen, unterteilt.

Fig. 2 zeigt in Blockdarstellung den prinzipiellen Teil einer Ausführungsform einer Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp des AFC-Systems. In Fig. 2 bezeichnet 11 eine Sinuseingangswelle, 101 einen ersten Mischer, 102 ein Bandpaßfilter, 103 einen Phasendetektor, 104 ein Schleifenfilter, IO5 einen spannungsgesteuerten Oszillator, 106 einen zweiten Mischer. Kurz gesagt ist die Betriebsweise des in Fig. 2 abgebildeten Schaltkreises wie folgt: Die Sinuseingangswelle 11 wird durch den ersten Frequenzmischer 101 in der Frequenz umgewandelt und dann einem Bandpaßfilter 102 zugeführt, um Rauschkomponenten zu entfernen. Wenn die Frequenz f der Eingangssinuswelle am Verbindungspunkt 13 von der Mittelfrequenz fQ des Bandpaßfilters 102 abweicht, tritt eine Phasendifferenz zwischen den Verbindungspunkten 13 und 14 entsprechend der Frequenzdifferenz auf. Durch einen Schaltkreis für automatischen Frequenznachlauf (AFN),dieser Schaltkreis besteht aus dem Phasendetektor 103» dem Schleifenfilter 104 und dem spannungsgesteuerten Oszillator 105» wird die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators so gesteuert, daß die Ausgangsspannung vom Phasendetektor IO3 sich dem Wert Null annähern kann, und damit wird die Phasendifferenz, die aus der Frequenzdifferenz resultiert, eliminiert. Damit wird ein Träger ohne Phasenfehler zurückgewonnen.

Fig. 3 zeigt in Blockdarstellung den prinzipiellen Teil

einer Ausführungsform einer Bandpaßfilterschaltung vom Nachlauftyp beim APC-System. In Fig. 3 bezeichnet 21

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eine Sinuseingangswelle, 201 ein Bandpaßfilter, 202 ein Schleifenfilter, 203 einen Phasendetektor, 22 einen Trägerausgang. Rurzgesagt ist die Betriebsweise des in Fig. 3 dargestellten Schaltkreises wie folgt: Die Eingangssinuswelle 21 wird dem Bandpaßfilter 201 zugeführt, dessen Mittelfrequenz variabel ist und in welchem Geräuschkomponenten vom Eingangssignal entfernt werden, um den Trägerausgang 22 zu erzeugen. Wenn die Frequenz der Eingangssinuswelle 21 von der Mittelfrequenz fQ des Bandpaßfilters 201 abweicht, tritt eine Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal 21 und dem Ausgangssignal entsprechend der dazwischen liegenden Frequenzdifferenz auf. Durch einen Schaltkreis zur automatischen Phasensteuerung (APC), dieser besteht aus dem Phasendetektor 203, dem Schleifenfilter 202 und dem Bandpaßfilter 201, wird die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters 201 so gesteuert, daß das Ausgangssignal vom Phasendetektor sich dem Wert Null annähert, damit wird die Phasendifferenz entfernt, die auf der Frequenzdifferenz basiert, um einen Träger ohne Phasenfehler wiederzugewinnen.

Wenn die Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp in einem Impulsmodus betrieben wird, wird das Eingangssignal am Bandpaßfilter, beispielsweise die Signalwellenform am Verbindungspunkt 13 in Fig. 2, eine derart diskontinuierliche Sinuswelle, wie sie in Fig. 4A dargestellt ist. In Anbetracht des Einschwingverhaltens vom Auszustand der Sinuswelle zum Einzustand muß die Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp so ausgelegt werden, daß sie ihren statischen Zustand schnell erreicht. Wenn die Zeitspanne, bis der Phasenfehler des wiedergewonnenen Trägers kleiner als ein bestimmter erlaubter Wert nach dem Beginn eines Impulses wird, als eine Mitnahmezeit t definiert wird, so ist die Zeit t abhängig von der Bandbreite B des Bandpaßfilters. Um die Zeit t zu vermindern, muß die Bandbreite B erhöht werden. Dies ist bekannt. Zur Vergrößerung der Dämpfung der Geräuschkomponenten des

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Eingangssignals muß die Bandbreite B vermindert werden. Die schnelle Mitnahme und die Geräuschentfernung stehen also miteinander in Widerspruch.

Nachfolgend wird die Beziehung zwischen der Aufladungsund der Entladungszeitkonstante des Schleifenfilters und der Mitnahmezeit im Schaltkreis der Fig. 3 diskutiert. Dabei soll fl die Phasendifferenz zwischen den Signalen an den Verbindungspunkten 13 und 14 oder den Phasenfehler des wiedergewonnenen Trägers wiedergeben, die Phasendifferenz oder der Phasenfehler ist proportional zu einer Differenz f-fn zwischen der Frequenz f der Eingangssinuswelle am Verbindungspunkt 13 und der Mittelfrequenz fß des Bandpaßfilters 102 in Fig. 2. Eine Steuerspannung des spannungsgesteuerten Oszillators IO5 in Fig. 2 (dessen Spannung wird nachfolgend einfach als Steuerspannung bezeichnet) ist innerhalb eines Betriebsbereichs der Schaltung im wesentlichen proportional zur Phasendifferenz bzw. zum Phasenfehler jrf. Wenn die Steuerspannung unmittelbar vor dem Impulsbeginn als v^ angenommen wird, ist eine Differenz v-v₂ zwischen der Steuerspannung ν zu einem willkürlichen Zeitpunkt innerhalb des Impulses und der St euer spannung v₂ proportional zu Δν=ν₂-ν,,, wenn vom ßückkopplungsschleifensystem angenommen wird, daß es seinen statischen Zustand im Moment des Impulsendes erreicht hat_fund wenn die Steuerspannung in diesem Moment als Vp angenommen wird. Aus der obigen Beschreibung ist ersichtlich, daß die Phasendifferenz φ-ό^ zwischen einer Phase ^₂ im statischen Zustand und einer Phase jzf zu einem willkürlichen Zeitpunkt während des Impulses proportional zu AV=V₂-V^ ist. Andererseits folgt aus der obigen Definition der Mitnahmezeit t , daß die Zeit t um so kürzer wird, je kleiner die Differenz jrf-tf₂ zu einem bestimmten Zeitpunkt ist und je kleiner dementsprechend die Differenz AV»v_o-v,, ist.

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Als ein derartiges Schleifenfilter wurde bislang ein derart einfacher RC-Kreis benutzt, wie er in Fig. 5 dargestellt ist. Wenn die Zeitkonstante dieses Kreises unter der Bedingung bestimmt wird, daß seine Ausgangsspannung ihren statischen Zustand mit dem Ende des Impulses erreicht, so erfolgt eine Veränderung der Ausgangsspannung nach Beendigung des Impulses ebenso mit der gleichen Zeitkonstante. Wenn dementsprechend das Impulsintervall lang ist, wird der Schaltkreis auch dann, wenn der statische Zustandswert durch ein Eingangsimpulssignal erreicht worden ist, entladen, bevor der nächste Eingangsimpuls zugeführt wird, so daß die Aufladung mit dem Anfangszustand entsprechend dem nächsten Eingangsimpuls beginnen muß, und damit kann die Steuerspannungsdifferenz Λ V nicht reduziert werden. Eine Vergrößerung der Entladungszeitkonstante bewirkt auch ein Anwachsen der Aufladungszeitkonstante, dies macht es unmöglich, beim Ende des Impulses den statischen Zustand zu erreichen. Damit ist es bei bekannten Bandpaßfilterschaltungen vom GIeichlauftyp unmöglich, die Mitnahmezeit t hinreichend zu verkürzen und eine schnelle Mit-

q.

nähme durch ein Schmalbandfilter zu erreichen.

Oben wurde beschrieben, daß die Steuerspannung aufgrund der Annahme von Impulsen der gleichen Frequenz klein gemacht werden muß. Dies kann durch Verwendung eines erfindungsgemäßen Schleifenfilters, wie es in den Fig. ^k oder 5B dargestellt ist, ausgeführt werden. Jedoch ist es notwendig, die Steuerspannungschwankung nicht nur in einem solchen Fall zu vermindern, sondern auch im Fall einer Frequenzabweichung zwischen Impulsen. Im letzteren Fall ist es wünschenswert, den absoluten Wert der Spannung V am Verbindungspunkt I5 ia Fig· 2 gegenüber allen Impulses möglichst klein zu halten. Da die Spannung λ proportional zur Differenz zwischen der Frequenz f des Impulses am Verbindungspunkt I3 und der Mittelfrequenz f_Q des Filters 102 in Fig. 2 ist, wie zuvor dargelegt wurde,

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ist es möglich, V=A(f-fQ) einzustellen, wobei A ein Proportionalitätsfaktor ist. Die Maximal- und Minimalfrequenzen unter den Impulsen mögen durch f bzw. f

max mm

bezeichnet sein. Falls beispielsweise das in Fig. 5A dargestellte Schleifenfilter verwendet wird, wirkt die Eingangsspannung nur in positiver Polarität, so daß, um V > O bei allen Impulsen zu erhalten, es notwendig ist, daß

^A<^fmax-^fO> >°
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Damit wird ein Maximalwert fV| max von |V| wie folgt gegeben:

|V|max» | A|(f_max-f_min) (3)

Auch im Fall der Verwendung des in Fig. 5B gezeigten Schleifenfilters wird der Maximalwert |v|max ebenfalls durch die Gleichung (3) zur Betätigung des Filters bei V < 0 gegeben. Falls keine solche Begrenzungen, wie sie durch die Gleichungen (1) und (2) dargestellt sind, vorliegen, ist es möglich

|Vjmax = I ^AK^f _max"^fmin^² ^)

zu erhalten, wenn die Parameter so ausgewühlt werden, daß f _x+f ·_η = 2fQ. Der durch die Gleichung (4) gegebene Wert ist die Hälfte des Werts der Gleichung (3)· Dies ist unter dem Gesichtspunkt einer schnellen Mitnahme vorteilhaft.

Solch ein Verfahren ist wirksam bei einem System mit Vielfachzugriff im Zeitmultiplex, wobei Impulssignale verschiedener Frequenzen von vielen Stationen in einer Rahmenperiode eingegeben werden. Falls das oben beschriebet bekannte Schleifenfilter benutzt wird, wird der oben genannte Effekt nicht erreicht. Deshalb ist eine schnelle Mitnahme schwierig.

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Die zwei oben genannten Verfahren sind durch die Verwendung von Schleifenfiltern gekennzeichnet, womit die Impulsspannung festgehalten wird (oder vor einer schnellen Abnahme geschützt wird), auch wenn ein Impuls vorbei ist, um so die Schwankung einer Steuerspannung des AFN-Kreises zu vermindern. Bei einer solchen Anordnung jedoch ist die Phasendifferenz zwischen den Impulsen groß, wenn deren Frequenzabweichung groß ist, da der Impuls unvermeidlich durch einen unmittelbar vorangehenden Impuls beeinflußt wird. Diese Erfindung ist darauf gerichtet, FrequenzSchwankungen einzelner Impulse dadurch zu eliminieren, daß eine schnelle und präzise Mitnahme auch im Falle einer großen Frequenzabweichung zwischen den Impulsen erreicht wird.

Dies ist beispielsweise bei einem Satellitenkommunikationssystem notwendig, bei dem eine Satellitenstation vielen Erdstationen zugeteilt ist. Beim Satellitenkommunikationssystem unterscheidet man zwischen zwei Frequenzschwankungen des Impulssignals: eine wird als individuelle Frequenzschwankung bezeichnet, dies ist eine Frequenzschwankung einer jeden Erdstation gegenüber anderen Erdstationen infolge der Differenzen in der Übertragungsfrequenz zwischen den Erdstationen. Die andere ist eine FrequenzSchwankung, die auf einer Frequenzumwandlung durch eine Relaisstation (ein Satellitenantwortsendegerät bei der Satellitenkommunikation) beruht. Diese letztere Schwankung ist den Impulsen der jeweiligen Erdstationen gemeinsam und wird damit gemeinsame FrequenzSchwankung bezeichnet. In vielen Fällen ist die gemeinsame Frequenzschwankung größer als die individuelle Frequenzschwankung. Die individuelle Frequenzschwankung tritt für jeden Impuls augenblicklich auf, dagegen beruht die gemeinsame FrequenzSchwankung im wesentlichen auf einer säkularen Veränderung an der Eelaisstation und ist im Vergleich zur individuellen Frequenzveränderung wesentlich milder.

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In der Vergangenheit wurden die Gleichlauf-Bandpaßfilterschaltungen dieser Art meistens ohne Berücksichtigung des Unterschieds zwischen den beiden FrequenzSchwankungen ausgebildet. In diesem Fall sind Betriebsbereiche, wie ein Mitnahmefrequenzbereich usw., begrenzt, um so eine schnelle Mitnahme bei allen FrequenzSchwankungen zu erreichen.. Bei derartigen bekannten Bandpaßfilterschaltungen vom Gleichlauftyp ist es unmöglich, daß sie zufriedenstellend sowohl bei sehr langsamen Schwankungen (die gemeinsamen Frequenzschwankungen) als auch bei schnellen Schwankungen (die individuellen Frequenzschwankungen) arbeiten.

Um diesen Nachteil beim Stand der Technik auszuräumen, wurde im US-Patent 3,969,676, "Bandpaßfilterschaltung mit automatischer Bandbreiteneinstellung", ein Verfahren zur Steuerung der Steuerspannung des AFC-Kreises vorgeschlagen, dabei wird die Spannung mittels eines Schalters entsprechend der Anwesenheit oder Abwesenheit eines Impulses verändert. Jedoch hat dieses. Verfahren den Nachteil einer komplizierten Schaltungsstruktur, dies wegen der Verwendung eines Impulsdetektors, außerdem besteht die Möglichkeit einer Fehlfunktion im schlechten C/N-Zustand und einer Zeitverzögerung beim Betrieb des Schalters.

Die Aufgabe der Erfindung ist es, eine Bandpaßfilterschaltung vom GIeichlauftyp aufzuzeigen, welche eine schnelle Mitnahme aufgrund der Verwendung eines Schleifenfilters ermöglicht, welches die zuvor genannte Spannungsdifferenz AV vermindern kann.

Außerdem soll die Erfindung eine Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp aufzeigen, welche für jeden Impuls eine schnelle Mitnahme erreicht, auch wenn viele Impulssignale verschiedener Frequenzen in einer Rahmenperiode eingegeben werden.

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Außerdem soll die Erfindung eine Bandpaßfilterschaltung vom GIeichlauftyp aufzeigen, welche einfach ist und frei von Fehlfunktionen und dafür geeignet ist, ein Bandpaßfilter ohne Impulsdetektion zu betreiben, und eine schnelle Mitnahme für jeden Impuls ermöglicht, auch wenn sowohl die gemeinsame Frequenzschwankung als auch die individuelle Frequenzschwankung gleichzeitig auftreten.

Die obige Aufgabe wird dadurch gelöst, daß die erfindungsgemäße Bandpaßfilterschaltung ein Bandpaßfilter zur Entfernung von Geräuschkomponenten von einer Eingangssinuswelle, einen Phasendetektor zur Detektion der Phasendifferenz zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalen des Bandpaßfilters, ein Schleifenfilter, welchem das Ausgangssignal vom Phasendetektor zugeführt wird, und eine automatische Steuervorrichtung besitzt, um eine Steuerung durch das Ausgangssignal vom Schleifenfilter zu erreichen, so daß die Differenz zwischen der Frequenz der Eingangssinuswelle und der Mittelfrequenz des Bandpaßfilters auf den Wert Null geht, außerdem ist das Schleifenfilter ein Tiefpaßfilter mit einer Entladungszeitkonstante, die größer als eine Aufladungszeitkonstante ist.

Die Fig. 1A und 1B sind Kurvendarstellungen, die die Amplituden- bzw. Phasenkennlinie eines Schmalbandfilters zeigen.

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, welches den prinzipiellen Aufbau eines Beispiels für eine Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp beim AFN-System (System mit automatischem Frequenznachlauf) zeigt.

Fig. 3 ist ein Blockschaltbild und zeigt den prinzipiellen Aufbau eines Beispiels für eine Bandpaßf ilterschri I Lung vom Gleichlauftyp beim APC-System (System mit automatischer Phasenregelung).

Die Fig. 4-A bis A-D zeigen Veränderungen im Amplitudenverlauf eines Impulses und einer Steuerspannung bei einer AFN-Schaltung.

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Fig. 5 ist ein Schaltbild zur Darstellung der Konstruktion eines bekannten Schleifenfilters.

Die Fig. 5A und 5B zeigen Schaltbilder von Ausführungsformen eines Schleifenfilters, wie es bei der Erfindung benutzt wird.

Fig. 6 ist ein Schaltbild, welches eine abgeänderte Form des erfindungsgemäßen Schleifenfilters zeigt. Fig. 7 ein ein Schaltbild, welches ein Beispiel für einen besonderen, betriebsfähigen Aufbau eines Schleifenfilters zeigt, wie es in Fig. 6 abgebildet ist.

Fig. 8 ist ein Blockschaltbild, welches eine dritte Ausführ ungsform des erfindungsgemäßen Schleifenfilters zeigt. Fig. 9 ist ein Schaltbild, welches ein Beispiel für einen besonderen, betriebsfähigen Aufbau des in Fig. 8 dargestellten Schleifenfilters zeigt.

Fig. 10 ist ein Blockschaltbild, welches die Konstruktion einer vierten Ausführungsform des Schleifenfilters bei der Erfindung zeigt.
Die Fig. 11A und 11B dienen zur Erläuterung des Betriebs des in Fig. 10 gezeigten Schleifenfilters.

Fig. 12 ist ein Blockschaltbild, welches den Aufbau einer fünften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schleifenfilters zeigt.
Fig. 13 ist ein Blockschaltbild, welches die Anordnung eines Trägerwiedergewinnungskreises darstellt, welcher nach einem Frequenzvervielfachungsverfahren arbeitet und eine AFN-Schleife besitzt.

Fig. 14 ist ein Blockschaltung, welches die Anordnung eines Trägerwiedergewinnungskreises zeigt, welcher nach dem Frequenzvervielfachungsverfahren arbeitet und eine APC-Schleife besitzt.

Fig. 15 ist ein Blockschaltbild, welches die Anordnung eines Trägerwiedergewinnungskreises zeigt, welcher nach einem Modulationsübertragungsverfahren arbeitet und eine AFN-Schleife besitzt.

Fig. 16 ist ein Blockschaltbild, welches die Anordnung eines Trägerwiedergewinnungskreises zeigt, welcher nach dem

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Modulationsübertragungsverfehren arbeitet und Schleife besitzt.

Die Fig. 5A und 5B zeigen jeweils Ausführungsformen von Schleifenfiltern zur Verwendung in Bandpaßfilterschaltungen. Das in Fig. ^A gezeigte Schleifenfilter ist zur Erreichung der oben genannten Aufgabe der Erfindung geeignet. Die Schleifenfilter der Fig.5A und B arbeiten mit einer positiven bzw. einer negativen Eingangsspannung. Nun wird die Arbeitsweise der in den Fig. 5A und 5B abgebildeten Schleifenfilter beschrieben. Es sei angenommen, daß die Impendanz der Eingangsseite jedes Schleifenfilters Null ist und daß die Impedanz der Ausgangsseite hinreichend groß ist. Außerdem sei angenommen, daß der Widerstand jeder Diode D^ iⁿ Durchlaßrichtung Null und in Sperrichtung hinreichend groß ist, dann hat die AufladungszeitkonstanteT^ den Wert +ßp)i die Entladungszeitkonstante Γο hat dann den

Wert R2C. Wenn dann die Widerstandswerte R^ und R^ so ausgewählt werden, daß Rp sek*¹ viel größer als R^, ist, so wird die Entladungszeitkonstante Tp hinreichend größer als die Aufladungszeitkonstante T^ gemacht. Anhand der Fig.4-A und 4-B wird nun beschrieben, wie die Steuerspannungschwankung /\V dadurch vermindert wird, daß die Entladungszeitkonstante T2 hinreichend größer als die Aufladungszeitkonstante T^ gemacht wird. Fig. 4 A zeigt die Eingangswellenform am Verbindungspunkt 13 in Fig. 2. Wenn der Phasendetektor 103 so eingestellt wird, daß eine zur Differenz f-fn proportionale Spannung am Verbindungspunkt auftritt, wenn die Frequenz f der Eingangswelle von der Mittelfrequenz f_Q des Filters 102 abweicht, so ändert sich diese Spannung, falls der AFN-Kreis nicht arbeitet, wie in Fig. 4B dargestellt ist. Wenn der AFN-Kreis arbeitet, erfolgt eine Rückkopplungssteuerung, so daß die Steuerspannung sich immer dem Wert Null annähert, jedoch wird sie nicht vollständig auf Null herabgedrückt,und sie schwankt, wie später beschrieben wird, als eine statische Abweichung, wie in den Fig. 4C oder 4D dargestellt ist. Nun

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wird die Veränderung in der Steuerspannung betrachtet, die am Verbindungspunkt 16 in Fig. 2 erscheint, dabei wird zur Vereinfachung der Beschreibung angenommen, daß Impulse mit einer konstanten Frequenz mit einem konstanten Intervall T auftreten. Dabei mögen die Impulslänge, die Aufladungszeitkonstante des Schleifenfilters und dessen Entladungszeitkonstante durch f, ^ bzw. T- bezeichnet sein. Wenn die Aufladungszeitkonstante T^ so ausgewählt wird, daß die Steuerspannung ihren statischen Wert Vq innerhalb einer der Impulslänge entsprechenden Zeit erreicht, so wird die Steuerspannung, die unmittelbar vor dem Beginn eines Impulses verfügbar ist, aus der Entladungskennlinie, welche bei Beendigung des unmittelbar vorangehenden Impulses beginnt, wie folgt erhalten:

_

ν - v_oexp(- 2_^-) (5)

Dementsprechend ist die SpannungsveranderungAV während einer Periode gegeben durch:
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AV = y_o{i-erp!^£.)} (6)

Bei der bekannten Schaltung dagegen, da die Aufladungszeitkonstante T₁ so ausgewählt ist, daß die Steuerspannung ihren statischen Zustand innerhalb einer der Impulslänge entsprechenden Zeit erreicht, wie oben beschrieben wurde, und da die Aufladungs- und Entladungszeitkonstanten ^ und T₂ einander gleich sind, folgt, daß (T-T)Zt₂ ^{?? Λ} gilt, wenn die Impulslänge wesentlich kleiner als die Rahmenlänge T ist. Damit folgt aus der Gleichung (6), daß AV=Vq, jedoch bedeutet dies, daß die Steuerspannungsschwankung immer Vq ist, da die Steuerspannung, die durch den unmittelbar vorangehenden Impuls aufgeladen wird, wieder entladen wird, bevor der nächste Impuls beginnt, wie in Fig. 4-C dargestellt ist. Bei Verwendung des Schleifenfilters, mit dem die Entladungszeitkonstante T ο unabhängig von der Aufladungszeitkonstante T^ erfindungsgemäß

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ausgewählt werden kann, ist es möglich zu erreichen, daß (Τ-'ΐ)/Γ₂<< 1 gilt. Damit folgt aus Gleichung (6), daß A± 0 gilt. Damit kann erfindungsgemäß die Steuerspannungsschwankung zwischen den Impulsen vermindert werden, wie in Fig. 4D dargestellt ist, so daß die Mitnahme zeit für den oben genannten Zweck verkürzt werden kann.

Fig. 6 ist ein Schaltbild, welches eine weitere Ausführungsform des Schleifenfilters zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Bandpaßfilterschaltung zeigt. Das dargestellte Schleifenfilter

erzeugt den Wert |V|max,

vgl. Gleichung (4), ohne die Beschränkungen, die durch die Gleichungen (1) und (2) gesetzt werden.

Der in Fig. 6 dargestellte Schaltkreis besitzt ein Schleifenfilter 401, welches auf einer positiven Spannung arbeitet, und ein Schleifenfilter 402, welches mit einer negativen Spannung arbeitet, dieser Schaltkreis ist dadurch gekenn zeichnet, daß der AFN-Kreis durch die Summe VV, +Vp d-ev Ausgangsspannungen V^ und Vo der beiden Schleifenfilter 401 und 402 gesteuert wird. Die Wirkungsweise des in Fig. 6 dargestellten Schaltkreises ist wie folgt: Wenn die Eingangsspannung am Eingangsanschluß EIN positiv ist, wird ein Kondensator C^ über einen Widerstand R^ und eine Diode Dy, geladen. Wenn die Eingangsspannung bei Beendigung des Impulses auf Null abfällt, wird dieser Kondensator über einen Widerstand Rp entladen. In diesem Fall kann die SteuerspannungsSchwankung dadurch reduziert werden, daß die Aufladungs- und Entladungszeitkonstanten L^ und ^2 ^s0 gewählt werden, daß C^ «Up ist, wie zuvor beschrieben wurde. Da das Schleifenfilter 402 nicht bei einer positiven Spannung arbeitet, wird die im Kondensator Co gespeicherte Ladung über eine Diode Dp und einen Widerstand R, beim Impulsende entladen, dies führt dazu, daß die Ausgangsspannung Vp des Schleifenfilters 402 auf den Wert Null absinkt. Diese Spannung wird durch die Unterbrechung des Impulses nicht

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beeinflußt. Der Schaltkreis der Fig. 6 ist so ausgelegt, daß er an seinem Ausgangsanschluß AUS die Summe V^+Vp der Ausgangsspannungen V^ und Vp der beiden Schleifenfilter 4-01 und 402 erzeugt, so daß V^V₂=V^, damit erscheint die Ladespannung vom Impuls, welcher eine größere Frequenzabweichung als andere Impulse hat, im Ausgang. In diesem Fall wird die Mitnahmezeit kurz, wie zuvor beschrieben wurde. Wird eine negative Spannung an den Eingangsanschluß EIN angelegt, so wird diese festgehalten, da der Ausgang V₂ und die Spannung V^ den Wert Null annehmen, dies führt zu demselben Ergebnis, wie oben beschrieben wurde. Da die Oszillationsfrequenz der AFN-Schaltung damit durch die Summe V^+V₂ der Ausgangsspannungen V^ und V₂ der Schleifenfilter 401 und 402, die jeweils auf positiven bzw. negativen Spannungen arbeiten, gesteuert wird, kann die Eingangsspannung am Schleifenfilter 104 der Fig. 2 positiv oder negativ sein. Dementsprechend ist es möglich, f ₀„+f_n.,-_ri='2f₀ zu erhalten,

ΙΠ SQC UHU KJ

wie zuvor erläutert wurde, so daß auch dann, wenn eine Frequenzabweichung zwischen den Impulsen besteht, die Steuerspannungsschwankung so eingestellt werden kann, wie durch die Gleichung (4) angegeben ist. Dies macht es möglich, eine schnellere Mitnahme zu erreichen, als es bei Benutzung der Schleifenfilter der Fig. 5-A- oder 5B allein möglich wäre.

Fig. 7 zeigt ein Beispiel einer besonders wirksamen Konstruktion des in Fig. 6 gezeigten Schleifenfilters. In Fig. 7 entspricht ein durch 405 bezeichneter Kreis den Schleifenfiltera401 und 402 in Fig. 6, und ein Kreis 406, der aus einem Operationsverstärker IC₂ und Widerständen Rq und Rq zusammengesetzt ist, entspricht einem Addierer, wie er in Fig. 6 benutzt wird. Ein Schaltkreis 404, der aus einem Operationsverstärker IC,, Dioden D, und D^, und Widerständen Rc, Rg und Rr₇ zusammengesetzt ist, ist ein Begrenzer, welcher dazu dient zu vermeiden, daß hohe Spannungen in den Kondensatoren C. und C₂ geladen

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werden, wenn das Phasendetektorausgangssignal aufgrund einer Fehlfunktion sich stark ändert.

Pig. 8 zeigt die Konstruktion einer dritten Ausführungsform des Schleifenfilters für die erfindungsgemäße Bandpaßfilterschaltung. Mit der Anordnung der Fig. 8 ist es ebenfalls möglich, ein Schleifenfilter zu erhalten, welches den Wert von |V|max erzeugt, wie er durch die Gleichung (4-) gegeben ist. In Pig. 8 bezeichnen die Bezugszeigen 4-01 und 4-02 die gleichen Filter, wie sie in Fig. benutzt werden. Im Schaltkreis der Fig. 8 wird der AFN-Schaltkreis durch Invertieren der Ausgangsspannung des Schleifenfilters 4-01 mittels eines in Fig. 8 abgebildeten Polaritätsinverters 502 betrieben, damit wird eine Differenz zwischen der invertierten Ausgangsspannung und der Ausgangsspannung des Schleifenfilters 4-02 erzeugt, und außerdem wird damit eine Spannung an die zwei Eingangsanschlüsse P^ und Po des spannungsgesteuerten Oszillators gelegt, welcher ein Element D^q mit variabler Kapazität aufweist, wie in Fig. 8 gezeigt ist.

Fig. 9 zeigt ein Beispiel einer besonders wirksamen Kon-: struktion des in Fig. 8 dargestellten Schaltkreises. In Fig. 9 bezeichnen die Bezugszeichen 4-01 und 402 die gleichen Schleifenfilter, wie sie in Fig. 6 benutzt werden, 501 ist ein spannungsgesteuerter Oszillator. L^ und CU bezeichnen eine Induktivität bzw. einen Kondensator, diese Elemente bestimmen die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 501. RpQ und IU-i ^^e~

JO zeichnen Widerstände, die dazu dienen, ein Absinken von Q bei einem fiesonator zu verhindern, der aus der Induktivität L,, und dem Kondensator CU zusammengesetzt ist. Mit der Kapazität CU ist parallel das Element D™ mit variabler Kapazität verbunden. Sei dessen Kapazität mit C4 bezeichnet, so ist die Oszillationsfrequenz f« durch die folgende Gleichung gegeben;

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Im Schaltkreis der Fig. 9 ändert sich der Wert der Kapazität C^. mit der Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen P/j und P₂, damit kann die Oszillationsfrequenz f_Q verändert werden. Eine Spannung V, die an einen der Eingangsanschlüsse des Polaritätsinverters 502 angelegt wird, dient zur Vorspannung des Elements D₁-Q mit variabler Kapazität.

Diese Erfindung hat als ganz besonderes Merkmal, daß die Steuerspannung nicht schwankt und ein stabiler Betrieb erreicht werden kann, da die Steuerspannung durch einen Impuls mit einer maximalen Frequenzab-

weichung bestimmt wird, auch dann, wenn die Zahl der Impulse, d.h. die Impulsdichte, in einer Rahmenlänge verändert wird.

Fig. 10 zeigt in Blockdarstellung die Konstruktion einer vierten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schleifenfilters.

Die Fig. 11A

und 11B dienen zur Erläuterung der Wirkungsweise. Es soll nun angenommen werden, daß zwei Impulse B^ und Bo mit verschiedenen Frequenzen mit einem konstanten Intervall T auftreten, wie in Fig. 11A dargestellt ist. Hier sollen nun fx| und fp die Frequenzen des ersten Impulses B^ bzw. des zweiten Impulses B~ wiedergeben, "TX, und tp sollen die Aufladungs- bzw. Entladungszeitkonstanten eines ersten Schleifenfilters 601 wiedergeben, und T, und T^ sollen die Aufladungs- bzw. Entladungszeitkonstanten eines zweiten Schleifenfilters 602 wiedergeben. Wenn der Impuls B^, eine maximale Frequenzabweichung besitzt und der AFN-Schaltkreis aufgrund dieses Impulses seinen statischen Zustand erreicht hat, so wird, auch wenn der zweite Impuls B£ zugeführt wird, die Steuerspannung durch den Impuls B^ festgehalten (oder nicht schnell abgeschwächt), damit

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tritt eine Abweichungsspannung v=A(f^-fp) proportional zu einer Frequenzdifferenz f^-fp zwischen den Impulsen B^ und B₂ am Verbindungspunkt 15 in Fig. 2 auf. Erfindungsgemäß ist die Zeitkonstante des zweiten Schleifenfilters 602 so ausgewählt, daß die Oszillationsfrequenz des AFN-Schaltkreises auch durch die Abweichungsspannung schnell verändert wird.und die Aufladungs- und Entladungszeitkonstanten T^, '^₂, "ι- und T. sind so ausgewählt, daß gilt T-z <^y\ ^und· ^\<- Γρ· Die Ausgangsspannungen des ersten bzw. zweiten Schleifenfilters 602 und 601 seien nun durch V^ bzw. V^ bezeichnet, somit wird die Oszillationsfrequenz des AFN-Schaltkreises durch das Ergebnis der Berechnungen der Ausgangs spannungen V^ und V₁, verändert. In Fig. 10 ist eine Ausführungsform eines Berechnungsverfahrens dargestellt, bei dem die Ausgangsspannung V, des ersten Schleifenfilters 601 mittels eines Verstärkers (oder Dämpfungsglieds) 6Ο3 ⁰^ -gefaltet gemacht und zur Ausgangsspannung V^ des zweiten Filters 602 addiert wird. Aus Gründen der Kürze wird eine Beschreibung für den FaIIoC=I gegeben.

Es wurde zuvor erläutert, daß die Spannungsschwankung A V, die durch den Impuls B^ bewirkt wird, im wesentlichen den Wert Null annimmt. Im Fall des Impulses B₂ ist, wenn beim bekannten Schaltkreis angenommen wird, daß die Steuerspannung im Intervall zwischen den Impulsen entladen wird, wie in Fig. 4-C dargestellt ist, AV=A¹V^ (wobei A¹ eine Konstante ist), dagegen wird bei der vorliegenden Erfindung die Ladungsspannung durch den Impuls B^ festgehalten und damit ist V=A¹(V^-V^), vgl. Fig. 11B. Wird nun dementsprechend die Zeitkonstante des zweiten Schleifenfilters 602 so ausgewählt, daß gilt |Vx-V^|< JV₇, | , so ist eine schnelle Mitnahme nicht nur beim Impuls B^, welcher die maximale Frequenzabweichung besitzt, sondern auch bei anderen Impulsen möglich. Dasselbe Ergebnis kann auch dadurch erreicht werden, daß ein solcher Berechnungskreis für zwei Ausgangsspannungen zweier Schleifenfilter 601 und 602, wie in Fig. 10 dargestellt ist, durch eine Schaltungsanordnung ersetzt wird, wie sie beispielsweise

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in Fig. 12 dargestellt ist, wo die Ausgangsspannung vom einen Schleifenfilter 602 und die Ausgangsspannung von einem invertierenden Verstärker 702, welcher die Ausgangsspannung des anderen Schleifenfilters 601 verstärkt hat, an ein Element D™ mit variabler Frequenz gelegt werden.

Die Fig. 13 bis 16 sind Blockschaltbilder, die in Blockdarstellung weitere Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Bandpaßfilterschaltung zeigen. Fig. 13 zeigt die Konstruktion eines Trägerwiedergewinnungskreises, welcher ein N-Multiplikationsverfahren zur Entfernung der Modulation von einer modulierten Eingangswelle benutzt und bewirkt, daß die Eingangsfrequenz der Mttelfrequenz des Paßbands eines Bandpaßfilters beim AFN-System folgt.

In Fig. 13 wird ein mit Phasenumtastung moduliertes Signal, welches an einen Eingangsanschluß 31 gegeben wird, durch einen N-Multiplizierer 801 N-mulimpliziert, um die Phasenumtastungsmodulation zu entfernen. Ein Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators 804 wird ebenfalls durch einen N-Multiplizierer 803 N-multipliziert. Die Ausgangssignale beider N-Multiplizierer 801 und 803 werden mit einem ersten Mischer 802 zusammengemischt, das Ausgangssignal dieses Mischers wird einem Bandpaßfilter 8O7 zugeführt. Die Ausgangsspannung des Bandpaßfilters 8O7 wird einem Begrenzer 808 zur Entfernung von Amplitudenkomponenten zugeführt und dann an einen Phasendetektor 806 zum Phasenvergleich mit dem Eingangssignal am Bandpaßfilter 8O7 gegeben, damit wird eine Ausgangsspannung erzeugt, die der Phasendifferenz zwischen beiden Signalen entspricht.

Die Phasendetektorausgangsspannung wird über ein Schleifenfilter 8O5 an den spannungsgesteuerten Oszillator 804 gegeben, um diesen zu steuern. Auf diese Weise wird die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 804 ^so gesteuert, daß die Ausgangsspannung des Phasendetektors 806 den Wert Null annimmt, d.h. die Differenz zwischen der Eingangsfrequenz des Bandpaßfilters 8O7 und der Mittelfrequenz

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seines Paßbands nimmt den Wert Null an. Es ist überflüssig zu sagen, daß jedes der vorgenannten Schleifenfilter wie das Schleifenfilter 8Ο5 entsprechend dem zu erreichenden Zweck benutzt wird.

Das Ausgangssignal des Begrenzers 808 wird mittels eines 1/N-Frequenzteilers 809 auf 1/N herab frequenzgeteilt und dann an einen Eingang eines zweiten Mischers 810 gegeben. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 804 wird an den anderen Eingang des zweiten Mischers 810 gegeben, wo es in der Frequenz gewandelt wird, um am Ausgang des Mischers 810 einen Träger zu erhalten. Der so zurückerhaltene Träger wird an einen Eingang eines Demodulators 811 gegeben, um ein mit Phasenumtastung moduliertes Eingangssignal zu demodulieren, welches zum anderen Eingang gegeben wird, um einen Datenausgang am anderen Ausgangsanschluß 32 abzuleiten.

Die Anordnung des Bandpaßfilters vom GIeichlauftyp zur Modulationsentfernung von der mit Phasenumtastung modulierten Welle mittels deren N-MuItiplikation ist in dem oben genannten US-Patent 3?969»676 dargestellt. Jedoch ist die Schaltungsanordnung, die in dieser älteren Anmeldung weiter beschrieben ist, von der oben beschriebenen Anordnung darin verschieden, daß ein 1/N-Frequenzteiler zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator 804 und dem Mischer 810 anstelle des N-Multiplizierers 803 vorgesehen ist.

Fig. 14 zeigt die Konstruktion eines Trägerrückgewinnungskreises, bei dem die Modulation von einer modulierten Welle dadurch entfernt wird, daß diese N-multipliziert wird und damit die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters dazu gebracht wird, der Eingangsfrequenz vom APC-System zu folgen.

In Fig. 14 wird die Ausgangsspannung von einem N-MuItiplizierer 901 an einen ersten Mischer 902 'gegeben und

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dann durch ein Signal frequenzumgewandelt, welches von einem N-Multiplizierer 903 abgeleitet wird, welcher die Ausgangsspannung von einem festen Oszillator 904 N-multipliziert hat. Die Ausgangsspannung des ersten Mischers 902 wird an ein einstellbares Bandpaßfilter gegeben, dessen Ausgangssignal geht an einen Begrenzer 908, um die Amplitudenkomponenten des Signals zu entfernen. Das Begrenzerausgangssignal wird zu einem Eingang eines Phasendetektors 906 zum Phasenvergleich mit dem Eingangssignal am einstellbaren Bandpaßfilter 907 gegeben. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 906 wird über ein Schleifenfilter 905 an das Bandpaßfilter 907 gegeben, um dessen Element mit variabler Kapazität Cv zu steuern. Das Element Cv mit variabler Kapazität stellt zusammen mit einer festen Kapazität Co und einer Induktivität Lo ein Bandpaßfilter 907 dar. Die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters 907 wird so gesteuert, daß die Ausgangsspannung vom Phasendetektor 906 den Wert Null annimmt, d.h. die Differenz zwischen der Eingangsfrequenz und der Mittelfrequenz des Paßbands nimmt den Wert Null an. Das Bezugszeichen E,q bezeichnet einen Widerstand zur Verhinderung des Absinkens von Q des einstellbaren Bandpaßfilters 907. Wie im Fall der Pig. 13 kann das Schleifenfilter 905 unter den zuvor genannten ausgewählt werden.

Das Ausgangssignal des Begrenzers 9O8 wird herab auf 1/N mittels eines 1/N-Frequenzteilers 909 frequenzgeteilt und dann an einen zweiten Mischer 910 gegeben, um JO das Ausgangssignal vom festen Oszillator 904 in der Frequenz umzuwandeln, damit wird ein Träger am Ausgang des zweiten Mischers 910 abgeleitet.

Fig. 15 zeigt die Konstruktion eines Trägerrückgewinnungskreises, bei dem die Modulation durch Modulationsübertragung von einer modulierten Welle entfernt wird und die Eingangsfrequenz dann dazu gebracht wird, der

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Mittelfrequenz des Paßbands eines Bandpaßfilters vom AFN-System zu folgen.

In Fig. 15 wird ein mit Phasenumtastung moduliertes Eingangssignal an einem Anschluß 5Ί mittels eines Verzögerungskreises 1001 für eine gewisse Zeitperiode verzögert und dann zu einem Modulationsüberträger 1002 gegeben, in welchem es durch den Datenausgang von einem Demodulator 1010 zurückmoduliert wird, damit wird die Modulation entfernt. Das Ausgangssignal des Remodulators 1002 wird an einen ersten Mischer 1003 gegeben, in welchem es einer automatischen Steuerung zur Frequenzumwandlung unterworfen wird, so daß die Frequenz des Eingangssignals am Bandpaßfilter 1007 sich der Mittelfrequenz des Paßbands dieses Filterss annähert, damit wird ein Träger am Ausgang des zweiten Mischers 1009 zurückgewonnen, wie im Fall der Fig. 2. Der Verzögerungskreis 1001 dient dazu, eine Verzögerung im Datenausgang vom Demodulator 1010 zu kompensieren.

Fig. 16 stellt die Schaltungsanordnung dar, in der die Modulation durch Remodulation von einer modulierten Welle entfernt wird und die Mittelfrequenz des Paßbands eines Bandpaßfilters dazu gebracht wird, der Eingangsfrequenz vom APC-System zu folgen.

In Fig. 16 sind ein Verzögerungskreis 1101 und ein Remodulator 1102 identisch mit den oben bei Fig. 15 beschriebenen. Genau so wie im Fall der Fig. 14 wird ein Bandpaßfilter 1105 durch das Ausgangssignal von einem Phasendetektor 1104 gesteuert, so daß seine Mittelfrequenz sich der Frequenz eines Eingangssignals von einem Remodulator 1102 annähert.

Wie aus der vorangehenden Beschreibung deutlich geworden ist, zeigt diese Erfindung nicht nur eine Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp, welche eine schnelle Mitnahme ermöglicht, vielmehr wird auch eine Bandpaßfilterschaltung

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vom Gleichlauftyp gezeigt, durch die auch dann, wenn viele Impulssignale verschiedener Frequenzen in einer Rahmenperiode zugeführt werden, eine optimale Steuerung entsprechend der Frequenz jeder Station erreicht werden kann. Mit dieser Erfindung ist es auch möglich, eine Bandpaßfilterschaltung vom Gleichlauftyp zu erzeugen, welche es ermöglicht, eine optimale Steuerung zu erreichen, und zwar bei gemeinsamer FrequenzSchwankung und bei individueller Frequenzschwankung, wenn diese Schwankungen zur gleichen Zeit auftreten, außerdem besitzt die Filterschaltung einen einfachen Schaltungsaufbau und ist frei von Fehlfunktionen.

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Claims

REINLANDER & BERNHARDT

PATENTANWÄLTE

6/350 Orthstraße 12

D-8000 München 60

FUJITSU LIMITED

1015, Kamikodanaka
Nakahara-ku, Kawasaki-shi Kanagawa, 211 Japan

Patentansprüche

Bandpaßfilterschaltung„ gekennzeichnet durch ein Bandpaßfilter zur Entfernung von Rauschkomponenten von einer Eingangssinuswelle, durch einen Phasendetektor zur Registrierung einer Phasendifferenz zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen des Bandpaßfilters, durch ein Schleifenfilter, welchem das Ausgangssignal vom Phasendetektor zugeführt wird, und durch automatische Steuerungsvorrichtungen zur Erreichung einer Steuerung durch das Ausgangssignal vom Schleifenfilter, so daß eine Differenz zwischen der Frequenz der Eingangssinuswelle und der Mittelfrequenz des Bandpaßfilters sich dem Wert Null annähert, wobei das Schleifenfilter, das ein Tiefpaßfilter aufweist, eine Entladungszeitkonstante, welche größer ist als eine Aufladungszeitkonstante , besitzt.
2. Bandpaßfilter schaltung nach Anspruch. 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schleifenfilter ein erstes Tiefpaßfilter und ein zweites Tiefpaßfilter besitzt, wobei das erste Tiefpaßfilter mit einer positiven Eingangsspamnxng arbeitet und eine Entladungszeitkonstaiate, welche größer ist als eine Aufladungszeitkonataiate ,,besitzt

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und wobei das zweite Tiefpaßfilter mit einer negativen Eingangsspannung arbeitet und eine Entladungszeitkonstante, welche größer ist als eine Aufladungszeitkonstante,

besitzt und wobei das Schleifenfilter das Berechnungsergebnis der Ausgangssignale von den ersten und zweiten Tiefpaßfiltern ausgibt.
3. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Schleifenfilter parallel mit einem dritten Tiefpaßfilter verbunden ist, welches eine Entladungszeitkonstante besitzt, die kleiner ist als die Entladungszeitkonstanten des ersten und zweiten Tiefpaßfilters.
4. Bandpaßfilterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, daß die automatischen Steuervorrichtungen einen spannungsgesteuerten Oszillator, der durch das Ausgangssignal vom Schleifenfilter gesteuert wird, einen ersten Mischer zur Frequenzumwandlung der Eingangssinuswelle durch die Ausgangsspannung vom spannungsgesteuerten Oszillator und einen zweiten Mischer zur Frequenzumwandlung des Ausgangssignals vom Bandpaßfilter durch die Ausgangsspannung vom spannungsgesteuerten Oszillator umfassen.
5. Bandpaßfilterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3i dadurch gekennzeichnet, daß die automatischen Steuervorrichtungen die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters durch das Ausgangesignal vom Schleifenfilter steuern.
6. Bandpaßfilterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssinuswelle von einer durch Phasentastung modulierten Welle durch Modulationsentfernung mittels einer N-Multipliziervorrichtung (N ■ 2, 3, 4· ·.·) erhalten wird.

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7. Bandpaßf !leerschaltung nach, einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssinuswelle durch Modulationsentfernung mittels Modulationsübertragungsvorrichtungen von einer mit Phasenumtastung modulierten Welle erhalten wird.

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