DE2933693A1

DE2933693A1 - Bandpassfilterschaltung

Info

Publication number: DE2933693A1
Application number: DE2933693A
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Kurihara; Sadao Takenaka
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1978-08-23
Filing date: 1979-08-20
Publication date: 1980-02-28
Also published as: GB2032213B; FR2434517A1; CA1137573A; GB2032213A; IT7925011A0; JPS5528674A; IT1122449B; FR2434517B1; DE2933693C2; US4310803A; JPS6031368B2

Description

Bandpaßfilterachaltung 2933693

Priorität: 23. August 1978 Japan 53-102586

Die Erfindung bezieht sich auf ein Bandpaßfilter mit verbesserter Phasencharakteristik, das eine Signalkomponente aus einem Frequenzspektrum auswählt.

Im allgemeinen wird eine Phasendifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang eines Bandpaßfilters für eine Eingangsfrequenz nicht glatt in dem Durchlaßband, wie Fig. 1 als Beispiel zeigt.

In Fig. 1 stellt die X-Achse die Frequenz dar, während die Y-Achse die Dämpfung und Phase angibt. Die ausgezogene Linie zeigt die Dämpfungscharakteristik und die gestrichelte Linie zeigt die Phasencharakteristik. f-1 und f1 bedeuten die untere und obere Grenzfrequenz und fo bedeutet die Mittelfrequenz. 20

Da die Eingangsfrequenz weit von der Mittelfrequenz fo entfernt ist, wie die Figur zeigt, wird eine Phasenabweichung zwischen den Eingangs- und AusgangsSignalen erzeugt.

Es ist bekannt, daß diese Phasenabweichung verschieden wird, wenn die Bandbreite des Bandpaßfilters schmaler wird. Wenn es deshalb erforderlich ist, die Phasenbeziehung zwischen dem Eingang und dem Ausgang in einer Schaltung konstant zu halten, in der die Signalkomponente mittels eines Bandpaßfilters für ein schmales Band ausgewählt wird, sollen die Eingangsfrequenz und die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters immer zusammenfallen.

Ein Bandpaßfilter mit diesen Anforderungen wird für ein Datenübertragungssystem in großem Umfang verwendet, indem das Synchronisiersignal oder der Träger mit genauer Phase ausgewählt wird, beispielsweise für ein Datenübertragungssystem mittels PSK-Modulation, von dem ein Beispiel in Fig. 2 gezeigt ist.

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Gemäß Fig. 2 wird ein 4-Phasen-PSK-Signal viermal durch die Frequenzmultipliziereinrichtung 21 multipliziert und dann wird die Rauschkomponente durch das Schmalbandpaßfilter 22 ausgesiebt. Danach wird die Frequenz um 1/4 durch die Frequenzdividiereinrichtung 25 dividiert. Auf diese Weise wird der Träger wieder hergestellt.

Bei diesem Verfahren ist es notwendig, die in dem Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung 21 enthaltene Rauschkomponente ausreichend zu eliminieren und andererseits ist es auch notwendig, die Phasenabweichung ausreichend klein zu halten, da diese Phasenabweichung zwischen den Eingangs- und Ausgangsfrequenzen des Band-. paßfilters 22 die Leistungsfähigkeit des Systems verschlechtert, wenn sich die Eingangsfrequenz ändert.

Aus diesem Grunde wird üblicherweise ein Gleichlauf-Filter verwendet. Bei dem in Fig. 3 gezeigten Gleichlauf-Filter wird eine Phasendifferenz der Eingangs- und Ausgangsfrequenzen des Bandpaßfilters 32 durch den Phasendetektor 34- aufgefunden und eine Spannung entsprechend der Phasendifferenz wird von dem Phasendetektor 34 zu dem Empfangsoszillator 36 über das Schleifenfilter 35 eingegeben, wodurch die Schwingungsfrequenz des Empfangsoszillators 36 so geändert wird, daß die Mittelfrequenz fo des Bandpaßfilters 32 und die Eingangsfrequenz f des Bandpaßfilters 32 zusammenfallen.

Ein solches Gleichlauf-Filter hat jedoch den Nachteil, daß der Gleichlauf des Übergangseingangssignals durch Verwendung der Rückkopplungsregelung verzögert wird.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Bandpaßfilter zu schaffen, das keine Phasendifferenz zwischen

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dem Eingang und dem Ausgang aufweist, auch wenn sich die Eingangsfrequenz ändert, wobei keine Rückkopplungsregelung verwendet wird. Gelöst wird die Aufgabe durch die Merkmale des Kennzeichens des Patentanspruchs 1. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird beispielhaft anhand der Zeichnung beschrieben, in der sind
Fig. 1 eine Darstellung der Dämpfungscharakteristik und

der Phasencharakteristik eines Bandpaßfilters, Fig. 2 ein Schaltbild einer Trägerregenerierschaltung, Fig. 3 ein Schaltbild eines Gleichlauf-Filters, Fig. 4 ein Schaltbild einer Grundschaltung der Erfindung, Fig. 5 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform

der Erfindung,
Fig. 6 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 7 ein Schaltbild einer dritten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 8 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsform

der Erfindung,
Fig. 9 eine Darstellung der Charakteristiken der in Fig. 8 gezeigten Schaltung und einer bekannten Schaltung,

Fig. 10 ein Schaltbild einer fünften Ausführungsform

der Erfindung und
Fig. 11 ein Schaltbild einer sechsten Ausführungsform

der Erfindung.
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In dem Bandpaßfilter der Erfindung wird allgemein ein Eingangssignal auf zwei Wege aufgeteilt, wobei die Frequenzen der beiden geteilten Ausgänge durch eine Frequenzmultiplizier- oder -dividiereinrichtung unterschiedlich gemacht werden. Gleichzeitig werden Phasenänderungen der beiden geteilten Signale in Abhängigkeit von einer Frequenzänderung gleich gehalten und dann

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wird eine Frequenzdifferenz der beiden dividierten Signale mittels der Multipliziereinrichtung ausgeblendet.

In Fig. 4 sind 1 ein Signaleingangsanschluß, 2 ein Signalausgangsanschluß, 41, 42, 44, 45, 47 und 49 Bandpaßfilter, 43 und 46 Frequenzmultiplizier- oder -dividiereinrichtungen, wobei das Verhältnis zwischen der Ausgangsfrequenz und der Eingangsfrequenz jeweils mit m und η angegeben ist. Wenn Multipliziereinrichtungen vorgesehen sind, wird dieses Verhältnis ganzzahlig, während das Verhältnis, wenn es sich um Dividiereinrichtungen handelt, der reziproke Wert der ganzen Zahl wird. 48 ist eine Multipliziereinrichtung, welche die Summen- oder Subtraktionsfrequenzkomponente aus dem Produkt der beiden Eingangs- signale ausblenden kann. Gemäß Fig. 4 werden die beiden Wege von dem Abzweigpunkt a zu der Multipliziereinrichtung 48 jeweils mit erster und zweiter Weg bezeichnet. Der erste Weg enthält den Punkt d, während der zweite Weg den Punkt g enthält.

Nachfolgend wird die Wirkungsweise der Schaltung beschrieben. Das Eingangssignal an dem Eingangsanschluß 1 wird durch folgende Gleichung ausgedrückt:

sintft (1)

Die Mittelwinkelfrequenz der Bandpaßfilter 41, 42 und 45 wird mit Ü ο angenommen und die Mittelwinkelfrequenzen der Bandpaßfilter 44, 47 und 49 werden jeweils mit πΰο, nA?o und (m-n) Qo angenommen.

Wenn im allgemeinen vorausgesetzt wird, daß die Ausgangsphase θ eines Bandpaßfilters sich linear mit der Eingangswinkelfrequenz 4) in der Nähe der Mittelwinkelfrequenz AV ο des Bandpaßfilters ändert, kann die Ausgangsphase als Produkt der Winkelfrequenzdifferenz Δ0 » ύ ο -ύ und der Gruppenverzögerungszeit X angenähert werden. Es gilt nämlich

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θ = Δ ΐθΓ (2).

Das Signal am Punkt b der Fig. 4 kann deshalb wie folgt ausgedrückt werden, da die Phasenabweichung durch die Bandpaßfilter 41 und 42 erzeugt wird, wenn die Eingangssignalfrequenz verstimmt ist;

sin [tot + Λ O(ri +T2)j (3).

Hierbei sind T1 und t2 die Gruppenverzögerungszeiten der Bandpaßfilter 41 und 42. /Jo-O wird als Δ Ο ausgedrückt und O ist die Winkelfrequenz des Eingangssignals.

Wenn das durch die Gleichung (3) ausgedrückte Signal durch den Kreis 43 multipliziert oder dividiert wird, werden sowohl Frequenz als auch Phase mit m multipliziert und das Signal am Punkt c wird in folgender Weise ausgedrückt:

sin ImOt + ΐΔ^ (Π +^τ 2)] (4).

Dieses Signal erzeugt eine Phasenabweichung durch das Bandpaßfilter 44 und das Signal am Punkt d kann in folgender Weise ausgedrückt werden:

, ~- 1

sin (rnut + πιΛΟ ( C 1 + t 2 +O)Jf (5).

Hier ist Ύ 3 die Gruppenverzögerungszeit des Bandpaßfilters 44.
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In gleicher Weise kann das Signal am Punkt g wie folgt ausgedrückt werden:

sin Inut + hau (X 1 + T4 + Γ5)} (6).

Hier sindT4 und T 5 die Gruppenverzögerungszeiten der Bandpaßfilter 45 und 47.

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Die an den Punkten d und g auftretenden Signale werden durch die Multipliziereinrichtung 48 multipliziert.

Das Ausgangssignal tritt als Summen- und Subtraktionsfrequenzkomponenten auf und die Subtraktionsfrequenzkomponente kann durch folgende Gleichung ausgedrückt werden:

cos {(m-n) tjf + m Δ.0 (Γ1 +T2 +T3) - ηΔΦ( Π + T4 +t-5)}- . (7).

Wenn dieses Signal durch das Bandpaßfilter 49 geht, kann das Signal vom Ausgangsanschluß 2 in folgender Weise ausgedrückt werden:

cos {(m-n) to t + m A $ ( T 1 + T"2 + 13)

= cos {(m-n) IO t + βΔΌ (T 1 +T2 + T3 + Γ6

- ηΔθ(Τΐ +Τ4 + Γ5 +Τ6)] (8).

Hierbei ist T 6 die Gruppenverzögerungszeit des Bandpaßfilters 49.

Die Bedingung, daß die Phase des Ausgangssignals der in Fig. 4 gezeigten Schaltung frei von der Wirkung einer Änderung der Eingangsfrequenz ist, kann durch die Gleichung (8) oder (9) unter der Bedingung ausgedrückt werden, daß der Phasenausdruck der Gleichung (S) Null wird:

m (T 1 +T 2 +T3 +T 6) «.η (T 1 +T4 +T^ +Te) (9) oder

m/n (T 1 +T4 +T5 +T6)/(T1 + T2 +T3 +t6) (10).

Die Gleichung (10) bedeutet, daß das Frequenzverhältnis der beiden Wege gleich der Gesamtsumme der Gruppenverzögerungszeiten von dem Eingang zum Ausgang über zwei Wege ist.

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Zur Erläuterung der Erfindung als allgemeiner Fall enthält die in Fig. 4- gezeigte Grund schaltung sechs Bandpaßfilter. Es wird jedoch nachfolgend erläutert, daß wenigstens zwei Bandpaßfilter notwendig sind, um die Wirkung der Erfindung zu erreichen.

Mit der Festlegung m/n » K kann die folgende Beziehung aus der Gleichung (10) erhalten werden:

14- +T5 - (K-I)(T 1 +T6) + K (Γ2 +T3) (11).

Wie sich aus der Gleichung (7) ergibt, müssen zwei Eingangsfrequenzen zu der Multipliziereinrichtung unterschiedlich sein, um eine Subtraktionsfrequenzkomponente am Ausgang der Multipliziereinrichtung zu erhalten, die nicht ein Gleichstromsignal ist.

Wenn die Ausgangsfrequenz des zweiten Weges niedriger als die Ausgangsfrequenz des ersten Weges ist, gilt K>1. Deshalb ergibt sich aus der Gleichung (11):

Xn. ₊t5 >o (12).

Wenn ein Bandpaßfilter als Mittel zum Erzeugen einer Verzögerungszeit verwendet wird, bedeutet die Gleichung (12), daß es notwendig ist, ein Bandpaßfilter für den Weg bei der niedrigeren Frequenz zu verwenden. Auch ist es notwendig, ein weiteres Bandpaßfilter in den anderen Weg als denjenigen Weg einzusetzen, in den ein Bandpaßfilter bereits eingesetzt ist, so daß die Gleichung (9) oder (10) erfüllt ist.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf eine weitgehend vereinfachte Schaltung beschrieben, von der in Fig. 5 eia Beispiel gezeigt ist.

In dieser Figur sind 5I und 52 Bandpaßfilter mit gleichartiger Charakteristik. 53 ist eine 1/2-Dividiereinrichtung,

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während 5^ eine Multipliziereinrichtung ist. Es wird hierbei angenommen, daß die Phasenabweichungen θ jeweils in diesen Bandpaßfiltern erzeugt werden, da die an dem Eingangsanschluß 1 auftretenden Eingangssignale gegenüber den Mittelfrequenzen der Bandpaßfilter 51 und 52 verstimmt werden. Da Frequenz und Phase auf die Hälfte durch die Dividiereinrichtung herabgesetzt werden, obwohl eine Phasenabweichung im Eingangssignal der Dividiereinrichtung 53 2Θ ist, kann das Ausgangssignal der Dividiereinrichtung in folgender Weise ausgedrückt werden:

sin (iOt / 2 + Θ) (15),

wobei das Eingangssignal am Anschluß 1 als sinot angenommen wird.

Dieses Signal ist dann das eine Eingangssignal der Multipliziereinrichtung 5^ und das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 51» nämlich das nachfolgend angegebene Signal, ist das andere Eingangssignal der Multipliziereinrichtung:

sin ( K)t + Θ) (14).

Als Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung 5^ erscheint das Produkt der beiden Eingangssignale, nämlich

sin (i3t + θ) sin(-2Jyi + θ) - w cos

- \ cos (| tft + 2Θ) (15).

Der erste Ausdruck der rechten Seite der Gleichung (15) ist die Subtraktionsfrequenzkomponente, während der zweite Ausdruck die Summenfrequenzkomponente ist. Da diese Komponenten unterschiedliche Frequenzen haben, können sie leicht getrennt werden.

Wenn die Subtraktionsfrequenzkomponente zentriert wird, erscheint die durch die Bandpaßfilter 51 und 52 erzeugte

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Phasenabweichung nicht in dem Ausgangssignal.

Wenn das Divisionsverhältnis der Dividiereinrichtung 53 mit 1/N angenommen wird, wobei N eine ganze Zahl größer als zwei ist, muß das Verhältnis der Gruppenverzögerungszeiten der Bandpaßfilter 52 und 51, d.h. T4/ Ti, N-1 sein.

Dies wird aus der Gleichung (9) erhalten, wenn m « 1, η ■ 1/N und X 2 « T3 = ΐ*4- « ΐ~6 « 0 gesetzt werden. 10

Fig. 6 zeigt ein abgeändertes Beispiel der in Fig. 5 angegebenen Schaltung. In dieser Figur sind 55 und 56 Bandpaßfilter, 57 ist eine 1/2-Dividiereinrichtung und 58 eine Multipliziereinrichtung.

Wenn eine Phasenabweichung des Bandpaßfilters 55 auf θ eingestellt wird und die Phasenabweichung des Bandpaßfilters 56 auf 2Θ eingestellt wird, wird ein Ausgangssignal an der Multipliziereinrichtung 58 gleich wie bei Fig. 5· Deshalb tritt an dem Ausgang keine Phasenabweichung auf.

Im Falle der Fig. 5 und 6 ist ein Bandpaßfilter zum Trennen der Summenfrequenzkomponente und der Subtraktionsfrequenzkomponente für die Ausgangsstufe erforderlich. Im allgemeinen hat dieses Bandpaßfilter jedoch eine ausreichend große Bandbreite im Vergleich mit derjenigen der oben erwähnten Bandpaßfilter 51, 52, 55 und 56 und aus diesem Grund ist die Phasenabweichung sehr gering.

Dies ist deshalb aus Gründen der Vereinfachung nicht dargestellt.

Das Verhältnis der Gruppenverzogerungszeiten der Bandpaßfilter 56 und 55 muß gleich N sein, wenn das Divisionsverhältnis der Dividiereinrichtung 57 mit 1/N wie im allgemeinen Fall angenommen wird.

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Dies ergibt sich aus der Gleichung (9), wenn m = 1, η = 1/N und Ti = T3 = T 5 = Γ6 « O gesetzt werden.

Gemäß Fig. 5 oder 6 ist die Frequenz des Ausgangssignals die Hälfte der des Eingangssignals, jedoch ist es zweckmäßig, einen solchen Vorgang bei der Schaltung zum Wiedergewinnen des in Fig. 2 gezeigten PSK-modulierten Signals anzuwenden, da in einer solchen Schaltung die Frequenz des Bandpaßfilterausgangssignals dividiert wird.

Wenn es jedoch erforderlich ist, die Eingangs- und Ausgangsfrequenzen konstant zu halten, sollen die Ausgangssignale in Fig. 5 und 6 verdoppelt werden oder die Schaltung soll so aufgebaut werden, wie das in Fig. 7 gezeigt ist. In dieser Figur sind 61 und 62 Bandpaßfilter, 63 ein Frequenzverdoppler und 64 eine Multipliziereinrichtung.

Wenn eine Phasenabweichung der Bandpaßfilter 61 und 62 mit θ angenommen wird, hat ein Ausgangssignal des Bandpaßfilters 62 eine Phasenabweichung von 2Θ. Die Phasenabweichung des Ausgangssignals des Verdopplers 63 wird auch 2 θ und die Frequenz ist verdoppelt.

Wenn deshalb das Eingangssignal an dem Anschluß 1 mit sin ^t angenommen wird, wird das Ausgangs signal des Bandpaßfilters 62 sin (Ut + 2 Θ), während das Aus gangs signal des Verdopplers 63 sin ( 2 Ot + 2 θ) wird.

Wenn diese beiden Eingangssignale zu der Multipliziereinrichtung 64 gegeben werden, kann das ^ignal wie folgt ausgedrückt werden:

sin(2 0t + 2Θ) sin(0t + 20) = ^- cos 01

- ^ cos (3ut + 4 Θ) (16).

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Wie bereits beschrieben wurde, ist deshalb, wenn eine Zentrierung nur bei dem ersten Ausdruck der rechten Seite erfolgt, eine Phasenabweichung zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal Null und die Frequenz ist auch gleich am Eingang und am Ausgang.

Wenn das Multiplikationsverhältnis der Multipliziereinrichtung 63 mit M angenommen wird, wobei M eine gerade Zahl größer als zwei ist, muß das Verhältnis der Gruppenverzögerungszeiten der Bandpaßfilter 62 und 61, d.h. CVTi, M-1 sein. Dies ergibt sich aus der Gleichung (9), wenn m = M, η = 1 und T 2 = T"3 =T5 = T 6 « 0 gesetzt werden.

Die vierte Ausführungsform, bei der die Erfindung bei einer Schaltung zum Wiedergewinnen eines Trägers aus einem 4—Phasen-PSK-modulierten Signal angewendet wird, wird unter Bezugnahme auf Fig. 8 beschrieben. Bei dieser Ausführungsform wird die Eingangssignalfrequenz zu dem Bandpaßfilter unter Verwendung eines üblichen Frequenzumsetzers niedrig gehalten. Dadurch kann der Schaltungsaufbau vereinfacht werden. In Fig. 8 sind 71 eine 4~fach-Multipliziereinrichtung, 72 ein Verdoppler, 73 eine 1/2-Dividiereinrichtung, 7^· eine 1/4-Dividiereinrichtung, 75 und 76 Bandpaßfilter, 77 und 78 Frequenzumsetzer, 79 eine Multipliziereinrichtung und 80 ein Oszillator, der mit einer Frequenz von 100 MHz schwingt. Hier wird davon ausgegangen, daß das 4-Phasen-PSK-modulierte Signal mit der Mittelfrequenz von 70 MHz an dem Eingangsanschluß 3 eingegeben wird. Zuerst wird die Frequenz 4-fach auf 280 MHz durch die Multipliziereinrichtung 71 multipliziert, um die Modulation zu eliminieren.

Die 280-MHz-Komponente wird dann in der Frequenz auf 80 MHz durch den Frequenzumsetzer 77 umgesetzt. Dann wird die Rauschkomponente durch das Bandpaßfilter ausgesiebt. Die Empfangsfrequenz von 200 MHz, um 80 MHz zu

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erhalten, kann dadurch erlangt werden, daß die von dem Oszillator 80 ausgesandte Sinuswelle mit 100 MHz durch die Multipliziereinrichtung 72 multipliziert wird. Wenn die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters 75 geringfügig gegenüber 80 MHz verstimmt ist, wird ein Phasenfehler Θ1 proportional zu dieser Verstimmung erzeugt.

Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 75 wird auf zwei Wege aufgeteilt. Das eine Signal läuft über das Bandpaßfilter 76 und wird durch 4- durch die Dividiereinrichtung 74- geteilt und gelangt danach zu der Multipliziereinrichtung 79 am Punkt h. Das andere Signal wird in 180 MHz umgesetzt, indem es zu der von dem Oszillator 80 ausgesandten Frequenz von 100 MHz mittels des Frequenzumsetzers 78 addiert wird, woraufhin es zu der Multipliziereinrichtung 79 gelangt, nachdem es durch durch die Dividiereinrichtung 73 dividiert worden ist.

Hierbei werden die Frequenz und die Phase am Punkt h jeweils 20 MHz und (Θ1 + Θ2)Α, wobei Θ2 die Phasenänderung ist, die durch das Bandpaßfilter 76 erzeugt wird. Die Frequenz am Punkt i beträgt 90 MHz, während die Phase Θ1/2 ist. Wenn angenommen wird, daß die Frequenzdifferenz zwischen den Punkten h und i von der MuItipliziereinrichtung 79 ausgeblendet wird,'können eine Sinuswelle mit der Frequenz von 70 MHz und der Phase von (Θ1 - θ2)/4 als .Ausgangssignal erhalten werden. Der Träger, in dem eine Phasenabweichung aufgrund des Filters unwirksam gemacht worden ist, kann deshalb zu dem Ausgangsanschluß 4 der Fig. 8 unter Verwendung der beiden Bandpaßfilter 75 und 76 abgegeben werden, wenn gilt Θ1 » Θ2.

Fig. 9 zeigt die Charakteristik der in Fig. 8 gezeigten Schaltung, wobei zum Vergleich die Charakteristik einer bekannten Schaltung unter Verwendung nur eines Bandpaßfilters 75 auch dargestellt ist.

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In der Figur bezeichnet die ausgezogene Linie die Charakteristik der in Fig. 8 gezeigten Schaltung und zeigt die gestrichelte Linie die Charakteristik der bekannten Schaltung, wobei die X-Achse die Frequenzabweichung und die Y-Achse die Phasenabweichung angeben.

Wie sich aus dieser Figur ergibt, weicht bei der bekannten Schaltung die Phase um i 10° ab, wenn die Frequenz um - 20 kHz gegenüber der Mittelfrequenz verschoben wird, während bei der Schaltung nach der Erfindung die Abweichung nur - 5° beträgt. Dies ist darauf zurückzuführen, daß eine Differenz der Phasencharakteristik der Bandpaßfilter 75 und 76, die für Versuchszwecke verwendet worden sind, vorhanden ist. Wenn die Charakteristiken zusammenfallen, ist die Abweichung im Prinzip Null.

Bei der obigen Erläuterung ist von zwei Bandpaßfiltern ausgegangen worden. Eine gleichartige Wirkung kann auch unter Verwendung einer Verzögerungsleitung als Mittel zur Erzeugung einer Verzögerungszeit oder von Verzögerungsleitungen anstelle eines in Fig. 4 gezeigten Filters oder von Filtern erhalten werden. Der Grund liegt darin, daß die Ausgangsphase θ einer Verzögerungsleitung und eines Bandpaßfilters sich linear wie folgt ändert: ^

θ = - iof - Δ. ΌΪ"- ^O^ (17).

Der zweite Ausdruck der Gleichung (17) ist konstant, so daß die Gleichungen (2) und (17) insofern gleich sind, als es sich auf die Phasenabweichung aufgrund einer Änderung der Eingangsfrequenz bezieht.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der eine Verzögerungsleitung anstelle eines Bandpaßfilters verwendet ist, wird unter Bezugnahme auf Fig. 10 als weitgehend vereinfachtes Beispiel beschrieben.

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In Fig. 10 ist 91 ein Bandpaßfilter, 92 eine Verzögerungsleitung, 95 eine 1/2-Dividiereinrichtung und 94- eine Multipliziereinrichtung.

In dieser Schaltung wird eine Verzögerungsleitung 92 anstelle des Bandpaßfilters 52 in Fig. 5 verwendet.

Wenn die Gruppenverzögerungszeit des Bandpaßfilters 91 mit Ti, die Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung 92 mit T^ und das Eingangssignal am Anschluß 1 mit sin οt angenommen werden, können die beiden Eingangssignale der Multipliziereinrichtung 94- wie folgt ausgedrückt werden:

sin (io t + Δ ut/l) (18)

sin {^Ö(t -T 4) + \ AioTwj ' ■ (19).

Wie im Falle der oben erwähnten Methode kann das folgende Ausgangssignal durch Ausblenden der Subtraktionsfrequenzkomponente aus dem Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung erhalten werden:

cos 0 lit +^ΔΟΤ1 +Ju
= cos [J Qt + JiO(t4 -T1) + J Oo T 1] (20).

Wenn M = T^ gilt, wird deshalb die Phasenabweichung Null, auch wenn sich die Eingangsfrequenz ändert.

In diesem Fall muß das Verzögerungszeitverhältnis der Verzögerungsleitung 92 und des Bandpaßfilters 91 proportional N-1 wie im Falle der Fig. 5 sein, wenn das Divisionsverhältnis der Dividiereinrichtung 93 mit 1/N angenommen wird.

Fig. 11 zeigt eine Abänderung der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform, wobei die Multipliziereinrichtung 102 anstelle der Dividiereinrichtung 57 verwendet wird. 100 und

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und 101 sind Bandpaßfilter.

Das Phasenabweichungsverhältnis oder das Verzögerungszeitverhältnis der Bandpaßfilter 100 und 101 muß bei dieser Schaltung im wesentlichen gleich dem Multiplikationsverhältnis M der Multipliziereinrichtung 102 sein. Der Grund dafür ergibt sich aus der obigen Beschreibung.

Aus der vorangehenden Beschreibung ergibt sich, daß die Erfindung eine Ausbildung eines Bandpaßfilters ohne Änderung einer Phasenabweichung des Eingangssignals und des Ausgangssignals infolge einer Änderung der Eingangsfrequenz ergibt, wobei keine Rückkopplungsregel- einrichtung erforderlich ist. Dadurch wird der Schaltungsaufbau vereinfacht und gleichzeitig kann der Nachteil eines Gleichlauf-Filters vermieden werden, daß nämlich eine Verzögerung in der Gleichlaufzeit für das Übergangseingangssignal auftritt.

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Claims

REINLÄNDER Ä BERNHARDT

PATENTANWÄLTE 2933§93

6/383 Orthstraße 12

D-8000 München 60

FUJITSU LIMITED

1015i Kamikodanaka
Nakahara-ku, Kawasaki-shi Kanagawa 211, Japan

Patentansprüche

(1.) Bandpaßfilterschaltung mit einem ersten und einem zweiten Veg zum Abzweigen von vom Eingangsanschluß ausgesandten Signalen in zwei Signalarten, mit einer Frequenzmultiplizier- oder -dividiereinrichtung, die in wenigstens einem der Zweige vorgesehen ist, um eine Differenz der Ausgangsfrequenzen des ersten und des zweiten Weges zu erzeugen, mit einer Multipliziereinrichtung, die eine Subtraktionsfrequenzkomponente aus dem Produkt der Ausgangssignale des ersten und des zweiten Weges ausblenden kann, mit einem ersten Bandpaßfilter, das in einem der beiden Wege, in dem Weg von dem Eingangsanschluß zu dem Abzweigpunkt oder in dem Weg von der Multipliziereinrichtung zu dem Ausgangsanschluß vorgesehen ist, und mit einem zweiten Bandpaßfilter oder einem Verzögerungselement, das in einen der Wege mit Ausnahme des Wegs eingesetzt ist, in den das erste Bandpaßfilter eingesetzt ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangsfrequenzmultiplizier- oder -dividierverhältnis des ersten und des zweiten Wegs im wesentlichen gleich dem Verhältnis der Gesamtsumme der Verzögerungszeiten zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des zweiten Wegs und der Gesamtsumme der Verzögerungszeiten zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des ersten Wegs ist.
2. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Bandpaßfilter und eine 1/N-Dividiereinrichtung in dem ersten oder dem zweiten Weg vorgesehen sind, daß das zweite Bandpaßfilter in dem Weg

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von dem Eingangsanschluß zu dem Verzweigungspunkt oder in dem Weg von der Multipliziereinrichtung zu dem Ausgangsanschluß vorgesehen ist und daß das Gruppenverzögerungszeitverhältnis des ersten Bandpaßfilters und des zweiten Bandpaßfilters im wesentlichen gleich N-1 ist.
3. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine M-fach-Frequenzmultipliziereinrichtung in dem ersten Weg vorgesehen ist, daß das erste Bandpaßfilter in dem zweiten Weg vorgesehen ist, daß das zweite Bandpaßfilter in dem Weg von dem Eingangsanschluß zu dem Verzweigungspunkt oder in dem Weg von der Multipliziereinrichtung zu dem Ausgangsanschluß vorgesehen ist und daß das Gruppenverzögerungszeitverhältnis des ersten und des zweiten Bandpaßfilters im wesentlichen gleich M-1 ist.
4-, Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Bandpaßfilter und eine 1/N-Dividiereinrichtung in dem ersten Weg vorgesehen sind, daß das zweite Bandpaßfilter in dem zweiten Weg vorgesehen ist und daß das Gruppenverzögerungszeitverhältnis des ersten und des zweiten Bandpaßfilters im wesentlichen gleich N ist.
5. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verzögerungselement und eine 1/N-Dividiereinrichtung in dem ersten Weg vorgesehen sind, daß ein Bandpaßfilter in dem Weg von dem Eingangsanschluß zu dem Verzweigungspunkt oder in dem Weg von der Multipliziereinrichtung zu dem Ausgangsanschluß vorgesehen ist und daß das Verzögerungszeitverhältnis des Verzögerungselements und des Bandpaßfilters im wesentlichen gleich N-I ist.
6. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Bandpaßfilter und eine M-fach-Frequenzmultipliziereinrichtung in dem ersten Weg vorgesehen sind, daß das zweite Bandpaßfilter in dem zweiten Weg vorgesehen ist und daß das Gruppenverzögerungszeitverhältnis des ersten und des zweiten Bandpaßfilters im wesentlichen gleich M ist.