DE10251176A1

DE10251176A1 - Anordnung und Verfahren für eine Trägerrückgewinnung

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Publication number: DE10251176A1
Application number: DE10251176A
Authority: DE
Inventors: Reinhold Prof. Noe
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Nokia Solutions and Networks GmbH and Co KG
Priority date: 2002-10-31
Filing date: 2002-10-31
Publication date: 2004-05-13
Also published as: US20040091066A1

Abstract

Bei dieser Anordnung und dem zugehörigen Verfahren stellt ein sogenannter Intradynempfänger im Basisband ein detektiertes Intradynsignal DOLLAR I1 in Form mindestens 2 gegeneinander phasenverschobener, außerdem jeweils N-fach phasenumgetasteter Intradynteilsignale Xk zur Verfügung. Dabei ist N = 2 für PSK bzw. N = 4 für QPSK. Zur Trägerrückgewinnung werden diese in einem Intradyn-Frequenzvervielfacher FM in ihrer Frequenz um den Faktor N vervielfacht. Nach Durchlaufen von Tiefpaßfiltern TPY folgt ein beispielsweise als regenerativ ausgelegter Intradyn-Frequenzteiler IDF1, IDF2 mit Träger-Intradynteilsignalen C1k, C2k als Ausgangssignale, mit denen das detektierte Intradynsignal DOLLAR I2 demoduliert werden kann. DOLLAR A Bei der kohärenten optischen Datenübertragung können dadurch vergleichsweise große Laserlinienbreiten toleriert werden.

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung sowie ein dazugehöriges Verfahren zur Trägerrückgewinnung für phasenumgetastete Signale nach dem Oberbegriff der unabhängigen Patentansprüche 1 und 6.
Kohärente optische Intradynempfänger, welche in IEEE J. Lightwave Techn. 10(1992)9, S. 1290-1296 beschrieben wurden, eignen sich besonders für die Informationsübertragung mit Phasenumtastung. Sie sind einerseits keine Homodynempfänger, weil die im elektrischen Bereich verarbeitete Zwischenfrequenz nicht gleich Null sein muß, andererseits sind sie keine Heterodynempfänger, weil die Zwischenfrequenz bei einem Wert liegt, dessen Betrag relativ klein ist, typischerweise kleiner als das Inverse der Symbolrate. Deshalb besteht das Intradynsignal aus mindestens zwei Teilsignalen, die z.B. Realteil und Imaginärteil eines komplexen Intradynsignals darstellen, und seine Frequenz oder Zwischenfrequenz kann sowohl positiv als auch negativ als auch gleich Null sein. Neben der in der angegebenen Literaturstelle beschriebenen quaternären Phasenumtastung kommt insbesondere auch binäre optische Phasenumtastung in Frage. Der allgemeine Fall ist die N-stufige Phasenumtastung, wobei die Phasenstufenanzahl N angibt, wieviele Phasenstufen es gibt. Ein besonderes Problem dabei ist die Rückgewinnung eines Trägers, der die Synchrondemodulation gestattet. Üblicherweise wird dabei eine Phasenregelschleife verwendet, wie in der angegebenen Literaturstelle in den 1 und 2 dargestellt. Dies hat den Nachteil, daß das Intradynsignal nur eine kleine Linienbreite aufweisen darf. Diese Linienbreite ist durch die Summe der Linienbreiten von Sendelaser und Lokallaser gegeben.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Anordnung sowie ein dazugehöriges Verfahren zur Trägerrückgewinnung für phasenumgetastete Signale anzugeben, die eine vergleichsweise große Linienbreite eines Intradynsignals zulassen.
Diese Aufgabe wird durch eine im Patentanspruch 1 angegebene Anordnung sowie durch ein im Patentanspruch 6 angegebenes Verfahren gelöst.
Die Anordnung nach Anspruch 1 sowie das dazugehörige Verfahren bringen den Vorteil mit sich, daß eine vergleichsweise große Linienbreite eines Intradynsignals zulässig ist, denn es wird keine Phasenregelschleife benötigt.
Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Es zeigen
1 ein System zur optischen Informationsübertragung mit Phasenumtastung
2 eine Trägerrückgewinnung
3 einen Intradyn-Frequenzteiler,
4 einen Mehrfrequenzoszillator,
5 ein Schaltwerk,
6 einen weiteren Mehrfrequenzoszillator,
7 ein Multiplizierwerk,
8 einen weiteren Intradyn-Frequenzteiler,
9 einen regenerativen Intradyn-Frequenzteiler,
10 einen weiteren regenerativen Intradyn-Frequenzteiler und
11 ein optoelektronisches Hybrid OHY.
Die Lösung des Problems liegt darin, daß die Frequenz des Intradynsignals zunächst mit der Phasenstufenanzahl N vervielfacht wird, daß das so frequenzvervielfachte Intradynsignal dann gefiltert, vorzugsweise tiefpaßgefiltert wird und daß das so gefilterte Signal schließlich einem Schaltwerk zugeführt wird, welches dessen Frequenz durch die Phasenstufenanzahl N als Frequenzteilungsfaktor teilt.
Dabei führt das Schaltwerk zur Phasenänderung des detektierten Intradynsignalträgers um 2π/N, das heißt, um eine solche zu bewirken, mehr als eine Zustandänderung durch.
Dies kann beispielsweise dadurch erfolgen, daß das gefilterte Signal in einen höheren Frequenzbereich umgesetzt wird, wo es durch ein einziges Signal dargestellt werden kann, daß es dort in einem herkömmlichen Frequenzteiler durch die Phasenstufenanzahl N als Frequenzteilungsfaktor geteilt wird, und daß es dann um das 1/N-fache der Frequenz, um die es in den höheren Frequenzbereich umgesetzt wurde, im Frequenzbereich wieder zurückgesetzt wird.
Dies kann auch dadurch erfolgen, daß ein als regenerativ ausgebildeter Intradyn-Frequenzteiler eingesetzt wird, welcher sich durch einen sehr einfachen Aufbau auszeichnet.
Dies kann auch dadurch erfolgen, daß durch Bildung von Linearkombinationen mehrerer Teilsignale Signale mit neuen Phasen erzeugt werden. All diese dienen zur Steuerung eines Schaltwerks mit vielen Stufen, welches zur Frequenzteilung dient. Die beiden letztgenannten Ausführungsbeispiele besitzen den Vorteil, daß die gesamte Signalverarbeitung im Basisband stattfinden kann. Alle Ausführungsbeispiele besitzen den großen Vorteil, daß eine vergleichsweise große Linienbreite des detektierten Intradynsignals X zulässig ist. Sie darf bei einer Phasenstufenanzahl N = 2 etwa in der Größenordnung des 0,005-fachen und bei einer Phasenstufenanzahl N = 4 etwa in der Größenordnung des 0,0005-fachen der Symbolfolgefrequenz liegen.
In 1 ist ein System zur optischen Informationsübertragung mit Phasenumtastung gezeigt. Zur kompakteren Darstellung werden im folgenden komplexe Signale verwendet. Auch Proportionalitätsfaktoren verschiedener Signale werden der Einfachheit halber vernachlässigt. Ein optischer Sender TX sendet ein optisches Sendesignal TXS mit einer Sendefeldstärke
aus. Dabei ist E _TX,0 ein feldstärkeproportionaler Skalar oder Vektor, t die Zeit und ω_TX die optische Sendesignalkreisfrequenz. Bei 4stufiger Phasenumtastung ent sprechend einer Phasenstufenanzahl N = 4 ist das Datensymbol c gleich c = d₁ + jd₂ , wobei d₁ , d₂ ein erstes bzw. zweites Binärsignal sind und j die imaginäre Einheit ist. Erstes und zweites Binärsignal sind hier bipolar gewählt, d.h. sie können jeweils die Werte 1 und -1 annehmen. Bei 2stufiger Phasenumtastung entsprechend einer Phasenstufenanzahl N = 2, kann die Formel c = d₁ + jd₂ ebenfalls verwendet werden, allerdings muß man dabei das zweite Binärsignal d₂ gleich d₂ = 0 setzen, so daß es funktionslos wird und daß de fakto gilt c = d₁.
Nach Übertragung durch einen Lichtwellenleiter LWL wird das optische Sendesignal E _TX einem Empfänger RX zugeleitet. Innerhalb des Empfängers RX wird es in einem optoelektronischen Hybrid OHY mit einem optischen Lokaloszillatorsignal LOS mit einer Lokaloszillatorfeldstärke
aus einem Lokaloszillator LO überlagert, wobei E _LO,0 ein feldstärkeproportionaler Skalar oder Vektor und ω_LO die optische Lokaloszillatorkreisfrequenz ist. Das optoelektronische Hybrid OHY enthält mindestens einen optischen Richtkoppler sowie Photodetektoren. Es erzeugt aus Sendesignal TXS und dem LokalTrägersignal LOS ein detektiertes Intradynsignal X.
Als Intradynsignale werden hier und im folgenden Gruppen von mindestens zwei Teilsignalen bezeichnet, die Projektionen eines komplexen Signals, welches in einer komplexen Ebene dargestellt sei, auf verschiedene den Nullpunkt der komplexen Ebene schneidende Achsen entsprechen.
Ein Intradynsignal A umfaßt ein erstes bis m-tes Intradynteilsignal Ak mit k=1,2,...,m. m ist die Phasenanzahl. Dabei ist
mit ψ₂= π/2, also entsprechend m = 2, und ψ_m = 2π/m für m = 3,4, .... Des weiteren sei A = [A1 A2 .. Am]^T der Intradynsignalvektor A, dessen m Elemente das erste bis m-te Intradynteilsignal Ak sind. Wegen der Umwandelbarkeit dürfen die Bezeichnungen Intradynsignal A, Intradynsignalvektor A und Intradynteilsignale Ak wahlweise zur Beschreibung eingesetzt werden.
Natürlich dürfen Intradynteilsignale auch als Gegentaktsignale vorliegen. Ein 4-phasiges Intradynsignal, dessen vier Intradynteilsignale jeweils in Form von Eintaktsignalen vorliegen, ist außerdem identisch mit einem 2-phasigen Intradynsignal, dessen beide Intradynteilsignale jeweils in Form zweier Gegentaktsignale vorliegen.
Um aus ein einem Intradynsignal A entsprechendes komplex konjugiertes Intradynsignal A ^* zu erhalten, ist im Fall m = 2 das Vorzeichen des zweiten Teilsignals A2 umzukehren. Im Fall m = 3 werden dazu die Teilsignale A2 und A3 vertauscht. Das Skalarprodukt zweier Intradynsignalvektoren A, B ist gemäß obigen Definitionen gleich
.
Wegen der obigen Definition ist die Summe A1 + A2 + ... +Am von erstem bis m-tem Intradynteilsignal Ak mit k=1,2, ...,m immer dann gleich Null, wenn m = 3,4, ... ist. Falls in der Praxis Teilsignale vorliegen, die an sich Intradynsignale sein sollten, aber diese Bedingung nicht erfüllen, kann dies durch Subtraktion ihres Mittelwerts erreicht werden.
Falls erforderlich, kann die Phasenanzahl m geändert werden. Dies erfolgt dadurch, daß die Elemente eines neuen Intradynsignals durch Linearkombinationen von Elementen des umzuwandelnden Intradynsignals gebildet werden. Dies erfolgt durch als Multiplizierer wirkende Verstärker oder Abschwächer, Addierer und Subtrahierer. Beispielsweise sei nun A ein Intradynsignalvektor, dessen Elemente das erste und zweite Intradynteilsignal A1, A2 eines m = 2-phasigen Intradynsignals A sind, und B sei ein Intradynsignalvektor, dessen Elemente das erste bis dritte Intradynteilsignal B1, B2, B3 eines m = 3-phasigen Intradynsignals B sind. Unter Vernachlässigung von Proportionalitätsfaktoren läßt sich schreiben
wodurch Umwandlun gen in beide Richtungen definiert sind. Diese nicht erfindungswesentlichen Schritte werden und seien im folgenden jeweils zur Ausführung möglicher Varianten zugelassen.
Das m = 2-phasige Produkt G = AB zweier jeweils m = 2-phasigen Intradynsignale A, B ist gegeben durch G1 = A1·B1 – A2·B2, G2 = A1·B2 + A2·B1. Es läßt sich beispielsweise durch 4 reelle Multiplizierer und einen Subtrahierer und einen Addierer implementieren. Das m = 3-phasige Produkt G = AB zweier jeweils m = 3-phasigen Intradynsignale A, B ist gegeben durch
9 reelle Multiplizierer und 3 Addierer implementieren.
Die bisher und im folgenden verwendeten Intradynsignale, Intradynsignalvektoren und Intradynteilsignale seien analog zu der vorstehenden Beschreibung definiert.
Das detektierte Intradynsignal X ist vorzugsweise durch 2- oder 4stufige Phasenumtastung moduliert, denn es gilt
wobei ∝ jeweils eine Proportionalität bedeutet. Demnach läßt sich auch schreiben X = Xce^jφ', wobei X eine positive Proportionalitätskonstante und φ' = (ω_TX - ω_LO)t + arg(E ⁺ _LO,0 E _TX,0) der zunächst unbestimmte detektierte Phasenwinkel φ' ist. Der detektierte Intradynsignalträger ist der Term Xe^jφ', also das detektierte Intradynsignal X = Xce^jφ' geteilt durch das Datensymbol c.
In einem ersten bzw. zweiten Demodulator DEM1, DEM2 wird ein erstes bzw. zweites Skalarprodukt SP1, SP2 aus jeweils dem detektierten Intradynsignalvektor X und einem In-Phase-Träger-Intradynsignalvektor C1 bzw. Quadratur-Träger-Intradynsignalvektor C2 gebildet. Die dazugehörigen In-Phase- bzw. Quadratur-Träger-Intradynsignale sind C1 = e^jφ, C2 = je^jφ. Dementsprechend können die In-Phase-Träger-Intradynteilsignale C1k durch Linearkombinationen der Quadra tur-Träger-Intradynteilsignale C2k ausgedrückt werden und umgekehrt. Erstes und zweites Skalarprodukt SP1, SP2 sind
nalphasenwinkel φ gleich dem Signalphasenwinkel φ'. Dann sind erstes bzw. zweites Skalarprodukt SP1, SP2 gemäß SP1 ∝ Re(c)= d₁ , SP2 ∝ Im(c) = d₂ proportional zum ersten bzw. zweiten Binärsignal d1, d2. Die Träger-Intradynsignale C1, C2 werden von einer erfindungsgemäßen Trägerrückgewinnung CR an einem ersten bzw. zweiten Trägerrückgewinnungsausgang CROl, CRO2 bereitgestellt. Der Trägerrückgewinnung CR wird an einem Trägerrückgewinnungseingang CRIN das detektierte Intradynsignal X zugeleitet. Die eine erste Signallaufzeit TAU1 darstellende Signallaufzeit in der Trägerrückgewinnung CR wird dadurch berücksichtigt, daß das detektierte Intradynsignal X, d.h. alle detektierten Intradynteilsignale Xk, vor Einspeisung in ersten und zweiten Demodulator DEM1, DEM2 in einem ersten Verzögerungsglied DEL1 um dieselbe erste Signallaufzeit TAU1 verzögert werden. Erstes bzw. zweites Skalarprodukt SP1, SP2 werden je einer ersten bzw. zweiten Regeneratorschaltung DEC1, DEC2 zugeleitet, an deren Ausgängen ein erstes bzw. zweites regenerierter Binärsignal SRX1, SRX2 zur Verfügung steht, welches bei Abwesenheit von Bitfehlern dem ersten bzw. zweiten Binärsignal d₁, d₂ entspricht. Die Regeneratorschaltungen DEC1, DEC2 können eine gemeinsame Taktsignalrückgewinnung haben. Der zweite Demodulator DEM2, das Quadratur-Träger-Intradynsignal C2 und die zweite Regeneratorschaltung DEC2 können entfallen, falls die Phasenstufenanzahl N gleich 2 statt gleich 4 gewählt wird.
2 zeigt eine erfindungsgemäße Trägerrückgewinnung CR. Aus dem detektierten Intradynsignal X, das an dem Trägerrückgewinnungseingang CRIN der Trägerrückgewinnung CR zugeleitet wird, wird in einem Intradyn-Frequenzvervielfacher FM, welcher Teil der Trägerrückgewinnung CR ist, ein mit der Phasenanzahl N frequenzvervielfachtes Intradynsignal Y erzeugt.
Dabei gilt im einfachsten Fall Y ∝ X ^N, d.h., das detektierte Intradynsignal X wird zur N-ten Potenz erhoben. Wegen X ^N ∝ c^Ne^jNφ' ∝ e^jN ^φ' und c ^N = const. verschwindet dabei die N-stufige Phasenumtastung. Für 2stufige Phasenumtastung mit N = 2 weist der Intradyn-Frequenzvervielfacher FM einen ersten Frequenzverdoppler FD1 auf und es gilt Y = X ². Für 4stufige Phasenumtastung mit N = 4 ist im Intradyn-Frequenzvervielfacher FM hinter dem ersten Frequenzverdoppler FD2 noch ein zweiter Frequenzverdoppler FD2 eingefügt, der mit dem ersten Frequenzverdoppler im wesentlichen bauartgleich sein kann. Da für c = d₁ + jd₂, also für N = 4, c ^N= c ⁴ = -4 eine reelle negative Zahl ist, während für c = d₁, also für N = 2, c ^N = c ² = 1 eine reelle positive Zahl ist, wird der zweite Frequenzverdoppler FD2 jedoch so ausgestaltet, daß an seinem Ausgang ein Inverter angebracht ist. Dieser sorgt im Fall N = 4 dafür, daß das frequenzvervielfachte Intradynsignal Y gleich Y = -X ⁴ ist.
Die Frequenzvervielfachung kann auf mehrere Arten erfolgen. Hier werden Ausführungsbeispiele des ersten Frequenzverdopplers FD1 beschrieben. In der Schreibweise X = De^jα des detektierten Intradynsignals X nach Betrag und Phase und für m = 2 sind die detektierten Intradynteilsignale X1, X2 gleich X1 = Dcosα, X2 = Dsin α . Gemäß den Formeln D²cos2α = (Dcosα)²- (Dsinα)²= (X1)²- (X2)²= (X1 + X2)·(X1 - X2) und D²sin2α = 2(Dcosα)(Dsinα) = 2·X1·X2 = (1/2)((X1 + X2)² - (X1 - X2)²) lassen sich ein erstes und zweites frequenzverdoppeltes Intradynteilsignal XD1 = D² cos2α, XD2 = D² sin2α eines frequenzverdoppelten Intradynsignals XD = X ² durch Linearkombinationen von Produkten von Linearkombinationen der detektierten Intradynteilsignale X1, X2 ausdrücken.
Ähnliches gilt auch für m = 3. In diesem Fall sind die detektierten Intradynteilsignale X1, X2, X3 gleich X1 = Dcosα, X2 = Dcos(α - 2π/3), X3 = Dcos(α - 4π/3).
so daß für erstes bis drittes frequenzverdoppeltes Intradynteilsignal XD1 = D²cos2α, XD2 = D²cos(2α - 2π/3),
All diese sind oder lassen sich ausdrücken durch Linearkombinationen von Produkten von Linearkombinationen der detektierten Intradynteilsignale X1, X2, X3.
Ähnliche Beziehungen erlauben es beispielsweise, aus einem detektierten Intradynsignal X mit einer Phasenanzahl m = 3 ein frequenzverdoppeltes Intradynsignal XD mit m = 2 zu erzeugen, oder aus einem detektierten Intradynsignal X mit einer Phasenanzahl m = 2 ein frequenzverdoppeltes Intradynsignal XD mit m = 3 zu erzeugen.
In einem nächsten Schritt wird das frequenzvervielfachte Intradynsignal Y in einem ersten Filter TPY gefiltert. Das erste Filter TPY ist vorzugsweise ein Tiefpaßfilter. Da das frequenzvervielfachte Intradynsignal Y wie jedes Intradynsignal positive oder negative Frequenzen aufweisen kann, wird durch ein als Tiefpaßfilter ausgeführtes erstes Filter TPY sichergestellt, daß lediglich Spektralkomponenten, bei denen der Betrag der Frequenz eine bestimmte positive Grenzfrequenz nicht überschreitet, passieren können. Ein Tiefpaßfilter ist aber nicht die einzigmögliche Ausgestaltungsmöglichkeit des ersten Filters TPY. Vielmehr kommen auch andere Arten, wie zum Beispiel ein Bandpaßfilter in Frage. In jedem Fall begrenzt das erste Filter TPY die Bandbreite und eliminiert auf diese Weise Rauschen zu beträchtlichem Teil. Das erste Filter TPY weist ein erstes bis m-tes Teilfilter TPYk auf, in welchem das erste bis m-te frequenzvervielfachte Intradynteilsignal Yk gefiltert werden. Zweckmäßig ist eine Bandbreite, die beispielsweise bei allen, vorzugsweise baugleich ausgelegten, Teilfiltern TPYk das 0,01- bis 0,25fache der Symboltaktfrequenz beträgt. Zur Auslegung des ersten Filters TPY als Tiefpaßfilter werden auch die Teilfilter TPYk als Tiefpaßfilter ausgelegt. Das Ausgangssignal des ersten Filters TPY ist ein gefiltertes Intradynsignal Z, welches ein erstes bis m-tes gefiltertes Intradynsignal Zk aufweist. Wegen der Funktion des ersten Filters TPY unterscheidet sich i.a. das gefilterte Intradynsignal Z vom frequenzvervielfachten Intradynsignal Y. Deshalb gilt abgesehen von Amplitudenrauschen und von vernachlässigbaren Normierungsfaktoren Z ∝ e^jNφ. Die Phasendifferenz N(φ - φ') zwischen Z und Y wird durch das erste Filter TPY bewirkt. Im Idealfall ist der Trä gersignalphasenwinkel φ gleich dem detektierten Phasenwinkel φ'.
In einem letzten Schritt wird das gefilterte Intradynsignal Z in einem ersten, zweiten oder dritten Intradyn-Frequenzteiler IFD1, IFD2, IFD3 durch die Phasenstufenanzahl N in seiner Frequenz geteilt. Der Intradyn-Frequenzteiler IFD1, IFD2, IFD3 stellt das In-Phase- und ggf. das Quadratur-Träger-Intradynsignal C1, C2 bereit, welche schließlich an dem ersten und ggf. zweiten Trägerrückgewinnungsausgang CRO1, CRO2 ausgegeben werden.
Der Intradyn-Frequenzteiler IFD1, IFD2, IFD3 führt zur Phasenänderung des In-Phase und ggf. des Quadratur-Träger-Intradynsignals C1, C2 um 2π/N mehr als eine Zustandsänderung durch. Da Phasenänderungen der Träger-Intradynsignale etwa gleich groß sind wie Phasenänderungen des detektierten Intradynsignalträgers Xe^jφ', führt auch eine Phasenänderung des detektierten Intradynsignalträgers Xe^jφ' um 2π/N in der Regel zu mehr als einer Zustandsänderung.
Ein erster Intradyn-Frequenzteilers IFD1 ist beispielhaft in 3 gezeigt. Zunächst wird in einer als Linearkombinierer ausgebildeten Mischeinrichtung UPCU ein drittes Skalarprodukt SP3 aus dem gefilterten Intradynsignalvektor Z und einem harmonischfrequenten Intradynsignalvektor NF gebildet. Das zu letzterem gehörige harmonischfrequente Intradynsignal ist
. Es wird von einem Mehrfrequenzoszillator MFO zur Verfügung gestellt. Das dritte Skalarprodukt SP3 ist
. Bei dieser Operation wird die Frequenz des gefilterten Intradynsignals Z um Nω₀ verschoben. Die Grundfrequenz ω₀ wird so gewählt, daß die Frequenz N(dφ/dt - ω₀) des Terms
stets nur ein bestimmtes Vorzeichen besitzt, so daß das dritte Skalarprodukt SP3 das gefilterte Intradynsignal Z ohne Informationsverlust repräsentiert. Dazu hinreichend ist es, wenn die Grundfrequenz ω₀ dem Betrage ∣⁣ω₀∣⁣ nach so groß gewählt wird, daß dieser größer ist als der Betrag ∣⁣dφ'/dt∣⁣ der zeitlichen Ableitung dφ'/dt des detektierten Phasenwinkels φ' = (ω_TX - ω_LO)t + arg(E ⁺ _LO,0 E _TX,0). Es ist vorteilhaft, die Frequenz N(dφ/dt - ω₀) des Terms
so zu wählen, daß sie dem Betrage nach mindestens doppelt so groß ist wie der größte auftretende Wert von ∣⁣dφ'/dt∣⁣. Beispielsweise kann Nω₀/(2π) dem Betrage nach in der Größenordnung des 0,2- ... 1-fachen der Symboltaktfrequenz gewählt werden.
Das dritte Skalarprodukt SP3 wird einem als Geteilt-durch-N-Frequenzteiler wirkenden ersten Schaltwerk SUl zugeführt, an dessen Ausgang ein Frequenzablage-Trägersignal FOCS abgegeben wird. Es gilt beispielsweise FOCS ∝ f(cos(φ' - ω₀t). Dabei ist f eine vorzugsweise als monoton ausgelegte erste Funktion. Wenn das Schaltwerk SU1 als Frequenzteiler mit begrenzter Ausgangsbandbreite, als regenerativer Frequenzteiler – bestehend für N = 2 aus einem bzw. für N = 4 aus zwei kaskadierten regenerativen Geteilt-durch-2-Frequenzteilern – oder als statischer Frequenzteiler mit nachgeschaltetem Filter, welches Harmonische der Grundfrequenz ω₀ eliminiert, ausgelegt ist, dann ist die erste Funktion f beispielsweise die Identitätsfunktion. Wenn das erste Schaltwerk SU1 als statischer Frequenzteiler ausgelegt ist, dann ist die erste Funktion f wenigstens näherungsweise die Signumfunktion. Das Frequenzablage-Trägersignal FOCS wird einem Multiplizierwerk FOM zugeführt, welches als ein die Funktion der Mischeinrichtung UPCU rückgängig machender Mischer fungiert und ausgangsseitig die In-Phase- bzw. Quadratur-Träger-Intradynsignale C1 = e^jφ, C2 = je^jφ' bereitstellt.
Der Mehrfrequenzoszillator MFO gibt auch ein ein Grundfrequenz-Intradynsignalderivat darstellendes Signal FID ab, welches die Grundfrequenz ω₀ aufweist und ebenfalls dem Multiplizierwerk FOM zugeführt wird. Das Grundfrequenz-Intradynsignalderivat FID weist mindestens ein erstes bis m-tes Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivat FIDk auf, welches jeweils eine zweite Funktion g jeweils eines zu einem Grundfrequent-Intradynsignal F mit
gehörigen ersten bis m-ten Grundfrequenz-Intradynteilsignals Fk ist. Dabei gilt k = 1,2,...,m. Die zweite Funktion g kann insbesondere die Identitätsfunktion oder die Signumfunktion sein. Es gilt FIDk = g(cos(ω₀t – (k – 1)ψ_m)).
Ein Ausführungsbeispiel des Mehrfrequenzoszillators MFO ist in 4 gezeigt. Es weist einen harmonischfrequenten Oszillator HFO auf, welcher das harmonischfrequente Intradynsignal NF erzeugt. Die Grundfrequenz ω₀ und demnach auch ihr N-faches Nω₀ werden vorzugsweise als konstant gewählt.
Daher können die erforderlichen Phasenverschiebungen (k -1)ψ_m der harmonischfrequenten Intradynteilsignale NFk und der Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivate FIDk beispielsweise auf einfache Weise durch Laufzeitleitungen erzeugt werden. Zur Erzeugung der erforderlichen Phasenverschiebungen (k -1)ψ_m der harmonischfrequenten Intradynteilsignale NFk eignet sich auch ein als Ringoszillator ausgelegter harmonischfrequenter Oszillator HFO.
Vom harmonischfrequenten Oszillator NFO aus wird beispielsweise das erste harmonischfrequente Intradynteilsignal NF1 = cos(Nω₀t) auch einem zweiten Schaltwerk SU2 an einem Schaltwerkeingang SUIN zugeführt. Das zweite Schaltwerk SU2 kann wie das erste Schaltwerk SU1 ausgeführt sein, wobei dem Frequenzablage-Trägersignal FOCS am Ausgang des ersten Schaltwerks SU1 das erste Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivat FID1 = g(cos(ω₀t)) an einem Ausgang des zweiten Schaltwerks SU2 entspricht. Die übrigen zweiten bis m-ten Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivate FID2, FID3, ..., FIDm werden im zweiten schaltwerk SU2 z.B. durch Laufzeitleitungen aus dem ersten Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivat FID1 abgeleitet. Eine weitere, für m = 2 mögliche Ausführungsform des zweiten Schaltwerks SU2 ist in 5 gezeigt. Für eine Phasenstufenanzahl N = 4 wird das am Schaltwerkeingang SUIN zugeführte Signal zunächst in einem ersten Geteilt-durch-2-Frequenzteiler FD21 bezüglich seiner Frequenz durch 2 ge teilt. Dessen Ausgangssignal oder, im Fall einer Phasenstufenanzahl N = 2, das am Schaltwerkeingang SUIN zugeführte Signal wird einem zweiten und einem dritten Geteilt-durch-2-Frequenzteiler FD22, FD23 eingangsseitig zugeführt, welche zueinander entgegengesetzte Triggerpolaritäten besitzen und welche ausgangsseitig das erste bzw. zweite Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivat FID1, FID2 zur Weiterleitung an den ersten bzw. zweiten Schaltwerkausgang SUOUTI, SUOUT2, ggf. nach Durchlaufen je eines zweiten bzw. dritten, vorzugsweise als Tiefpaßfilter ausgelegten Filters LPF2, LPF3, zur Verfügung stellen. Das erste Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivat FID1 kann auch durch Laufzeitverzögerung des zweiten Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivats FID2 erzeugt werden oder umgekehrt, so daß zweiter oder dritter Geteilt-durch-2-Frequenzteiler FD22, FD23 verzichtbar ist.
Eine alternatives Ausführungsbeispiel des Mehrfrequenzoszillators MFO ist in 6 gezeigt. Es weist einen Grundfrequenzoszillator FFO auf, welcher das erste bis m-te Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivat FIDk erzeugt. Dazu eignet sich beispielsweise ein Ringoszillator mit m Stufen, falls m > 2 ist, bzw. mit 4 Stufen, falls m = 2 ist. Zumindest das erste harmonischfrequente Intradynteilsignal NF1 wird aus mindestens einem der ersten bis m-ten Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivate FIDk durch Frequenzvervielfachung mit dem Faktor N in einem Mal-N-Frequenzvervielfacher HFM gewonnen. Die zweiten bis m-ten harmonischfrequenten Intradynteilsignale NF2, NF3,..., NFm können durch Laufzeitleitungen aus dem ersten harmonischfrequenten Intradynteilsignal NF1 abgeleitet werden. Alternativ dazu kann der Mal-N-Frequenzvervielfacher HFM wie der weiter oben beschriebene Intradyn-Frequenzvervielfacher FM ausgelegt werden.
Harmonischfrequenter Oszillator HFO bzw. Grundfrequenzoszillator FFO können auch dielektrische oder Oberflächenwellen- oder andere Resonatoren hoher Güte aufweisen.
Ein Ausführungsbeispiel des Multiplizierwerks FOM ist in 7 gezeigt. Das Frequenzablage-Trägersignal FOCS einerseits und je ein erstes bis m-tes Grundfrequenz-Intradynteilsignalderivat FIDk andererseits werden paarweise je einem ersten bis m-ten Multiplizierelement MUk eingangsseitig zugeführt, welches jeweils ausgangsseitig ein erstes bis m-tes Multiplizierelementausgangssignal MUSk abgibt. Erstes bis m-tes Multiplizierelementausgangssignal MUSk sind MUSk = FOCS·FIDk ∝ f(cos(φ' - ω₀t)·g(cos(ω₀t - (k - 1)ψ_m)) und werden durch je ein erstes bis m-tes, vorzugsweise als Tiefpaßfilter ausgelegtes Trägerfrequenz-Filter LPFOk geleitet, an deren Ausgängen das erste bis m-te In-Phase-Träger-Intradynteilsignal C1k als Komponenten des In-Phase-Träger-Intradynsignals C1 zur Verfügung steht. Erstes bis m-tes Trägerfrequenz-Filter LPFOk sind vorzugsweise bauartgleich ausgelegt und besitzen im Fall einer Auslegung als Tiefpaßfilter eine Grenzfrequenz, die groß ist gegenüber der Summenlinienbreite der verwendeten Laser, aber kleiner als das Doppelte 2ω₀ der Grundfrequenz ω₀ oder kleiner als die Grundfrequenz ω₀ selbst. Es ist vorteilhaft, wenn mindestens eine der ersten und zweiten Funktionen f, g gleich der Identitätsfunktion ausgelegt ist. Bei dieser Auslegung sind die In-Phase-Träger-Intradynteilsignale C1k wie gewünscht proportional zu cos(φ - (k - 1)ψ_m. Das Quadratur-Träger-Intradynsignal C2 oder genauer gesagt dessen erste bis m-te Quadratur-Träger-Intradynteilsignale C2k, welche proportional sind zu sin(φ - (k - 1)ψ_m), wird oder werden aus dem In-Phase-Träger-Intradynsignal C1 in einem als Linearkombinierer der ersten bis m-ten In-Phase-Träger-Intradynteilsignale C1k ausgelegten Phasenwandler PHC gebildet. Beispielsweise können für m = 2 die trivialen Linearkombinationen C21 = C11, C22 = -C11, und für m = 3 die Linearkombinationen C21 = (1/√3)(C12 - C13), C22 = (1/√3)(C13 - C11), C23 = (1/√3)(C11 - C12) verwendet werden.
Damit der erste Intradyn-Frequenzteiler IFD1 gemäß 3 wie beschrieben funktioniert, wird auch auf einen Laufzeit- und/oder Phasenabgleich geachtet, beispielsweise zwischen harmonischfrequentem Intradynsignal NF und Grundfrequenz-Intradynsignalderivat FID auf deren Wegen zum Multiplizierwerk FOM.
Erstes bis m-tes Trägerfrequenz-Filter LPFOk besitzen im Durchlaßbereich – bei Auslegung als Tiefpaßfilter sind dies die niedrigen Frequenzen – eine Gruppenlaufzeit, die man in bestimmten Fällen zu vermeiden suchen wird. Das ist einerseits dadurch möglich, daß man statt eines Frequenzgangs, welcher alle Frequenzen oberhalb einer bestimmten Grenzfrequenz dämpft, nur jene Harmonischen der Grundfrequenz ω₀ dämpft, welche tatsächlich erzeugt werden und stören. Andererseits wird im Fall, daß erste und zweite Funktion f, g beide die Identitätsfunktion sind, nur eine einzige Harmonische erzeugt, und zwar bei 2ω₀, aufgrund der Identität
.
Durch ein umgestaltetes erstes Schaltwerk SU1, welches ähnlich oder identisch wie das zweite Schaltwerk SU2 ausgebildet wird, kann neben dem zu cos(φ' - ω₀t) proportionalen Frequenzablage-Trägersignal FOCS ein weiteres zu sin(φ' - ω₀t) proportionales erzeugt werden. Ebenso kann der Mehrfrequenzoszillator MFO neben zu cos(ω₀t - (k - 1)ψ_m) auch zu sin(ω₀t - (k - 1)ψ_m) proportionale Signale erzeugen, beispielsweise durch Laufzeitverzögerung aus den erstgenannten. Dann ist es ausreichend, im Multiplizierwerk FOM jeweils die Operation cos(φ' – ω0t)·cos(ω0t – (k - 1)ψm - sin(φ' – ω0t)·sin (ω0t – (k - 1)ψm = cos(φ' – (k - 1)ψm zu implementieren, was je Signal einen weiteren Multiplizierer und einen Subtrahierer erfordert. Da cos(φ' - (k - 1)ψ_m) oberwellenfrei ist, können erstes bis m-tes Trägerfrequenz-Filter LPFOk somit entfallen.
Ein zweiter Intradyn-Frequenzteilers IFD2, welcher alternativ zum ersten Intradyn-Frequenzteiler IFD1 eingesetzt werden kann, ist in 8 gezeigt. Er besitzt den Vorteil, keinen Mehrfrequenzoszillator zu benötigen und keine Verarbeitung von Signalen mit Frequenzen der Größenordnung Nω₀. Sein Frequenzteilungsfaktor, also das Teilungsverhältnis, wird gleich der Phasenstufenanzahl N gewählt. Das gefilterte Intradynsignal Z wird für N = 2 in einem ersten und für N = 4 in einem ersten und einem damit kaskadierten, also eingangsseitig mit dem Ausgang des ersten verbundenen zweiten regenerativen Intradynfrequenzteiler RIFD1 bzw. RIFD2 in seiner Frequenz jeweils um den Faktor 2 geteilt. Ein erster oder zweiter regenerativer Intradynfrequenzteiler RIFD1, RIFD2 ist in 9 gezeigt. Ihm wird eingangsseitig ein Frequenzteilungsintradynsignal R, also ein Intradynsignal, dessen Frequenz zu teilen ist, zugeführt. Im Fall des ersten regenerativen Intradynfrequenzteilers RIFD1 ist dies das gefilterte Intradynsignal Z. Es wird die Gleichung P: = r·R·P implementiert, wobei r eine positive Proportionalitätskonstante ist. Dazu wird das Frequenzteilungsintradynsignal R einem komplexen Multiplizierer CMUL an einem Eingang zugeführt. Das Ausgangssignal des komplexen Multiplizierers CMUL ist das frequenzgeteilter Intradynsignal P, welches nicht nur vom regenerativen Intradynfrequenzteiler RIFD1, RIFD2 ausgangsseitig abgegeben wird, sondern nach Durchlaufen eines komplexen Konjugierers CONJ auch als konjugiertes frequenzgeteiltes Intradynsignal P einem weiteren Eingang des komplexen Multiplizierers CMUL zugeführt wird. Der komplexe Konjugierer CONJ befindet sich also im Rückkopplungszweig des regenerativen Intradynfrequenzteilers RFID1, RFID2. Für R = e^j2ψ ist eine mögliche Lösung P = e^jψ, d.h. es werden Phasenwinkel und demzufolge auch Frequenz halbiert. Wenn, wie in 10 gezeigt, direkt vor oder hinter dem komplexen Konjugierers CONJ noch aus P bzw. P ^* die Größe P ^W bzw. P ^*W durch Potenzierung zur W-ten Potenz in einem Potenzierer POT hergestellt wird, werden Phasenwinkel und Frequenz um den Frequenzteilungsfaktor W + 1 geteilt, weil dem komplexen Multiplizierer CMUL an seinem weiteren Eingang die Größe P ^W* = P ^*W zugeführt wird.
Insgesamt sind jeweils so viele kaskadierte regenerative Intradynfrequenzteiler RFID1, RFID2 vorgesehen, daß das Produkt aller in den vorgesehenen regenerativen Intradynfrequenzteilern RIFD1, RIFD2 auftretenden Frequenzteilungsfaktoren gleich der Anzahl von Phasenstufen N ist. Für PSK, also N = 2, ist der erste Intradynfrequenzteiler RFIDl mit Frequenzteilungsfaktor 2 entsprechend 9 ausreichend. Für QPSK, also N = 4, ist er mit Frequenzteilungsfaktor 4 entsprechend 10 mit W = 3 auszulegen, oder man kaskadiert mit ihm den zweiten Intradynfrequenzteiler RFID2 und erster wie zweiter Intradynfrequenzteiler RFID1, RFID2 werden mit individuellen Frequenzteilungsfaktoren von 2 entsprechend 9 ausgelegt.
Weitere Auslegungsdetails der regenerativen Frequenzteiler RFID1, RFID2 werden im folgenden am Beispiel der 9 erläutert, gelten aber mit den im Fall einer Potenzierung resultierenden Substitutionen sinngemäß auch für die der 10.
Die Proportionalitätskonstante r wird so gewählt, daß der Betrag ∣⁣P∣⁣ des frequenzgeteilten Intradynsignals P stets konstant und größer als Null ist. Zu diesem Zweck wird der komplexe Multiplizierer CMUL beispielsweise so ausgelegt, daß er bei dem gewünschten Betrag ∣⁣P∣⁣ des frequenzgeteilten Intradynsignals P geringfügig in die ausgangsseitige Sättigung getrieben ist. In diesem Zustand gilt r = ∣⁣R∣⁣^-1. Alternativ dazu kann eine Regelung der Proportionalitätskonstanten r als Funktion von ∣⁣P∣⁣ oder ∣⁣P∣⁣² vorgenommen werden.
Die Phasenanzahl m wird gleich 2 gewählt, wenn der Realisierungsaufwand minimiert werden soll. Denn aufgespalten nach Real- und Imaginärteil entspricht P: = r·R·P ^* den Gleichungen P1 = ReP: = r·ReR·ReP + r·ImR·ImP = r·R1·P1 + r·R2·P2, P2 = ImP: =r·ImR·ReP - r·ReR·ImP = r·R2·P1 - r·R1·P2, und diese beiden Gleichungen werden durch je zwei reelle Multiplizierer und einen Addierer bzw. Subtrahierer implementiert. Die Zuweisung := bedeutet, daß die Variable auf der linken Seite kontinuierlich den auf der rechten Seite befindlichen Ausdruck, der auch den bisher vorliegenden Wert der Variablen auf der linken Seite enthalten darf, zugewiesen erhält. Re und Im bedeuten Real- bzw. Imaginärteil, und Real- und Imaginärteil bedeuten gleichzeitig erstes bzw. zweites Teilsignal des jeweiligen m = 2-phasigen Intradynsignals.
Die Phasenanzahl m kann auch beispielsweise gleich 3 gewählt werden. In diesem Fall ist es günstig, Frequenzteilungsintradynsignal R, konjugiertes Frequenzteilungsintradynsignal R ^*, frequenzgeteiltes Intradynsignal P und konjugiertes frequenzgeteiltes Intradynsignal P ^* jeweils so zu prozessieren, daß die Summe der beteiligten Teilsignale gleich Null ist. Die tatsächliche Implementierung der Gleichung P: = r·R·P ^* erfolgt dann entsprechend den anfangs für m = 3 gegebenen Regeln für die komplexe Konjugation und die Produktbildung. Demnach können dafür beispielsweise 9 reelle Multiplizierer und 3 Addierer eingesetzt werden.
Falls die Gleichung P: = r·R·P ^* nicht zeitkontinuierlich, sondern zeitdiskret implementiert wird, ist sie nicht asymptotisch stabil. Bei zeitdiskreter Implementierung ist es sinnvoll, stattdessen beispielsweise die Gleichungen P _q: = (1/2)(QQ _q + QQ _q-1), QQ _q:= r·R _q·P^* _q _-1 zu implementieren, welche asymptotisch stabil sind. _Dabei ist QQ ein Hilfsintradynsignal und die Indizierung kennzeichnet den Zeitpunkt, an welchem ein Signal auftritt, wobei der Index q zeitlich dem Index q - 1 nachfolgt.
In der Praxis werden Signale oft als Gegentaktsignale verarbeitet. Falls dies vorgesehen ist, verdoppelt sich gegenüber den vorgenannten Werten einer Phasenanzahl m von 2 bzw. 3 die Phasenanzahl m auf 4 bzw. 6, wobei das Funktionsprinzip aber identisch bleibt.
Ein regenerativer Frequenzteiler RIFD1, RIFD2, dessen Funktionsweise ja analog ist, besitzt unendlich viele mögliche Zustände, ist also ein Schaltwerk mit unendlich vielen möglichen Zuständen. Daher führt auch der zweite Intradyn-Frequenzteiler IFD2 zur Phasenänderung eines Träger-Intradynsignals C1, C2 um 2π/N mehr als eine Zustandsänderung durch.
Für N = 2 ist das Ausgangssignal des ersten bzw. für N = 4 ist das Ausgangssignal des zweiten regenerativen Frequenzteilers RFID1, RFID2 das In-Phase-Träger-Intradynsignals C1. Das im Fall N = 4 benötigte Quadratur-Träger-Interferenzsignal C2 wird daraus durch einen weiteren Linearkombinierer LCW hergestellt. In-Phase- und Quadratur-Träger-Interferenzsignal C1, C2 werden an dem ersten bzw. zweiten Trägerrückgewinnungsausgang CRO1, CRO2 ausgegeben.
Ein dritter Intradyn-Frequenzteiler IFD3 weist einen statischen Intradyn-Frequenzteiler auf. Auch statische Intradyn-Frequenzteiler führen zur Phasenänderung eines Träger-Intradynsignals C1, C2 um 2π/N mehr als eine Zustandsänderung durch. Beispielsweise werden die Polaritäten der gefilterten Intradynteilsignale Zk zur asynchronen Steuerung eines Schaltwerks verwendet. Für m = 2 gibt es 4 mögliche Polaritäten (Z1 > 0, Z2 > 0 bzw. Z1 > 0, Z2 < 0 bzw. Z1 < 0, Z2 < 0 bzw. Z1 < 0, Z2 > 0). In diesem Fall müßte das Schaltwerk für 4N verschiedene Zustände aufweisen können, was aber keine ausreichende Genauigkeit erlaubt. Z1, Z2, -Z1, -Z2 entsprechend m = 2 dürfen als 4 gefilterte Intradynteilsignale Zk mit k = 1, 2, 3, 4 entsprechend m = 4 aufgefaßt werden. Für m ≥ 3 läßt sich die Phasenzahl m wie folgt verdoppeln: Man verwendet die Größen Z1, (Z1 + Z2)/(2·cos(ψ_m/2)), Z2, (Z2 + Z3)/(2·cos(ψ_m/2)), Z3, (Z3 + Z4)/(2·cos(ψ_m/2)), ..., Zm, (Zm + Z1)/(2·cos(ψ_m/2)) als neue gefilterte Intradynteilsignale Zo mit o = 1,2,3, ...,p, wobei p = 2·m ist. Dies kann ggf. mehrmals wiederholt werden. Auch andersgeartete Vergrößerungen der Phasenzahl, z.B. eine Verdreifachung oder Vervielfachung um einen beliebigen Faktor, sind durch Bildung von Linearkombinationen möglich.
Insgesamt liege nun das gefilterte Intradynsignal Z in Form von p gefilterten Intradynteilsignalen Zo (o = 1,2, ...,p) vor, wobei die Phasenanzahl p größer als 4 sei, beispielsweise gleich 8, 16, oder 32. Es ist vorteilhaft, sie gleich einer Zweierpotenz oder gleich einer Zweierpotenz mal 3 zu wählen. Das o-te gefilterte Intradynteilsignal Zo repräsentiere
. Die auf das gefilterte Intradynsignal Z bezogenen Indizes sind im folgenden jeweils so zu verstehen, daß modulo p ein Wert zwischen 1 und p ausgewählt wird. Außerdem wird ein Intradyndigitalsignalvektor U mit w = N·p Intradyndigitalteilsignalen U1, U2, ..., Uw als Elementen, die jeweils binäre Digitalsignale sind, erzeugt. Zu jedem Zeitpunkt ist nur ein Intradyndigitalteilsignal Uv mit v = 1,2,...,w gleich 1, während die anderen gleich 0 sind.
Im folgenden werden die gefilterten Intradynteilsignale Zo als Digitalsignale aufgefaßt und weiterverarbeitet, wobei für positive bzw. negative Polarität des analogen der Wert 1 bzw. 0 des digitalen Intradynteilsignals Zo ausgewählt wird. Der Intradyndigitalsignalvektor U wird in einem Schaltwerk erzeugt, welches w Gatter aufweist, von denen je eines die Operation Uv = Zv ⋀ Z (v + 1) ⋀ U (v + p) ⋀ U (v + 2p) ⋀ . . . ⋀ U (v +(N - 1)p) ausführt. Dabei sei v = 1,2,...,w. Die Indizes von Intradyndigitalteilsignalen seien jeweils modulo w in diesem Bereich 1,2,...,w transferiert. Die Indizes von gefilterten Intradynteilsignalen sind jeweils so zu verstehen, daß modulo p ein Wert zwischen 1 und p ausgewählt wird. Die Indizes von Intradyndigitalteilsignalen sind jeweils so zu verstehen, daß modulo w ein Wert zwischen 1 und w ausgewählt wird. Im Fall, daß Zv ⋀ Z(v + 1) gleich 1 ist, ist oder sei der Erwartungswert der Phase von des gefilterten Intradynsignals Z gleich 2π((v - 1/2))/p - 1/4) . Das v-te Intradyndigitalteilsignal Uv repräsentiert demnach eine Phase 2π((v - 1/2)/p - 1/4 + g)/N = 2π((v - 1/2)/w + (g - 1/4)/N), wobei g = 1,2,...,N möglich ist.
Das k-te In-Phase-Intradynteilsignal Clv ergibt sich durch die analoge Operation
Ebenso ergibt sich das k-te Quadratur-Intradynteilsignal C2v durch die analoge Operation
Wegen der binären Zv ist dabei jeweils immer nur ein einziger Summand ungleich Null.
Das detektierte Intradynsignal X mit einer Phasenanzahl von m = 2 oder m = 3 wird beispielsweise unter Verwendung eines optischen Intradynempfängers erzeugt, der einen Lokaloszillator und ein optoelektronisches 90°-Hybrid bzw, einen 3×3-Koppler aufweist. Ein Ausführungsbeispiel eines optoelektronischen Hybrids OHY ist in 11 gezeigt. Sendesignal TXS und Lokaloszillatorsignal LOS werden an einem Sendesignaleingang TXSIN bzw. Lokaloszillatorsignaleingang LOSIN zugeführt. In einem Netzwerk aus vier Kopplern K1, K2, K3, K4 werden Sendesignal TXS und Lokaloszillatorsignal LOS unter verschiedenen Phasenbeziehungen überlagert. Die Ausgangssignale der Koppler K3, K4 werden in je einer Detektoreinheit DU1, DU2 detektiert, wobei das erste bzw. zweite detektiertes Intradynteilsignal X1, X2 mit der Phasenanzahl m = 2 erzeugt wird. Die Phasenbeziehung von hier π/2 wird durch einen differentiellen Phasenschieber DPS1, DPS2 eingestellt, welcher durch ein differentielles Phasenschiebersignal DPSS1, DPSS2 angesteuert wird.
Um der Notwendigkeit zu entgehen, gleiche Polarisationen von empfangenem optischem Signal und Lokaloszillator einzustellen, können auch zwei Intradynempfänger realisiert werden, welche zusammen einen Polarisationsdiversitätsintradynempfänger bilden. Geeignete Linearkombinationen der von beiden Intradynempfängern bereitgestellten detektierten Intradynteilsignalen, die gerade jenen entsprechen, die eine optische Polarisationsregelung bezüglich von Feldstärken vornehmen müßte, ergeben dann das gewünschte detektierte Intradynsignal X. Eine Verdopplung der Übertragungskapazität mittels Polarisationsmultiplex ist gleichfalls möglich, wobei weitere Li nearkombinationen ein weiteres detektiertes Intradynsignal mit unabhängiger Phasenumtastung ergeben. Die mathematische Beschreibung einer Polarisationsmultiplexübertragung mit Polarisationsdiversitätsintradynempfän er ist wie folgt: Das Datensymbol ist jetzt ein i.a. komplexer Vektor
. Hier sind d₃, d₄ ein drittes bzw, viertes Binärsignal. Bei zweistufiger Phasenumtastung ist das vierte Binärsignal d₄ gleich Null. E _TX,0 ist ein Skalar. Differentielle Phasenverschiebung δ'₁, anschließende Rotation δ'₂ und abschließend nochmalige differentielle Phasenverschiebung δ'₃ jeweils zwischen den Vektorkomponenten sind geeignet, beliebige Polarisationstransformationen der Sendefeldstärke E _TX bei der Übertragung zu beschreiben. Der gesendete Feldstärkevektor kann demnach beschrieben werden durch den Ausdruck
. Das Lokaloszillatorsignal LOS besitze die Lokaloszillatorfeldstärke
. E _LO,0 ist ein Skalar. Dabei soll der Fettdruck E _TX, E _LO die jeweilige Vektoreigenschaft hervorheben. Ein Polarisationsdiversitätsintradynempfänger für x- und y-Polarisation überlagert die x-polarisierten Anteile von E _TX, E _LO in einem ersten und die y-polarisierten Teile in einem zweiten Empfängerzweig. In erstem bzw. zweitem Empfängerzweig entstehen zwei polarisationsverzerrte Intradynsignale X ₁ ∝ E ^T _LO,1 E _TX,1 X ₂ ∝ E _TLO,2 E _TX,2. Zur kompakten Schreibweise der weiteren Berechnungen ist es vorteilhaft, diese in einem polarisationsverzerrten Vektorintradynsignal
anzuordnen. Es gilt
. Die Parameter δ'₁, δ'₂, δ'₃ werden empfängerseitig geschätzt; die Schätzwerte seien δ'₁, δ'₂, δ'₃. Nun wird empfängerseitig das polarisationskompensierte Vektorintradynsignal
durch Multiplizierer und Linearkombinierer erzeugt. Bei korrekter Schätzung gilt z.B. δ'₁ = δ₁, δ'₂ = δ₂, δ'₃ = δ₃. Dann gilt
. Die Komponenten V ₁, V ₂ können jetzt jeweils als ein detektiertes Intradynsignal aufgefaßt werden. Aus jedem von ihnen läßt sich wie oben beschrieben das In-Phase- und ggf. das Quadratur-Träger-Intradynsignal C1, C2 zurückgewinnen. Da die zur Demodulation benötigten In-Phase- und ggf. Quadratur-Träger-Intradynsignale C1, C2 aber für V₁, V₂ identisch sind, kann man einige Signalverarbeitungseinrichtungen einsparen.
Den Ausführungsbeispielen des Intradyn-Frequenzteilers IFD1, IFD2, IFD3 ist es auch gemeinsam, daß die Phase der Träger-Intradynsignale C1, C2 modulo 2π allenfalls mit Schritten, deren Betrag kleiner als 2π/N ist, quantisiert ist. Im Fall des zweiten Intradyn-Frequenzteilers IFD2 ist dieser Betrag sogar gleich Null, weil in dieser analogen Baugruppe überhaupt keine Quantisierung auftritt.
Den Ausführungsbeispielen des Intradyn-Frequenzteilers IFD1, IFD2, IFD3 ist es auch gemeinsam, daß die Phase der Träger-Intradynsignale C1, C2 modulo 2π in mehr als N Stufen quantisiert ist. Im Fall des zweiten Intradyn-Frequenzteilers IFD2 strebt die Anzahl dieser Stufen gegen unendlich, weil in dieser analogen Baugruppe überhaupt keine Quantisierung auftritt.
Die Erfindung ist auch ohne weiteres für andere Phasenstufenanzahlen N als 2 oder 4 verwendbar, beispielsweise N = 8. Dies ist bei der Auslegung des Intradynfrequenzvervielfachers und des Intradynfrequenzteilers IFD1, IFD2, IFD3 zu berück sichtigen. Der zweite Intradynfrequenzteiler IFD2 muß für N = 8, wenn er regenerative Intradynfrequenzteiler aufweist, von denen jeder ein Frequenzteilungsverhältnis von 2 besitzt, drei solche regenerative Intradyn-Frequenzteiler RIFD1, RIFD2 in Kaskade aufweisen, damit sich insgesamt der erforderliche Frequenzteilungsfaktor entsprechend N = 8 ergibt.

Claims

Anordnung zur Trägerrückgewinnung (C1, C1, C1k, C2, C2, C2k, k = 1,2, ...,m) eines detektierten Intradynsignals (X, X, Xk, k = 1,2,...,m), welches durch Phasenumtastung in N Phasenstufen eines des detektierten Intradynsignalträgers (Xe^jφ') darstellbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß das detektierte Intradynsignal (X , X , Xk, k = 1, 2,..., m) in einem Frequenzvervielfacher (FM) in seiner Frequenz auf das N-fache vervielfacht wird, daß das dabei entstehende frequenzvervielfachte Intradynsignal (Y, Y, Yk, k = 1,2,...,m) in einem ersten Filter (TPY) gefiltert wird, daß das beim Durchlaufen des ersten Filters (TPY) entstehende gefilterte Intradynsignal (Z , Z, Zk, k = 1,2,...,m) in einem Intradyn-Frequenzteiler (IFD1, IFD2, IFD3) in seiner Frequenz durch N geteilt wird, daß der Intradyn-Frequenzteiler (IFD1, IFD2, IFD3) ein Träger-Intradynsignal (C1, C2) abgibt, daß der Intradyn-Frequenzteiler (IFD1, IFD2, IFD3) zur Phasenänderung eines Träger-Intradynsignals (C1, C2) um 2π/N mehr als eine Zustandsänderung durchführt.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Intradyn-Frequenzteiler als ein erster Intradyn-Frequenzteiler (IFD1) ausgebildet ist, der eine Mischeinrichtung (UPCU) aufweist, welche das gefilterte Intradynsignal (Z) und ein von einem Mehrfrequenzoszillator (MFO) erzeugtes harmonischfrequentes Intradynsignal (NF) zu einem dritten Skalarprodukt (SP3 ∝ Re(Z·NF ^*)) verarbeitet, wobei die Frequenz des gefilterten Intradynsignals (Z) mit Hilfe des harmonischfrequenten Intradynsignals (NF) um das N-fache (Nω₀) einer Grundfrequenz (ω₀) verschoben wird, wobei die Grundfrequenz (ω₀) dem Betrage (∣⁣ω₀∣⁣) nach so groß gewählt ist, daß das dritte Skalarprodukt (SP3) das gefilter te Intradynsignal (Z) ohne Informationsverlust repräsentiert, daß ein erstes Schaltwerk (SU1) vorgesehen ist, welchem das dritte Skalarprodukt (SP3) zugeführt wird, welches die Frequenz des dritten Skalarprodukts (SP3) durch N teilt, wobei an einem Ausgang des ersten Schaltwerks (SU1) ein Frequenzablage-Trägersignal (FOCS) abgegeben wird, daß ein Mehrfrequenzoszillator (MFO) ein ein Grundfrequenz-Intradynsignalderivat darstellendes Signal (FID) abgibt, welches die Grundfrequenz (ω₀) aufweist und einem Multiplizierwerk (FOM) an einem Eingang zugeführt wird, daß das Multiplizierwerk (FOM) mindestens zwei reelle Multiplizierer aufweist, daß dem Multiplizierwerk (FOM) das Frequenzablage-Trägersignal (FOCS) an einem weiteren Eingang zugeführt wird, daß das Multiplizierwerk (FOM) die Frequenz des Frequenzablage-Trägersignals (FOCS) um die Grundfrequenz (ω₀) zurückverschiebt und ausgangsseitig ein Träger-Intradynsignal (C1 = e^jφ, C2 = je^jφ) bereitstellt.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Intradyn-Frequenzteiler als ein zweiter Intradyn-Frequenzteiler (IFD2) ausgebildet ist, in welchem mindestens ein regenerativer Intradynfrequenzteiler (RIFD1, RIFD2) vorgesehen ist, welcher jeweils einen komplexen Multiplizerer (CMUL) und in seinem Rückkoppelzweig jeweils einen komplexen Konjugierer (CONJ) aufweist, wobei bei mehreren vorgesehenen regenerativen Intradynfrequenzteilern (RIFD1, RIFD2) diese kaskadiert sind und das Produkt aller in den vorgesehenen regenerativen Intradynfrequenzteilern (RIFD1, RIFD2) auftretenden Frequenzteilungsfaktoren gleich der Anzahl von Phasenstufen N ist.
Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang eines regenerativen Intradynfrequenzteilers (RIFD1, RIFD2) mit einem ersten Eingang des komplexen Multiplizerer (CMUL) verbunden ist, daß der Ausgang des komplexen Multiplizerers (CMUL), welcher gleichzeitig der Ausgang des regenerativen Intradynfrequenzteilers (RIFD1, RIFD2) ist, über den komplexen Konjugierer (CONJ) mit einem weiteren Eingang des komplexen Multiplizerers (CMUL) verbunden ist, wobei der Frequenzteilungsfaktor gleich 2 ist.
Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang eines regenerativen Intradynfrequenzteilers (RIFD1, RIFD2) mit einem ersten Eingang des komplexen Multiplizerer (CMUL) verbunden ist, daß der Ausgang des komplexen Multiplizerers (CMUL), welcher gleichzeitig der Ausgang des regenerativen Intradynfrequenzteilers (RIFD1, RIFD2) ist, über den komplexen Konjugierer (CONJ) und einen Potenzierer (POT), welcher sein Eingangssignal zur W-ten Potenz erhebt, in beliebiger Reihenfolge mit einem weiteren Eingang des komplexen Multiplizerers (CMUL) verbunden ist, wobei der Frequenzteilungsfaktor gleich W + 1 ist.
Verfahren zur Trägerrückgewinnung (C1, C1, C1k, C2, C2, C2k, k = 1,2,...,m) eines detektierten Intradynsignals (X, X, Xk, k = 1,2,...,m), welches durch Phasenumtastung in N Phasenstufen eines des detektierten Intradynsignalträgers (Xe^jφ) darstellbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß das detektierte Intradynsignal (X, X, Xk, k = 1,2,...,m) in seiner Frequenz auf das N-fache vervielfacht wird, daß das dabei entstehende frequenzvervielfachte Intradynsignal (Y , Y, Yk, k = 1, 2,..., m) gefiltert wird, daß das bei dieser Filterung entstehende gefilterte Intradynsignal (Z , Z, Zk, k = 1, 2,..., m) in einem Intradyn-Frequenzteiler (IFD1, IFD2, IFD3) in seiner Frequenz durch N geteilt wird, wobei ein Träger-Intradynsignal (C1, C2) entsteht, daß zur Phasenänderung eines Träger-Intradynsignals (C1, C2) um 2π/N mehr als eine Zustandsänderung des Intradyn-Frequenzteilers (IFD1, IFD2, IFD3) erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das gefilterte Intradynsignal (Z) und ein von einem Mehrfrequenzoszillator (MFO) erzeugtes harmonischfrequentes Intradynsignal (NF) zu einem dritten Skalarprodukt (SP3 ∝ Re(Z·NF ^*)) verarbeitet werden, wobei die Frequenz des gefilterten Intradynsignals (Z) mit Hilfe des harmonischfrequenten Intradynsignals (NF) um das N-fache (Nω₀) einer Grundfrequenz (ω₀) verschoben wird, wobei die Grundfrequenz (ω₀) dem Betrage (∣⁣ω₀∣⁣) nach so groß gewählt wird, daß das dritte Skalarprodukt (SP3) das gefilterte Intradynsignal (Z) ohne Informationsverlust repräsentiert, daß die Frequenz des dritten Skalarprodukts (SP3) durch N geteilt wird, wobei ein Frequenzablage-Trägersignal (FOCS) gebildet wird, daß ein ein Grundfrequenz-Intradynsignalderivat darstellendes Signal (FID) von dem Mehrfrequenzoszillator (MFO) abgegeben wird, welches die Grundfrequenz (ω₀) aufweist, daß und einem Multiplizierwerk (FOM) an einem Eingang zugeführt wird, daß das Multiplizierwerk (FOM) mindestens zwei reelle Multiplizierer aufweist, daß die Frequenz des Frequenzablage-Trägersignals (FOCS) um die Grundfrequenz (ω₀) zurückverschoben wird und ausgangsseitig ein Träger-Intradynsignal (C1 = e^jφ, C2 = je^jφ) bereitstellt wird.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß im Intradyn-Frequenzteiler (IFD2) mindestens ein regenerativer Intradynfrequenzteiler (RIFD1, RIFD2) vorgesehen wird, wobei bei mehreren vorgesehenen regenerativen Intradynfrequenzteilern (RIFD1, RIFD2) diese kaskadiert sind und das Produkt aller in den vorgesehenen regenerativen Intradynfrequenzteilern (RIFD1, RIFD2) auftretenden Frequenzteilungsfaktoren gleich der Anzahl von Phasenstufen N ist.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang eines regenerativen Intradynfrequenzteilers (RIFD1, RIFD2) mit einem ersten Eingang eines komplexen Multiplizerers (CMUL) verbunden wird, daß der Ausgang des komplexen Multiplizerers (CMUL), welcher gleichzeitig der Ausgang des regenerativen Intradynfrequenzteilers (RIFD1, RIFD2) ist, über den komplexen Konjugierer (CONJ) mit einem weiteren Eingang des komplexen Multiplizerers (CMUL) verbunden wird, wobei der Frequenzteilungsfaktor gleich 2 ist.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang eines regenerativen Intradynfrequenzteilers (RIFD1, RIFD2) mit einem ersten Eingang eines komplexen Multiplizerers (CMUL) verbunden ist, daß der Ausgang des komplexen Multiplizerers (CMUL), welcher gleichzeitig der Ausgang des regenerativen Intradynfrequenzteilers (RIFD1, RIFD2) ist, über den komplexen Konjugierer (CONJ) und einen Potenzierer (POT), welcher sein Eingangssignal zur W-ten Potenz erhebt, in beliebiger Reihenfolge mit einem weiteren Eingang des komplexen Multiplizerers (CMUL) verbunden wird, wobei der Frequenzteilungsfaktor gleich W + 1 ist.