DE2651480C2 - Restseitenband-Modulationsverfahren - Google Patents
Restseitenband-ModulationsverfahrenInfo
- Publication number
- DE2651480C2 DE2651480C2 DE19762651480 DE2651480A DE2651480C2 DE 2651480 C2 DE2651480 C2 DE 2651480C2 DE 19762651480 DE19762651480 DE 19762651480 DE 2651480 A DE2651480 A DE 2651480A DE 2651480 C2 DE2651480 C2 DE 2651480C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- filter
- signal
- channels
- data
- sine
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/04—Modulator circuits; Transmitter circuits
Description
daß die Frequenz des besagten Oszillators gegen die eigentliche Trägerfrequenz/r um y verschoben Ist, wobei B die (-6 dB)-Bandbreite des Elementarzeichens z(t) bzw. des Übertragungssystems und α ein wählbarer
Parameter ist.
2. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die c^itenblts einer Datenquelle (1) über einen Umschalter (7) einem Vorzelchenumkehrer (8 bzw. 8') Im
2« Sinus- bzw. Kosinuskana! zuführbar sind,
daß dem Vorzelchenumkehrer Im Sinus- und demjenigen Im Koslnuskanal jeweils ein digitales Filter nachgeschaltet Ist, das aus einem Schieberegister (9 bzw. 90 mit Registergliedern (91 bis 9" bzw. 91' bis 9"') besteht,
die zur Bildung der Gewichtsfaktoren ausgangsseitig In einer Spannungsteilerschaltung über je einen
ohmschen Widerstand (R, bis Rn bzw. R1' bis Rn") zusammengeschaltet und über einen weiteren, allen
Registergliedern gemeinsamen ohmschen Widerstand (Ro bzw. Λ00, an dem das Signal des Sinus- bzw.
Koslnuskanal abgrelfbar Ist, an Masse angeschlossen sind,
daß die besagten digitalen Filter im Sinus- und Kosinuskanal Identisch aufgebaut sind und
daß der Oszillator (5') eine Überlagerungsfrequenz von JT +^liefert (Flg. 2).
3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem digitalen Filter im Sinus- und Im
Kosl nuski -al jeweils ein Entkopplungsverstärker (V bzw. V) nachgeschahet ist (F I g. 2).
4. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß Im Sinus- und Im Koslnuskanal zwischen dem digitalen Filter und einem Mischer (3 bzw. 30 zur Multiplikation mit dem Signal
des Oszillators {50 jewelis ein Tiefpaß (TP bzw. TF) angeordnet Ist (Flg. 2).
5. Anordnung nach einem -Jer Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schieberegister (9 bzw.
90 so aufeebaut sind, daß sie die Werte »+1«, »0« und »-1« zu speichern vermögen (Fig. 2).
6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schieberegister (9 bzw. 90 jewelis aus
zwei binären Schieberegistern, vorzugsweise In MOS-Technologie, aufgebaut sind (Flg. 2).
7. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Taktfrequenz der Schieberegister (9 bzw. 90 gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Taktfrequenz
der Datenquelle (1) Ist und
daß In jedem Takt der Schieberegister, In dem ein Schieberegister gerade kein Datenbit eingespeichert wird,
in dieses Schieberegister der Wert »0« eingegeben wird (Flg. 2).
8. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Datenbits einer Datenquelle (1) einem Prozessor (10) zuführbar sind, der die einlaufenden Datenbus
mit geradzahligen Indizes In einer ersten und diejenigen mit ungeradzahligen Indizes In einer zweiten Gruppe
erfaßt und jeweils mit dem richtigen Vorzeichen versieht,
daß In einem fest programmierten Speicher das Elementarzelchen z(t) als Folge zeitlich äquldlstanter Werte
aus einem vorgegebenen Zeltintervall abgespeichert ist,
daß mittels des Prozessors (10) die Datenbits der eaten und der zweiten Gruppe jeweils für sich getrennt mit
dem gespeicherten Elementarzelchen z(t) rechnerisch faltbar sind und
daß die mit dem Elementarzelchen z(t) gefalteten Datenbits der ersten bzw. zweiten Gruppe über einen Speicher (11 bzw. 1Γ) mit nachgeschaltetem Dlgltal/Analog-Wandler (12 bzw. 120 und Tiefpaß (TP bzw. TF),
einem Mischer (3 bzw. 30 des einen bzw. des anderen Kanals zuleitbar sind, In dem sie direkt bzw. über
einen 90°-Phasenschieber (6) mit einem Signal des Oszillators (50 mit der Frequenz/r + f multiplizierbar sind
. (Flg. 3).
9 Verfahren nach Anspruch 1 oder Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Elementarzelchen Im Zeitbereich die Form z(t) = , hat, wobei T = ^ die Bit-Schrittdauer ist
(Fig. 4a).
10. Verfahren oder Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß für den wählbaren Parameter a
6« vorzugsweise der Wert a = 0,7 gewählt Ist (Flg. 4a).
Die Erfindung betrifft ein Restseltenband-Modulationsverfahren m't einem Sinus- und einem dazu orthogonalen Koslnuskanal, bei dem die Signale. In beiden Kanälen über je ein Filter geführt werden, das Ausgangs-
slgnal des einen Filters direkt, dasjenige des anderen Filters dagegen mit einem um 90° In der Phase verschobenen Signal eines Oszillators multipliziert wird und die Ausgangssignale beider Kanäle zueinander addiert
werden, sowie Anordnungen zur Durchführung eines solchen Verfahrens.
Eine derartige Anordnung ist beispielsweise bekannt aus der DE-OS 22 01 391. Bei dieser bekannten Anordnung
besteht das Filter aus einem digitalen Schieberegister mit mehreren Registergliedern, die zur Bildung der
Gewichtsfaktoren ausgangsseitig in einer Spannungsteilerschaltung über je einen ohmschen Widerstand zusammengeschaltet
und über einen weiteren, allen Registergliedern gemeinsamen ohmschen Widerstand, an dem das
Signal des Sinus- bzw. Kosinuskanals abgreifbar ist, an Masse angeschlossen sind. Im Sinus- und im Kosinuskanal
Ist zwischen dem digitalen Filter und einem Mischer zur Multiplikation mit dem Signal des Oszillators
jeweils ein Tiefpaß angeordnet.
Im wesentlichen sind bisher für die Restseitenband- bzw. Einseitenband-Modulation drei Verfahren bekannt,
die beispielsweise in »Nachrichtentechnische Zeitschrift«, Febr. 1969, S. 65 bis 69, beschrieben sind:
1. Das Filterverfahren,
2. das Phasenverfahren,
3. das Verfahren nach Weaver.
Im Falle, daß die zu übertragenden Daten einen Gleichspannungsanteil enthalten, sind alle diese Verfahren
sehr aufwendig, wobei dann im Grunde nur das Phasenverfahren unter Verwendung digitaler Filter anwendbar
ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art sowie Anordnungen zur
Durchführung dieses Verfahrens anzugeben- die es ermöglichen, die Anzahl der erforderliche!. Rechenoperationen
und damit den Aufwand zu verringern.
Diese Aufgabe wird bei dem Verfahren nach der Erfindung dadurch gelöst, daß Datenbits mit geradzahligem
Index immer einem, Datenbits mit ungeradzahligem Index dagegen stets dem anderen der beiden Kanäle zugeführt
werden, daß in beiden Kanälen die einlaufenden Datenbits mit einem jeweils von Datenbit zu Datenbit
alternierenden Vorzeichen versehen werden, daß die besagten Filter ;n der Weise identisch aufgebaut sind, daß
sie die Daten mit demselben Elementarzeichen z(i), das eine gerade reelle Funktion der Zeit Ist, falten, und daß
die Frequenz des besagten Oszillators gegen die eigentliche Trägerfrequenz fT um ^ verschoben ist, wobei B die
Bandbreite des Etementarzeichens Φ) bzw. des Übertragungssystems und α ein wählbarer Parameter ist.
Bei einer ersten bevorzugten Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist vorgesehen, daß die Datenbits
einer Datenquelle über einen Umschalter einem Vorzeichenumkehrer Im Sinus- bzw. Kosinuskanal zuführbar
sind, daß dem Vorzeichenumkehrer im Sinus- und de-.njeiiigen im Kosinuskanal jeweils ein digitales Filter
nachgeschaltet ist, das aus einem Schieberegister mit Registergliedern besteht, die zur Bildung der Gewichtsfaktoren ausgangsseitig In einer Spannungstellerschaltung über je einen ohmschen Widerstand zusammengeschaltet
und über einen weiteren, allen Registergliedern gemeinsamen ohmschen Widerstand, an dem das
Signal des Sinus- bzw. Kosinuskanal abgreifbar ist, an Masse angeschlossen sind, daß die besagten digitalen ^s
Filter Im Sinus- und Kosinuskanal Identisch aufgebaut sind und daß der Oszillator eine Überlagerungsfrequenz
von /r+f liefert.
Dabei Ist dem digitalen Filter im Sinus- und im Kosinuskanal je ein Entkopplungsverstärker nachgeschaltu.
Zur Glättuni, der Filterausgangssignale Ist In beiden Kanälen zwischen dem digitalen Filter und einem Mischer
für die Multiplikation mit dem Signal des Oszillators jeweils e!n Tiefpaß angeordnet. Die Schieberegister der «
digitalen Filter sind so aufgebaut, daß sie die Werte »+1«, »0« und »-1« zu speichern vermögen. Zu diesem
Zweck sind die Schieberegister jeweils aus zwei binaren Schieberegistern - vorzugsweise In MOS-Technologle aufgebaut.
Die Taktfrequenz der Schieberegister 1st gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Taktfrequeiiz der
Datenquelle. In jedem Schieberegistertakt, in dem ein Schieberegister gerade kein Datenbit eingespeichert wird,
wird In das betreffende Schieberegister der Wert »0« eingegeben.
Eine zweite bevorzugte Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, daß die
Datenbus einer Datenquelle einem Prozessor zuführbar sind, der die einlaufenden Datenbits mit geradzahligen
Indizes in einer ersten und diejenigen mit ungeradzahligen Indizes in einer zweiten Gruppe erfaßt und jeweils
mit dem richtigen Vorzeichen versieht, daß In einem fest programmierten Speicher (z. B. einem ROM-Speicher)
das Elementarzelchen 7(1) als Folge zeltlich äquldlstanter Werte aus einem vorgegebenen Zeltintervall abgespelchert
Ist, djß mittels des Prozessors die Datenbits der ersten und der zweiten Gruppe jeweils für sich getrennt
mit dem gespeicherten Elementarzelchen z(t) rechnerisch faltbar sind und daß die mit dem Elementarzeichen
z(D gefalteten Datenbits der ersten/zweiten Gruppe über einen Speicher mit nachgeschaltetem Digltal/Anaiog-Wandler
und Tiefpaß einem Mischer des einen/anderen Kanals zuleitbar sind, in dem sie direkt bzw. über einen
90°-Phasenschleber mit einem Signal des Oszillators mit der Frequenz/r + ^? multiplizierer sind.
Das bevorzugte Elementarzelchen hat Im Zeltbereich die Form z(D = )' wobel t = 17b dle Blt-Schrlttdauer
Ist. Für den wählbaren Parameter er wird vorzugsweise der Wert er = 0,7 gewählt.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind In der Zeichnung dargestellt und werden Im folgenden
näher erläutert. ω
Flg. I zeigt eine Anordnung gemäß dem bekannten Phasenverfahren. Ein zu übertragende) binärer Datensirom
m(i) = D0 + D1 + ... + D1 + ... + DM (D1 = Datenbits) einer Datenquelle 1 wird zum einen einem Filter 2
Im Sinuskanal und zum anderen einem Filter 2' im Kosinuskanal zugeführt. Im Filter 2 des Sinuskanals wird
die Nachricht m(t) mit dem Elementarzelchen x(t) dieses Filters gefaltet, wobel das Signal J(Dx = m(D * x(D =
D0 · xfD + Oi · χ(ι-Ό + Oj · x(i-2T) + D3 · x(i-3T) + ... entsteht (das Symbol * kennzeichnet die Faltung zweier
zeltabhängiger Größen). Durch eine entsprechende Faltung mit dem Elementarzelchen /D des Filters 2' wird im
Kosinuskanal das Signal /D, = m(i) * y(t) = D0 ■ y(D + D, ■ y(i-T) + D2 ■ y(t-YT) + D, ■ y(i-3T) + ... gebildet (T =
Bitschrittdauer). Die Elementarzelchen X(D und y(D der Filter 2 und 2' stellen zueinander orthogonale Signale
dar. Das Faltungsprodukt ßi), des Slnuskan&ls wird In einem Mischer 3 mit einem Signal slnturf multipliziert
(ωτ = 2π ■ /τ : fr = Tragerfrequenz), das aus dem Signal coscorf eines Oszillators 5 mit Hilfe eines 90°-Phasenschlebers 6 abgeleitet Ist, während das Faltungsprodukt /ft), des Kosinuskanals In einem Mischer 3' direkt mit
dem Signal coswr/ des Oszillators S multipliziert wird. Bei einer anschließenden Addition der Ausgangssignale
der beiden Mischer 3 und 3' In einem Addierer 4 erhalt man dann das Summensignal:
Mit den Definitionen x(t) = z(0 ■ cosanBi und y(t) = z(t) ■ sinccnBt, wobei B die Bandbreite (-6 dB) des Elementarzelchens Im Frequenzbereich Ist und α ein wählbarer Parameter Ist, läßt sich stattdessen schreiben:
ßt)z = O0 ■ 40 ■ [cosanBi ■ slna>r/ + s\nanBi
7]
+ O, · x(t-T) ■ {cos{anB(t-T)\ ■ s\nwTt + sln[anB(t-T)) ■ coswTi) +
+ O] ■ z(i-2T) ■ {cos[anB(t-2T)] ■ s\nwTt + slnIa7rS(7-27"j] · cosair/} +
wobei definitionsgemäß anBT = \ Ist, so daß sich daraus die folgende Beziehung 1 ergibt:
/Οσ = Do ■ 40 ■ sin (a>r + απΒ)ι -2u -Di- 2(t-T) ■ cos (coT + a.nB) ι -
- Di · Φ-2Τ) ■ sin (ω,- + απΒ) ι +
+ D) · 4t-3T) ■ cos (ωτ + απΒ) ι +
+ Dt ■ z(t-4T) ■ sin (cüT + απΒ) /-...+...
M Flg. 2 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Datenbits D1 der Datenquelle 1 werden
mittels eines Umschalters 7 In der Welse auf die beiden Kanäle verteilt, daß dem Sinuskanal beispielsweise alle
Datenbus mit geradzahligem Index, dem Kosinuskanal dagegen die Datenbits mit ungeradzahligem Index zugeführt werden. Dabei weist jeder Kanal einen Vorzelchenumkehrer 8 bzw. 8' auf, mittels dessen die einlaufenden
Datenbus mit einem von Datenbit zu Datenbit wechselnden Vorzeichen versehen werden. Die Filter Im Sinus-
.v) und Im Koslnuskanal sind hler Identisch aufgebaut. Sie bestehen jeweils aus einem Schieberegister 9 bzw. 9' mit
Reglsterglledern 91 bis 9* bzw. 91' bis 9"', die zur Bildung der Gewichtsfaktoren des Filters ausgangsseltlg Ober
je einen ohmschen Widerstand Äi bis Rn bzw. R1' bis Rn' zusammengeschaltet und über einen weiteren, allen
Reglsterglledern eines Filters gemeinsamen ohmschen Widerstand Ri, bzw. R0', an dem das mit dem Elementarzeichen des Filters gefaltete Signal des betreffenden Kanals abgreifbar Ist, an Masse angeschlossen sind. Die
Schieberegister 9 bzw. 9' sind so ausgelegt, daß sie die Werte »+1«, »0« und »-1« speichern können. Sie bestehen jeweils aus zwei binären Schieberegistern vornehmlich In MOS-Technik. Die Taktfrequenz der Schieberegister 9 bzw. 9' Ist gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Taktfrequenz dsr Datenquelle 1. In jedem Schieberegistertakt, in dem ein Schieberegister gerade kein Datenbit eingespeichert wird, wird In das betreffende Schieberegister der Wert »0« eingegeben. So sind gemäß der Darstellung In Flg. 2 beispielsweise In den Reglsterglle-
dem 91 und 97 des Schieberegisters 9 Im Sinuskanal gerade die Datenbits -Dj und D0 eingespeichert (geradzahliger Index!) und In den dazwischenliegenden Registergliedern 93 bis 9' desselben Registers jeweils der Wert »0«,
während Im Registerglied 9*' des Schieberegisters 9' im Kosinuskanal - d. h. In der Mitte zwischen den von -Dj
und D0 belegten Reglsterglledern Im Sinuskanal - gleichzeitig das Datenbit -Dt (ungeradzahliger Index!) gespeichert Ist und In den davorliegenden Registergliedern 91' bis 91' jeweils der Wert »0«. Die beiden Identischen
Filter falten die ihnen zugewiesenen Datenbitfolgen mit demselben Elementarzeichen z(0, das eine gerade reelle
Funktion der Zeit Ist, wobei man Im Sinus- und im Kcsinuskanal folgende Faltungsprodukte erhält:
jrOu, = D0 · 40 - D1 ■ z(t-2T) + D, ■ 2(1-AT) - Dt ■ z(t-6T) +
und
J(0m = - D, ■ z(i-T) + Di · z(t-3T) - D, ■ zfi-ST) + D7
Wie sich dieser Darstellung unmittelbar entnehmen läßt, besteht der Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens zum einen darin, daß nur noch ein Elementarzeichen verwendet wird und somit die Filter beider Kanäle
Identisch aufgebaut werden können, und zum anderen darin, daß durch die Aufteilung des Datenstromes Ir
chen Rechenoperationen gegenüber dem bekannten Verfahren halbiert wird (d. h. die Filter werden einfacher)
wodurch z. B. eine noch zu erläuternde Ausführungsform unter Verwendung eines Prozessors realisierbar wird.
schaltet, dessen Ausgang Ober einen Tiefpaß TP bzw. TF (zur Slgnalglättung) mit einem Mischer 3 bzw. 3
verbunden Ist. Im Mischer 3 bzw. 3' wird das Signal des Sinus- bzw. Kosinuskanalfilters mit einem von elnerr
Oszillator S' (zuzüglich eines 90°-Phasenschlebers 6 im Falle des Sinuskanals) bereitgestellten Signal sinuir η
txiiB)t bzw. cos(£or + anB)t multipliziert, die Modulations-Trägerfrequenz ist hler also gegenüber dem bekannter
Verfahren um +ψ verschoben (während die empfangsseltlg zur Demodulation erforderliche Trägerfrequenz mn
Die Ausgangssignale der Mischer 3 und 3' wenden in einem Addierer 4 zueinander addiert und über einer
weiteren Tiefpaß TP" geführt, wobei am Ausgang des Addierers folgendes Summensignal anfällt (Beziehung 2):
z(i) ■ sln(o>7- + xnB)i + | ■ ζΙϊ-Γ; · | I7- + αηΒ)ι - | 26 | 51 | 480 | |
m(l) μ | Do z(t) ■ sln(a, | ■ z(t-2T) | COs(O)7- + y.nB, | m(l) χ | Z(I) ■ | cos(wr + oinB)i |
- Di | ■ z(t-3T) | sln(a>r + anl | ||||
-D1 | ■ Z(I-AT) ■ | cos(w7 + ocni | )l - | |||
+ D1 | ■ Z(I-ST) | SIn(Oi7- + χηί | Vl + | |||
+ D4 | cos(o)t + ocni | 3)t + | ||||
-D, | ||||||
. + . |
Wie ein Vergleich dieser Beziehung 2 n!t der Beziehung 1 zeigt. Ist das Summensignal//;/ nach dem vorliegenden
Verfahren Identisch mit dem Summensignal ./(O1- des bekannten Phasenverfahrens. Das neue Verfahren
Ist also - obwohl einfacher - gleich leistungsfähig. Von Bedeutung Ist dabei folgender Zusammenhang zwischen
den Elementarzelchen der beiden Verfahren:
x(i) = z(i) ■ cosanBi
y(0 = z(t) ■ s\nanBt.
Flg. 3 zeigt ein 7«ί?ηρκ bevorzugtes Ausführungsbelsplel. dessen Besonderheit In dem Einsatz eines Prozessers
zu sehen Ist. Der Datenstrom m(0 einer Datenquelle wird hler einem Prozessor 10 zugeleitet. Der Prozessor
versieht die einlaufenden Datenbits D, mit dem richtigen Vorzeichen und ordnet sie In eine erste Gruppe mit
geradzahligen und In eine zweite Gruppe mit ungeradzahllgen Indizes. In einem In Flg. 3 nicht mit dargestellten
fest programmierten Speicher (ROM) Ist das Elementarzelchen z(0 als Folge zeitlich äquldlstanter Werte aus
einem vorgegebenen Zeltintervall abgespeichert, worauf spater Im Zusammenhang mit Flg. 4 a näher eingegangen
wird. Mittels des Prozessors 10 werden die Datenbits der ersten und der zweiten Gruppe jeweils für sich
getrennt mit dem gespeicherten Elementarzelchen z(0 rechnerisch gefaltet. Dabei berechnet der Prozessor 10 In
einem Zeltraster, das demjenigen des abgespeicherten Elementarzeichens z(0 entspricht, zunächst alle Im jewelllgen
Zeltpunkt t relevanten Produkte D1 ■ z(i-iT) mit geradzahligem Index /, summiert diese Produkte zum
erwähnten Faltungsprodukt J(O11n = D0 · z(l) - D2 ■ z(i-2T) + D4 ■ z(t-4T) - D6 · z(i-6T) + ... - für den Sinuskanal
auf und leitet dieses Faltungsprodukt einem Speicher 11 im Sinuskanal zu. Dann berechnet der Prozessor
ent.·, rechend alle Produkte D1 ■ z(i-iT) mit ungeradzahligem Index / und daraus das Faltungsproduktßt)m - -Di ■
z(i-T) + D) · z(t-3T) -D5 ■ z(i-f>T) + D7 · ζ(ι-ΊΤ) - ... + für den Kosinuskanal, das einem Speicher 11'Im Kosinuskanal
übermittelt wird. Die den Speichern 11 und 11' vom Prozessor 10 zugeleiteten Faltungsprodukte f[t)Un
und ßi)nl für den jeweiligen Zeltpunkt ι des vorgegebenen Zeltrasters werden über je einen Dlgltal/Analog-Wandler
12 bzw. 12' und je einen (Glättungs-)Tlefpaß TP bzw. TF einem Mischer 3 bzw. 3' im Sinus- bzw.
Kosinuskanal zugeführt. Der weitere Ablauf entspricht genau demjenigen bei der Anordnung gemäß Flg. 2.
Flg. 4 a zeigt ein besonders vorteilhaftes Elementarzelchen In Gestalt der Zeltfunktion z(t) = Dle Band"
breite B Ist dabei über die Beziehung T = ~B mit der Telegraphle-Blt-Schrlttdauer T und einem wänibaren Parameter
α verknüpft. In der Darstellung gemäß Flg. 4a Ist für den Parameter α der Wert a = 0,7 gewählt, bei dem
das Elementarzeichen optimale Eigenschaften aufweist. Da das Elementarzelchen als gerade Funktion
\z(i) = z(-t)] einen zur Ordinate symmetrischen Verlauf hat. Ist In FI g. 4 a lediglich der Teil mit ι 2. 0 dargestellt.
Diese Funktion z(0 nimmt bereits ab i B ■ 11 = 1,4 nur noch vernachlässigbare Werte an (<
ΙΟ"2). Wie sich Ihrem
In Flg. 4 b dargestellten Frequenzspektrum entnehmen läßt. Ist sie bandbegrenzt. Das Frequenzspektrum zeigt
einen cos2-Verlauf:
F(w) = ccsJ (fB)
mit -InB <^ ω ^. + InB.
mit -InB <^ ω ^. + InB.
Die Trägerfrequenz JT Ist - Im Unterschied zu den bekannten Restseltenband-Modulationsverfahren - bewußt
nicht auf die Mitte der Nyquist-Flanke (vgl. gestrichelte Linie) abgestimmt, sondern auf eine Frequenz Im
Abstand ^? von der Mitte des Spektrums (vgl. durchgezogene Linie). Damit wird - In Verbindung mit der
speziellen Form des Elementarzeichens - erreicht, daß das auszusendende getragene Signal nur eine minimale
Amplitudenmodulation aufweist. Dieses bringt zwei besondere Vorteile mit sich. Indem es zum einen die Optimierung
der mittleren Signalleistung der Senderenistufe gestattet und zum andern die Verwendung einer
Endstufe ermöglicht, an die nur geringe Anforderungen hinsichtlich der Linearität der Verstärkung zu stellen
sind. Es sei noch darauf hingewiesen, daß bei Verwendung dieses bevorzugten Elementarzeichens empfangssel-Hg
ein an das Zeichen angepaßtes Filter (sog. Matched-Filter) erforderlich ist.
Im folgenden sollen anhand der Fig.4 a noch einige Details der Anordnung gemäß Fig. 3 näher erläutert
werden. Wie bereits erwähnt, werden die Werte z(t-iT) zur Berechnung der Produkte D, · z(t-iT) einem fest
programmierten Speicher (ROM) entnommen. Da das Elementarzeichen z(t) eine gerade Funktion ist lz(t) = z(-O]
brauchen die Werte mit f < 0 nicht mit tabelliert zu werden. Es werden daher in dem Speicher nur Werte von
z(0) bis 2(nT) gespeichert, wobei η eine positive ganze Zahl 1st. Die Zahl η bestimmt sich dadurch, daß die *"
Funktion zfi) für UI ^. nT vernachlässigbare Werte - beispielsweise kleiner als 10"2 - annehmen soll. Beim
Elementarzelchen gemäß Fig.4a 1st η = 2, d.h. es werden in diesem Fall In den Speicher Werte von s<0) bis
zflT) aufgenommen.
Bei einer Telegraphiegeschwindigkeit von 3000 Baud betragt die Bit-Schrittdauer T gerade 333 μ5βα Dieses
Zeltintervall T wird beispielsweise in 16 gleiche Abschnitte der Länge ^ unterteilt und für jeden Abschnitt jewells
ein Wert der Funktion z(t) im Speicher festgehalten. Insgesamt enthalt der Speicher also für den Bereich
0 j£. / ^L IT die Werte z(0), ζφ, ζφ bis ζ{ψ). Werden bei der Faltung jeweils vier aufeinanderfolgende
Datenbits D, berücksichtigt (davon je zwei im Sinus- und Im Kosinuskanal), so muß der Prozessor in
jedem —Abschnitt jeweils vier Produkte D1 ■ z(i-iT) bilden und jeweils die Produkte mit geradzahligem und
diejenigen mit unserad/ahllgem Index / für sich getrennt aufsummieren. Aufgrund des gewählten Zeltrasters
wiederholt sich diese Prozedur pro Bit-Schrittdauer 16mal (nämlich bei 16 aufeinanderfolgenden —Zeltabschnitten). Wie sich Flg. 4 a entnehmen läßt, werden dabei bei der Produktblldung D1 ■ z(i-iT) die Datenbits D, und
D^i ein und desselben Kanals jeweils mit um IT zeltlich auseinanderliegenden Werten der Funktion z(t) multipliziert [dabf· wird z(t) für Ul
> 2Fder Einfachheit halber gleich Null gesetzt, well dort ohnehin Iz(t)\
> 1(H Ist]. Die genannten Operationen sind bereits mit Standard-Prozessoren realisierbar. Die Anzahl der Operationen läßt
sich noch reduzieren, falls mit einer weniger feinen Auflösung des Elementarzeichens zft) gearbeitet werden
kann. Beim —Zeitraster beträgt die Abweichung des jeweiligen gespeicherten Funktionswertes vom augenbllckliehen Funktionswert Im zugehörigen —Zeltabschnitt maximal weniger als ± 5%. Diese weniger als ± 5* betragende Stufung der gespeicherten rfy-Werte wird mittels einfacher Tiefpässe wieder geglättet (vgl. Tiefpässe
TP und TF In Flg. 3). Auf die Tiefpässe folgt In jedem Kanal ein multlpllkatlver Mischer 3 bzw. 3', von denen
der eine mit einem In Phase, der andere mit einem In Quadraturphase stehenden Oszillatorsignal eines Oszillators S' gespeist wird, wobei das Oszillatorsignal ein kohärentes Signal der Frequenz/r + j Ist. Das Ausgangsslgnal am Ausgang des Addierers 4 Ist ein getragenes Restseltenband der Trägerfrequenz/T.
Wird beispielsweise aus Gründen der Kompatibilität mit üblichen Sendegeräten für das Ausgangsslgr.al ein
Spektrum von 300 bis 3300 Hz gewählt, so wird dieses Ausgangssignal mit einem Oszillatorsignal der Frequenz
/„ =/r + f = 1000 + = 1749,7 Hz vermischt.
Claims (1)
- Patentansprüche:1 Restseltenband-Modulationsverfahren m't einem Sinus- und einem dazu orthogonalen Kosinuskanal, beidem die Signale In beiden Kantien über je ein Filter geführt werden, das Ausgangssignal des einen Filters direkt dasjenige des anderen Filters dagegen mit einem um 90° in der Phase verschobenen Signal einesOszillators multipliziert wird und die Ausgangssignale beider Kanäle zueinander addiert werden, dadurchgekennzeichnet,daß Datenbits mit geradzahligem Index immer einem, Datenbits mit ungeradzanligem Index dagegen stets dem anderen der beiden Kanäle zugeführt werden, daß in beiden Kanälen die einlaufenden Datenbits mit einem jeweils von Datenbit zu Datenbit alternierendenVorzeichen versehen werden,daß die besagten Filter In der Welse Identisch aufgebaut sind,daß sie die Daten mit demselben Elementarzeichen zft), das eine gerade reelle Funktion der Zeit Ist, falten,
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19762651480 DE2651480C2 (de) | 1976-11-11 | 1976-11-11 | Restseitenband-Modulationsverfahren |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19762651480 DE2651480C2 (de) | 1976-11-11 | 1976-11-11 | Restseitenband-Modulationsverfahren |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2651480A1 DE2651480A1 (de) | 1978-05-18 |
DE2651480C2 true DE2651480C2 (de) | 1985-10-17 |
Family
ID=5992924
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19762651480 Expired DE2651480C2 (de) | 1976-11-11 | 1976-11-11 | Restseitenband-Modulationsverfahren |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2651480C2 (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA2144596A1 (en) * | 1994-04-05 | 1995-10-06 | Richard Prodan | Modulator/demodulator using baseband filtering |
JP2002218338A (ja) * | 2001-01-16 | 2002-08-02 | Sony Corp | 受信装置及び方法、記録媒体、並びにプログラム |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL7101037A (de) * | 1971-01-27 | 1972-07-31 | Philips Nv |
-
1976
- 1976-11-11 DE DE19762651480 patent/DE2651480C2/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2651480A1 (de) | 1978-05-18 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0080014B1 (de) | Digitaler Demodulator frequenzmodulierter Signale | |
DE69233017T2 (de) | Quadraturmodulationsschaltung | |
DE2735945C2 (de) | Schaltungsanordnung für die Trägersynchronisierung von kohärenten Phasendemodulatoren | |
DE2626122C2 (de) | Anordnung zum Verarbeiten von Signalen in einem Frequenzmultiplex-Übertragungssystem | |
DE2321111C3 (de) | Automatisch adaptierender Transversalentzerrer | |
DE69917514T2 (de) | Filterung für Übertragung mittels Quadraturmodulation | |
DE1537555B2 (de) | Fr 14.11.66 V.St.v.Amerika 594042 Sendeanordnung für eine Multiplex-Datenübertragungsanlage | |
DE2849997A1 (de) | Digitaler empfaenger fuer mehrfrequenzsignale | |
DE2255821C3 (de) | Adaptiver Transversalentzerrer | |
DE19530114C2 (de) | Modulator und Verfahren zur IQ-Modulation | |
DE2656924C3 (de) | Phasendiskriminator in einem Empfänger eines Datenübertragungssystems | |
EP1219086B1 (de) | Verfahren zum empfangsseitigen bestimmen der amplitudenungleichheit und des quadraturfehlers in einem multiträgersystem | |
DE1219966B (de) | Vorrichtung zur Ableitung einer Bezugsphase zur Demodulation von phasenmodulierten Signalen bestimmter Frequenz | |
DE112009001199T5 (de) | Modulator mit doppelter Funktion | |
DE2356955C3 (de) | Frequenzdiskriminator mit digitalen, nicht rekursiven Filtern | |
DE2401814A1 (de) | Entzerrung eines phasenmodulierten signals | |
EP0200977B1 (de) | Digitaler Demodulator | |
DE2354718C3 (de) | Demodulationsverfahren für phasenumgetastete Schwingungen und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens | |
DE3919530C2 (de) | ||
DE2651480C2 (de) | Restseitenband-Modulationsverfahren | |
EP0064131A2 (de) | Digitales Modulationsverfahren | |
DE3733967C2 (de) | ||
DE2831734C3 (de) | Signalgenerator zur Erzeugung sinusförmiger Ausgangssignale mit vorbestimmter gegenseitiger Phasenlage | |
WO2001060005A1 (de) | Verfahren zum bestimmen der restträgerleistung bei einem nach dem dvb-t-standard im 8k-modus qam-modulierten multiträgersignal | |
DE2020805C3 (de) | Entzerrer zur Entzerrung von phasen- oder quadraturmodulierten Datensignalen |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: TELEFUNKEN SYSTEMTECHNIK GMBH, 7900 ULM, DE |
|
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |