DE19530114C2 - Modulator und Verfahren zur IQ-Modulation - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem Modulator sowie mit einem Verfahren zur IQ-Modulation. Insbesondere befaßt sich die vorliegende Erfindung mit einer neuartigen Implementation einer PI/4-DQPSK-Modulation.

Zum technologischen Hintergrund der Erfindung wird verwiesen auf das US-Patent 5,140,613 sowie auf das Hewlett-Packard- Journal, April 1991, Seiten 65 bis 72.

Die IQ-Modulation (IQ = In-Phase/Quadratur) stellt eine Technik des Codierens eines Trägers mit Informationen dar, indem sowohl der Betrag als auch die Phase des Trägers ge­ steuert werden. Ein IQ-Modulator wird mit einem Träger, ei­ ner In-Phase-Steuerungseingabe I und einer Quadratur-Steu­ erungseingabe Q gespeist. Der IQ-Modulator modifiziert die Amplitude und Phase des Trägers gemäß den Werten der Steuer­ ungseingaben. In seiner allgemeinsten Form können die Ampli­ tude und Phase des modulierten Trägers unabhängig voneinan­ der und auf kontinuierliche Art und Weise variieren. Bei ei­ nigen Modulationsformaten sind die Amplitude und Phase des Trägers dahingehend eingeschränkt, daß sie nur bestimmte Werte annehmen. Die DQPSK (DQPSK = Differential Quaternary Phase Shift Keying = Vier-Phasen-Differenz-Umtastung) und die π/4-DQPSK sind Beispiele für derartige Modulationsforma­ te. Eine Konsequenz derartiger Formate besteht darin, daß die Steuerungseingabewerte I und Q in den IQ-Modulator in diskreten Schritten abrupt variieren. Wenn es zugelassen würde, daß sie dies tun, könnte der Spektralgehalt des re­ sultierenden Trägers leicht übermäßige Mengen von uner­ wünschten Komponenten enthalten, die außerhalb eines erlaub­ ten Durchlaßbands fallen. Ein derartiger unerwünschter Spek­ tralgehalt wird häufig als "Spritzen" ("Splatter") bezeich­ net. Um ein derartiges Spritzen auf annehmbare Pegel zu re­ duzieren, ist es allgemeine Praxis, Filter anzuwenden, um die Übergänge der I- und der Q-Steuerungseingaben in den IQ-Modulator zu glätten.

Um einen Strom von digitalen Informationen (die "Programm"- Informationen) zu übertragen, wird der ankommende Datenstrom in Gruppen von n-fachen aufeinanderfolgenden Bits gesammelt. Jede Gruppe von n-fachen Bits stellt dann eines von 2ⁿ ver­ schiedenen möglichen Datensymbolen dar, die die Elemente der Programmdaten sind, die tatsächlich übertragen und empfangen werden. Eine IQ-Codiervorrichtung (oder "Abbildungsvorrich­ tung") in dem Sender tauscht die n-Bit-Datensymbole der Pro­ gramminformationen gegen Modulationszustandssymbole aus, die Werte der I- und Q-Steuerungssignale darstellen. Ein ent­ sprechender Decodiermechanismus ("umgekehrte Abbildungsvor­ richtung") in dem Empfänger tauscht das empfangene Modulati­ onszustandssymbol gegen die ursprüngliche n-Bit-Sequenz sei­ ner Programminformationen aus. Bei vielen Modulationsforma­ ten werden die Werte der I- und Q-Steuersignale jeder für sich durch ein Bit dargestellt, derart, daß insgesamt vier verschiedene Modulationszustandssymbole beteiligt sind.

Ein Kommunikationskanal mit einem IQ-Modulator an einem Ende weist üblicherweise einen IQ-Demodulator an dem anderen Ende auf. Es kann gezeigt werden, daß das beste Signal/Rausch- Verhältnis für einen derartigen Kanal, der diskrete Symbole überträgt (d. h. ein Kanal mit Digitalmodulation), erreicht wird, wenn der Kanal als Ganzes gemäß einem Nyquist-Filter gefiltert wird, dessen Halbwertspunkte durch die halbe Sym­ bolrate getrennt sind. Da es wünschenswert ist, ein identi­ sches Filtern an jedem Ende des Kanals durchzuführen, wird ein Wurzel-Nyquist-Filter sowohl im Empfänger als auch im Sender verwendet, um dem gesamten Kanal eine kombinierte Ny­ quist-Antwort zu geben.

Ein Potenz-Cosinusfilter erfüllt diese Kriterien und weist ebenso weitere wünschenswerte Eigenschaften auf, wenn der Flankenabfallwert α geeignet gewählt wird. Es wurde gezeigt, daß für eine Symbolrate von 24,3 KHz ein Wert von 0,35 für α wünschenswert ist, um eine Nachbarsymbol-Störung zu minimie­ ren, während das Durchlaßband nicht) übermäßig verbreitert wird. (Diese Parameter sind tatsächlich in die Definition für die 30 KHz-Kanal-Beabstandung für den NADC-TDMA Funkte­ lefondienst (NADC-TDMA = North American Digital Cellular - Time Division Multiple Access = nordamerkanisches Digitalmo­ bilfunk-Zeitvielfachzugriffs- oder Zeitmultiplex-Verfahren) aufgenommen). Um zu würdigen, warum dasselbe die Nachbarsym­ bolstörung minimiert, ist es nützlich zu wissen, daß eine Nyquistantwort, die mit einem Potenz-Cosinusfilter implemen­ tiert ist, die ziemlich unangenehme Eigenschaft mit sich bringt, daß das Filter beginnt, eine Ausgabe zu erzeugen, bevor das Symbol tatsächlich zu dem Filter gelangt (sog. "negative Zeit"). Während dieser "negativen Zeit" gibt das Filter periodische Schwingungen sowohl über als auch unter einem Ruhepegel aus, der keiner Anregung entspricht. Jetzt in einer Umgebung von aufeinanderfolgenden Modulationszu­ standssymbolen, wobei irgendein Verfahren zum Erzeugen einer Ausgabe vorhanden ist, welcher das Filter für das gegenwär­ tig interessierende Symbol folgt, folgt dasselbe auch noch dem Symbol, das demselben vorausging, ebenso wie dem Symbol, das dem gegenwärtigen Symbol nachfolgt. Alle diese Ausgaben addieren sich durch Superposition, um einen zusammengesetz­ ten Wert zu bilden, der die gegenwärtige Ausgabe des Filters darstellt. Durch Einrichten, daß jede derartige Schwingung (für Symbole außer den gegenwärtig interessierenden Symbo­ len) einen Nulldurchgang zu dem Zeitpunkt aufweist, zu dem jedes gegenwärtige Symbol erwartet wird, addieren sich diese Vor- und Nachschwingungen in der Filterausgabe immer tempo­ rär zu diesen Zeitpunkten zu Null, zu denen die Ausgabe für das gegenwärtige Symbol erwartet wird. Dieses Aufsummieren auf Null ermöglicht es, daß die Filterausgabe periodisch nur das gegenwärtige Symbol darstellt, und dann nur das nächste gegenwärtige Symbol usw. Somit wird die Ausgabe für das ge­ genwärtig interessierende Symbol immer zu einem Zeitpunkt erzeugt, zu dem die Restausgaben für benachbarte Symbole Null sind.

Eine praktische Realisierung eines derartigen Filters kann erhalten werden, indem die letzten z. B. elf I- und Q-Steuer­ werte in Schieberegistern mit parallelen Ausgaben erfaßt werden. Nach elf Eingabezyklen entsprechen die mittleren I- und Q-Werte in diesen Schieberegistern dem gegenwärtigen Symbol (obgleich es nicht das Neueste ist). Die I- und Q-Werte für die vorhergehenden fünf Symbole sind ebenso gegenwärtig, wie es die darauffolgenden fünf Symbole sind. Alle elf Werte für I werden einem "I-Filter" beaufschlagt, während alle elf Werte für Q einem "Q-Filter" beaufschlagt werden. Unter Verwendung aller beaufschlagten Werte wirkt jedes Filter auf den mittleren Wert, wobei die Ausgabe des­ selben fünf Symbole später stattfindet, als sie stattfinden würde. Dadurch wird jedoch das Auftreten der "negativen Zeit" vermieden. Sowie neue Werte verfügbar sind, werden sie in das Schieberegister hineingeschoben, während der älteste Wert herausgeschoben und verworfen wird. Unterschiedliche Systeme können unterschiedliche Anzahlen von vorhergehenden und darauffolgenden Symbolen verwenden, wobei diese Anzahlen nicht gleich sein müssen.

Was das Filter betrifft, damit es tut was erforderlich ist, muß irgendetwas in demselben die "Trajektorien" der I- und Q-Steuerausgabesignale steuern, während sie sich als Reak­ tion auf einen veränderten Eingabewert von einem Wert zu dem nächsten verändern. Dies wird erreicht, indem zwischen den regulären planmäßigen Änderungen der Werte für I und Q soge­ nannte Teilintervalle errichtet werden. Die Anzahl der Teil­ intervalle könnte beispielsweise 16 sein (2⁴). Das Filter wird nun auch als Eingabe mit den vier Bits beliefert, die das gegenwärtige Teilintervall definieren. Das Teilintervall wird regelmäßig gemäß einem Taktsignal inkrementiert, das einen geeigneten Betrag schneller läuft als die Symbolrate. Somit kann die Ausgabe jedes Filters eine ausgewählte Tra­ jektorie für die I- und Q-Steuersignale sein, d. h. teilweise eine gewünschte Funktion der Zeit, die einen Störfrequenz­ gehalt in dem modulierten Trägersignal minimiert.

Eine zusätzliche Spritz-Steuertechnik stützt sich auf den Unterschied zwischen einer einfachen DQPSK und einer π/4-DQPSK. Für die DQPSK entspricht jedes übertragene Symbol einer Phasenänderung zwischen dem (neuen) gegenwärtigen Symbol und dem Symbol, das demselben vorausging. Allgemein stellt ein übertragenes Symbol zwei Bits von Phaseninforma­ tionen dar, die Phasenveränderungen von 0°, +90°, -90° und 180° entsprechen. Das Problem besteht darin, daß dies die extreme Phasenänderung von 180° in dem Träger erforderlich machen kann, um angrenzende Symbole darzustellen, was wie­ derum einen unerwünschten Betrag an Spritzen bewirkt.

Im Gegensatz dazu macht die π/4-DQPSK niemals mehr als ± 135° Phasenverschiebung erforderlich. Dies wird erreicht, indem eine zusätzliche 45°-Phasenverschiebung zwischen angrenzen­ den Symbolen eingeführt wird. Diese konstante, zugrundelie­ gende Phasenverschiebung wird als "Präzession" bezeichnet. Da die Einheit der Präzession die Hälfte der 90° ist, die als die Fundamentaleinheit beim Darstellen von Modulations­ symbolen verwendet werden, hat dieselbe einen zweiten Satz von vier Symbolen zur Folge, die in dem ursprünglichen Satz verschachtelt angeordnet sind. Die Falle, daß dies als eine Verdoppelung der Anzahl der Symbole behandelt wird, kann jedoch vermieden werden, obwohl das Konstellationsdiagramm jetzt acht Punkte statt vier aufweist. Da die Präzession ein Abwechseln zwischen den zwei Sätzen von vier Phasenwerten bewirkt, weist ein beliebiger gegenwärtiger Wert aus einem der Sätze als zulässigen Nachfolger nur die vier Werte des anderen Satzes auf. Somit besteht der Trick darin, zu verstehen, daß der Demodulator in dem Empfänger die acht Punkte des Konstellationsdiagramms zurück in die ur­ sprünglichen vier Symbole abbilden kann, obwohl 0 bis 7 (2³) Fälle der 45°-Präzession existieren. Dem Filter wird jedoch etwas überbracht, was jetzt als acht Symbole statt vier er­ scheint.

Das Filter für das π/4-DQPSK-System, das in dem US-Patent 5 140 613 (Birgenheier und Hoover) beschrieben ist, stellt diese Si­ tuation dar, indem jeweils ein Bit für I und Q und drei zu­ sätzliche Eingabebits verwendet werden, um die Anzahl der 45°-Inkremente (Modulo 8 oder bezüglich eines Bezugsstand­ orts auf dem Einheitskreis des Konstellationsdiagramms) an­ zuzeigen. Die drei Bits, die die Anzahl der 45°-Phasenver­ schiebungen anzeigen, sind in ihrem System notwendig, da die verwendete Abbildungsvorrichtung dieselbe ist, wie sie für ein DQPSK-System, welches keine Präzession aufweist, verwen­ det wird, was mit sich bringt, daß die wirksame Phasenrota­ tion, die durch die Präzession in der π/4-DQPSK bewirkt wird, in dem Filter berücksichtigt werden muß.

Wie in der detaillierten Beschreibung nachfolgend erklärt wird, bewirkt der Lösungsansatz, der durch das ′613-Patent verwendet wird, daß die RAM-basierten Filter für die π/4-DQPSK das Vierfache der Anzahl der adressierbaren Positionen verwendet, die tatsächlich benötigt wird. Es würde wün­ schenswert sein, daß dieser zusätzliche Speicher beseitigt werden könnte, um Größe und Kosten zu sparen, oder daß der­ selbe verwendet werden könnte, um zusätzliche Funktionalität zu schaffen.

Aus der DE-PS 36 29 705 ist ein Verfahren zur Codierung und Übertragung von Informationen bekannt. Bei diesem Verfahren werden benötigte Phasensprünge schrittweise stufenförmig vorgenommen, um die bei einem Phasensprung entstehenden Ver­ zerrungen und Amplitudenänderungen kleinzuhalten. Bei einem Ausführungsbeispiel dieses bekannten Verfahrens wird ein Phasensprung in vier aufeinanderfolgenden Stufen durchge­ führt.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Vorrichtung und ein Verfahren zu schaffen, die mit der her­ kömmlichen π/4-DQPSK kompatibel sind, um den Speicherbedarf der π/4-DQPSK zu reduzieren, oder durch Schaffen zusätzli­ cher Funktionen besser auszunützen.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1 und durch ein Verfahren gemäß Anspruch 6 gelöst.

Die Speichermenge, die für ein ROM-basiertes π/4-DQPSK-Fil­ ter benötigt wird, wird reduziert, indem eine Abbildungsvor­ richtung in einem IQ-Modulator (inverse Abbildungsvorrich­ tung in einem Demodulator) verwendet wird, die eine 90°-Pha­ senverschiebung für jedes zweite Symbol einbaut. Während der dazwischenliegenden Symbole wird durch die Abbildungsvor­ richtung keine zusätzliche Phasenverschiebung eingebaut. An diesem Punkt würde eine Untersuchung der Präzession, die in einer Sequenz der Modulationszustandssymbole eingebettet ist, als "0°-Präzession, 90°-Präzession, 0°-Präzession, 90°-Präzession, 0° . . . " erscheinen. Die 90°-Präzession kann erzeugt werden, indem abwechselnde DQPSK-Abbildungsvorrich­ tungen für abwechselnde Symbole verwendet werden. Es wird jedoch angemerkt, daß beide Abbildungsvorrichtungen ein gemeinsames Repertoire teilen, und daß keine neuen Modulati­ onszustandssymbole erforderlich sind. Ferner fügt das Filter während der abwechselnden 0°-Symbole eine 45°-Phasenver­ schiebung ein, dasselbe fügt jedoch keine derartige 45°-Pha­ senverschiebung während der Zeiten ein, die zwischen denen liegen, während denen die Abbildungsvorrichtung (oder die inverse Abbildungsvorrichtung) eine 90°-Phasenverschiebung einfügt. Das Ergebnis besteht darin, daß die Präzessions- Werte, die die Sequenz der Modulationszustandssymbole auf­ weist, abgewechselt werden, wobei die Sequenz nun als 45°, 90°, 45°, 90°, . . . erscheint. Die Notation täuscht jedoch, wenn man nicht vorsichtig ist. Soweit es die Abbildungsvor­ richtung betrifft, hat keine Handlung derselben irgendetwas hinsichtlich entweder der 0°- oder der 90°-Symbole verän­ dert. Im Wortlaut des Beispiels ist wirklich gemeint, daß sich die 90°-Präzession auf denselben Platz bezieht, auf den sich die 0°-Präzession bezieht, was bedeutet, daß eigentlich geschrieben werden sollte: [0°, 90°], [0°, 90°], . . . und [45°, 90°], [45°, 90°], . . . Der Ausdruck "Präzession" wird jedoch allgemein verwendet, um eine Veränderung von einem Symbol zu dem nächsten zu bezeichnen. Dies ermöglicht es, die Klammern von [45°, 90°], . . . zu entfernen, um 45°, 45°, 45°, 45°, . . . zu erhalten. Somit existiert noch eine gesamte ± 45° - oder ± 135°-Phasenverschiebung zwischen benachbarten Zweibit-Modulationszustandssymbolen, die ROM′s in den Fil­ tern benötigen jedoch im Gegensatz zu den drei Bits, um eine Anzahl von 0 bis 7 von derartigen 45°-Phasenverschiebungen anzuzeigen, nur ein Eingabebit, um die Anwesenheit oder Ab­ wesenheit der einzigen 45°-Phasenverschiebung zu beschrei­ ben.

Das Modulationsformat, das als π/4-DQPSK bekannt ist, kann man sich vorstellen, all ob es eine nominale Symbol-zu-Sym­ bol-Phasenverschiebung von n × 90° (n = 0, 1, 2, 3) zusätz­ lich zu einer Symbol-zu-Symbol-Präzession von 45° aufweist. Es stellt keinen Zufall dar, daß der Betrag der Präzession die Hälfte der Symbol-zu-Symbol-Phasenbeabstandung dar­ stellt. Dieselbe müßte nicht unbedingt so sein, es entstehen jedoch bestimmte Vorteile, wenn sie es ist. Die zu beschrei­ bende Technik umfaßt das Zuweisen eines Teils der Präzession zu der Abbildungsvorrichtung ("Abbildungsvorrichtung" oder "Grob"-Präzession) und eines restlichen Teils zu dem Filter ("Filter" oder "Fein"-Präzession). Dies stellt sich bei ei­ nem bevorzugten Fall folgendermaßen dar. Der Gesamtbetrag der Präzession beträgt die Hälfte der nominalen Symbol-zu- Symbol-Phasenperiode (d. h. Trägerphasendifferenz); die Grobpräzession von der Abbildungsvorrichtung gleicht der nominalen Symbol-zu-Symbol-Phasenperiode und tritt jedes zweite Symbol auf; und die Feinpräzession für das Filter tritt bei dazwischenliegenden Symbolen auf und kann durch ein einzelnes Bit dargestellt werden. Andere Beträge der Grobpräzession von der Abbildungsvorrichtung und der Fein­ präzession von dem Filter sind denkbar. Sie benötigen jedoch mehr als ein Beschreibungsbit für die Feinpräzession.

Es ist offensichtlich, daß die neue Filtertechnik bestehende Filter in Modulatoren und Demodulatoren einzeln ersetzen kann, und daß dieselben nicht in Paaren ersetzt werden müssen. D.h., daß ein Modulator mit neuem Filter wie vorher mit einem Demodulator mit altem Filter arbeiten wird, wäh­ rend ein Modulator mit altem Filter mit einem Demodulator mit neuem Filter arbeiten wird. Dies ist der Fall, da die Sequenz der gesendeten/empfangenen Phasenveränderungen für das neue Filter unverändert bleibt. Die Modulation ist trotz allem immer noch eine π/4-DQPSK.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin­ dung wird nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1A und Fig. 1B vereinfachte Blockdiagramme eines Ab­ schnitts eines IQ-Modulators, der eine 90°-Phasen­ verschiebungs-IQ-Abbildungsvorrichtung für abwech­ selnde Symbole und ein 45°-Phasenverschiebungs- IQ-Filter für dazwischenliegende Symbole enthält;

Fig. 2 eine Karnough-Tabelle, die den Betrieb der 0°-DQPSK-Abbildungsvorrichtung für gerade Symbole für die IQ-Abbildungsvorrichtung für abwechselnde Sym­ bole von Fig. 1 darstellt;

Fig. 3 eine Karnough-Tabelle, die den Betrieb der 90°-DQPSK-Abbildungsvorrichtung für ungerade Symbole für die IQ-Abbildungsvorrichtung für abwechselnde Symbole von Fig. 1 zeigt;

Fig. 4 eine Beispielliste für π/4-DQPSK-Modulationszu­ stands-Übergänge und Wege, auf die dieselben dar­ gestellt werden können, während eine einzelne DQPSK-Abbildungsvorrichtung verwendet wird und auch während eine ausgefeiltere Abbildungsvor­ richtung verwendet wird, die direkter der π/4-DQPSK entspricht;

Fig. 5 ein Konstellationsdiagramm, das die π/4-DQPSK- Modulationszustandsübergänge in dem Beispiel von Fig. 4 darstellt;

Fig. 6 ein Konstellationsdiagramm, das die Ausgabe einer DQPSK-Abbildungsvorrichtung für das Beispiel von Fig. 4 darstellt; und

Fig. 7 ein Konstellationsdiagramm, das die Ausgabe einer ausgefeilteren π/4-DQPSK-Abbildungsvorrichtung für abwechselnde Symbole für das Beispiel von Fig. 4 darstellt.

In den Fig. 1A und 1B ist ein vereinfachtes Blockdiagramm 33 eines IQ-Modulators, der gemäß den Prinzipien der Erfindung aufgebaut ist, gezeigt. Ein serieller Strom von digitalen Daten DIG-DATEN 1 stellt entweder eine digitalisierte Ver­ sion eines zu übertragenden analogen Programmaterials dar oder eine Sammlung von Daten, die in dem ersten Beispiel in digitaler Form existieren. Ein Takt-Signal DIG-TAKT 3 taktet die aufeinanderfolgenden Datenwerte von DIG-DATEN in ein Schieberegister 2. Bei dem vorliegenden Beispiel ist der Strom digitaler Daten seriell und das Schieberegister 2 weist zwei Bits auf. Es ist offensichtlich, daß dies für ein Mobilfunktelefon beispielhaft ist, das eine π/4-DQPSK-Modu­ lation enthält, und daß die Prinzipien der Erfindung ver­ wendet werden können, selbst wenn die Daten in einem paral­ lelen, Byte-orientierten Format dargestellt sind, und selbst wenn die zugrundeliegende Symbol-zu-Symbol-Präzessionsrate anders als der π/4-Radiant (45°) pro Symbol ist. Es ist ferner offensichtlich, daß die π/4-DQPSK-Modulation nur ein Format für eine digitale IQ-Modulation ist, für die die Leh­ ren der Erfindung anwendbar sind.

Das Schieberegister 2 bewirkt eine seriell-in-parallel-Wand­ lung. Die Wandlung erzeugt Bitpaare, die als ankommende Pro­ grammdatensymbole behandelt werden. Das Taktsignal DIG-TAKT 3 ist an einen Teiler (Halbierer) 4 angelegt, dessen Ausgabe 5 ein Signal NEU-SYM ist. Eine Flanke des Signals NEU-SYM 5 tritt einmal zu jedem Zeitpunkt auf, zu dem das Schieberegi­ ster 2 mit einem neuen Bitpaar besetzt wird. Das Taktsignal NEU-SYM 5 selbst ist an einen weiteren Teiler (Halbierer) 6 angelegt, um ein Signal GERADE-UNGERADE 7 zu erzeugen. Das Signal GERADE-UNGERADE wird verwendet, um die Programmdaten­ symbole in dem Schieberegister 2 in zwei Sammlungen zu gruppieren. Jedes zweite Bitpaar in dem Schieberegister 2 gehört zu der "Gerade"-Sammlung, während die dazwischenlie­ genden Paare zu der "Ungerade"-Sammlung gehören. Die Angele­ genheit von gerade und ungerade ist nur eine Bezeichnung. Es existiert keine Folgerung, daß das erste Symbol in einer Zeichenfolge ungerade ist, da 1 eine ungerade Zahl ist, und das zweite gerade ist, da 2 eine gerade Zahl ist.

Das Signal 7 GERADE-UNGERADE ist an einen MUX 8 angelegt, der als ein Doppelpol-Umschaltschalter funktioniert. Die Eingabe in den MUX 8 ist das Zwei-Bit-Programmdatensymbol, das in dem Schieberegister 2 enthalten ist. Während der Zeiten, zu denen das Programmdatensymbol gerade ist, sendet der MUX das Datensymbol zu einer 0°-DQPSK-Abbildungsvorrich­ tung 9. Ungerade Programmdatensymbole werden zu einer 90°-DQPSK-Abbildungsvorrichtung 10 gesendet. Die Funktion der Abbildungsvorrichtungen 9 und 10 besteht darin, die ankom­ menden Programmdatensymbole gegen Modulationszustandssymbole auszutauschen, welche gemäß einem Gesamtmodulationsformat beschaffen sind. (Bei einer einfachen QPSK kann beispiels­ weise ein Bit genommen werden, das den Wert von I bezeich­ net, während das andere Bit den Wert von Q bezeichnen kann. Bei einem derartigen einfachen Fall wird kein weiteres Abbilden benötigt, und die Abbildungsvorrichtungen selbst würden überflüssig sein. Die DQPSK und die π/4-DQPSK erlau­ ben keine derartige Einfachheit, und sie benötigen tatsäch­ lich Abbildungsvorrichtungen.) Die Gray-codierten Abbildun­ gen, die durch die Abbildungsvorrichtungen 9 und 10 durchge­ führt werden, sind in den Fig. 2 und 3 gezeigt. Wie es in Kürze offensichtlich wird, empfängt jede der Abbildungsvor­ richtungen 9 und 10 ebenfalls als Eingabesignale ZULETZT-C 16 und ZULETZT-D 17, die die neuesten Modulationszustands­ symbole darstellen. Diese Informationen werden benötigt, da dieselben ein Teil der Definition einer Differenzabbildung (das D in DQPSK) sind. Warum zwei Abbildungsvorrichtungen existieren und wie deren Ausgaben zusammenarbeiten, wird in einem nachfolgenden Abschnitt erklärt.

Die Ausgabe jeder Abbildungsvorrichtung 9 und 10 weist zwei Bits auf, die jeweils einen Wert C_k und D_k darstellen. Diese Ausgaben von jeder der Abbildungsvorrichtungen 9 und 10 sind an einen weiteren MUX 11 angelegt, der ebenfalls als ein Doppelpol-Umschaltschalter wirkt. Die Position des Schalters wird durch das Signal GERADE-UNGERADE 7 gesteuert, genauso wie es bei dem MUX 8 der Fall war. Während den geraden Zeitpunkten wird die Abbildungsvorrichtung 9 sowohl von MUX 8 als auch von MUX 11 gewählt. Während den ungeraden Zeitpunkten wählen beide Multiplexer die Abbildungsvorrich­ tung 10.

Die Ausgabe C_k von MUX 11 ist zu der Dateneingabe eines Elf-Bit-C-Schieberegisters 14 gekoppelt, während die Ausgabe D_k zu der Dateneingabe eines Elf-Bit-D-Schieberegisters 15 gekoppelt ist. Das Signal NEU-SYM 5 ist mit dem Schiebesteu­ ereingang jedes der Schieberegister 14 und 15 gekoppelt. Die neuesten C_k und D_k sind natürlich die Werte, die als letztes in die Schieberegister 14 und 15 getaktet wurden. Die Signa­ le ZULETZT-C 16 und ZULETZT-D 17 werden von den Eingangszel­ len des C-Schieberegisters 14 bzw. D-Schieberegisters 15 er­ halten. Zusammen stellen diese Signale 16 und 17 das vor­ herige Modulationszustandssymbol dar, unabhängig davon, wel­ che Abbildungsvorrichtung dasselbe erzeugt hat. Jede Abbil­ dungsvorrichtung benötigt diese Informationen als Teil des Abbildungsprozesses. Demgemäß werden die Signale ZULETZT-C 16 und ZULETZT-D 17 als Eingaben in jede der Abbildungsvor­ richtungen 9 und 10 geliefert.

Bei dem vorliegenden Beispiel weist sowohl das C-Schiebere­ gister 14 als auch das D-Schieberegister 15 elf Bits auf. Dies stellt natürlich lediglich eine von mehreren Möglich­ keiten dar. Je größer die Anzahl der Bits ist, desto besser ist die Realisierung des Nyquist-Verhaltens für das Filter. Eine ungerade Anzahl von Bits besagt, daß eine Mitte exi­ stiert, um die ein symmetrischer Einfluß für eine gleiche Anzahl von Modulationszustandssymbolen, die dem gegenwär­ tigen (mittleren) Symbol vorauseilen, und die dem gegenwär­ tigen Symbol nachfolgen, existieren kann. Gerade Anzahlen von Zellen in den Schieberegistern 14 und 15 funktionieren jedoch ebenfalls, wobei ein Erhöhen der Anzahl von Zellen die Wirkungen der Unsymmetrie verringert. Die Werte der Bits in den Zellen des C-Schieberegisters 14 sind als eine C-Fil­ tereingabe 18 zusammengruppiert. Die Werte der Zellen des D-Schieberegisters 15 sind ebenso als eine D-Filtereingabe 19 zusammengruppiert.

Das Filter selbst enthält vier Filter-ROM′s 20 bis 23. Diese sind das C-COS-ROM 20, das D-SIN-ROM 21, das C-SIN-ROM 22 und das D-COS-ROM 23. Alle vier ROM′s 20-23 empfangen als ein höchstwertiges Adreßbit das Signal GERADE-UNGERADE. Die C-Filtereingabe 18 ist als ein zwischenwertiger Adressenab­ schnitt an das C-COS-ROM 20 und an das C-SIN-ROM 22 ange­ legt. Die D-Filtereingabe 19 ist ebenso als ein zwischenwer­ tiger Adressenabschnitt an das D-SIN-ROM 21 und an das D-COS-ROM 23 angelegt. Alle vier ROM′s 20 bis 23 empfangen ferner das Vier-Bit-Signal SUB-INT 34 als einen niederst­ wertigen Adressenabschnitt. Dieses Signal wird durch einen Zählermechanismus (nicht gezeigt) erzeugt, der jede Symbol­ periode in 16 Intervalle teilt. Während dieser Intervalle werden die Trajektorien für die Ausgabe (die I- und Q-Steu­ ersignale) von dem Filter erzeugt.

In diesem Beispiel ist jedes der Filter-ROM′s 20 bis 23 der­ art dargestellt, daß er eine Ausgabe mit einer Breite von zehn Bits aufweist. Die spezielle Breite ist eine Sache der Wahl. Die Ausgaben der verschiedenen Filter-ROM′s werden folgendermaßen kombiniert. Ein Summierer 24 bildet die Dif­ ferenz C-COS - D-SIN, wobei die Differenz ein Zehn-Bit-Di­ gitalsignal I(t) 35 darstellt. Ein Summierer 25 bildet die Zehn-Bit-breite Summe C-SIN + D-COS, welche ein Digitalsi­ gnal Q(t) 36 darstellt. Das Digitalsignal I(t) 35 ist an einen I-DAW (DAW = Digital/Analog-Wandler) angelegt, dessen analoges Ausgangssignal I(t) 37 daraufhin an einen Filter 28 angelegt wird, um ein gefiltertes Analogsignal I(t) 39 zu erzeugen. Das Digitalsignal Q(t) 36 ist auf ähnliche Weise an einen Q-DAW 27 angelegt, dessen analoges Ausgangssignal Q(t) 38 daraufhin an ein Filter 29 angelegt wird, um ein gefiltertes Analogsignal Q(t) 40 zu erzeugen. Die Filter 28 und 29 glätten lediglich die Treppenstufen-Übergänge in den Analogausgaben der DAW′s 28 und 29. Die gefilterten Analog­ signale I(t) und Q(t) 39 und 40 sind mit dem I- bzw. Q-Ein­ gang eines IQ-Modulators 30 gekoppelt. Der IQ-Modulator 30 empfängt ein Trägereingangssignal 31, welches dann in dem IQ-Modulator moduliert wird, um eine modulierte Trägeraus­ gabe 32 zu erzeugen. Das Trägersignal 31 könnte entweder ein HF-Signal oder ein Audiosignal sein.

Bevor die Beschreibung mit einem Beispiel fortgesetzt wird, wie die gerade beschriebene Struktur wirkt, ist es viel­ leicht nützlich, auf die Architektur der Vier-ROM-Zwei-Ad­ dierer, die in Fig. 1 enthalten ist, einzugehen. Es sollte erwähnt werden, daß dieselbe ausführlich in dem aufgenom­ menen US-Patent 5 140 613 und in dem Artikel vom April 1991 des Hewlett Packard-Journals erklärt ist. Daneben ist es viel­ leicht noch nützlich, eine vereinfachte Erklärung davon zu geben, was in den vier Filter-ROM′s und den zwei Addierern abläuft. D.h., da sowohl die Vier-ROM-Zwei-Addierer-Archi­ tektur als auch die MUX-Zwei-Abbildungsvorrichtungen- MUX-Struktur Wege oder Strategien sind, um die Größe des Adreß­ platzes zu reduzieren, der in dem ROM-basierten Filter be­ nötigt wird, welches die Faltungssummen durchführt, die benötigt werden, um die Digitalsignale I(t) und Q(t) 35 und 36 zu erzeugen. Dies sind unabhängige Reduktionen, um jedoch diese Unabhängigkeit in der Tat zu erkennen und zu würdigen, ist es nützlich zu wissen, was jede Architektur oder Struk­ tur tut, und somit warum sie unterschiedlich sind. Dies hilft ferner dabei, zu verhindern, die beiden zu verwechseln und somit ein besseres Verständnis zu fördern, wie die ge­ samte Sache arbeitet.

Um zu beginnen, stelle man sich vor, daß genau eine Abbil­ dungsvorrichtung existieren würde, und daß dieselbe vom Standard-DQPSK-Typ wäre. Es möge ein Filter-ROM existieren, um das Digitalsignal I(t) zu erzeugen, und ein Filter-ROM, um das Signal Q(t) zu erzeugen. Die Faltungssumme, die I(t) erzeugt, und die, die Q(t) erzeugt, sind beide Funktionen von gleichen Zeichenketten von vollständigen Modulationszu­ standssymbolen. Ungünstigerweise ist es nicht der Fall, daß ein trennbarer Teil des Modulationszustandssymbols genau I darstellt, während ein Rest genau Q darstellt. Somit würde jedes Filter-ROM beide Filtereingaben benötigen. (Da beide ROM′s identisch adressiert sind, bedeutet dies, daß ein ROM ausreichen würde, wenn seine Ausgabenbreite verdoppelt wer­ den würde. Der Unterschied zwischen einem ROM oder zwei und der Ausgabenbreite desselben tut hier nichts zur Sache. Die Sache besteht darin, daß für ein praktisches System zu viele Adressierungsbits benötigt werden.)

Man möge sich vorstellen, sich entschlossen zu haben, ein ROM zu verwenden, um die Summe von f(a) und g(b) für belie­ bige Werte von a und b in einem begrenzten Bereich zu fin­ den. Dies ist leicht zu erreichen, wenn a und b lediglich durch jeweils wenige Bits dargestellt sind. Die Bits, die a darstellen und die, die b darstellen, können einfach an den ROM als Adressenbits angelegt werden, wobei eingerichtet wird, daß die zugehörige Summe an jede Adresse geladen werden soll, die einer möglichen Kombination von a und b entspricht. Man stelle sich vor, daß a wirklich Σa_i und daß b wirklich Σb_i darstellen und daß die Werte von a und b selbst nicht explizit bekannt sind. Alles was verfügbar ist, sind die verschiedenen a_i und b_i. Man könnte einfach alle a_i und b_i als die Adresse anlegen. Dies funktioniert, wenn man sich aber jetzt vorstellt, daß die kombinierte Sequenz von a_i und b_i durch mehr Bits dargestellt ist, als als Adresse für das ROM verfügbar sind. Was ist nun zu tun? Die Antwort besteht darin, die a_i an einen ROM anzulegen, dessen Ausgabe f(a) [Σf(a_i)] ist, und die b_i an einen anderen ROM anzule­ gen, um f(b) zu erhalten. Dann werden die Ausgaben der bei­ den ROM′s mittels eines getrennten Mechanismus addiert. Die benötigte Adressierfähigkeit hat sich um den Betrag, der bei­ nötigt wird, um eine ganze Sequenz Σa_i (oder Σb_i) darzustel­ len, verringert.

Ein Würdigen des Wesens der mathematischen Operationen, die durch die ROM-basierten Filter durchzuführen sind, ergibt ein I(t), das erhalten wird, indem ein Term ΣC_kcos(kπ/4) um einen Term ΣD_ksin(kπ/4) verringert wild. (Das Argument kπ/4 rührt aus einer Substitution her, die die DQPSK auf die π/4 DQPSK für das k-te Symbol in einer Zeichenfolge derselben bezieht.) Auf ähnliche Weise wird Q(t) durch Summieren eines Terms ΣC_ksin(kπ/4) und eines Terms ΣD_kcos(kπ/4) erhalten. Jede adressierbare Position in einem Filter-ROM enthält die zugehörige Summe von Produkten, während die verschiedenen C_k (oder D_k) in der Summationssequenz ein Teil der angelegten Adresse (welche von den Schieberegistern kommt) sind. Die Idee besteht darin, die ROM′s nur zu verwenden, um Werte für die Sequenzausdrücke ΣC_kcos, ΣD_ksin, ΣC_ksin und ΣD_kcos zu finden und nicht beide C_k′s und D_k′s an jeden Filter-ROM anzulegen, derart, daß jeder Filter-ROM die zugehörige End­ summe (oder Differenz) als vorher geladenen Inhalt an den verschiedenen Adressenkombinationen (Werten für die Sequen­ zen von C_k und D_k) spezifizieren kann, und die Endsummen und Differenzen zwischen denselben durch Addierer finden zu las­ sen, die mit den Ausgaben der Filter-ROM′s arbeiten. Auf diese Art und Weise muß ein gegebener Filter-ROM lediglich über eine Einzelsequenz von C_k (oder D_k) adressierbar sein, und nicht über die viel größere Sammlung des kartesischen Produkts der C_k-Sequenz und der D_k-Sequenz zusammengenommen. Siehe die Gleichungen (3), (4), (9) und (10) und den Text in den Spalten 5 bis 7 in dem an US-Patent 5 140 613 an Birgenheier.

In knapper Form dargestellt, reduzierte Birgenheier die An­ zahl der Adressenbits, die für die Filter-ROM′s benötigt werden, indem er für jede Verwendung von ΣC_k oder ΣD_k in einer Summe oder einer Differenz ein Filter schafft (es werden vier ROM′s benötigt), das nur durch ΣC_k oder ΣD_k adressiert wird, im Gegensatz zu zwei ROM′s, die durch C_k und D_k zusammen adressiert werden (was dann die zugehörige Summe oder Differenz ohne zusätzlichen Aufwand enthalten kann). Die Vier-ROM-Anordnung muß noch die Endsumme und End­ differenz berechnen, weshalb zwei Addierer benötigt werden. Die ROM′s in der Vier-ROM-Anordnung weisen jedoch einen viel kleineren Adressenraum auf. Derselbe hat sich um die Anzahl von Bits verringert, die benötigt um ΣC_k oder ΣD_k auszudrücken. ES WIRD ANGEMERKT, DASS DIE REDUKTION, DIE DURCH BIRGENHEIER ERREICHT WURDE, DIE ART UND WEISE NICHT BEEINFLUSST, AUF DIE DIE VERSCHIEDENEN C_k UND D_k ERZEUGT WER- DEN (man denke an die C-Filtereingabe 18 und die D-Filter­ eingabe 19). Birgenheier versäumte einen Trick.

Um die Erklärung der Funktion von Fig. 1 wieder aufzunehmen, wird angemerkt, daß die allgemeine Verbesserung, die durch Birgenheier gelehrt wird, in der Tat enthalten ist. Es exi­ stieren vier Filter-ROM′s und zwei Addierer. Statt der drei Bits der 45°-Phasendrehung existiert jedoch nur eines: das Ein-Bit-Signal GERADE-UNGERADE 7. Ferner existiert eine zu­ sätzliche Abbildungsvorrichtung und zugehorige Multiplexer, welche von Birgenheier nicht betrachtet wurden. Um den Be­ trieb von Fig. 1 zu würdigen, wird nun auf die Abbildungs­ vorrichtungstabellen Bezug genommen, die in den Fig. 2 und 3 gezeigt sind.

Fig. 2 ist eine Tabellenanordnung, die für die 0°-Abbil­ dungsvorrichtung 9 darstellt, welches Modulationszustands­ symbol für alle Kombinationen der neuen Zwei-Bit-Datensymbo­ le (vom Schieberegister 2) mit dem vorhergehenden Zwei-Bit- Modulationszustandssymbol erzeugt wird. Die neuen Datensym­ bole sind einfach die ankommenden Bitpaare, die das Program­ material darstellen, das auf den Träger moduliert und dann übertragen werden soll. Ihre weitere Bedeutung existiert nur in Verbindung mit den Programmdaten. Soweit es die Tabelle in Fig. 2 betrifft, sind die Eingabedatensymbole nur die verschiedenen möglichen Kombinationen von zwei Bits. Die verschiedenen Modulationszustandssymbole (das nächste oder vorherige) weisen eine Bedeutung innerhalb des Modulations­ formats auf, wie es aus der weiteren Beschreibung des Bei­ spiels unter Berücksichtigung der Fig. 4 bis 7 offensicht­ lich ist. (Ferner erhalten die kleinen Legenden A bis b und 0°/+90a/180°/-90° eine Bedeutung in dem Kontext der Fig. 4 bis 7 und werden in Verbindung mit dem durch diese Figuren dargestellten Beispiel nützlich sein.) Für Fachleute der DQPSK wird es offensichtlich sein, daß die Abbildungen von Fig. 2 reguläre Abbildungen sind, wie sie für diese Sache verwendet werden.

Fig. 3 ist eine Abbildung, die in der Gesamtform der, die in Fig. 2 gezeigt ist, identisch ist. Das Wesen derselben be­ steht jedoch in einer unterschiedlichen Beziehung zwischen den Eingangs- und den Ausgangsvariablen. D.h., daß die Ab­ bildungen der Fig. 2 und 3 beide Abbildungen von etwas gleichem in etwas anderes sind. Sie sind nur unterschied­ liche Abbildungen. Es wird bald offensichtlich sein, daß der Unterschied einer 90°-Phasenverschiebung entspricht. D. h., wenn DATEN-SYM eine besondere Eingabe in jede Abbildungsvor­ richtung wäre, und GERADE-ABB-AUS und UNGERADE-ABB-AUS die Ausgaben der verschiedenen Abbildungsvorrichtungen wären, würde die Beziehung "UNGERADE-ABB-AUS - GERADE-ABB-AUS = 90°" einen Sinn ergeben.

Ein Weg, um eine π/4-DQPSK zu erzeugen, besteht nun darin, (in dem Filter) zusätzlich zu Variationen, die durch die Basis-DQPSK-Abbildung verlangt werden, eine regelmäßig an­ steigende 45°-Präzession auf das Modulationszustandssymbol aufzubringen. Dies zu tun, ist nicht erwünscht, es wird jedoch bemerkt, daß ein derartiger Mechanismus verwendet werden kann, um einzelne 45°-Phasenverschiebungen einzu­ führen. Die regelmäßige DQPSK-Abbildung wird eine 0°-Abbil­ dung genannt. Wie erzeugt ein Abwechseln zwischen einer 0°- und einer 90°-Abbildung für aufeinanderfolgend ankommende Datensymbole eine 45°-Präzession? Die Kombination der 0°- und 90°-Abbildungsvorrichtungen erzeugt durch das Differenz­ wesen derselben, gekoppelt mit dem kreuzgekoppelten Abwech­ seln (die letzte Ausgabe einer Abbildungsvorrichtung ist die nächste Eingabe zu der anderen) eine 90°-Präzession für je­ des zweite Symbol und keine Präzession für die dazwischen­ liegenden Symbole: [0°, 90°], [0°, 90°], . . . , wobei die Gruppierung der Klammern einen gemeinsamen Bezugspunkt für jeden Präzessionswert darstellt. Dies erzeugt eine Grob­ präzession. Eine Feinpräzession wird erhalten, indem jede 0°-Abbildung in dem Filter mit einer 45°-Verschiebung gekop­ pelt wird, während keine derartige Verschiebung während der 90°-Abbildungen eingeführt wird. Jeder Präzessionsbetrag kann auf das vorhergehende Symbol bezogen, und die Klammern können weggelassen werden, um folgendes zu erhalten: 45°, 45°, 45°, 45°. In Fig. 4 ist ein Beispiel gezeigt, das veranschaulicht, wie dies funktioniert.

Fig. 4 zeigt ein beispielhaftes π/4-DQPSK-Übergangsdiagramm für eine bestimmte, aber willkürlich gewählte Sequenz von Eingabedatensymbolen. Die Spalte 41, die ÜBERGANGSZAHL ge­ nannt wird, stellt eine sequentielle Numerierung der Über­ gänge dar, die in dem Beispiel auftreten. Sie sind in Sechs­ ecke eingeschlossen, um das Finden der entsprechenden Posi­ tionen derselben in den Fig. 5 bis 7 zu unterstützen. Die Spalte 42, die GEGENWÄRTIGER MODULATIONSZUSTAND bezeichnet ist, listet die Sequenz von Drei-Bit-Beschreibungen der ver­ schiedenen π/4-DQPSK-Modulationszustände auf, die in dem Beispiel aufgerufen werden. Da in der πT/4-DQPSK acht Zu­ stände existieren, werden drei Bits benötigt, um sie alle darzustellen. Die Spalte 43, die NEUES DATENSYMBOL bezeich­ net ist, zeigt die neu angekommene Eingabe von den Pro­ grammdaten. Die Kombination des existierenden Zustands in Spalte 42 und der neuen Eingabe in Spalte 43 erzeugt den nächstniedrigeren Eintrag in der Spalte 42. Fig. 5 stellt das resultierende Konstellationsdiagramm dar. Es wird an­ gemerkt, daß in dem Beispiel sowohl auf X′s und O′s gegangen wird, was anzeigt, daß eine reine Zwei-Bit-Darstellung die Sequenz nicht vollständig beschreiben kann.

Eine Spalte 44 zeigt, wie eine Standard-DQPSK-Abbildungsvor­ richtung mit einem Filter verwendet werden kann, der als ei­ ne zusätzliche Eingabe einen Zählwert aufweist, der ein an­ steigendes, jedoch zyklisches Vielfaches (0 bis 7) von 45°-Versätzen darstellt, die verwendet werden, um die Präzession zu erzeugen. Die Spalte 44 sollte in Verbindung mit Fig. 6 betrachtet werden. Es wird bemerkt, daß in Fig. 6 lediglich auf X′s gegangen wird. Fig. 6 und die Spalte 44 sind Be­ schreibungen der Aktivität der Abbildungsvorrichtungen, wo­ bei es offensichtlich ist, daß die Einrichtung zum Einfügen einer inkrementierenden ganzzahligen Anzahl von 45°-Phasen­ verschiebungen in dem Filter ermöglicht, daß die Abbildungs­ vorrichtung auf genau vier Zuständen geht, welche mit A bis D bezeichnet sind. D.h., daß die Spalte 44 einen Weg dar­ stellt, mit einer Standard-DQPSK-Abbildungsvorrichtungsaus­ gabe von vier Symbolen A bis D zu arbeiten, um die spezielle Sequenz von Modulationszustandsübergängen, die in Fig. 5 ge­ zeigt ist, zu erzeugen. Das funktioniert, es erfordert je­ doch Filter-ROM′s mit dem vierfachen Adressierungsplatz des Filter-ROM′s der Technik, die in Fig. 7 und in der Spalte 45 dargestellt ist.

Die Spalte 45 und Fig. 7 zeigen einen weiteren Weg, um die Sequenz der Modulationszustandsübergänge, die in Fig. 5 ge­ zeigt sind, darzustellen, obwohl genau vier Symbole A bis D von einer Abbildungsvorrichtung verwendet werden. Diese neue Abbildungsvorrichtung ist in dem Hardware-Blockdiagramm von Fig. 1 als ein Paar von Abbildungsvorrichtungen, die abwech­ selnd verwendet werden, implementiert. Dieselbe könnte ge­ nausogut eine einzelne Abbildungsvorrichtung sein, die eine ausreichende Komplexität aufweist, um die gezeigte Sequenz zu erzeugen. Es wird angemerkt, daß die Darstellung in Spal­ te 45 lediglich ein einzelnes Bit benötigt, um den Betrag des 45°-Versatzes, der durch den Filter geliefert werden soll, darzustellen.

Um die Beispielsequenz der Übergänge, die in Spalte 42 auf­ gelistet ist, tatsächlich durchzuführen, sollten die Fig. 2 und 3 miteinbezogen werden. Es ist nicht notwendig, hier al­ les nachzuvollziehen, aber es kann hilfreich sein, dem Be­ ginn jeder der Spalten 44 und 45 nachzugehen. Das Verfahren von Spalte 44 erfordert lediglich die Abbildungsvorrichtung von Fig. 2. Der anfängliche Modulationszustand ist 110, was A + 45° entspricht. Die Eingangsdaten sind 00, was gemäß der Abbildung von Fig. 2A in A abbildet. Inzwischen wird ein Drei-Bit-Zähler inkrementiert, um den Präzessionsbetrag zu erhöhen, und der durch das Filter eingeführte 45°-Versatz wird 90°. Der Ausgangszustand für den zweiten Übergang ist jetzt erreicht. Die Eingangsdaten stellen 01 dar. Die Abbil­ dungsvorrichtung bildet bei einer Eingabe von 01 einen vor­ herigen Zustand von A in B für eine Eingabe von 01 ab. Der inkrementierte Versatz wird nun 45° größer oder 135°.

Das Verfahren von Spalte 45 stellt sich folgendermaßen dar. Der anfängliche Modulationszustand ist 110. Dies ist durch A + 45° dargestellt. Dies ist eine Ausgabe von der geraden Ab­ bildungsvorrichtung, weshalb die ungerade (90°) Abbildungs­ vorrichtung (Fig. 3) als nächstes beim Abbilden des ankom­ menden Datensymbols verwendet wird. Diese Eingabe ist 00. Die Abbildungsvorrichtung von Fig. 3 bildet ein gegenwärti­ ges Modulationszustandssymbol von A und ein Eingabedatensym­ bol von 0° in ein nächstes Modulationszustandssymbol von B ab. (Vergleiche dies mit der 0°-Abbildungsvorrichtung von Fig. 2.) Am Ende des Übergangs #1 wurde der 45°-Versatz von dem Filter entfernt, was gerade B als den neuen Modulations­ zustand ergibt. Die nächsten Eingangsdaten sind 01. Nun wird die gerade (0°) Abbildungsvorrichtung von Fig. 2 verwendet. Dieselbe bildet einen gegenwärtigen Modulationszustand von B und ein neues Eingabedatensymbol von 01 in einen nächsten Modulationszustand von C ab. Diese Verwendung der geraden Abbildungsvorrichtung wird von einer Rückkehr des 45°-Ver­ satzes begleitet, um ein Endresultat für einen Übergang #2 von C + 45° zu erzeugen. Das nächste Modulationszustandssym­ bol wird durch die ungerade Abbildungsvorrichtung erzeugt. Dieselbe bildet den gegenwärtigen Modulationszustand von C und die neue Dateneingabe von 0° in einen nächsten Modu­ lationszustand von D ab. Diese Verwendung der ungeraden Ab­ bildungsvorrichtung wird von einer Zurücknahme des 45°-Ver­ satzes begleitet, derart, daß das Endresultat für einen Übergang #3 einfach D ist.

Vor dem Verlassen der Tabellendarstellung von Fig. 4 ist es nützlich, auf bestimmte Beziehungen, die darin sichtbar ge­ macht sind, zu verweisen. Als erstes wird darauf verwiesen, daß die Darstellungen, die für die Spalte 44 benötigt wer­ den, letzten Endes jede Kombination der Modulationszustands­ symbole A bis D mit den acht verschiedenen Versatzwerten von 0° bis 315° benötigen. Dies ergibt insgesamt 32 verschiedene Kombinationen, was fünf Adressierungsbits für die Übergabe derselben an die ROM′s in dem Filter notwendig macht. Es wird nun angemerkt, daß genau acht verschiedene Möglich­ keiten für die Technik von der Spalte 45 existieren. In der Tat stellt der Inhalt der Spalte 45 einen Teilsatz des In­ halts der Spalte 44 für alle möglichen Beispiele dar. Dies besitzt eine wichtige und nützliche Konsequenz, da es bedeu­ tet, daß die Operationen, die durch die Filter-ROM′s mit re­ duziertem Adressenplatz für die Spalte 45 durchgeführt wer­ den, einfach ein Teilsatz dieser Operationen sind, die durch die Filter-ROM′s für die Technik von der Spalte 44 durchge­ führt werden. Dies unterstützt die Idee, daß die Filter als schwarze Kästen (Black Boxes) gleichwertig sind, und daß sie nicht in Paaren desselben Typs verwendet werden müssen, son­ dern daß sie gemischt und in einem Kommunikationskanal ange­ paßt werden können.

Ungünstigerweise bedeutet dies jedoch nicht, daß die beiden Filterzyklen einen in ihren ROM′s gespeicherten identischen Inhalt aufweisen. Um zu verstehen, warum das so ist, ist es notwendig, kurz zu den Summen ΣC_ksin(kπ/4) und ΣD_ksin(kπ/4) zurückzukehren, die von den Eingaben in die Filter-ROM′s er­ zeugt werden. In dem durch Birgenheier beschriebenen Schema wird das Argument (kπ/4) (nach einem Variablenwechsel, siehe Spalte 7 von Zeile 33 ff. in dem US-Patent 5 140 613 als Modulo 8 genommen. Für die Filter-ROM′s mit reduzierter Adressierung, die hierin beschrieben sind, wird dasselbe als Modulo 2 genommen. Dies gibt den Unterschied wieder, zwischen dem Aufweisen von drei Adressenbits für die Filter-ROM′s, um null bis sieben 45°-Präzession-Inkremente zu beschreiben, verglichen mit einem Bit (GERADE-UNGERADE), welches die Abwesenheit oder Anwesenheit eines einzelnen 45°-Versatzes beschreibt. Mit dieser einfachen Veränderung können die Entwurfsgleichungen (14) und (15), die in Spalte 8 des ′613-Patents dargelegt sind, verwendet werden, um den Inhalt der Filter-ROM′s 20 bis 23 mit reduzierter Adressierung, die hierin beschrieben sind, zu berechnen.

Ein weiterer Weg, dies zu würdigen, besteht darin, die Be­ deutung eines Modulationszustandssymbols zu betrachten, wäh­ rend dasselbe durch die Schieberegister 14 und 15 wandert (ein Teil des Symbols ist in einem Schieberegister, während ein anderer Teil in dem anderen Schieberegister ist, wobei dieselben jedoch in Übereinstimmung verschoben werden). Zu dem Zeitpunkt, zu dem dasselbe in das Schieberegister ein­ tritt, gehört zu demselben ein bestimmter Präzessionsbetrag, d. h. der Betrag, der zu dem Zeitpunkt wirksam war, zu dem das Symbol erzeugt wurde. Diese Zugehörigkeit verändert sich nicht, es wird jedoch angemerkt, daß dieselbe implizit ist, oder indirekt dargestellt ist, da dieselbe kein Teil des Mo­ dulationszustandssymbols selbst ist, und zu einem beliebigen Zeitpunkt eine große Anzahl von Modulationssymbolen als Adressen an die Filter-ROM′s angelegt werden, aber nur ein Präzessions-Indikator. Warum ist das so? Der Präzessions-In­ dikator, entweder von der Drei-Bit-Vielzahl (k gleicht null bis sieben 45°-Präzession-Inkrementen) oder von der Ein- Bit-Vielzahl (GERADE-UNGERADE für die 0°- und 90°-Abbil­ dungsvorrichtungen) gehört implizit zu einem beliebigen bestimmten Modulationszustandssymbol (sprich dem mittleren) unter der Mehrzahl derselben, die an das Filter angelegt werden. So impliziert beispielsweise bei der Birgenheier-An­ ordnung ein Drei-Bit-Präzessions-Indikator von 011 (drei), daß das mittlere Symbol (eines über dem fünften in unserem Beispiel von elf Positionen in dem Schieberegister) dem dritten Betrag der inkrementierten Präzession (vielleicht 90° nach 0° und 45°) entspricht. Folglich gehört das Symbol auf der Schieberegister-Position 4 zu einem Präzessions-In­ dikator von 100, das Symbol auf Position 3 zu 101 und das auf Position 2 zu 110, usw. Zur Position 6 würde eine Prä­ zessions-Anzeige von 010 usw. gehören. Das Drei-Bit-Feld in­ krementiert und dekrementiert genauso wie ein Drei-Bit-Zäh­ ler, womit eine Verringerung von 000 111 ergeben würde, und eine Erhöhung von 111 000 ergeben würde. Da jedes Symbol nicht von seinen eigenen individuellen Zählwert begleitet wird (11 × 3 = 33 Bits!), und nur der Zählwert für das mitt­ lere Symbol zu den ROM′s geliefert wird, ist das Inkremen­ tieren und Dekrementieren für aufeinanderfolgende benach­ barte Symbole enthalten und in den Werten wiedergegeben, die für die verschiedenen Adressen in den Filter-ROM′s berechnet werden. Im Gegensatz hierzu verwendet die Technik, die zu dem Ein-Bit-GERADE-UNGERADE-Signal und den Filter-ROM′s mit reduziertem Adressenplatz gehört, einen Präzessions-Filter- Indikator, dessen Werte wie folgt wechseln: 0, 1, 0, 1, 0, 1, . . . Somit ist die Filterstrategie wirklich unterschied­ lich, und die Zahlen in den Filter-ROM′s müssen nicht neu berechnet werden.

Schließlich wird angemerkt, daß die maximale Reduktion er­ reicht worden ist. Die vier Symbole A bis D erfordern zwei Bits und die alleinige 45°-Phasenverschiebung erfordert ein Bit, was insgesamt drei Bits ergibt. Drei Bits sind das, was erforderlich ist, um acht Symbole darzustellen, wobei die acht Symbole in diesem Fall die der π/4-DQPSK sind. Unsere Darstellung dieser acht Symbole A bis D mit dem abwechseln­ den 45°-Versatz ist lediglich eine zweckmäßige Darstellung. Wenn es einer unbedingt wollte, könnte er die gesamte Sache bezüglich der Modulationszustände 000 bis 111 von Fig. 5 be­ schreiben.

Es würde jedoch ein Fehler sein, zu denken, daß es diese Er­ gebnisse nahelegen, daß es wünschenswert ist, die gesamte Komplexität des π/4-DQPSK-Formats in ein Paar von Abbil­ dungsvorrichtungen (oder in eine einzelne kompliziertere Ab­ bildungsvorrichtung) zu stecken. Es ist nötig, gleichzeitig die Anzahl der Bits für die Modulationszustandssymbole, die durch die Abbildungsvorrichtung erzeugt werden, zu minimie­ ren und ebenfalls die Anzahl der Bits zu reduzieren, die be­ nötigt werden, um die Präzession zu beschreiben. Ein wirksa­ mer Weg, um dies zu erreichen, besteht darin, die Abbil­ dungsvorrichtung in jedes zweite Symbol, oder jedes vierte Symbol oder bei einem Format mit vielen Symbolen, in jedes achte Symbol eine bestimmte Grobpräzession einführen zu las­ sen. Dann liefert das Filter eine Feinpräzession, die durch ein, zwei oder drei Bits angezeigt werden kann. Es würde die Mischung zwischen grob und fein gemäß der kleinsten Anzahl von benötigten Adressierungsbits für die Filter-ROM′s ge­ wählt werden. Es muß daran gedacht werden, daß, wenn in je­ dem Schieberegister k-fache Zellen existieren, dann jedes­ mal, wenn ein Bit zu der Breite eines Modulationszustands­ symbols addiert wird, k-fache Bits zu der Adresse der Fil­ ter-ROM′s addiert werden. Daher sollte die Fähigkeit der Ab­ bildungsvorrichtung, eine Präzession darzustellen, bis zum größtmöglichen Grad ausgebeutet werden, selbst wenn das be­ deutet, daß das Ergebnis eine Grobpräzession ist, die ledig­ lich bei jedem zweiten, oder jedem vierten Symbol usw. auf­ tritt. Eine derartige Grobpräzession von der Abbildungsvor­ richtung kann dann durch eine Feinpräzession vermehrt wer­ den, die durch das Filter für jedes dazwischenliegende zwei­ te oder für drei von vier Symbolen erzeugt wird und durch eine einzelne Sammlung von nur ein paar Bits dargestellt ist. Wenn die ganze Komplexität in die Abbildungsvorrichtung oder in das Filter gesteckt werden, wird die Anzahl der Bits übermäßig erhöht, die zur Adressierung der Filter-ROMs be­ nötigt werden.

Der hierin beschriebene neuartige Entwurf betrachtet das abwechselnde 45°-Versatz-Bit GERADE-UNGERADE als ein (be­ stimmtes) Bit bei der Modulationszustands-Codierung, das immer bei jedem Symbol umschaltet. Hinsichtlich des Wesens der π/4-DQPSK ist das nicht überraschend. Auf ihr Basiskon­ zept reduziert wurde gezeigt, daß das ROM-basierte Filter minimiert werden kann, um eine unterschiedliche Sequenz von DQPSK-Modulationszustandssymbolen zu erkennen, die von einem Präzessions-Indikator für einen Betrag einer "inkrementalen" Präzession begleitet werden, welcher niemals die minimale Phasendifferenz zwischen zwei beliebigen Modulationszu­ standssymbolen überschreitet. Dies erfordert, daß die Abbil­ dungsvorrichtung für jedes "echte" π/4-DQPSK-Modulationszu­ standssymbol eine Beschreibung im Sinne der DQPSK plus einer inkrementalen Präzession erzeugt, und daß der Betrag der in­ krementalen Präzession durch das Filter beschrieben werden soll.

Claims (6)

1. Modulator mit folgenden Merkmalen:
einer Abbildungsvorrichtung (9, 10), zu der digitale Programmdaten gekoppelt werden können, und die aus den­ selben Modulationszustandssymbole (12, 13) erzeugt, die einen Grobversatz aufweisen, daß während jedes n-ten Modulationszustandssymbols auftritt, wobei n eine ganze Zahl und größer als eins ist;
einem Schieberegister (14, 15), das eine Eingabe auf­ weist, die gekoppelt ist, um die Modulationszustands­ symbole zu empfangen, und das eine Mehrzahl von Ausga­ ben aufweist, die eine Sequenz von aufeinanderfolgenden Modulationszustandssymbolen darstellen;
einem ROM (20 bis 23), das durch die Ausgaben des Schieberegisters und durch eine Sammlung von zyklisch inkrementierenden Bits (7) adressiert wird, die einen Feinversatz darstellen, der für jedes n-te Modula­ tionszustandssymbol Null ist, welches den Grobversatz aufweist, und die zu Zeitpunkten, zu denen dazwischen­ liegende Modulationszustandssymbole auftreten, durch einen Betrag, der gleich dem 1/n-ten des Grobversatzes ist, einen Feinversatz hinzufügen, wobei das ROM an jeder adressierbaren Position einen I-Steuerungswert (35) und einen Q-Steuerungswert (36) erzeugt; und
einem IQ-Modulator (30), der gekoppelt ist, um die I- und Q-Steuerungswerte zu empfangen.

2. Modulator gemäß Anspruch 1, bei dem der Modulator ein π/4-DQPSK-Modulator, der Grobversatz 90° und der Feinversatz 45° sind.

3. Modulator gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Abbil­ dungsvorrichtung einen ersten Codierer (9), der eine DQPSK implementiert, und einen zweiten Codierer (10) aufweist, dessen Ausgabe von der DQPSK um 90° verscho­ ben ist, und bei dem jedes n-te Modulationszustandssym­ bol, das einen Grobversatz aufweist, durch den zweiten Codierer erzeugt wird.

4. Modulator gemäß einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 3, bei dem der ROM ferner durch eine Sammlung von zyklisch inkrementierten Bits (34) adressiert ist, die Teilin­ tervalle zwischen Modulationszustandssymbolen darstel­ len, und bei dem die Sammlung von Bits in einem Zyklus einmal pro jedem Modulationszustandssymbol inkremen­ tiert wird.

5. Modulator gemäß einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das ROM einen ersten Cosinus-Wert-ROM (20) und einen ersten Sinus-Wert-ROM (21) aufweist, wobei der I-Steuerungswert durch Vermindern (24) der Ausgabe des ersten Cosinus-Wert-ROM′s um die Ausgabe des ersten Si­ nus-Wert-ROM′s gebildet wird, und bei dem der ROM fer­ ner einen zweiten Cosinus-Wert-ROM (22) und einen zwei­ ten Sinus-Wert-ROM (23) aufweist, wobei der Q-Steuer­ ungswert gebildet wird, indem die Ausgabe des zweiten Cosinus-Wert-ROM′s zu der Ausgabe des zweiten Sinus- Wert-ROM′s addiert wird (25).

6. Verfahren zur IQ-Modulation mit folgenden Schritten:
Abbilden von digitalen Programminformationen in Modula­ tionszustandssymbole, die bei jedem n-ten Modulations­ zustandssymbol einen Grobversatz aufweisen;
Filtern der Modulationszustandssymbole, um gefilterte Modulationszustandssymbole zu erzeugen, die einen gleichmäßigen Versatz für jedes derartige Symbol auf­ weisen, wobei das Filtern für jedes dazwischenliegende Modulationszustandssymbol, das zwischen jedem n-ten Mo­ dulationszustandssymbol auftritt, einen Feinversatz einführt, dessen Betrag gleich dem 1/n-ten des Grobver­ satzes ist.