DE2401814A1

DE2401814A1 - Entzerrung eines phasenmodulierten signals

Info

Publication number: DE2401814A1
Application number: DE2401814A
Authority: DE
Inventors: Andre Eugene Desblache; Jean Marc Pierret
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1973-01-31
Filing date: 1974-01-16
Publication date: 1974-08-01
Also published as: US3890572A; DE2401814C3; CA1017415A; GB1458062A; FR2216715B1; JPS5334927B2; DE2401814B2; FR2216715A1; IT1014534B; JPS49107413A

Description

24018U

Böblingen, den 9. Januar 1974 ker-sn

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

Amtliches Aktenzeichen: Neuanmeldung Aktenzeichen der Anmelderin: FR 971 019

Entzerrung eines phasenmodulierten Signals

Die Erfindung betrifft Verfahren und Schaltungsanordnungen zur Entzerrung eines phasenmodulierten Signals entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Insbesondere befaßt sich das beschriebene Verfahren mit der Korrektur linearer Verzerrungen, die ein über einen Übertragungskanal übermitteltes Datensignal erleidet. Bei der Datenübermittlung über Übertragungskanäle erzeugt jedes Einzelsignal zeitverteilte Komponenten, die, wenn sie nicht unterdrückt oder kompensiert werden, eines oder auch mehrere nachfolgend übermittelte Einzelsignale störend beeinflussen können, wenn der Abstand aufeinanderfolgender Signale einen kritischen Wert unterschreitet. Diese Störungen können zur Falschauswertung im Empfänger führen. Solche Störungen, die auch als Zwischensymbolüberlagerungen bezeichnet werden, rühren im allgemeinen von den Eigenschaften des Übertragungskanals selbst her und werden durch Rauschen und von außen dem Kanal zugeführte Störungen noch verstärkt.

Wenn die Datenübertragungsfolgegeschwindigkeit sehr weif in die Höhe getrieben wird, werden die Probleme der linearen Verzerrungen durch den Übertragungskanal sehr erheblich. Deshalb sind vor der empfangsseitigen Auswertung von Datensignalen kompensierende Einrichtungen bekannt geworden, die auch kurz als Entzerrer bezeichnet werden.

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Ein solcher Entzerrer ist ein Netzwerk mit einem variierbaren Übertragungsgang, dessen jeweilige Funktion anhand eines Fehlersignals eingestellt wird, das durch Vergleich eines Entzerrerausgangssignals mit einem Bezugssignal gewonnen wird. Solche Netzwerke enthalten entweder ein transversales oder auch ein rekursives Filter mit mehreren in Reihe geschalteten Verzögerungselementen, deren jedes grundsätzlich dieselbe Verzögerungszeit aufweist, mit Abgriffen an den Eingängen und Ausgängen der einzelnen Elemente und mit einer Summiereinrichtung. Jeder einzelne Abgriff weist einen einstellbaren Schaltkreis auf zur Wichtung des am betroffenen Abgriff anstehenden Signals. Da die Signalcharakteristika nicht von vornherein bekannt sind und sich auch zeitlich verändern können, ist die automatische Anpassung eines benutzten Entzerrers an den verwendeten Kanal wünschenswert. Dies bedeutet, daß eine automatische Einstellung für die einzelnen Abgriffe auf Optimalwerte für den jeweils gegebenen Kanal erforderlich wird.

Gegenwärtig sind die meist verwendeten Entzerrer des automatischen Transversalfiltertyps, wie er in "Principles of Data Communication" von Lucky, Salz und Weldon, McGraw-Hill, New York, 1968, auf den Seiten 128 bis 165 genannt wurde. Der darin beschriebene Entzerrer betrifft ein Amplitudenmodulationssystem, bei dem das Datensignal entweder in Grundbandform übertragen wird oder vor der Entzerrung in das Grundband rücküberführt wird. Ein Fehlersignal wird durch Vergleich der empfangenen Signalamplituden mit vorgegebenen Bezugspegeln unter Verwendung von vor der Nutzdatenübertragung übermittelten Testsignalen gewonnen.

Dasselbe Verfahren läßt sich auch bei der Übertragung phasenmodulierter Signale verwenden. Dazu soll ins Gedächtnis gerufen werden, daß bei Phasenmodulation die Phase eines Trägers entsprechend den zu übertragenden Daten variiert wird. Die zur Zeit meist verbreitete Phasenmodulationsart ist als Phasentastmodulation bezeichnet worden. Dabei erfolgt die Datenübertragung unter Erzeugung einer ständigen Trägerfrequenz, deren Phase zu charakteri-

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stischen Zeitpunkten verschoben wird. Jede Verschiebung steht für ein einzelnes oder für eine Gruppe von Datenelementen. Zwei Verfahren zur Demodulation bzw. Datenwiedergewinnung sind dabei möglich: Fortlaufende Demodulation oder Demodulation mit vorgegebener Bezugsgröße. Die Phasenlage der übertragenen Trägerfrequenz wird dabei mit einer absoluten Bezugsphase verglichen. Der Vergleich ergibt die übertragenen Datenelemente oder Gruppen von Datenelementen. Bei der Differentialdemodulation werden die einzelnen Datenelemente bzw. Gruppen durch Phasenvergleich mit der jeweils vorangehenden Signalphase wiedergewonnen. Dabei ist diese Differentialdemodulation praktisch von einem gewissen Vorteil, als sie keine absolute Bezugsphase erfordert, was in der Praxis nicht ohne Schwierigkeiten möglich wäre.

Die im bereits zitierten Buch von Lucky u.Koll. erläuterten Prinzipien sind bereits auch für die Entzerrung phasenmodulierter Signale eingesetzt worden. Die Phasentastmodulation kann als äquivalent zu einer Amplitudenmodulation unter Verwendung zweier Kanäle betrachtet werden, deren Trägerfrequenzen zueinander um 90° phasenverschoben sind. Somit läßt sich auch die Entzerrung der beiden Kanäle entsprechend den Grundsätzen des genannten Buches unter besonderer Beachtung der gegenseitigen Beeinflussung der beiden Kanäle durchführen. Vor der Entzerrung sollte die Demodulation des empfangenen Signals anhand der beiden Quadratur-Trägerfrequenzen durchgeführt werden. Eine ins einzelne gehende Beschreibung dieser Technik findet sich im CCITT-Beitrag Nr. 171, Dezember 19 71, Studiengruppe Sp.A.

Eine solche Demodulation vor der Entzerrung ist jedoch aus verschiedenen Gründen nicht vorteilhaft. Insbesondere, wenn Digitaltechniken verwendet werden, erfordert diese Demodulation viele Analog/Digital- und Digital/Analog-Umwandlungen, weil manche durchzuführenden Funktionen mit dem Signal vor der Demodulation auszuführen sind. Z.B. müssen gegebenenfalls mitübertragene Pilotfrequenzen vor der Wiedergewinnung des Übertragungstaktes oder der Trägerfrequenz unterdrückt werden, wohingegen andere Funktionen

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~⁴~ 2^01814

wie z.B. die Entzerrung erst nach der Demodulation ausgeführt werden sollten. In der deutschen Patentanmeldung P 22 64 124.3 sind verschiedene Methoden beschrieben, die nicht die Demodulation vor der Entzerrung eines Signals erfordern. Das Grundprinzip der genannten Anmeldung ist die frequenzmäßige Entzerrung des Signals in der übertragenen Frequenzlage. Andererseits wird das Fehlersignal, das zur Einstellung des Entzerrers dient, in einer anderen Frequenzlage gewonnen, in der sich ein Bezugssignal ohne Mühe definieren läßt.

So erhebt sich bei der Anwendung des genannten Grundprinzips auf ein phasenmoduliertes Übertragungssystems die folgende Frage: Wie kann ein Fehlersignal zur Einstellung des Entzerrers am Ausgang dieses Entzerrers gewonnen werden? In der deutschen Patentanmeldung P 23 17 59 7.5 ist ein automatisches Transversalfilter für die Anwendung in phasenmodulierten Datenübertragungssystemen beschrieben, bei dem ein Fehlersignal aus der umhüllenden Amplitude des entzerrten Signals abgeleitet wird.

Diese Amplitude wird zu seitens eines Taktgebers bestimmten Abtastzeitpunkten gemessen, mit einer Bezugsamplitude verglichen und daraus ein umhüllendes Fehlersignal abgeleitet. Das Fehlersignal zur Ermöglichung der Entzerrereinstellung wird durch Multiplizierung des umhüllenden Fehlersignals mit dem Entzerrerausgangssignal gewonnen.

Solch ein Entzerrer hat jedoch verschiedene Nachteile. Zur Erzeugung eines umhüllenden Signals ist eine Frequenztransposition erforderlich. Das Signal muß dazu mit einer durch einen örtlichen Oszillator erzeugten Frequenz multipliziert werden. Das üblicherweise dazu verwendete Gerät enthält im wesentlichen Analogmodulatoren. Wenn ein digitaler Entzerrer verwendet wird, muß ein Digital/Analogkonverter zur Umwandlung des Entzerrerausgangssignals vor der Frequenztransposition vorgesehen werden. Die Notwendigkeit eines Modulators läuft den augenblicklichen Digitalisierungsbestrebungen der Systeme im allgemeinen entgegen. Des weiteren sind Digital/

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-⁵- 2 A O 1 8 Ί 4

Analogkonverter im allgemeinen sehr aufwendig.

Ein anderer Nachteil des beschriebenen Entzerrers ist, daß das Fehlersignal vom relativen Amplitudenfehler abgeleitet wird, wie dieser als Umhüllende des Entzerrerausgangssignals gemessen wird. Bei Phasenmodulation benützenden übertragungssystemen beeinflussen lineare Signalverzerrungen nicht nur die Signalamplitude, sondern auch ihre Phase. Wenn die durch den Übertragungskanal beigetragenen Phasenverzerrungen vernachlässigt werden, bleibt die optimale Entzerrereinstellung relativ schlecht. Die aus den Amplitudenfehleren und den Phasenfehlern ableitbaren Informationen sind zwar redundant, jedoch nimmt die erforderliche Einstellzeit zur Erreichung eines Optimums zu. Bekannterweise hängen die Benutzungskosten eines Datenübertragungsmediums im wesentlichen von der Benutzungszeit, unabhängig von der wirklich übertragenen Datenmenge, ab. Deshalb erscheint es wünschenswert, die Benutzbarkeit eines Übertragungssystems durch Reduzierung der Anlaufzeit und insbesondere durch Erhöhung der Einstellungskonvergenzgeschwindigkeit der verwendeten Entzerrer zu verbessern. Dazu ist wiederum die für eine optimale Einstellung erforderliche Einstellzeit der Entzerrer zu minimisieren.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Angabe eines Verfahrens zur Entzerrung eines phasenmodulierten elektrischen Signals vor einer beabsichtigten Frequenztransposition·eine möglichst schnelle Einstellkonvergenz soll erreicht werden.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben .

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Vektordiagramm für das erleichterte Verständnis der vorliegenden Erfindung,

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, 2Α01814

Fig. 2 ein Ausführunjsbeispiel der Erfindung und

Fig. 3 eine vereinfachte Ausführung des Entzerrers

gemäß Fig. 2.

Die vorliegende Erfindung beruht auf der Analyse der wirklichen Gegebenheiten des Fehlers, dem ein phasenmoduliertes Datensignal bis zum Ende eines Übertragungskanals unterworfen sein kann. Zur Erläuterung wird das als Fresnel-Diagramm bezeichnete Vektordiagramm gemäß Fig. 1 zur Illustration des Phasenmodulationsprinzips verwendet. Ohne Modulation kann die Trägerfrequenz y (t) zu jedem beliebigen Zeitpunkt t geschrieben werden als

y (t) = S_o cos ttt (1)

Jl. ist die Kreisfrequenz des Trägers. Im Fresnel-Diagramm kann diese Trägerfrequenz durch einen Vektor OC¹ dargestellt werden, dessen Projektion auf die x-Achse dem in der Gleichung (1) definierten y (t) entspricht.

Wie bereits angedeutet, läßt man bei Phasenmodulation die Phase der Trägerfrequenz zu charakteristischen Zeitpunkten sich verändern. Jeder Phasensprung ψ steht für ein oder auch mehrere Datenelemente. Es möge ψ, der Phasensprung zum charakteristischer Zeitpunkt t = KT sein, worin K eine positive ganze Zähl ist und T die Periode der charakteristischen Zeitpunkte. Bei t = KT kann die Trägerfrequenz y (KT) geschrieben werden als

y (KT) = S cos (Ω KT + ψ. ) (2)

O JC

Die Trägerfrequenz y (KT) wird im Fresnel-Diagramm durch den Vektor OR¹ dargestellt. Unter Berücksichtigung der durch den Übertragungskanal beigetragenen Verzerrungen kann das am Empfangsenc''.. anstehende entsprechende Signal durch einen Vektor OR dargestellt werden, dessen Phase und Amplitude von denen des Vektors OR¹ differiert. Der Zweck des Entzerrers ist die Korrektur dieses

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Übelstandes mit dem Ziel, die Daten sauber wiedergewinnen zu können. Da im Empfänger der Vektor OR¹ nicht bekannt ist, muß der dort vorhandene Generator örtlich ein Bezugssignal erzeugen, das seinerseits so genau wie möglich dem Vektor OR¹ entsprechen sollte. Die Differenz zwischen diesem Bezugssignal und dem empfangenen Signal sollte so klein wie möglich sein.

Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird dieses Bezugssignal durch Auszug der unmodulierten Trägerfrequenz aus dem empfangenen Signal erzeugt.

Die aus dem empfangenen Signal herausgezogene unmodulierte Trägerfrequenz hat eine Phasenverschiebung φ, die durch das Übertragungsmedium hervorgerufen wird; diese Trägerfrequenz läßt sich ausdrücken als

Y₁ (t) = S cos (ßt +φ) - (3)

S ist die verzerrte Amplitude S des Signals y (t) entsprechend Gleichung (1). Die Frequenz y (t) läßt sich im Fresnel-Diagramm durch den Vektor OC darstellen. Somit ist die unmodulierte Trägerfrequenz y (t) gegeben und die entsprechenden Werte der Phasensprünge ψ für die Datenübertragung sind von vornherein bekannt; damit ist die örtliche Erzeugung der herausgezogenen Trägerfrequenz und die Darstellung der Phasensprünge ψ möglich. Jedoch ist aus allen möglichen so erzeugbaren Bezugssignalen das besondere Bezugssignal r (KT) herauszufinden, das zum charakteristischen Zeitpunkt t = KT zu verwenden ist. Entsprechend der Erfindung wird vorgeschlagen, (ausgehend vom die herausgezogene unmodulierte Trägerfrequenz y (t) darstellenden Vektor OC) die Auswahl des Bezugssignals zu treffen unter Definition von die erzeugbaren Bezugssignale umgebenden Sektoren und unter Bestimmung, in welchem Sektor sich der das zum charakteristischen Zeitpunkt t = KT empfangene Bezugssignal darstellende Vektor OA befindet. Wenn dieser bestimmte Sektor festgelegt ist, ist auch darin der Bezugssignalvektor OR gegeben.

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Im Diagramm der Fig. 1 ist der Sektor mit dem Bezugssignalvektor OR für den charakteristischen Zeitpunkt t = KT in gestrichelten Grenzen dargestellt.

Das gefundene Bezugssignal r(KT) wird nunmehr für die eigentlichen Entzerrerfunktionen verwendet. Dazu sind verschiedene bekannte Verfahren möglich; in diesem Zusammenhang ist hinzuweisen auf die Seiten 128 bis 165 des zitierten Buches von Lucky u.KoIl. und auf einen Aufsatz "A Simple Adaptive Equalizer for Efficient Data Transmission" von Hirsch und Wolf in den Wescon Technical Papers, Teil IV, Abschnitt 11.2, 1969 (Herausgeber Wescon IEEE).

Beim beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung ist das gewählte Entzerrungskriterium die Minimisierung des mittleren

_2

Fehlers E = AR unter Betrachtung des Vektors OR als repräsentativ für das am Ausgang des Entzerrers abgegebene Signal X₁(KT). Es soll darauf hingewiesen werden, daß der horizontale Strich über

2
AR bedeutet, daß es sich dabei um den zeitlichen quadratischen Mittelwert handelt. Der Fehler E wird berechnet unter Ausnutzung der Tatsache, daß der Vektor OR durch das Bezugssignal r(KT) und das dazu in Quadratur stehende Signal r(KT) voll definiert ist, und daß der Vektor OA ebenfalls voll definiert ist durch das Signal χ (KT) und das dazu in Quadratur stehende Signal X₁ (KT). Der Fehler E ergibt sich dann als:

E = (X₁(KT) - r(KT)}² + (X₁(KT) - r(KT)}² (4)

Dieser Fehler E wird im Entzerrer gemäß Fig. 2 verwendet, der nun beschrieben werden soll.

Der Entzerrer gemäß Fig. 2 besteht im wesentlichen aus zwei Transversalfiltern mit einstellbaren Koeffizienten, wobei diese beiden Transversalfilter je eine Verzögerungsleitung, 1 und 2, und einen Bezugssignalgenerator aufweisen. Das Grundprinzip eines Transversalentzerrers wurde bereits im zitierten Buch von Lucky u.Koll. auf

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den Seiten 128 bis 165 beschrieben. Die besondere Ausführung der verwendeten Transversalentzerrer ist des weiteren in der ebenfalls genannten Arbeit von Hirsch und Wolf im Abschnitt "Mean-Square" zu finden.

Das über den Übertragungskanal empfangene Signal wird dem Eingang der Verzögerungsleitung 1 zugeführt. Diese Verzögerungsleitung enthält 2p+l Abgriffe 3, zwischen denen jeweils eine Verzögerung τ liegt, deren Größe in üblicher Weise kleiner oder gleich dem Reziprokwert der Nyquistfrequenz ausgeführt wird; diese ist gleich dem doppelten Wert der höchsten zu übertragenden Frequenz. Die Länge der Verzögerungsleitung wird in üblicher Weise einem Kompromiß zwischen Genauigkeit und Kosten unterworfen. Die Abgriffe 3 sind mit dem Ausgang des Entzerrers über einen Summierer 4 verbunden, der das Signal X₁(KT) zum charakteristischen Zeitpunkt t = KT abgibt.

Multiplizierer 5 mit variierbaren Koeffizienten C ...C ...C sind

-ρ ο ρ

zwischen die Abgriffe 3 und die Summiereinrichtung 4 eingefügt. Diese Multiplizierer 5 können bekannte Einrichtungen nach dem Stande der Technik sein. Die Koeffizientenwerte können entweder elektrisch oder mechanisch eingestellt werden. Das seitens des Summierers 4 abgegebene Signal χ (KT) wird zum (+) Eingang eines Subtrahierers 6 geführt, dessen Ausgang wiederum mit dem Eingang von 2p+l Multiplizierern 7 verbunden ist. Die anderen Eingänge dieser Multiplizierer 7 sind mit je einem der Abgriffe 3 verbunden. Die Ausgänge der einzelnen Multiplizierer 7 führen zu je einem von 2p+l Integratoren 8. Der Ausgang der einzelnen Integratoren 8 wiederum führt zu den nicht dargestellten Multiplizierkoeffizienteneinstellungen. Der Ausgang jeweils eines Integrators 8 steuert die Koeffizienteneinstellung des Multiplizierers 5, der mit dem Abgriff 3 verbunden ist, der andererseits auch mittelbar den Integrator selbst speist.

Das über den Übertragungskanal empfangene Signal wird des weiteren dem Eingang eines Phasenschiebers 9, z.B. einem Hilbert-Transfor-

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■ ¹⁰ " · 2 A Π Ί 8 1 4

mator, zugeführt, der ein Quadratursignal seines Eingangssignals abgibt. Dieses Quadratursignal wird zum Eingang der Verzögerungsleitung 2 weitergeführt, die in ihrem Aufbau mit der Verzögerungsleitung 1 identisch ist und ebenfalls 2p+l Abgriffe 13 aufweist. Diese Abgriffe 13 führen wiederum über 2p+l variierbare KoeffizientenmultipIizierer 15 zum Eingang eines Summieres 14. Die den Multiplizierern 15 zugeführten Koeffizienten gleichen denen an den Multiplizierern 5. Das durch den zweiten Summierer 14 abgegebene Signal χ (KT) wird dem (+) Eingang eines Subtrahierers 16 zugeführt, dessen Ausgang wiederum mit dem Eingang von 2p+l Multiplizierern 17 verbunden ist, die ihrerseits mit den Multiplizierern 7 gleichartig sind. Die zweiten Eingänge dieser Multiplizierer 17 werden ebenfalls von Abgriffen und zwar von den Abgriffen 13 gespeist. Die Ausgangssignale dieser Multiplizierer 17 werden zweiten Eingängen der Integratoren 8 zugeführt, die die Einstellung der zugehörigen Multiplizierer 5 und 15 steuern.

Das über den Übertragungskanal empfangene Signal wird drittens dem Eingang einer Trägerfrequenz-Wiedergewinnungseinrichtung 18 zugeführt. Eine solche wird üblicherweise bei der zusammenhängenden Demodulation mit fester Bezugsphase verwendet. Eine solche Einrichtung 18 besteht im wesentlichen aus einem Frequenzteiler und einem Multiplizierer zur Multiplikation des empfangenen Signals mit der Phasendifferenz zweier aufeinanderfolgender Phasenwerte, die der Träger annehmen kann. Der Ausgang der Einrichtung 18 ist mit dem Eingang eines phasengesteuerten Oszillators 19 verbunden, der über seine Ausgangsleitungen 20 die möglichen Bezugssignale abgibt, dazu Quadratursignale zu diesen Bezugssignalen über seine Ausgangsleitungen 21 und die um τ/2 gedrehte wiedergewonnene Trägerfrequenz über die Leitung 22. Die Ausgangsleitungen 20 si ,d mit je einem Eingang zugeordneter UND-Glieder 23 verbunden. In ähnlicher Weise führen die Ausgangsleitungen 21 zum Eingang je eines UND-Gliedes 24. Die Ausgänge der UND-Glieder 23 und 24 führen jeweils zu den Eingängen je eines ODER-Gliedes 25 bzw. 26. über eine Leitung 27 ist der Ausgang der Trägerfrequenz-Wiedergewinnungseinrichtung 18 des weiteren mit einem Eingang eines

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Sektorenwählers 28 verbunden, der noch beschrieben wird. Dem Wähler 28 werden über eine Leitung 29 Taktsignale zur Definition der charakteristischen Zeitpunkte t = KT von einer nicht dargestellten Taktwiedergewinnungseinrichtung zugeführt. Ein Beispiel dafür ist im CCITT-Beitrag COM Sp.A Nr. 143, USSR, Oktober 1963, Band VIII, Frage 1-A, Punkt Z, auf den Seiten 4 bis 12 beschrieben. Zwei weitere Eingänge des Sektorenwählers 28 sind mit den Ausgängen der Summierer 4 und 14 über Leitungen 30 und 31 verbunden. Der Wähler 28 weist eine Anzahl von Ausgangsleitungen 32 auf, deren Gesamtzahl der Zahl möglicher Bezugssignale entspricht. Jede dieser einzelnen Ausgangsleitungen 32 ist mit den zweiten Eingängen der UND-Glieder 23 und 24 verbunden. Die Ausgänge der ODER-Glieder 25 und 26 führen zu den (-) Eingängen der Subtrahierer 6 bzw. 16.

Nun sollen die Funktionen einer solchen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 beschrieben werden. Die Entzerrung des empfangenen Signals mit Hilfe der Bezugssignale r(KT) und r(KT) soll zuerst erläutert werden. Dann wird das Verfahren zur Gewinnung dieser Bezugssignale beschrieben.

Wie bereits ausgedrückt wurde, ist das gewählte Entzerrungskriterium die Minimisierung des quadratischen Mittelwertes des Fehlers E gemäß Gleichung (4). Während die allein einstellbaren Elemente zur Durchführung der Entzerrung die Koeffizientenwerte C. mit j= -p ... +p sind, erreicht der Fehler E ein Minimum, wenn seine Ableitung unter Einfluß der einzelnen Koeffizienten null wird. Das heißt:

■j|- = 0 für j = -ρ ... +ρ (6)

Entsprechend Gleichung (4) ergibt sich

_p δ{χ (KT) -r(KT) }

fr- = 2 ^- (X₁ (KT)-r (KT) ί

δ{x,(KT)-r(KT)}
+ 2 ±-ττμ {x. (KT)-r(KT)} (7)

0 U . 1

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"¹²" ? L η ι η u

Die Koeffizientenwerte C. müssen so eingestellt werden, daß sich ergibt:

0(X₁(KT)-r(KT)}

{x.(KT)-r(KT)}

_4Cj

δ{χ (KT)-r(KT)}
+ L_ {_X (KT)-r(KT)} = 0 (8)

mit j = -ρ ... +ρ.

Da die Signale r(KT) und f(KT) unabhängig von den Koeffizientenwerten sind, kann Gleichung (8) wie folgt geschrieben werden:

Ox₁(KT) · Sx₁ (KT)

(X₁ (KT)-r (KT) } + ^ {x, (KT) -r (KT) }= 0 (9)

A {χ. (KT)r (KT) } + ^,{χ

oC . 1 oL. 1

Unter Betrachtung des mittelsten Abgriffes als zeitlichen Richtpunkt der Verzögerung in der Verzögerungsleitung 1 gemäß Fig. 2 kann geschrieben werden:

X₁(KT) = C χ (ΚΤ+ρτ) + ... + C_Q χ (KT) + ... + C χ (ΚΤ-ρτ) (10) Somit ist:

δχ (KT)

—±£ = x(KT-jτ) für j = -ρ ... +ρ (11)

Ähnlich ergibt sich:

δχ (KT)
-~- = χ (KT-j τ) für j = -ρ ... +ρ (12)

Entsprechend Gleichung (9) ergibt sich:

χ (KT-j τ) (X₁(KT) - r(KT)} + x(KT-jτ) {χ_χ(ΚΤ) - r(KT)} = 0 (13)

Für die Durchführung der Entzerrung ist es also erforderlich, die Koeffizienten C.

+p erfüllt wird.

Koeffizienten C. so einzustellen, daß Gleichung (13) für j = -ρ

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2 U C) 1 R .1 4

Wie noch erläutert wird, wird für den Entzerrer gemäß Fig. 2 die Gleichung (13) benutzt. Aus Gründen einer klaren Darstellung wird die nachstehende Erörterung auf die Einstellung des Koeffizienten C begrenzt, der entsprechend Fig. 2 für die letzten Abgriffe der Verzögerungsleitungen 1 und 2 gültig ist.

Die Signale χ (KT) und r(KT) vom Summierer 4 und vom ODER-Glied 25 werden den (+) und (-) Eingängen des Subtrahierers 6 zugeführt, der seinerseits die Differenz {x (KT) - r(KT)} bildet.

Diese Differenz wird dem einen der Eingänge aller Multiplizierer 7 zugeführt, deren andere Eingänge jeweils mit den Abgriffen 3 verbunden sind. Das Signal am betrachteten letzten Abgriff ist χ(ΚΤ-ρτ). Der letzte Multiplizierer 7 erzeugt dabei das Produkt χ(ΚΤ-ρτ) · {χ (KT)-r(KT)}, das dem einen Eingang des zugehörigen Integrators 8 zugeführt wird. Entsprechend werden die Signale X₁(KT) und r(KT) vom Summierer 14 und vom ODER-Glied 26 dem (+) und (-) Eingang des Subtrahierers 16 zugeführt. Dieser gibt daraus die Differenz {x (KT)-r (KT) } ab. Dieser Wert wird dem einen Eingang aller Multiplizierer 17 zugeführt, deren andere Eingänge mit den zugehörigen Abgriffen 13 verbunden sind. An diesen Abgriffen steht das Signal χ(ΚΤ-ρτ) an und der Multiplizierer 17 erzeugt das Produkt x(KT-p ) · {χ_χ (KT)-r (KT) }, das dem Eingang des zugehörigen Integrators 8 zugeführt wird.

Der Integrator 8 gibt an seinem Ausgang den quadratischen Mittelwert der Summe

χ(ΚΤ-ρτ) · (X₁(KT)-r(KT)} + χ(ΚΤ-ρτ) · {χ (KT)-r(KT)}

ab, der zur Einstellung des Koeffizienten C verwendet wird, so

P daß sich für die Summe 0 ergibt. Dann ist das empfangene Signal

ausreichend entzerrt.

Nun soll die Art und Weise beschrieben werden, wie der Entzerrer gemäß Fig. 2 die Bezugssignale r(KT) und r(KT) erzeugt.

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Das empfangene Signal wird der Trägerfrequenz-Wiedergewinnungseinrichtung 18 zugeführt, die die Trägerfrequenz Y₁Ct) daraus ableitet. Die wiedergewonnene Trägerfrequenz entspricht dem Vektor OC gemäß Fig. 1. Sie wird dem Eingang des phasengesteuerten Oszillators 19 zugeführt, der an seinen Ausgangsleitungen 20 die Trägerfrequenz y (t) mit den möglichen Phasenlagen abgibt. Eine davon ist das geeignete Bezugssignal. Aus dieser Vielzahl von Bezugssignalen über die Leitungen 20 muß das richtige herausgesucht werden, das als Bezugssignal für den charakteristischen Zeitpunkt t = KT verwendet werden soll; dazu ist ebenfalls das zugehörige Quadratursignal über eine der Ausgangsleitungen 21 auszuwählen. Diese Auswahl wird vom Vektorenwähler 28 durchgeführt, der drei Aufgaben zu erfüllen hat. Erstens stellt der Wähler 28 aus der wiedergewonnenen Trägerfrequenz y (t) und dem Quadratursignal y.(t), die ihm über die Leitungen 27 und 22 zugeführt werden, die Lage der bereits genannten Sektoren fest. Des weiteren stellt der Wähler 28 die Phasenlage des Signals am Ausgang des Entzerrers aus den Signalen χ (KT) und χ (KT) fest, die ihm über die Leitungen 30 und 31 zum charakteristischen Zeitpunkt t = KT entsprechend dem Taktsignal über die Leitung 29 zugeführt werden. Schließlich bestimmt der Sektorenwähler 28 den Sektor, in dem das Entzerrerausgangssignal zum Zeitpunkt t = KT zu finden ist und aktiviert diejenige Ausgangsleitung 32, die dem geeigneten Bezugssignal entspricht. Diese Leitung 32 aktiviert das an sie angeschlossene UND-Glied 23 und sorgt dafür, daß das zu verwendende Bezugssignal r(KT) zum Zeitpunkt t = KT über die Leitung 20 dem UND-Glied 25 zugeführt wird. Die aktivierte Leitung 32 veranlaßt ebenfalls die Durchgabe des Quadratursignals r(KT) über die Leitrig 21 zum UND-Glied 26.

Es ist festzustellen, daß gegenüber dem in Fig. 2 dargestellten Entzerrer mit zwei Transversalfiltern mit variierbaren Koeffizienten auch ein einfaches, zeitmultiplex verwendetes Transversalfilter eingesetzt werden kann.

Die in Fig. 2 gezeigte Anordnung kann durch Entfernung des zweiten

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Transversalfilters vereinfacht werden, dem das empfangene Signal in Quadratur zugeführt wird. Das Transversalfilter mit der Verzögerungsleitung 2 kann also entfallen. Dann kann der zu minimisierende Fehler E nicht mehr durch die Gleichung (4), d.h.

E = -Cx₁ (KT)-r (KT)} ² + ^x₁ (KT) -r(KT)} ²

definiert werden, sondern als Fehler E¹:

E¹ = {χ_χ(KT)-r(KT)}² (14)

Fig. 3 stellt einen Entzerrer dar, der mit der Minimisierung des Fehlers E¹ gemäß Gleichung (14) arbeitet. Zur Vereinfachung des Verständnisses sind für die in den Fign. 2 und 3 vorhandenen Bauteile die gleichen Bezugszeichen verwendet.

Der Entzerrer gemäß Fig. 3 enthält nur ein Transversalfilter mit der Verzögerungsleitung 1 entsprechend dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 und eine Einrichtung zur Erzeugung des Bezugssignals r(KT), die leicht von der Ausführung gemäß Fig. 2 abweicht.

die Koeffizienten C. = -p ... +p. Es ergibt sich ein minimaler

Ähnlich wie gemäß Fig. 2 sind die allein einstellbaren Elemente die Koeffizient
Fehler E¹, wenn

= 0 für j = -p ... +p

D
Entsprechend Gleichung (14):

_fiEi δ{ x, (KT)-r (KT-)}

|c~ = 2 ±—- {x (KT)-r (KT) } (15)

j ⁰D

Gleichung (15) kann geschrieben werden als:

~- = 2 χ (KT-jx) (X₁ (KT)-r (KT)} (16) j

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- 16 - ? Δ η Ί 8 1 U

Entsprechend müssen die Koeffizienten C. so eingestellt werden, daß sich ergibt:

χ (KT-j τ) Ix₁(KT)-r(KT) i = 0 mit j = -p ... +p (17)

Die Anwendbarkeit der Gleichung (17) für die Entzerreranordnung gemäß Fig. 3 kann einfach durch einen Vergleich mit der vorangegangenen Diskussion gemäß Fig. 2 bestätigt werden.

Entsprechend Fig. 3 wird nur das Bezugssignal r(KT) verwendet, dessen Erzeugung noch beschrieben werden soll.

Das empfangene Signal wird wiederum der Trägerfrequenz-Wiedergewinnungseinrichtung 18 zur Erzeugung der Trägerfrequenz γ (t) züge führt.

Die Trägerfrequenz y (t) wird dem phasengesteuerten Oszillator 19 zugeführt, der wiederum auf den Ausgangsleitungen 20 η mögliche Bezugssignale erzeugt. Das richtige Bezugssignal für den charakteristischen Zeitpunkt t = KT wird wieder durch den Sektorenwähler 28 bestimmt. Der Wähler 28 aktiviert jeweils eine der Ausgangsleitungen 32 und läßt das geeignetste Bezugssignal zum Ausgang des ODER-Glieds 25 hindurchgelangen.

Der einzige Unterschied bezüglich der Bezugssignalerzeugung gemäß den Fign. 2 und 3 ist der, daß bei Anordnung gemäß Fig. 3 nur das Entzerrerausgangssignal χ (KT) verfügbar gemacht wird, so daß das Quadratursignal X₁(KT) dazu anderweitig erzeugt werden muß; beide Signale nebeneinander sind nämlich für den Sektorenwähler 28 zur Bestimmung des Vektors OA erforderlich. Das Quadratursignal χ (KT) wird dadurch erzeugt, daß das Signal χ (KT) vom Ausgang des Summierers 4 einem Phasenschieber 35 zugeführt wird, der wiederum ein Hilbert-Transformator sein kann. Das Signal χ (KT) wird dann ebenfalls wieder dem Sektorenwähler 28 und zwar über eine Leitung 36 zugeführt. Um wirklich sieherzugehen, daß das Signal χ (KT) in richtiger Phase zum Signal X₁(KT) steht, ist ein Verzögerungsglied

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37 zwischen dem Ausgang des Summierers 4 und dem Sektorenwähler 28 vorgesehen. Die durch dieses Verzögerungselement 37 zugefügte Verzögerung wird gleich der im Phasenschieber 35 vorhandenen ungewünschten Verzögerung gemacht. Das Ausgangssignal des Verzögerungsglieds 37 wird dem Sektorenwähler 28 über eine Leitung

38 zugeführt.

Diese Vereinfachung der Anordnung gemäß Fig. 3 ergibt eine Verringerung der Entzerrungskonvergenzgeschwindigkeit um einen Faktor 2,5. Wenn die Verzerrung der empfangenen Signale 20 % beträgt, wird mit der Einrichtung gemäß Fig. 2 hinreichende Konvergenz nach einem Zeitintervall erreicht, das 400 bis 600 Perioden T entspricht; mit der vereinfachten Ausführung gemäß Fig. 3 wird hinreichende Konvergenz mit etwa 2000 Perioden T erzielt.

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE

Verfahren zur Entzerrung eines phasenmodulierten Signals, das in η diskreten Phasenlagen über einen Übertragungskanal mit linearen Signalverzerrungen übermittelt wird, derart,

daß das Signal empfangsseitig einem (ersten) Transversalfilter mit veränderbarem, entzerrenden Übertragungsgang zugeführt wird,

daß ein Fehlersignal als Einstellsignal· für den Übertragungsgang durch Vergleich des Transversalfilterausgangssignals mit einem Bezugssignal zu charakteristischen Zeitpunkten im Takte der übermittelten Daten erzeugt wird, und daß mit dem so gebildeten Fehiersignal der Transversal- » filterübertragungsgang in der Weise eingestellt wird, daß das Fehlersignal selbst einen Minimalwert einnimmt, gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

a) In an sich bekannter Weise wird empfangsseitig die Trägerfrequenz aus dem empfangenen Signal wiedergewonnen .

b) Mit dieser Trägerfrequenz werden η wahrscheinliche Bezugssignale erzeugt, die dem Trägerfrequenzssignal in der η diskreten Phasenlagen entsprechen.

c) Aus diesen η BezugsSignalen wird dasjenige ausgewählt, welches jeweils phasenlagemäßig als Bezugssignal optima"¹, geeignet ist.

d) Mit diesem geeigneten Bezugssignal wird der Vergleich des Transversalfilterausgangssignals durchgeführt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswahl des geeigneten Bezugssignals in folgenden Verfahrensschritten durchgeführt wird:

a) Aufgrund des wiedergewonnenen Trägerfrequenzsignals erfolgt die Bestimmung von η Sektoren, innerhalb derer die η wahrscheinlichen Bezugssignale liegen.

b) Vergleich des Transversalfilterausgangssignals

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und dessen Quadratursignals mit den genannten η Sektoren.

c) Auswahl des geeigneten Bezugssignals aus den η wahrscheinlichen Bezugssignalen, welches in dem Sektor liegt, in dem sich auch das Transversalfilterausgangssignal befindet.
3. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

daß die Erzeugung einzelner geeigneter Einstellsignale pro Filterabgriff (3) in folgenden Verfahrensschritten durchgeführt wird:

a) Multiplikation des aus dem Vergleich zwischen dem Transversalfilterausgangssignal und dem Bezugssignal erzeugten Fehlersignals mit den einzelnen an den Transversalfilterabgriffen (3) anstehenden Signalen.

b) Integration der einzelnen so gewonnenen Produktsignale und Verwendung der Integrationssignale als Einstellsignale für die zugehörigen Abgriffe (3).
4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß neben der Zuführung des empfangenen Signals zum genannten ersten Transversalfilter das Quadratursignal des empfangenen Signals einem zweiten, mit dem ersten identisch ausgebildeten Transversalfilter zugeführt wird und daß neben dem Vergleich des Ausgangssignals des ersten Transversalfilters mit dem gewählten Bezugssignal ein gesondertes Fehlersignal für das zweite Transversalfilter durch Vergleich des Ausgangssignals des zweiten Transversalfilters mit dem Quadratursignal des gewählten Bezugssignals durchgeführt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,

daß bei der Erzeugung der Fehlersignale unter Verwendung der wiedergewonnenen Trägerfrequenz η Quadratursignale der η wahrscheinlichen Bezugssignale erzeugt werden und daß unter diesen η Quadratursignalen der Bezugssignale die

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Auswahl des zu verwendenden Quadratursignals in gleicher Weise durchgeführt wird, wie die Auswahl des geeigneten Bezugssignals selbst.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,

daß die Auswahl des geeigneten Bezugssignals in folgenden Verfahrensschritten durchgeführt wird:

a) Aufgrund des wiedergewonnenen Trägerfrequenzsignals erfolgt die Bestimmung von η Sektoren, innerhalb derer die η wahrscheinlichen Bezugssignale liegen.

b) Vergleich der Ausgangssignale des ersten und zweiten Transversalfilters mit den genannten η Sektoren.

c) Auswahl des geeigneten Bezugssignals aus den η wahrscheinlichen Bezugssignalen, welches in dem Sektor liegt, in dem sich auch das Ausgangssignal des ersten Transversalfilters befindet.

d) Auswahl des Quadratursignals des geeigneten Bezugssignals aus den η wahrscheinlichen Quadratursignalen der η wahrscheinlichen Bezugssignale.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekenn ζ e i chne t,

daß die Erzeugung einzelner geeigneter Einstellsignale pro Abgriff (3, 13) der beiden Filter in folgenden Verfahrensschritten durchgeführt wird:

a) Erste Multiplikation des aus dem Vergleich zwischen dem Ausgangssignal des ersten Transversalfilters und dem Bezugssignal erzeugten Fehlersignals mit den einzelnen an den Abgriffen (3) des ersten Transversalfilters anstehenden Signalen.

b) Zweite Multiplikation des aus dem Vergleich zwischen dem Ausgangssignal des zweiten Transversalfilters und dem Quadratursignal des Bezugssignals erzeugten Fehlersignals mit den einzelnen an den Abgriffen (13) des zweiten Transversalfilters anstehenden Signalen.

c) Integration der Summen aus je einem so gewonnenen ersten und zweiten Produktsignal und Verwendung der

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Integrationssignale als Einstellsignaüe für die zugehörigen Abgriffe (3, 13) des ersten und des zweiten Transversalfilters.
8. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Merkmale:

a) (Erstes) Transversalfilter mit 2p+l Abgriffen (3) mit zugeordneten variierbaren Einstellgliedern (Multiplizierer 5), wobei das zu entzerrende Signal dem Filtereingang zugeführt wird und am Filterausgang das entzerrte Signal (x (KT)) abnehmbar ist.

b) Trägerfrequenz-Wiedergewinnungseinrichtung (18), deren Eingang ebenfalls das zu entzerrende Signal zugeführt wi rd.

c) Phasengesteuertef Oszillator (19), dessen Eingang mit dem Ausgang der Trägerfrequenz-Wiedergewinnungseinrichtung (18) verbunden ist und der über η Ausgangsleitungen (20) ebenso viele Trägerfrequenzsignale mit η für die vorgesehene übertragung möglichen Phasenkriterien als η wahrscheinliche Bezugssignale verfügbar macht.

d) Taktgeber, von dem über eine Leitung (29) im Rhythmus der phasenmoduliert empfangenen Datensignale zu charakteristischen Zeitpunkten (KT) Taktimpulse zugeführt werden.

e) Vektor-Sektorenwähler (28) zur Auswahl des zu den gegebenen charakteristischen Zeitpunkten (KT) aus den wahrscheinlichen η Bezugssignalen auszuwählenden Besugssignals (r(KT)).

f) Mit den Ausgängen des phasengesteuerten Oszillators (19) einerseits und andererseits mit den Ausgängen des Sektorenwählers (28) verbundene UND-Glieder (23) für die Durchgabe des jeweils ausgewählten Bezugssignals (r(KT)).

g) (Erster) Vergleicher (Subtrahierer 6) zum Vergleich des Transversalfilterausgangssignals (X₁(KT)) mit dem aus-

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gewählten Bezugssignal (r(KT)).

h) (Erste) Korrelatoren (Multiplizierer 7 mit nachgeschalteten Integratoren 8), deren erste Eingänge mit dem Vergleicherausgang, daren zweite Eingänge mit je einem Abgriff (3), dem sie zugeordnet sind, und deren Ausgänge mit dem Einstelleingang der Einstellglieder (Multiplizierer 5) an den zugehörigen Abgriffen (3) verbunden sind.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß dem Sektorenwähler (28), neben der Trägerfrequenz von der Trägerfrequenz-Wiedergewinnungseinrichtung (18), dem Datentakt vom Taktgeber und einem Grundlage-Phasensignal vom phasengesteuerten Oszillator (19), das Ausgangssignal vom (ersten) Transversalfilter zugeführt wird.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9 _ΐ gekennzeichnet durch die Kombination mit den weiteren folgenden Merkmalen:

a) Phasenschieber (9), dem das zu entzerrende Eingangssignal zur Erzeugung eines Quadratursignals davon zugeführt wird.

b) Zweites Transversalfilter, das mit dem ersten Transversalfilter identisch aufgebaut ist und dessen Eingang vom Ausgang des Eingangs-Phasenschiebers (9) mit dem Eingangs-Quadratursignal gespeist wird.

c) Zweiter Vergleicher (Subtrahierer 16) zum Vergleich de Ausgangssignals (χ (KT)) des zweiten Transversalfilters mit dem Quadratursignal (r(KT)) des ausgewählten Bezugssignals (r(KT)),

wobei dieses Quadratursignal (r(KT)) ebenfalls mittels des Vektor-Sektorenwählers (28) aus den η Ausgangssignalen des phasengesteuerten Oszillators (19) auswählbar ist.

d) Zweite Korrelatoren (Multiplizierer 17 mit nachgeschalteten Integratoren 8), deren erste Eingänge mit dem Ausgang des zweiten Vergleichers (16), deren zweite

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Eingänge mit je einem Abgriff (13) des zweiten Transversalfilters, dem sie zugeordnet sind, und deren Ausgänge mit den Einstelleingängen der Einstellglieder (Multiplizierer 15) an den zugehörigen Abgriffen (13) verbunden sind.
11. Schaltungsanordnung nach AnspruchlO, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Korrelatoren gesondert erste Multiplizierer (7) und zweite Multiplizierer (17) , jedoch gemeinsame Integratoren (8) pro Filterstelle des ersten und zweiten Transversalfilters aufweisen, wobei die Ausgangssignale der Integratoren (8) den Einstellgliedern (Multiplizierer 5 und 15) des ersten und zweiten Transversalfilters filterstellenweise zugeführt werden.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet,

daß dem Sektorenwähler (28) zusätzlich das Ausgangssignal vom zweiten Transversalfilter zur Bestimmung auch des Quadratursignals (r(KT)) zugeführt wird.
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet,

daß als erstes und zweites Transversalfilter ein einziges Transversalfilter zeitmultiplex verwendet wird.

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