DE2604039B2

DE2604039B2 - Mehrkanaliges Multipiexdatenubertragungssystem

Info

Publication number: DE2604039B2
Application number: DE2604039A
Authority: DE
Inventors: Kazuhiko Tokio Nitadori
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1975-02-05
Filing date: 1976-02-03
Publication date: 1978-07-27
Also published as: US4053713A; JPS5195712A; JPS5513625B2; GB1531533A; FR2300471A1; CA1071779A; DE2604039C3; FR2300471B1; DE2604039A1

Description

Die Erfindung betrifft ein mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem zur übertragung digitaler Daten mittels einer bandbegrenzten Analogübertragungsleitung mit einem Modulator und einem Demodulator, zwischen denen die übertragungsleitung geschaltet ist, wobei der Modulator mindestens zwei Kanäle aufweist, von denen jeder ein Seitenbandfilter umfaßt, dessen Ausgang mit dem ersten Eingang eines Multiplyers verbunden ist, an dessen zweiten Eingang eine Trägerwelle anliegt, wobei die Trägerwellen beider Kanäle um 90° zueinander phasenverschoben sind und die Ausgänge der beiden Multiplyer zur Bildung des Ausgangs des Modulators in Addierern miteinander addiert werden.

Bei einer aus der DE-OS 18 16 033 bekannten Sendevorrichtung werden die zu übertragenden Daten Kanälen zugeführt, die erste Amplitudenmodulaloren aufweisen, die an einen gemeinsamen Trägerfrequenzoszillator angeschlossen sind. Die Daten werden auf die Trägerfrequenz mit einer gemeinsamen Frequenz gleich einem Viertel der Frequenz der Daten, jedoch mit einer für jeden Kanal unterschiedlichen Phasenverschiebung aufmoduliert. Die modulierte Frequenz durchwandert dann ein Einseitenbandfilter, dessen Grenzfrequenz etwas höher als ein Viertel der Datenfrequenz ist. Die vom Filter ausgefilterte Frequenz wird in einem zweiten Amplitudenmodulator aufmoduüert auf eine gemeinsame Trägerfrequenz, jedoch mit einer Phasenverschiebung gleich der zuvor erwähnten. Die Ausgänge der zweiten Amplitudenmodulatoren werden sodann addiert und zu einem zu übertragenden Einseitenbandsignal zusammengefügt.

Diese Sendevorrichtung hat den Vorteil, daß die Grenzfrequenz der Einseitenbandfilter von der Frequenzlage des zu übertragenden Einseitenbandsignals unabhängig ist. Von weiterem "Vorteil ist, daß im Übertragungsfrequenzband die Kanäle im Abstand der Nyquistbandbreite angeordnet werden können, d. h. wenn die zu übertragenden Daten eine Frequenz von f_c aufweisen, ist die Bandbreite pro Kanal/_c/2.

Bei dem Einseitenbandsignal, bei dem die Kanäle je eine Seite der Trägerfrequenz einnehmen, sind jedoch Interferenzen zwischen den Daten der Kanäle selbst bei Verwendung scharf begrenzender Filter unvermeidlich, so daß das übertragungssystem insgesamt aufwendig wird, welches dann üblicherweise als Rückmeldesystem ausgebildet werden muß.

Aus der CH-PS 4 34 356 ist ein Übertragungssystem bekannt, bei dem eine Quadraturamplitudenmodulation ausgeführt wird. Die digitalen Daten zweier Signalquellen werden mit einer Trägerfrequenz moduliert, die in den beiden Kanälen eine Phasendifferenz von 90 zueinander aufweist. Die Ausgänge der entsprechenden Amplitudenmodulatoren werden addiert, so daß der Ausgang gebildet wird durch die Trägerfrequenz mit den beidseits sich anschließenden Kanalfrequenzbereichen. Jeder Kanal weist ein Zweiseitenbandfilter auf.

Das Zweiseitenbandfilter, bestehend aus einem Hoch- und einem Tiefpaß, ist jedoch schwierig herstellbar. Infolge dieses Nachteils und der auftretenden Interferenzen zwischen den Daten und den Kanälen ist die Bandbreite 20 bis 50% breiter als theoretisch erforderlich, d. h., an beiden Enden ist das Ubertragungsfrequenzband abgeflacht. Daneben ist eine Parallelquadraturmodulation bekannt, bei welcher in einem mehrkanaligen Multiplexübertragungssystem durch die Verschiebung der Trägerfrequenz um die Datenfrequenz sich mehrere Datenkanäle überlappen. Die Bandbreite des übertragenen Frequenzbandes ist hierbei jedoch infolge der Filterdämpfung größer als die Nyquistbandbreite, multipliziert mit der Anzahl der Kanäle. Interferenzen infolge der zahlreichen Interferenzquellen müssen bei diesem System durch Entzerrer beseitigt werden, was dieses System teuer macht.

Weiterhin sind mehrkanalige Multiplexübertragungssysteme bekannt, bei denen jeder Kanal nach dem Restseitenband verfahren arbeitet. Die Interferenzen zwischen den Kanälen sind gering, und die Entzerrer sind demnach einfach aufgebaut. Da jedoch für jeden Kanal verschiedene Filter benötigt werden, sind die Modulatoren und Dcmodulatoren bei diesem System aufwendig. Änderungen der Eigenschaften der übertragungsleitung können leicht zu nicht korri-

W) gierbaren Interferenzen zwischen den Kanälen und den Daten führen, wodurch die übertragungsgeschwindigkeit begrenzt ist.

Es besteht die Aufgabe, das mehrkanalige Multiplexdutenübertragungssystem so auszubilden, daß Interferenzen zwischen den Kanälen und den zu übertragenden Daten möglichst vermieden werden und die Bandbreite des zu übertragenden Frequenzbandes möglichst eng ist.

Gelöst wird diese Aufgabe mil den Merkmalen des Anspruches 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Gemäß der Erfindung werden also die Vorteile der Quadraturmodulation mit denjenigen des Restseitenbandverfahrens vereinigt, ohne daß die dort erwähnten Nachteile auftreten.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen erläutert. In den Zeichnungen zeigt

F i g. I ein Frequenzspektrum eines Datensignal gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fi g. 2 ein Blockdiagrammdes vorliegenden Dalcnübertragungss) stems.

F i g. 3 ein Blockdiagramm des Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung,

F i g. 4 ein Frequenzspektrum eines Ubertragungssignals.

F i g. 5 die Charakteristik eines Dämpfungsfilters,

F i g. 6 ein Blockdiagramm eines Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung.

F i g. 7 ein Phascnfehlerdetektor, wie er Anwendung findet beim Demodulator nach F i g. 6.

F i g. 8 ein Abfrageschaltkreis, wie er Anwendung findet in Verbindung mit dem Demodulator nach F i g. 6.

F i g. 9 ein Zeitimpulsgenerator, wie er verwendet' wird in Verbinduni» mit dem Abfrageschaltkreis nach F i g. 8.

Fi g. 10 ein Blockdiagramm eines automatischen Entzerrers gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 11 ein Blockdiagrammeines Querfilters (TFS) des automatischen Filters nach Fig. 10,

Fig. 12 ein Blockdiagramm eines anderen automatischen Entzerrers,

Fig. 13 ein Blockdiagramm eines Phasenfehlerdetektors im automatischen Entzerrer nach Fig. 12,

Fig. 14 ein Blockdiagramm eines Zeitfehlerdetektors im automatischen Entzerrer nach Fig. 12 und

Fig. 15 ein Blockdiagramm eines anderen Zeitfehlerdetektors, wie er im Endkanal des automatischen Entzerrers nach Fig. 12 verwandt wird.

Nachfolgend wird ein Ausrührungsbeispiel anhand von vier Kanälen erläutert. Es ist natürlich selbstverständlich, daß das erfindungsgemäße System auch mit einer anderen Kanalzahl betrieben werden kann,

Es ist bekannt, daß zur übertragung eines Impulszuges mit der Periode T die erforderliche Bandbreite

-,γ beträgt, wobei diese Bandbreite Nyquistbandbreite genannt wird. Bei einem Übertragungssystem mit einer Bandbreite von genau -, ₇ ist jedoch die

Demodulation des Signals sehr schwierig, da bereits eine kleine Abweichung eines Abfrage- oder Testimpulses zu einem großen Fehler führt. Aus diesem Grund ist es bekannt. Rcstscilenhandsysteme (VSB) /u verwenden. Bei einem VSB-System jedoch ist die erforderliche Bandbreite breiler als ein Nyquistband

von i₇ . Um dieses Problem zu lösen, wird gemäß

der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, daß sich die Abflachteilc jedes VSB-Kanals miteinander überlappen, wie dies in F i g. I gezeigt ist. Aus F i g. I ist deutlich sichtbar, daß sich das Abflachteil α des Kanals 1 überlappt, mit dem Abflachtcil h des Kanals 2

Wie der Ι· ι g. I zu entnehmen ist, beträgt die gesamte Handbreite /ur Übermittlung von vier Kar.älen -~ entspricht also der Nyquistbandbreilc füi

vier Kanäle.

Die F i g. 2 zeigt ein Blockdiagramm des Daten- ^ri übcrtragungssystems gemäß der vorliegenden Erfindung. Im Modulator MOD werden die Signale von vier Kanälen 1,2,3 und 4 zugeführt und dort moduliert, Das modulierte Signal weist ein Frequenzspektrum nach F i g. 1 auf und wird übermittelt an einen

ίο Demodulator DEM, wobei die übertragung über eine Leitung erfolgt. Im Demodulator DEM wird das empfangene modulierte Signal demoduliert, und die dcmoduiicrten Signale werden einem Entzerrer zugeführt, welcher vier Kanalausgänge aufweist. Die Bau-

1-5 steine MOD, DEM und EQU (Entzerrer) in F i g. 2 werden nachfolgend im Detail näher erläutert.

Die F i g. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung. I₁ ... I₄ sind die Eingangsanschlüsse für die Kanäle 1 bis 4.

:» I_x und 2_} sind Addierer und 2, und 2₄ Subtrahiercr. 3, und 3_} sind Dämpfungs- oder Seitenbandfilter mit einer übertragungsfunktion von R_t{f), wie später noch erläutert wird. 3₂ und 3₄ sind Dämpfungs- bzw. Seitenbandfilter mit einer übertragungsfunktion von R₁Hf), wie später noch erläutert wird. 4, ... 4₄ sind Multiplyer und 5,, 5₂ und 6 Addierer. Der Ausgangsanschluß ist mit 7 bezeichnet. 8] und 8₂ sind Phasenschieber mit einer Phasenschiebung von 90 . 9] und 9, sind einstellbare Phasenschieber, während 10 einen

in Taktimpulsgenerator darstellt. 11 ist ein Mulliplycr mit einem Vervielfachungsverhältnis von 2. und 12 ist ein Demultiplyer mit einem Faktor 4. Ein Multiplyer mit einem Faktor von 1 1 ist mit 13 bezeichnet. Bei 14 handelt es sich um einen Oszillator, und

i> 15i ... 15₄ sind Frequcnzkonvertcr.

Die Eingangssignal jedes Kanals werden Eingangsanschlüssen Ii ... I₄ in Form eines mehramplitudigen PHM-Signals zugeführt. Die Addierer 2, und 2j und die Subtrahierer 2₂ und 2₄ erzeugen die

4(i Summen und Differenzen der Eingangssignale der zwei Kanäle 1 und 2 und der beiden anderen Kanäle 3 und 4. Die Ausgangssignalc der Addierer und Subtrahierer werden durch die Seitenbandfilter 3, ... 3₄ beschnitten und wirken über die Multiplyer 4! ... 4₄

4) auf die amplitudenmodulierten Trägerwellen C₁ und C₂. Die Trägerwelle!! sind Ausgangssignale der Frequenzkonvertcr 15, und I5₂. Die Addierer 5( und 5₂ sowie der Addierer 6 addieren die modulierten Signale mit Pilotsignalen Ζ, und /₂, wobei es sich bei den

V) Pilotsignalcn um Ausgangssignale der Frequcnzkonvertcr 15, und 15₄ handelt. Das Additionssignal tritt am Ausgangsanschluß 7 auf. Der Taktfrequcnzgcnerator 10 erzeugt ein Sinusförmiges Signal, dessen Frequenz identisch ist mit der Wiederholungsfrequenz

^r>5 /,. des Eingangssignals jedes Kanals. Der Multiplyer Il mit einem Vcrviclfachungsfaklor von 2 erzeugt cm sinusförmiges Signal der doppelten Frequenz 2 /,.. während der Demultiplyer 12 mit einem Faktor 4 die Sinusfrequenz auf (1/4)/,. teilt. Der Multiplyer 13 mil

Wi einem Faktor 11 erzeugt ein Sinussignal der Frequenz (11/4)/,.. Die Frequenzkonverter 15, ... 15₄ mischen die von den vorgenannten Generatoren 10. 11, 12, 13 erzeugten Signale mit einem Sinussigna! der Frequenz/,, des Oszillators 14. Aufdicsc Weise

iv> entstehen Sinussignalc C₁, C₂, /, und J₁ deren Frequenzen die Summen oder Differenzen der vorgenannten Frequenzen sind. Die F i g. 4 verdeutlicht die Frequcn/vcrhältnisse der am Ausgangsanschluß 7

auftretenden Signale. /, und J₂ sind die Pilotsignal während Cj und C₂ die (unterdrückten) Trägerfrequenzen sind. Bei ./',. handelt es sich um das (unterdrückte) Oszillatorsignal. während CH₁ ... CH₄ die Spektren der Ubcrtragungssignale der Kanäle 1 bis 4 ^r, sind.

Die Ubcrtragungsfunk (ionen des R₁-[J') und /?„(/) der Scitcnbandliller 3, bis 3₄ sind bandbegrenzt auf eine Bandbreite von / kleiner (3/4)/,.. Die Amplitudencharakteristiken beider übertragungsfimklioncn weisen Bandbegrenzungscharakteristiken A(J) von 50% auf, wodurch den Nyquistbedingungen genügt wird. Die Phascncharakterislik der Übertragungsfunktion R₁(J) ist HJ(J') mit Ausnahme einer bestimmten Verzögerung, während die Phasencharaklcristik i^r> der anderen Ubcriragungsfunklion Rf(J) mit Ausnahme einer bestimmten Verzögerung — (-),-(J) beträgt. (-I₁(J) ist eine Funktion mit einem konstanten Wert von .-t/4 bei einem Band von (/ — J\.ß) < /_r/4. Beliebige Werte treten bei anderen Bändern auf. F i g. 5 verdeutlicht die Frequenzcharakteristik /l(/)der übertragungsfunktion RJiJ) und der Phasencharakteristik H₁(J) der übertragungsfunktion RJf). Die veränderbaren Phasenschieber 9, und 9₂ erzeugen bei den Trägerwellen C₁ und C₂ bestimmte Phasenverzöge- 2; rungen zur Kompensation der in den Filtern 3, und 3₂ sich ergebenden Verzögerung, so daß die orthogonalen Bedingungen zwischen den Kanälen 2 und 3 mit verschiedenen Trägerwellen sichergestellt ist.

Es sei vermerkt, daß die Scitenbandfilter 3i und 3₂ einen Begrenzungsfaktor von nicht größer als 50% aufweisen. Die Bandbreite, bei welcher die Phasencharakteristik HAJ) konstant .τ/4 ist kann mit (/ — /r/2) < b- J'J2 bezeichnet werden, wobei b der , Begrenzungsfaktorist mit einem Wert vonO < b < 0,5. r>

F i g. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung. Er besteht aus einem Eingangsanschluß 21, Multiplyer 22, bis 2Z₁, 3O₁ und 3O₂, Seitenbandfiltern 23,, 23., und 23₂, 23₄, deren Charakteristiken gleich denjenigen der Seitenbandfilter 3^ 3₄ und 3|, 3., gemäß F i g. 3 ist, Subtrahieren! 24, und 24,, Addierern 24, und 244 sowie Ausgangsanschlüssen 2f>, bis 25₄ für Kanäle 1 bis 4. Außerdem besteht der Demodulator aus den Phasenschiebern 2O₁ und 2O₂ mit einer 90 -Phasenverschiebung, veränderbaren Phasenschiebern 27, und 27₂ mit einer veränderbaren Phasenverschiebung proportional zu Trägerfrequcnzphasenkontrollsignalen an den Steueranschlüssen 28i und IS₂, Schmalbandfiltcrn 29, bis 29₄ mit den Zenlralfrequenzen J₂, J], ^r>u J₂Ji und /';.. Weiterhin ist Demultiplyer 31 mit einem Faktor 5 ein Dcmulliplyer 32 mit einem Faktor 2 Multiplyer 33 und 34 mit einem Faktor 2 ein Tak(signalausgangsanschluß 35 und Frcqucnzkonver(er 36, und 36₂ vorhanden.

Im Demodulator werden die Pilotsignal J₂ und /', von den empfangenen Signalen am Eingangsanschluß 21 durch die Schmalbandpaßfiltcr 29) und 29, hcrausgcfillcrt. Ein Sinussignal mit einer Differcnzfrcqucnz der Pilotsignal, beispielsweise J₂ J) = (5/2)7',. wird erzeugt, indem die Pilotsignale durch einen Frequenzkonverter wandern, bestehend aus dem Multiplyer 3Oi und dem Schmalbandfiller 29.,. Der Ausgang dieses Frequenzkonverters wird zugeführt dem Demultiplyer 31 mit dem Faktor 5 zur Erzeugung eines Sinussignals der Frequenz /',/2. Der Ausgang des Dcmultiplyers 31 wird dem Eingang des Dcmultiplyers 32 mit einem Teilungsverhältnis von zwei zuzugeführt zur Erzeugung einer Sinusfrequenz /,./4. Der Mulliplyer 3O₂ mischt den Ausgang des Dcmultiplyers 32 mit dem Pilotsignal /, zur Erzeugung des Osz.illatorsignals J₁,, wobei das Signal des Multiplycrs 3O₂ durch das Schmalbandfilter 29₄ hindurchwandert. Das 7c/2-Signal wird dem Multiplyer 33 mit einem Multiplikationsfaktor von 2 zugeführt zur Erzeugung des Taktsignals f_c. Dieses Taktsignal gelangt an den Taktsignalausgangsanschluß 35 und direkt zum Frequenzkonverter 36, zur Erzeugung der Trägerwelle C, mit einer Frequenz äquivalent der Summe (oder Differenz) mit einem Oszillatorsignal //. und wird ebenso zugeführt dem anderen Frequenzkonverter 3O₂ über den Multiplyer 34 mit dem Faktor 2 zur Erzeugung der anderen Trägerweile C₂. Die so erzeugten Trägerwellen C, und C₂ werden zur Demodulation der PAM-Signale jedes Kanals verwandt, die orthogonal VSB moduliert sind. Als erstes wird die Phase der Trägerwelle C, um einen entsprechenden Betrag durch den veränderbaren Phasenschieber 27, verzögert. Der Ausgang des Phasenschiebers 27, ist direkt verbunden mit dem Multiplyer 22₂ und über den Phasenschieber 26, mit dem anderen Multiplyer 22,. Durch den Phasenschieber 26] wird eine Phasenverschiebung von 90 erzeugt Die Ausgänge der Multiplyer 22, und 22₂ werden den Dämpfungsfiltern 23, und 2S₂ zugeführt zur Demodulation derjenigen Signale, welche durch die gleichphasige Komponente und die 90'-Komponente der Trägerwelle C₁ im Modulator nach F i g. 3 moduliert wurden. Der Subtrahierer 24, und der Addierer 24j erzeugen die Differenz und die Summe der Ausgänge der Filter 23, und 232 und liefern somit die Ausgangssignale an den Anschlüssen 25₂ und 25, sowie Kanäle 1 und 2. In entsprechender Weise werden die Ausgangssignale für die Kanäle 3 und 4 an den Anschlüssen 25₃ und 25₄ unter Verwendung der Trägerwelle C₂ erhalten.

Mi( der vorerwähnten Modulation und Demodulation ist es möglich, eine Datenübermittlung auszuführen, welche frei ist von Interferenzen zwischen den Signalen der einzelnen Kanäle und frei ist von Interferenzen zwischen den Kanälen wie nachfolgend noch erläutert wird. Es sei vorausgesetzt, daß die übertragungsleitung in den Bändern ideal entzerrt ist beim Durchlaß des Signalspektrums der Fig. 4. Der Impulsübertragungsfaktor des Wegs des Kanals 1 vom Demodulatoreingang 1, zum Demodulatorausgang 25, ergibt sich wie folgt:

/ΐιι(ί) = [/·,.«) cos (2 rr/d' +Vt) + >\(r)sin(2.-r/,.|l + y,)] ·
cos (2 .-7/,.,/ + <_/r)®r,U) + [r,.(/)cos (2.-ι/,.,( + 7,) + r_s(()sin (2 .-r/,,ί + 7,)] sin (2 .-r./',.,( +

Hierbei ist /·,.(') und r_s(t) die umgekehrte Fourier- 65 Modulation und Demodulation.*stellt eine Laplaec-

ablcitung der Ubcrtragungsfunktioncn R_c(f) und Transformation dar.

Rs(J)- ./',-ι ist die Frequenz, der Trägerwelle^ C₁ ■</, Nach einer Fourierumwandlung beider Seilen der

und u, sind Phasenwinkel der Trägerwellen bei der Gleichung I unter Berücksichtigung der Bedingungen

der Bandbegrenzungen der Filter ergibt sich eine übertragungsfunktion für den Kanal 1.

H₁₁(Z) = cos U₁ ,-,Ir)RJJ)RIf)

, sin (7,-7,)[R₁(Z)²- R,.(/)²]

(2)

Falls die Übertragungsfunktionen RJf) und R_x(J) durch die nachfolgende Gleichung (3) gegeben ist und falls die Bedingung ψ, = q_r erfüllt ist durch entsprechende Synchronisierung der Phasenwinkel der Trägerwelle, dann kann die Gleichung 2 durch die folgende Gleichung 4 ersetzt werden.

RJf) = A(J)CXp [K-KU) +

RAD =

n(Z) = /l(Z)²exp[i4rr/rf]

(3)

(4)

d ist die durch die Filter erzeugte Verzögerung oder Phasenverschiebung.

Da vorausgesetzt wurde, daß die Amplitudencharakteristik A(J) die Nyquistbedingungen erfüllt.

10

dann kann der Kanal mit der übertragungsfunktion nach Gleichung 4 Daten übermitteln, ohne daß eine Interferenz der Signale in diesem Kanal auftritt. Das gleiche gilt natürlich auch für die anderen Kanäle. Die übertragungsfunktion Wi₂(Z) ^Vüm Eingang des Kanals 1 zum Ausgang des Kanals 2 und die übertragungsfunktion W₂i (Z) rom Eingang des Kanals 3 zum Ausgang des Kanals 1 ist gegeben durch

ι

W₁₂(Z) = y sin (,,-«
W₂₁(Z) = -W₁₂(Z)

)² +

(5)

1st die Bedingung 7, = η _r erfüllt bei der vorherigen Voraussetzung, dann werden beide Ubertragungsfunktionen W₁₂(Z) und W₂₁ (Z) gleich Null. Eine Interferenz zwischen den Kanälen 1 und 2 tritt also nicht auf. Auf entsprechende Weise ist die Interferenz zwischen den Kanälen 3 und 4 beseitigt.

Die Interferenz zwischen Kanälen mit unterschiedlichen Trägerwellen wird nachfolgend beschrieben. Falls die übertragungsfunktion eines Wegs vom Eingang eines Kanals j zu dem Ausgang eines Kanals k dargestellt wird durch //_JJk(/)(/,A = 1, 2, 3,4) dann ergeben sich Übertragungsfunktionen die den nachfolgenden Gleichungen genügen.

Wi₃(Z) = W₂₄(Z) = W₁₄(Z) = W₃, (Z) = W₄₂(Z) = W₄₁(Z) = 0 W₃₂(Z = -ie'⁴¹"'A(f)lA(f-f,)cxp{-i2nf_td + i(,_h2 - -_/rl)

-/4(/ + Zr)exp<i2^Zc<i - 1(7.2 - 7,i)i]

W₂₃(Z) = -ie'WAiD ■ [A(f-f_c)exp{--i2*fj - i(,_hi - _7r2)} f_[)exp{i2nf_cd + /(,„ - Vr₂)G

(6)

7,1 und 7,ι sind der Ubertragungsendphasenwinkel und der Empfangsendphasenwinkel der Trägerwellen C]. φ_α und 7'_r2 sind der Ubertragungsendphasenwinkel und der Empfangsendphasenwinkel der Trägerwelle C₂.

Wie sich aus der vorstehenden Gleichungsaufstellung ergibt, sind Interferenzen ausgeschlossen außer zwischen den Kanälen 2 und 3. In bezug auf die Interferenzen zwischen den Kanälen 2 und 3 müssen die Trägerphasenwinkel bei der Modulation und Demodulation üo eingestellt werden, daß sie den nachfolgenden Bedingungen genügen.

'/12 — V'i - 2*fed I
7-1 - 7>2 = -2* fed J

(7)

Sind diese Bedingungen erfüllt, dann ist auch bezüglich der Interferenz zwischen den Kanälen 2 und 3 die Nyquistbedingung erfüllt, so daß die Ubcrtragungsfunktionen Null werden bei den Abfragepunkten mit Intervallen von T = I/Zc, so daß keine Interferenz gegenüber der Datenübermittlung vorhanden ist. Damit die Phasendifferenz der Trägcrwcllcn C| und C₂ den Bedingungen der Gleichungen Nr. 7 genügen.

sind im Modulator nach Fig. 3 die veränderbaren Phasenschieber 9₂ und 9i vorgesehen.

Um eine sichere Arbeitsweise des Modulators nach ' F ι g. 6 sicherzustellen, ist es notwendig, den Phasenwinkel der Trägerwelle zu synchronisieren, d. h., geeignete Phasensteuersignale müssen den Steuereingängen 28] und 28₂ der veränderbaren Phasenschieber

27) und 27₂ zugeführt werden.

F i g. 7 zeigt ein Beispiel eines Phasenfehlerdeteklors, der diese Phasensteuersignale erzeugt. 25, und 25₂ sind Eingangsanschlüsse, welche verbunden sind mit den Ausgangsanschlüssen 25] und 25₂ der F i g. 6.

Der Detektor nach F i g. 7 besteht aus den Schwellwerlbegrenzern 37i und 37₂, den Multiplyern 38] und 38₂, einem Subtrahierer 39, einem Tiefpaßfilter 40, einem Akkumulator 41 und einem Ausgangsanschluß 28|, der verbunden ist mit dem Steucranschluß 281 in

μ F i g. 6. Ein Phasenfehlersignal Sinus (</_M — 7_rl) der Trägerwelle Ci wird erzeugt am Ausgang des Tiefpaßfilters 40. Eine genaue Phasensynchronisation wird auf die nachfolgend beschriebene Weise erreicht. Falls die inverse Fouricrumwandlung der übcr-

b5 tragungsfunktion HjAf) dargestellt wird durch hjAl) und falls die Ubcrlragungssignalscrien des Kanals/ dargestellt werden durch (x_Jn) dann ergeben sich die Ausgangssignalc der Kanüle I und 2 durch die nach-

folgende Gleichung Nr. 8. Hierbei ist vorausgesetzt, daß Rauschspannungen und eine Interferenz von anderen Kanälen vernachlässigbar ist.

_| (i) = 2 [.ν,„/ι,, {t - iiT + 2(1) + X₂Ji₂₁ U - nT f- 2r/)]

)>,(/) = V [.Vi„/ι,2 (ί - «Τ + 2ί/| + .Y₂H₂₂ (ί - ;ιΤ + 2(/)]

Da /int/) und H₂₂(I) ausgesprochene Spitzen bei ι = 2i/ aufweisen, sind die !bittenden Beziehungen erfüllt.

= sgn(x,,„)

(9)

hierbei ist sgn ( ) eine sign-Funklion.

Der Schwellwertbegrenzer 37, in F i g. 7 erzeugt sgn()'i(f)), und der Multiplyer 3S₁ erzeugt das Produkt des Ausgangs des Schwellwertbegrenzers 37j und j»₂(0· Der Subtrahierer 39 und der Tiefpaßfilter 40 erzeugen einen Zeitdurchschnitt hiervon, so daß dort das folgende Ausgangssignal entsteht.

Jsgn(ϊ!(ί))· Yi

i Sl

(ίο;

In entsprechender Weise erzeugen der Schwellwerlbegrenzer 37₂, der Multiplyer 38₂ und das Tiefpaßfilter 40 das folgende Signal

J SgH(V₂(O)- V₁(Od/ - %\X₂Jh_n(Id) (II)

Demgemäß ist der Ausgang des Filters 40 ein Signal äquivalent der Differenz zwischen den Gleichungen Nr. 10 und Nr. II. Aus der Gleichung Nr. 5 ergibt sich, daß /i_!2(2i/) proportional dem Sinus (7, - _f/r) und h₂i(2d) proportional dem zugehörigen Umkehrsignal ist, so daß das Phasen fehlersigna I Sinus (7, — </_r) am Ausgang des Filters 40 erhalten wird. Die Phasensynchronation für die Trägerwelle C₂ wird in gleicher Weise ausgeführt, wie anhand der F i g. 7 beschrieben.

Zur Reproduktion des übermittelten Signals vom Ausgangssignal des Demodulators nach F i g. 6 ist eine Abfragung bei den Intervallen T= !//,erforderlich. Da Zeitsteuersignale mit der Frequenz/,, am Anschluß 35 in F i g. 6 liegen, können die Abfragesignalc

erzeugt werden durch Änderung der Phase dieses Signals.

F i g. 8 zeigt ein Beispiel eines Abfrageschaltkreises, bestehend aus einem Eingangsanschluß 25,, einem

i> Abfragcgatler 42, einem veränderbaren Phasenschieber 43, einem Ausgangsanschluß 44_l5 Abfrageverzögerungsbauteilen 45, bis 45₄, Dämpfungsgliedern 46j bis 46₄ und einem Addierer 47. Weiterhin sind vorhanden ein Multiplyer 48, ein Tiefpaßfilter 49, ein Akkumulator 50 sowie ein Zeittaktsignaleingang 35. Der Eingangsanschluß 25i in F i g. 8 ist verbunden mit dem Ausgangsanschluß 25, des Kanals 1 in F i g. 6. Die Phase des Abfragesignals wird so gesteuert, daß die Streuung der Interferenzen der Signale innerhalb des Kanals ein Minimum wird. Der Ausgang des Demodulators soll so abgefragt werden, daß die abgefragte Information am Ausgangsanschluß 44, auftritt. Entsprechende Abfrageschaltkreise s^:iid bei den anderen Kanalausgängcn ange-

JO schlossen. Die vorerwähnte Steuerung des Phasenwinkels des Abfragesignals kann wie folgt erläutert weiden:

Die Streuung der Interferenz der Signale im Kanal 1 ist gegeben durch die folgende Gleichung, wobei vor-

r> ausgesetzt ist, daß der Zeitfehler des Abfragesignals r

ist. Q(t) =

,(in T+ Id + t)\²>

(12)

hierbei bedeutet < > ein Satzmitlei.

Zur Steuerung von τ, um Q(r) auf ein Minimum zu bringen, ist es ausreichend, den Gradienten von Q(r) in bezug auf τ zu finden und diesen Gradienten den Akkumulator 50 in F i g. 8 zuzuführen. Der Gradient von Q(t) in bezug auf τ ist gegeben durch folgende Gleichung

■15

y d

= 2„4„ <.\-i,„> /I₁₁(HiT+2</ + τ) ------ /I₁₁(HiT+2i/ + r)

Falls der Ubertragungs- oder Verstärkungsfaktor der Dämpfungsglieder 4O₁ bis 46₄ wie folgt ist

K, =

2(1 + τ)|_τ-„dl = - 2, - 1, I, 2)

(LV)

und falls das Produkt des folgenden Ausgangssignals vom Addierer 47

»ι =π

2d +

ist und das Ausgangssignal Vi(2(/+ r) vom Verzögerungsglied 45₂ gebildet wird durch den Mulliplycr 48 und die Zcitmitllung durchgeführt wird durch den Tiefpaßfilter 49, dann kann ein näherungsweiser Wert des Gradienten der Gleichung Nr. 1.1 von iiäherunusweisc r = 0 erreicht werden.

Aus der vorstehenden Beschreibung ergibt sich, daß zwei Pilotsignale den beiden Enden eines Signal-

bo spektrums überlagert werden und der Demodulator die notwendigen Trägerwelle!! und Taktsignal von diesen Pilotsignalen ableitet. Falls jedoch die Frequenz der Trägerwelle in einer einfachen Beziehung steht zur Taktfrequenz, beispielsweise im Verhältnis eines

h^r> vielfachen, dann ist lediglich ein Pilotsignal erforderlich. Weiterhin ist es möglich, die Triigcrwcllen und das Taktsignal von den modulierten Signalen abzuleiten, ohne daß hierzu Pilntsiumile benütiul werden.

Zur Ableitung dieser Trägerwelle werden dm' Akkumulator 41 in F i g. 7 und die veränderbaren Phasenschieber 27_; oder 27_; in 1 i g. 6 ersetzt durch einen spannungsgesteuerten Oszillator mit einer Nennfrequen/ äquivalent denjenigen der Trägerwelle. In bezug auf die Ableitung des Taktsignals ist es möglich, eine Methode anzuwenden, bei welcher die Schwebung zweier Trägerwellen mit beieinanderliegenden Frequenzen erfaßt wird. d. h.. die Frequenzen der beiden Trägerwellen unterscheiden sich durch die Frequenz/,. Im Falle der übertragung von zwei Kanälen mil lediglich einer Trägerwelle kann ein Verfahren verwendet werden, wie es anhand der F i g. 9 verdeutlicht wird.

Die Schaltung nach F i g. 9 besteht aus einem hingangsanschluB 25,. welcher mit dem Ausgangsansehluß 25, in F i g. 6 verbunden ist, einem Tak'.-signalausgnng 35. der beispielsweise mit dem Taktsignaieingang 35 in F i g. 8 verbunden ist, Bandpaßtiltern 51 und 53 mit einer Mittclfrequenz von /,./2 und f\, einem Rechteckumformer 52 und einem phasengesteuerten Oszillator 54 mit einer Frequenz \on /,. welcher Taktsignale an seinem Ausgang 35 erzeugt.

Wie schon zuvor erwähnt, können die Interferenzen zwischen den Kanälen und zwischen den Signalen auf ein Minimum gebracht werden durch Verwendung einer automalischen Phasenkontrollschleife zum Zwecke der Steuerung der Phasensynchronisation der Trägerwelle und des zeitlichen Ablaufs der Abfragung. Falls der Modulator, der Demodulator und die Ubermittlungsleitung ideal entzerrt sind, können Interferenzen zwischen den Signalen und zwischen den Kanälen gedruckt werden auf einen ausreichend niedrigen Pegel. Bei den vorhandenen Ubermittlungsleitungen sind jedoch beträchtliche Interferenzen vorhanden, welche die Datenübertragung stören. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein selbsttätiger Entzerrer, bestehend aus einem Querfilter, verwendet, um solche Interferenzen zu kompensieren, wodurch eine wirksame Datenübermittlung sichergestellt ist.

Fig. 10 zeigt einen automatischen Entzerrer, bestehend aus den Eingängen 44] bis 44₄ Für die Kanäle 1 bis 4, Querfiltern 6I₁ bis 6I₁₀, Addierern 62] bis 6Z₁. Verknüpfungsschaltkreisen 63, bis 63₄, Subtrahierern 64, bis 64t, Multiplizierer 6S₁ bis 65₄, Schrittschaltgensratoren 66, bis 66₄ und Ausgangsanschiüssen 67, bis 67₄ für die Kanäle 1 bis 4.

Die Fig. 11 zeiat im Detail den Aufbau der Querfilter (7FS) 61, bis 61„, in Fig. 10.

Die Transversalfilter nach Fig. Il weisen auf einen Eingangsanschluß 44, Verzögerungsglieder 68, bis 68.\i-i, Multiplyer 69, bis 69_M, Akkumulatoren 70, bis 70_Af. Multiplyer 71, bis 71_M, einen Addierer 72 und einen Ausgangsanschluß 73. Mit 74 ist ein Fehlersignaleingang bezeichnet. Die 7"FS 61,, 6I₄, 6I₇ und 61,1, sind zur Kompensation der Signalinterferenzen in den Kanälen 1, 2. 3 und 4 vorgesehen, während die restlichen TFS zur Kompensation der Kanalinterfcrenzen zwischen benachbarten Kanälen vorgesehen sind. Im Falle des Kanals 2 wird das Eingangssignal an den Eingangsanschluß 44j angelegt und durchläuft den Signalinterferenzkompensierer 6I₄ dieses Kanals. Die Ausgänge von 61j und 6I₅ zur Kompensation der Kanalinlerferenzen von den Kanälen 1 und 3 werden addiert im Addierer 622- Das übermittelte mehramplitudige PAM-Signal wird demoduliert im Verknüpfungsschaltkreis 6S₂, bestehend aus einem Quantisicrungsschaltkreis und sodann zugeführt dem Ausgangsanschluß 67₂. Der Subtrahierer 64₂ erzeugt die Differenz zwischen dem Eingangssignal des Verknüpfungssehaltkreises 63; und dem Ausgangssignal, d. h. ein Fehlcrsignal. Der Multiplyer 65₂ multipliziert "ι das Fehlersignal mit einem Anpassungsschritt, der durch den Schrittgenerator 66₂ erzeugt wurde, um so die Amplitude zu modifizieren. Das so angepaßte Signal wird den Fehlersignalcingang 74 der TFS 61.,, 6I₄ und 6I₅ zugeführt. In jedem der 7FS erzeugen die

in Multiplyer 7I₁ bis 71_M die Produkte eines solchen Fehlersignals und der abgegriffenen Ausgangssignale der Verzögerungsleitung, bestehend aus den Verzögerungsgliedern 68i bis 68 ν.,. Die Produkte werden zugeführt den Akkumulatoren 70, bis 70_M. Auf diese

υ Weise wird der Wichtigkeitskoeffizienl des Querlilters (d. h. das Ausgangssignal der Akkumulatoren) auf solche Weise modifiziert, daß die Summe der Signalinterferenz und der Kanalinterferenz am Eingang des Verknüpfungsschaltkreises 63₂ ein Minimum

ja aufweist. Auf diese Weise ist es möglich, die Signalintcrferenz und die Kanalinterferenz durch mehrfache Wiederholung der Anpassungssteuerung und der Veränderung der Wertigkeitskoeffizienten der Filter auf optimale Werte, wirksam zu reduzieren. Bei den

jj Anpassungsschritte·· sind über die Zeitkonstanten der Anpassungssteuerschleifen zu entscheiden. Diese sind anfänglich sehr groß und werden allmählich reduziert, bis sie unter normalen Bedingungen konstante Werte aufweisen. Bezüglich eines automa-

i<> tischen Entzerrers für eine einkanalige übertragung wird verwiesen auf Kapitel 6 des Buches »Principles of Data Communication« von R. W. Lucky, McGravv Hill 1968. Der automatische Entzerrer gemäß der vorliegenden Anmeldung wurde auf die An-

jj wendung bei mehrkanaligen Übermittlungen erweitert. Bei der vorerwähnten Anpassungssteuerung wurde das MS-(squaring method)Verfahren beschrieben. Es ist jedoch auch möglich, andere Verfahren zu verwenden, beispielsweise das ZF-(zero-forcing method)Verfahren zu verwenden.

Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, können Signalinterferenzen und Kanalinterferenzen durch Verwendung automatischer Entzerrer und Anpassungssteuerschleifen wirksam unterdrückt

4; werden. Dies gilt für den Fall, daß die Entzerrung der Ubermittlungsleitung und die Synchronisation der Trägerwellen und die Zeitsynchronisation nicht perfekt ist. Eine wirksame Datenübertragung, frei von solchen Interferenzen ist sichergestellt.

w Das vorbeschriebene Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß pro Kanal drei Querfilter erforderlich sind, wodurch das Gerät kompliziert und teuer wird. Gemäß der nachfolgend beschriebenen Methode wird dieser Nachteil beseitigt durch Unterdrückung der Kanalinterferenzen durch Trägersynchronisation und Zeitsynchronisation, während die lediglich die Kanal-Interferenzen in jedem Kanal kompensiert werden durch Querfilter.

Fig. 12 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eine;

bo automatischen Entzerrers gemäß der vorliegender Erfindung. Er besteht aus Querfiltern 7FS 61,, 6I₄ 6I₇ und 61,(„ Verknüpfungsschaltkreise 63, bis 63₄ Subtrahieren 64, bis 64», Multiplyer 65, bis 65₄ Schrittgeneratoren 66, bis 66₄ und Ausgangsan

b5 Schlüssen 67, bis 67₄. Diese Bauteile erfüllen di( gleichen Aufgaben wie die entsprechenden Bauteile des automatischen Entzerrers nach F i g. 10. Dei Entzerrer nach Fig. 12 besteht weiterhin aus Ein

gangsanschlüssen 25, bis 25₄, Abfragegattern 42, bis 42j, veränderbaren Phasenschiebern 43, bis 43₄ und einem Taktsignaleingang 35. Diese Bauteile weisen die gleiche Funktion auf wie der Eingangsanschluß 25i, das Abfragegalter 42, der veränderbare Phasenschieber 43 und der Taktsign: !eingang 35 der Abfrageschaltung nach F i g. 8. Weiterhin weist die Schaltung nach Fig. 12 Phascnfehlerdetektoren 75, und 75z, Ausgangsanschlüsse 28, und 2S₂, Zeitfchlerdelektoren 76, und 76₃ und Zcitsteueranschlüssc 77, und 77₂ auf. Die Eingangsanschlüsse 25, bis 25₄ sind verbunden mit den Ausgangsanschlüssen 25, bis 25₄ des Demodulators nach F i g. 6. Die demodulierten Ausgänge werden durch die Abfragegatter 42, bis 4Z₁ abgefragt, entzerrt durch die 7FS 61,, 6I₄, 6I₇ und 61„), sodann quantisiert durch die Verknüpfungsschaltkreise 63, bis 63₄ und sodann den Ausgangsanschlüssen 67, bis 67₄ zugeführt. Hierbei kompensieren die TFS 61,, 6I₄, 6I₇ und 61,₍, die Signalinterferenzen in den entsprechenden Kanälen in derselben Weise wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 10, jedoch werden die Kanalinterferenzen hierbei nicht kompensiert. Die Ausgangsanschlüsse 28, und 28₂ der Phascnfchlerdelektoren 75, und 75₂ werden jedoch mit den Phasenkontrollanschlüssen 28, und 28₂ des Demodulators nach F i g. 6 zur Kontrolle der Phasenwinkel der Trägerwellen C, und C₂ verbunden, so daß die Interferenzzwischen zwei Kanälen mit den gleichen Trägerwellen, beispielsweise die Interferenz zwischen dem Kanal 1 und 2 und die Interferenz zwischen dem Kanal 3 und 4, eluminiert werden kann. Die Ausgangssignale der Zeitfehlerdetektoren 76, und 76₂ werden den Steuereingängen der veränderbaren Phasenschieber 43₂ und 43., zur Kontrolle der Zeilphasen der Kanäle 2 und 3 zugeführt, so daß die Interferenz zwischen benachbarten Kanälen unterschiedlicher Trägerwellen, d.h. die Interferenz zwischen dem Kanal 2 und dem Kanal 3, eliminiert werden kann.

Die Fig. 13 zeigt den Aufbau der Phasehfehlerdctektoren 15, bzw. 15₂ der Fig. 12 und Fig. 14 zeigt den Aufbau der Zeitfehlerdetektoren 76, bzw. 76z der Fig. 12.

In F i g. 13 besteht der Phasenfehlerdetektorausden Signaleingängen 67, und 67₂, den Fehlereingängen 80, und 8O₂, den Abfrageverzögerungsgliedern 81, bis 8I,„den Dämpfungsgliedern 82, bis 82,,, den Addierern 83, und 83^ den Multiplyern 84, und 842, dem Subtrahierer 85, dem Tiefpaßfilter 86, dem Akkumulator 87 und dem Ausgangsanschluß 28,. Die bewertete 5υΐτιηιεΣ £,„_„, · /i„, des demodulierten Signals x,„des Kanals 1, zugeführt vom Signaleingang 67,, wird erhalten am Ausgang vom Querfilter, bestehend aus den Verzögerungsgliedern 81,, 8I₂, den Dämpfungsgliedern 82,, 82₂ und 82_a und dem Addierer 83). Hierbei ist hjm= -1,0,1) der Verstärkungs- bzw. Durchlaßfaktor der Dämpfungsglieder 82,, 82₂ und 82.,. Der Verstärkungs- bzw. Durchgangsfaktor h,„ im

dargestellten Beispiel wird gewählt als

2d)

(14)

Hierbei ist /ΐ(ί) die umgekehrte Fourierumwandlung der folgenden Gleichung

= /4(/)²cos2«_r(/)exp(i4.-7d/) (15)

Dieses Ausgangssignal wird multipliziert mit dem Fehlersignal (dessen Amplitude durch den Anpassungsschritt modifiziert wurde) e_2n für den Kanal 2 am Ausgang des Verzögerungsgliedes 8I₃. Das Produkt wird über den Subtrahierer 85 zur Glättung dem Tiefpaßfilter 86 zugeführt und gelangt sodann zum Akkumulator 87 zur Bildung eines Phasensteuersignals. Die Verzögerungsglieder 8I₅ und 81_h, die Dämpfungsglieder 824., 82₅ und 82ft und der Addierer 83₂ bilden ein anderes Querfilter, welches dieselben Charakteristiken aufweisen wie das vorgenannte Querfilter. Das demodulierte Signal x_2ll des Kanals 2 wird zugeführt dem Eingang 67₂ des vorgenannten anderen Querfilters, während das Fehlersignal e,„ des Kanals I am Fehlereingang 80, liegt, wobei am Ausgang 28, in der zuvor beschriebenen Weise die Bewertung — υ, „ · Σ h„, · X_2n - _m vorgenommen wird, welche diesem Ausgangüberlagertwird.DiesesAusgangssignalsteuert den Phasenwinkel der Trägerwelle C₁, so daß Interferenzen zwischen den Kanälen 1 und 2 vermieden werden können.

Die in den demodulierten Ausgangssignalen der Kanäle 1 und 2 enthaltenen Interfereny.en von den Kanälen 2 und 1 können durch die folgenden Gleichungen verdeutlicht werden, basierend auf der Gleichung Nr. 8

= Σ x_2m/i2i(i-»" + 2rf)

in = — v.

= Σ x_imhu(t-mT+2d)

(16)

4» Hierbei kann h_l2(t) und Zi₂₁ (l) ersetzt werden durch die folgenden Gleichungen, basierend auf der Gleichung Nr. 5

Ji₁₂(I) = /i(f) sin (7, — v_r)
ft_2l (0 = -Mi) sin (y, -<ir)

(17)

Da es ausreichend ist, die Quadratwerle der Kanalinterferenz gemäß Gleichung 18 durch Veränderung des Phasen winkeis q_r der empfangenen Trägerwelle auf einem Minimum zu bringen

QUi r) = <e,U)²> + <c₂U)²>

(18)

kann der Gradient der Funktion Ql?_r), wie durch die folgende Gleichung 19 gegeben, abgeleitet und als Steuersignal verwendet werden

= 2<i'₁(/)^x₂„,/i(i-/«r+2</)cos(_v,-_7r)>

- 2

2 <t'₂(D

(19)

2i/)cos(f_/(

Aus der vorstehenden Beschreibung ergibt sich, daß der Phasenfehlerdetektor nach Fig. 13 für den vorerwähnten Gradienten einen entsprechenden Wert erzeugt. Selbst wenn in Fig. 13 der Signaleingang 67, und der Fchlereingang 8O₂ miteinander ausgetauscht werden, kann die gleiche Arbeitsweise erzielt werden. Der Phasenfehlerdetektor 75₂ für die Phasensteuerung der Trägerwelle C₂ ist in entsprechender Weise aufgebaut.

Der Schaltkreis gemäß F i g. 14 besteht aus einem Signaleingang 67.,, einem Fehlcreingang 8O₂, den Abfragcverzögerungsglicdcrn 90, bis 90,. den Dämp-

fungsgliedern 91, bis 9I₃, dem Addierer 92, dem Multiplyer 93, dem Tiefpaßfilter 94, einem Akkumulator 95 und einem Ausgangsanschluß 96. Die Verstärkungs- bzw. Durchgangsfaktoren der Dämpfungsglieder 9I₁ bis 9I₃ ist wie folgt

Km = h'_i2(mT+2d)(m = - 1,0,1) (20)

Hierbei ist h'₃₂{t)das Differential der Fourierumkehrrung der folgenden Gleichung

H,₂(/) = -/e" * "¹A (J)[A(J-JA -A (/ + /,)] (21)

Bei Fig. 14 wird das deinodulierte Signal x₃„ des Kanals 3 dem Signaleingang 37₃ zugeführt, während das Fehlersignal e_2n des Kanals 2 dem Fehlereingang 8O₂ zugeführt wird, so daß ein Querfilter, bestehend aus den Verzögerungsgliedern 90, und 9O₂, den Dämpfungsgliedern 91,, 9I₂, 9I₃, dem Addierer 92 zusammenwirken mit dem Verzögerungsglied 9O₃ und dem Multiplyer 93 zur Erzeugung eines Wertes entsprechend demjenigen in Fig. 13
y

(!inmKmXXn-m (22)

Der Ausgang des Multiplyers 93 wird geglättet durch das Tiefpaßfilter 94 und zugeführt dem Ausgang 96 über den Akkumulator 95. Dieses Ausgangssignal steuert den Phasenschieber 4S₂ zur Steuerung des Phasenwinkels der Abfragezeitpunkte des Kanals 2, so daß auf diese Weise die Interferenz des Kanals 3 auf den Kanal 2 in der nachfolgend beschriebenen Weise vermieden wird.

Die Interferenz des Kanals 3 auf den Kanal 2 ist gegeben durch folgende Gleichung

?₂₃(ί)=Σ

(23)

Hierbei ist h_i2(t) die Fourierumkehrableitung von H₃₂(Z) der Gleichung 21, wobei Nullwerte vorausgesetzt werden bei t = nT+2d(n = ... -1,0,1).

Um diese Interferenz zu eliminieren, ist es ausreichend die Abfragezeitphase τ des Kanals 2 zu modifizieren, um den Quadratwert der folgenden Gleichung der Kanalinterferenz auf ein Minimum zu bringen

Q(t) = <e_2i(zf> (24)

Der Gradient dieser Funktion Q(t) kann abgeleitet werden aus der folgenden Gleichung Nr. 25, so daß er als Steuersignal in einem Rückkopplungskreis verwendbar ist

!9JlL

(25)

18

relevant ist für die Kanalinlerferenz, kann eine solche Zeitsteuerung dazu verwendet werden, die Signalinterferenz in den einzelnen Kanälen auf ein Minimum zu bringen. Das im Zusammenhang mit F i g. 8 be- -> schriebene Verfahren kann zu diesem Zwecke verwendet werden. Zu diesem Zweck kann das System rechts vom Ausgangsanschluß des Abfragegatters 42 der F i g. 8 verbunden werden mit dem Ausgangsanschluß des Abfragegatters 42, in Fig. 12, während

iü der Ausgang des Akkumulators 50 in F i g. 8 mit dem Zeitsteueranschluß 77, nach Fig. 12 verbunden wird. Als wirksameres Verfahren kann die Zeilsteuerung so geregelt werden, daß die Signalinterferenz am Ausgang des Querfillers des automatischen Entzerrers auf ein Minimum gebracht wird.

Die Fig. 15 zeigt ein Beispiel eines Zeitfehlerdelektors gemäß diesem Verfahren. Er besteht aus einem Signaleingang 67,, einem Fehlereingang 80,, dem Abtastverzögerungsgliedern 67, bis 67₃, den Dämpfungsgliedern 98, und 98i, dem Addierer 99, dem Mulliplyer 100, dem Tiefpaßfilter 101, dem Akkumulator 102 und dem Ausgangsanschluß 77,. Das demodulierte Signal x,„ des Kanals 1 wird zugeführt im Signaleingang 67,, während das Fehlersignal e,„ des Kanals 1 dem Fehlereingang 80, zugeführt wird. Die Durchgangs- bzw. Verstärkungsfaktoren der Dämpfungsglieder 98, und 98₂ werden auf h'_m(m= -1,1) gestellt, entsprechend der Definition der Gleichung 13. Wie im Falle des Systems nach Fig. 14 weist das System nach Fig. 15 den folgenden Hauptwert auf

<-'i„ · Σ/ι;,.ν,.„-,„

Ill I- Il

(26)

Dieses Ausgangssignal wird angelegt an den Steuer-

anscnluß 77, des Phasenschiebers 43, von Fig. 12 zur Steuerung der Zeitphase des Kanals 1 und damit zur Verminderung der Signalinterferenz im Kanal 1, wie dies zuvor beschrieben wurde.

Da die Signalinterferenz des Kanals gegeben ist durch

4ΐπ(ί-/»Τ + 2d) (27)

wird die Objektfunktion des diesbezüglichen Quadratwertes zu

Qd) =

(28)

Der Gradient in bezug auf den Zeilfehler wird

Es ist ersichtlich, daß der Wert der Gleichung Nr. 22, wie aus der Schaltung nach Fig. 14 abgeleitet, ein Schätzwert ist für den Gradienten der Gleichung Nr. 25. Es sollte hierbei bemerkt werden, daß selbst bei einem Austausch des Signaleingangs 37₃ mit dem Fehlereingang 8O₂ das gleiche Resultat erzielt wird, vorausgesetzt, daß die Sequenz der Dämpfungsglieder 91,,9I₂ und 91j umgekehrt wird. Für die Zeitsteuerung des Kanals 3 wird ein Zeitfehlerdetektor 76₂ gleichen b5 Aufbaus verwendet.

Da eine Zeitsteuerung des Kanals 1 und des Kanals 4 an den Außenseiten des Ubertragungsbandes (29)

Hierbei ist h'_n(t) das Differential von h_n(t).
Da der Hauptwert der Gleichung 26, wie durch das System nach F i g. 25 bestimmt, ein Schätzwert für den Gradienten der Gleichung Nr. 26 ist, so wird ersichtlich, daß die Signalinterferenz auf ein Minimum gebracht werden kann durch eine Regelkreissteuerung und Verwendung des Hauptwertes der Gleichung 26 als Regelsignal.

Aus der vorsiehenden Beschreibung ergibt sich, daß die Kanalinterferenzen eliminiert werden können durch Steuerung bzw. Regelung der Phase der empfangenen Trägerwellen und der Zeitsteuerung eines Abfragesignals mit einem Fehlersignal, welches von

einem automatischen Entzerrer abgeleitet wird, wobei die TFS des automatischen Entzerrers nach Fig. 10 zur Kompensation der Kanalinterferenz nachgeführt werden. Auf diese Weise kann die Größe des automatischen Entzerrers reduziert werden auf '/2 bis '/j der seitherigen Größe unter gleichzeitiger Verbesserung der Wirtschaftlichkeit.

Mit den vorerwähnten Modulatoren, Demodulatoren und automatischen Entzerrern ist us möglich, eine höchst wirksame und stabile Datenübermittlung auszuführen, selbst wenn die UbermiUlungsleitung nicht perfekt entzerrt ist. Selbst bei nicht entzerrter Vermittlungsleitung ist es möglich, Kanalinterfcrenzen und Signalinterferenzen auszuschalten.

Hierzu S Blatt Zeichnuni>cn

Claims

Patentansprüche:

1. Mehrkanaliges Multiplexdatenüberlragungssystem zur übertragung digitaler Daten mittels einer bandbegrenzten Analogübertragungsleitung mit einem Modulator und einem Demodulator, zwischen denen die übertragungsleitung geschaltet ist, wobei der Modulator mindestens zwei Kanäle aufweist, von denen jeder ein Seitenbandfilter umfaßt, dessen Ausgang mit dem ersten Eingang eines Multiplyers verbunden ist, an dessen zweiten Eingang eine Trägerwelle anliegt, wobei die Trägerwellen beider Kanäle um 90° zueinander phasenverschoben sind und die Ausgänge der beiden Multoplyer zur Bildung des Ausgangs des Modulators in Addierern miteinander addier« werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Dateneingänge I₁, I₂ bzw. I₃, I₄) mit einem Addierer (2_l bzw. I₁) und einem Subtrahierer (I₁ bzw. Z₁) verbunden sind, die dem Seitenbandfilter (3i bzw. 33) des einen Kanals die Summe und die dem Seilenbandfilter (S₂ bzw. 34) des anderen Kanals die Differenz der Signale der Dateneingänge (I₁,1₂ bzw. I3, I4) zufuhren und die Filter (3], 32 bzw. 33, 34) gleiche Phasenverzögerungen und gleich große, jedoch entgegengesetzte Phasencharakteristiken aufweisen.

2. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Addierer (5i bzw. S₂) in einem weiteren Addierer (6) mit mindestens einem Pilotsignal addiert werden.

3. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Addierer (5j bzw. S₂) in einem weiteren Addierer (6) mit zwei Pilotsignalen (/η /2) addiert werden, wobei die Pilotsignale (/i. /2)» die am Anfang und Ende des Frequenzspektrums des übertragenen Signals auftreten, zur Trägerwelle (C₁ bzw. C₂) ein Frequenzintervall von 3/4/_caufweisen und/_cdie Impulsfolgefrequenz jedes Kanals ist.

4. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerwelle (Ci bzw. C₂) gegenüber dem oder den Pilotsignalen (/_t, f₂) phasenverschoben ist oder sind und diese Phasenverschiebung durch einen Phasenschieber (9! bzw. 9₂) bewirkt wird, der in die Zuleitung zu den zweiten Eingängen der Multiplyer (4^ ^ bzw. 43, 44) geschaltet ist.

5. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei mehr als zwei Dateneingängen (Ii bis I₄) und mehr als zwei Kanälen (1 bis 4) die Trägerwellen für jedes Kanalpaar (1 und 2, 3 und 4) sich um ein Frequenzintervall /_f unterscheiden.

6. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 1 und 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet.daßder Demodulator einen Schaltkreis (29 bis 36) umfaßt, der aus mindestens einem Pilotsignal die Trägerwelle erzeugt, welche Multiplyern (22^ 22₂ bzw. 22₃, 2Z₁) zweier Kanäle des Demodulators mit einer Phasenverschiebung von 90" zueinander zugeführt wird, diese Multiplyer (22], 22₂ bzw. 22₃, 22t) das empfangene Signal jeweils demodulieren und einem Seitenbandfilter (23i, 23₂ bzw. 23₃, 23₄) jedes Kanals zuführen und die Ausgänge dieser Seitenbandfilter (23_t, H₂ bzw. 233, 23*) an den Eingängen je eines Addierers (242 bzw. 244) und eines Subtrahierers (24i bzw. 243) liegen, deren Ausgänge (25,, 252 bzw. 2S₃, 2S₄J-die Ausgänge des Demodulators bilden.

7. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 4 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerwelle durch einen veränderbaren Phasenschieber (27] bzw. 27₂) phasenverschoben wird, bevor es den Multiplyern (22|, 22₂ bzw. 22j, 22t) zugeführt wird.

8. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung des Phasenschiebers (27! bzw. 27₂) durch einen Phasenfehlerdetektor gesteuert wird, der zwei Schwellwertbegrenzer (37!, 37₂) und zwei jeweils nachgeschaltete Multiplyer (38j, 382) aufweist, die Ausgänge (25i, 2S₂ bzw. 25₃, 2S₄) des Demodulators jeweils mit dem einen Schwellwertbegrenzer (37i oder 37₂) und dem anderen Multiplyer (3R₂ oder 38i) verbunden sind, die Ausgänge der Multiplyer (38i, 382) voneinander in einem Subtrahierer (39) subtrahiert und das Produkt einen Tiefpaßfilter (40) durchwandert und am Steueranschluß (28i bzw. 2R₂) des PhasLnschiebers (27i bzw. 27₂) anliegt.

9. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Reproduktion des übermittelten und an einem Ausgang (25t, 25₂ bzw. 2A₃,25₄) des Demodulators anliegenden Signals ein Abfrageschaltkreis vorgesehen ist, der ein mit der Impulsfolgefrequenz (/„) des Kanals getaktetes Gatter (42) aufweist, dessen Eingang an einem Ausgang (25) liegt und dessen Ausgang (44) zum Abgriff des reproduzierte .1 Signals dient.

10. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungs-4» system nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsfolgefrequenz (f_c) phasenverschoben wird durch einen veränderbaren Phasenschieber (43), wobei am Ausgang des Gatters (42) eine Reihenschaltung von Verzögerungsgliedern (45) angeschlossen ist, deren Ausgänge mit Dämpfungsgliedern (46) verbunden sind, deren Ausgänge in einem Addierer (47) addiert werden, das addierte Signal zusammen mit dem Ausgang eines Dämpfungsgliedes (46) einem Multiplyer (48) zugeführt wird, dessen Ausgang über ein Tiefpaßfilter (49) den Phasenschieber (43) steuert.

11. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang (25) des Demodulators eine Reihenschaltung eines Bandpaßfilters (51) mit einer Mittelfrequenz von /_c/2, eines Rechteckumformers (52), eines weiteren Bandpaßfilters (53) mit einer Mittelfrequenz von /_c und eines phasengesteuerten Oszillators (54) geschaltet ist, von dem

ίο die Impulsfolgefrequenz (f_c) abgegriffen wird.

12. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge (44) der Gatter (42) an einen automatischen Entzerrer angeschlossen sind, der

*>5 mehrere Querfilter (6I₁ bis 6I₁₀) umfaßt, von denen jeweils drei einem inneren Kanal und jeweils zwei den beiden Seitenkanälen zugeordnet sind, die Ausgänge der Querfilter (61, bis 6I]₀) benach-

barter Kanäle jeweils einem Addierer (62, bis 6I₄) zugeführt werden, dessen Ausgang in einem Verknüpfungsschaltkreis (63j bis 63₄) einer Quantelung unterworfen wird, dessen Ausgang (67, bis 67₄) einen Enlzerrerausgang darstellt.

13. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Ein- und Ausgangssignal des jeweiligen Verknüpfungsschaltkreises (63, bis 63₄) einem Subtrahierer (64) zugeführt wird und das dabei sich ergebende Fehlsignal schrittweise einem der Querfilter (61,, 6I₅, 6I₈, 6I₁₀) des jeweiligen Kanals zugeführt wird, das den Durchlaßkoeffizienten des Filters (6I₁, 6I₅, 6I₈, 6I₁₀) verändert.

14. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 7 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Entzerrerausgänge (67, bis 67₄) von jeweils zwei benachbarten Kanälen und das jeweilige Fehlersignal dieser beiden Kanäle einem Phasenfehlerdetektor (75, bzw. 75₃) zugeführt wird, der die Phasenverschiebung des Phasenschiebers (27, bzw. 27₂) steuert.

15. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 9 und !4, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsfolgefrequenz (/,.) phasenverschoben wird durch einen veränderbaren Phasenschieber (43), wobei die Phasenschieber (43₂, 43₃) der mittleren Kanäle durch Zeitfehlerdetektoren (76i, 76₂) gesteuert werden, deren Eingänge das Fehlersignal des jeweiligen Kanals und den Entzerrungsausgang des benachbarten Kanals darstellt und wobei die Phasenschieber (43,, 43₄) der äußeren Kanäle durch Zeitfehlerdetektoren (97 bis 102) gesteuert werden, deren Eingänge das Fehlersignal und den Entzerrerausgang des jeweiligen Kanals darstellt.