DE2604039C3 - Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystein - Google Patents
Mehrkanaliges MultiplexdatenübertragungssysteinInfo
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- DE2604039C3 DE2604039C3 DE2604039A DE2604039A DE2604039C3 DE 2604039 C3 DE2604039 C3 DE 2604039C3 DE 2604039 A DE2604039 A DE 2604039A DE 2604039 A DE2604039 A DE 2604039A DE 2604039 C3 DE2604039 C3 DE 2604039C3
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft ein mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem
zur übertragung digitaler Daten mittels einer bandbegrenzten Analogübertragungsleitung
mit einem Modulator und einem Demodulator, zwischen denen die übertragungsleitung
geschallet ist. wobei der Modulator mindestens zwei Kanäle aufweist, von denen jeder ein Seitenbandfilter
umfaßt, dessen Ausgang mit dem ersten Eingang eines Multiple's verbunden ist. an dessen
zweiten Eingang eine Trägerwelle anliegt, wobei die Trägerwellen beider Kanäle um 90 zueinander phasenverschoben
sind und die Ausgänge der beiden Multiplyer zur Bildung des Ausgangs des Modulators
in Addierern miteinander addiert werden.
Bei einer aus der DE-OS IK 16 033 bekannten Sendevorrichtunj! werden die zu übertragenden Daten
Kanälen zugeführt, die erste Amplitudenmodufatoren
aufweisen, die an einen gemeinsamen Tragerfrequenzoszillator
angeschlossen sind. Die Daten werden auf die Trägerfrequenz mit einer gemeinsamen Frequenz
gleich einem Viertel der Frequenz der Daten, jedoch mit einer für jeden Kanal unterschiedlichen Phasenverschiebung
aufmoduliert. Die modulierte Frequenz durchwandert dann ein Einseitenbandfilter, dessen
örenzfreqtienz etwas höher als ein Viertel der Datenfreqüeriz
ist. Die Vom Filter ausgefillerte Frequenz wird in einem zweiten Amplitudenmodulator aufmoduliert
auf eine gemeinsame Trägerfrequenz, jedoch mit einer Phasenverschiebung gleich der zuvor
erwähnten. Die Ausgänge der zweiten Ampliludenmodulatoren werden sodann addiert und zu einem
zu übertragenden Einseitenbandsignal zusammengefügt.
Diese Sendevorrichtung hat den Vorteil, daß die Grenzfrequenz der Einseitenbandfilter von der Frequenzlage
des zu übertragenden Einseitenbandsignals
unabhängig ist. Von weiterem Vorteil ist, daß im übertragungsfrequenzband die Kanäle im Abstand
der Nyquistbandbreite angeordnet werden können, d. h. wenn die zu übertragenden Daten eine Frequenz
von fe aufweisen, ist die Bandbreite pro Kanal fcß.
Bei dem Einseitenbandsignal, bei dem die Kanäle je eine Seite der Trägerfrequenz einnehmen, sind jedoch
Interferenzen zwischen den Daten der Kanäle selbst bei Verwendung scharf begrenzender Filter unvermeidlich,
so daß das übertragungssystem insgesamt aufwendig wird, welches dann üblicherweise als Rückmeldesyslem
ausgebildet werden mu~
Aus der CH-PS 4 34 356 ist ein übertragungssystem
bekannt, bei dem eine Quadraturamplitudenmodulation ausgeführt wird. Die digitalen Daten zweier
Signalquellen werden mit einer Trägerfrequenz moduliert, die ;fl den beiden Kanälen eine Phasendifferenz
von 90 zueinander aufweist. Die Ausgänge der entsprechenden Amplitudenmodulatoren werden addiert,
so daß der Ausgang gebildet wird durch die Trägerfrequenz mit den beidseits sich anschliefaenden Kanalfrequenzbereichen.
Jeder Kanal weist ein Zweiseitenbandlilter auf
Das Zweiseitenbandfilter. bestehend aus einem
Hoch- und einem Tiefpaß, ist jedoch schwierig her-
Ji stellbar. Infolge dieses Nachteils und der auftretenden
Interferenzen zwischen den Daten und den Kanälen ist die Bandbreite 20 bis 50% breiter als theoretisch
erforderlich, d. h.. an beiden Enden ist das Übertragungsfrequenzband
abgeflacht. Daneben ist eine Parallelquadraturmodulation bekannt, bei welcher
in einem mehrkanaligen Multiplexübertragungssystem durch die Verschiebung der Trägerfrequenz tun
die Datenfrequenz sich mehrere Daienkanäle überlappen. Die Bandbreite des übertragenen Frequenz-
<■■>
bandes ist hierbei jedoch infolge der Filterdämpfung größer als die Nyquistbandbreite. multipliziert mil
der Anzahl der Kanäle. Interferenzen infolge der zahlreichen Inlerferenzquellen müssen bei diesem
System durch Entzerrer beseitigt werden, was dieses
jo System teuer macht
Weiterhin sind mehrkanalige Multiplexübertragungssysteme
bckanni. bei denen jeder Kanal nach dem Restseitenbandverf..hren arbeitet. Die Interferenz.,
ι zwischen den Kanälen sind gering, und die
Eni/errer sind demnach einfach aufgebaut Da ledoch
fur jeden Kanal verschiedene Filter benötig! werden,
sind die Modulatoren und Demodulatoren bei diesem System aufwendig. Änderungen der Eigenschaften
der übertragungsleitung können leicht zu nicht korrigierbaren
Interferenzen zwischen den Kanälen und den Daten führen, wodurch die Übertragungsgeschwindigkeit
begrenzt ist.
Es besteht die Aufgabe, das mehrkanalige Multiplexdateniibertragungssystem
so auszubilden, daß In-
lerferenzen zwischen den Kanälen und den zu übertragenden Daten möglichst vermieden werden und
die Bandbreite des zu übertragenden Frequenzbandes möglichst eng ist.
Gelöst wird diese Aufgabe mit den Merkmalen des Anspruches I. Vorteilhafte Ausgestallungen sind den
Unteransprüchen entnehmbar.
Gemäß der Erfindung werden also die Vorteile der Quadraturmodulation mit denjenigen des Restseilen^
bandverfahrcns vereinigt, ohne daß die dort erwähnten Nachteile auftreten.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Aus^
flihrungsbeispielen erläutert. In den Zeichnungen zeigt
F i g. I ein Freqilenzspeklfum eines Dateiisigiials
gemäß der vorliegenden Erfindung,
F i g. 2 ein Blockdiagramm des vorliegenden Datenübertragungssystems,
F i g. 3 ein Blockdiagramm des Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung,
F i g. 4 ein Frcquenzspeklrum eines Uberlragungssignals,
CI.» <I si Ir* /"*!■»#» *·<» I» !«»-»fllL· n;|>np J~\ll »νιηΓι (»Λ it C ΠΙ lnrp
ι ι £,. ^/ vi ι ο ^iiiti (in ιυι ΐιΐιικ. wiiiuj l^uii ι |./i ι« iigucn iui ι»,
F i g. 6 ein Blockdiagramm eines Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung,
F i g. 7 ein Phasenfehlerdetektor, wie er Anwendung findet beim Demodulator nach F i g. 6,
F ι g. 8 ein Abfrageschaltkreis, wie er Anwendung
findet in Verbindung mit dem Demodulator nach F i g. 6,
F i g. 9 ein Zeilimpulsgenerator, wie er verwendet' wird in Verbindung mit dem Abfrageschaltkreis nach
F i g. 8,
Fig. 10 ein Blockdiagramm eines automatischen
Entzerrers gemäß der vorliegenden Erfindung,
Fig. 11 ein Blockdiagrammeines Querfilters (TFS)
des automatischen Filters nach F i g. 10.
Fig. 12 ein Blockdiagramm eines anderen automatischen
Entzerrers.
Fig. 13 ein Blockdiagramm eines Phasenfehlerdetektors
im automatischen Entzerrer nach Fig. 12,
Fig. 14 ein Blockdiagramm eines Zeitfehlerdetektors
im automatischen Entzerrer nach Fig. 12 und
F i g. 15 ein Blockdiagramm eines anderen Zeitfehlerdetektors,
wie er im Endkanal des automatischen Entzerrers nach Fig. 12 verwandt wird.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel anhand von vier Kanälen erläutert. Es ist natürlich selbstverständlich,
daß das erfindungsgemäße System auch mit einer anderen Kanalzahl betrieben werden kann.
Es ist bekannt, daß zur übertragung eines Impulszuges
mit der Periode T die erforderliche Bandbreite
-jf beträgt, wobei diese Bandbreite Nyquistbandbreite
genannt wird. Bei einem übertragungssystem mit einer Bandbreite von genau ^ ψ ist jedoch die
.. Demodulation des Signals sehr schwierig, da bereits eine kleine Abweichung eines Abfrage- oder Testimpulses zu einem großen Fehler führt. Aus diesem
Grund ist es bekannt, Restseitenbandsysteme (VSB) zu verwenden. Bei einem VSB-System jedoch ist die
erforderliche Bandbreite breiter als ein Nyquistband
von -^ψ- . Um dieses Problem zu lösen, wird gemäß
der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, daß sich die Abflachteile jedes VSB-Kanals miteinander überlappen,
wie dies in F i g. 1 gezeigt ist. Aus F i g. 1 ist deutlich sichtbar, daß sich das Abflachteil α des
Kanals 1 überlappt, mit dem Abflachteil b des Kanals
2.
Wie der F i g. 1 zu entnehmen ist, beträgt die gesamte Bandbreite zur Übermittlung von vier Kanälen
— entspricht also der Nyquislbandbreilc für
vier Kanäle.
Die F i g. 2 zeigt ein Blockdiagfamm des Daten-
übertragungssystem« gemäß der vorliegenden Erfindung. Im Modulator /ViOD werden die Signale von
vier Kanälen 1,2,3 und 4 zugeführt und dort moduliert.
Das modulierte Signal weist ein Frequenzspektrum nach F i g. 1 auf und wird übermittelt an einen
Demodulator DEM, wobei die Übertragung über eine
Leitung erfolgt. Im Demodulator DEM wird das
empfangene modulierte Signal demoduliert, und die demodulierten Signale werden einem Entzerrer zugeführt,
welcher vier Kanalausgänge aufweist. Die Bausteine MOD, DEM und EQU (Entzerrer) in F i g. 2
werden nachfolgend im Detail näher erläutert.
Die F i g. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines K'icduiaicrs "srrtäß der vor!is"sndsn Erfindup.". 1
I4 sind die Eingangsanschlüsse für die Kanäle 1 bis 4.
I4 sind die Eingangsanschlüsse für die Kanäle 1 bis 4.
2i und 23 sind Addierer und 22 und 24 Subtrahierer.
3i und 3j sind Dämpfungs- oder Seitenbandfilter
mit einer Übertragungsfunktion von RJf), wie später noch erläutert wird. 32 und 34 sind Dämpfungs- bzw.
Seitenbandfilter mit einer übertragungsfunktion von Rj(/). wie später noch erläutert wird. 4, . . . 44 sind
Mullipiyer und 5( S2 und 6 Addierer. Der AusgangsanschluP
ist mit 7 bezeichnet. 8t und 82 sind Phasenschieber
mit einer Phasenschiebung von 90 . 9| und 92 sind einstellbare Phasenschieber, während 10 einen
Taklimpulsgeneralor darstellt. 1' ist ein Multiplyer
mit einem VervielfachungsverhäJinis von 2, und 12 ist ein Demultiplyer mit einem Faktor 4. Ein Mullipiyer
mit einem Faktor von 11 ist mit 13 bezeichnet. Bei 14 handelt es sich um einen Oszillator, und
ISi · · ■ 154 sind Frequenzkonverter.
Die Eingangssignale jedes Kanals werden Eingangsanschlüssen 1, ... I4 in Form eines mehramplitudigen
PHM-Signals zugeführt. Die Addierer I1
Und 2, und die Subtrahierer 22 und 24 erzeugen die
Summen und Differenzen der Eingangssignal der zwei Kanäle 1 und 2 und der beiden anderen Kanäle
3 und 4. Die Ausgangssignale der Addierer und Subtrahierer werden durch die Seitenbandfilter 3i ... 34
beschnitten und wirken über die Multiplyer 4t ... 44
auf die amplitudenmodulierten Trägerwellen C, und C2. Die Trägerwellen sind Ausgangssignale der Frequenzkonverter
15, und 152. Die Addierer 5( und S2
sowie der Addierer 6 addieren die modulierten Signale mit Pilotsignalen fx und /2. wobei es sich bei den
Pilotsignalen um Ausgangssignale der Frequenz' onverter 15? und 154 handelt. Das Additionssignal tritt
am Ausgangsanschluß 7 auf. Der Taktfrequenzgenerator 10 erzeugt ein Sinusförmiges Signal, dessen
Frequenz identisch ist mit der Wiederholungsfrequenz /,. des Eingangssignals jedes Kanals. Der Multiplyer
11 mit einem Vervielfachungsfaktor von 2 erzeugt ein sinusförmiges Signal der doppelten Frequenz 2/o
während der Demultiplyer 12 mit einem Faktor 4 die Sinusfrequenz auf (l/4)/c teilt. Der Multiplyer 13 mit
einem Faktor 11 erzeugt ein Sinussignal der Frequenz (ll/4)/c. Die Frequenzkonverter 15χ ... 154
mischen die von den vorgenannten Generatoren 10, 11, 12, 13 erzeugten Signale mit einem Sinussignal
der Frequenz fL des Oszillators 14. Auf diese Weise
entstehen Sinussignale Ci, C2, /i und f2 derer. Frequenzen
die Summen oder Differenzen der vorgenannten Frequenzen sind. Die F i g. 4 verdeutlicht
die Frequenzverhältnisse der am Ausgangsanschluß 7
auftretenden Signale. j\ und /2 sind die Pilolsignalc
während Ci und C1 die (unterdrückten) Trägerfrequenzen
sind. Bei /;. handelt es sich um das (unterdrückte) Oszillatorsignal, während CH\ ... CH4. die
Spektren der Ubertragungssignalc der Kanäle 1 bis 4 sind.
Die i'bertragüngsfunktionen des Rc(f) und Rs(f)
der Seilcfibandfiiter 3, bis 34 sind bandbegrenzt auf
eine Bandbreite von / kleiner (3/4)/,.. Die Amplitudencharaklerisliken
beider UbertragungFfUnktionen weisen Bandbegrenzungscharaklerislikcn A{f) von
50% auf. wodurch den Nyquislbcdingungen genügt wird. Die Phasencharakteristik der übertragungsfunktion
RAj) ist <->Af) mit Ausnahme einer bestimmten
Verzögerung, während die Phasencharaktcristik der anderen übertragungsfunktion Rf(f) mit Ausnahme
einer bestimmten Verzögerung - (->Af) beträgt. HAJ) ist eine Funktion mit einem konstanten Wert
von .t/4 bei einem Band von (/ - /r/2) < /c/4. Beliebige
Werte treten bei anderen Bändern auf. F i g. 5 2ό verdeutlicht die Frequenzcharakteristik/4(/) der übertragungsfunktion
Rc{f) und der Phasencharakleristik
(->Af) der Übertragungsfunktion RAf)- Die veränderbaren
Phasenschieber 9, und 92 erzeugen bei den
Trägerwellen C, und C2 bestimmte Phasenverzögerungen
zur Kompensation der in den Filtern 3i und 32 sich ergebenden Verzögerung, so daß die orthogonalen
Bedingungen zwischen den Kanälen 2 und 3 mit verschiedenen Trägerwellen sichergestellt ist.
Es sH vermerkt, daß die Seilenbandfilter 3i und 32 3ö
einen ßcgrenzungsfaktor von nicht größer als 50% aufweisen. Die Bandbreite, bei welcher die Phasencharakleristik
<->Af) konstant .-r/4 ist kann mit
(J - /r/2) < h fJ2 bezeichnet werden, wobei h der
. Begrenzungsfaktor ist mit einem Wert von 0 < h < 0,5.
F i g. 6 zeigt cm Ausführungsbeispiel eines Demodulators
gemäß der vorliegenden Erfindung. Er besieht aus einem Eingangsanschluß 21. Multiplyer 22,
bis 224, 3Oi und 3O2. Seitenbandfiltern 23], 233 und
232. 234, deren Charakteristiken gleich denjenigen der
Seitenbandfillei 3^ 34 und 3,. 33 gemäß Fig. 3 ist.
Subtrahierern 24! und 24i. Addierern TA2 und 24»
sowie Ausgangsanschlüssen 25| bis 254 für Kanäle 1 bis 4. Außerdem besteht der Demodulator aus den
Phasenschiebern 26j und 2O2 mit einer 90 -Phasenverschiebung,
veränderbaren Phasenschiebern 27i und 272 mit einer veränderbaren Phasenverschiebung proportional
zu Trägerfrequenzphasenkonlrollsignalen an den Steueranschlüssen 28] und 282. Schmalbandfiltern
29i bis 294 mit den Zentralfrequenzen /2, ft,
/2 —/t und fL. Weiterhin ist Demultiplyer 31 mit
einem Faktor 5 ein Demultiplyer 32 mit einem Faktor^ Multiplyer 33 und 34 mit einem Faktor 2 ein
'Taktsigrialäusgähgsanschluß 35 und Frequenzkön- ''^
verter 36i und 3O2 vorhanden.
Im Demodulator werden die Pilotsignale/2 und/t
von den empfangenen Signalen am Eingangsanschluß 21 durch die Schmalbandpaßfilter 29! und 29j herausgefiltert.
Ein Sinussignal mit einer Differenzfrequenz der Pilotsignale, beispielsweise/2—/1 = (5/2)/c
wird erzeugt, indem die Pilotsignal durch einen Frequetizkönverter wandern, bestehend aus dem MuI-liplyer
3Oj und dem Schmalbandfiller 29j. Der Ausgang
dieses Frequenzkönverlcrs wird zugeführt dem Demultiplyer 31 mit dem Faktor 5 zur Erzeugung
eines Sinussighals der Frequenz /r/2. Der Ausgang des Demultiplyers 31 wird dem Eingang des Demulliplyers
32 mil einem Teillingsverhältnis von zwei zu^
zugeführt zur Erzeugung «iner Sinusfrequenz /r/4.
Der Multiplyer 3O2 mischt den Ausgang des Demultiplyers
32 mit dem Pilotsignal /1 zur Erzeugung des Oszillalorsignals /;., wobei das Signal des Multiplyers
3O2 durch das Schmalbandfilter 294 hindurchwandert.
Das/r/2-Signal wird dem Mulliplyer33 mit
einem Multiplikalionsfaklot vnn 2 zugeführt zur Erzeugung des Taktsignals /r. Dieses Taktsignal gelangt
an den Taktsignalausgangsanschluß 35 und direkl zum Frequenzkonverter 36| zur Erzeugung der Trägerwelle
Ci mit einer Frequenz äquivalent der Summe (oder Differenz) mit einem OszillaU.'.signal /,, und
wird ebenso zugeführt dem anderen Frequcnzkonverler
362 über den Multiplyer 34 mit dem Faktor 2 zur Erzeugung der anderen Trägerwelle C2. Die so
erzeugten Trägerwellen Ci und C2 werden zur Demodulation
der PAM-Signale jedes Kanals verwandt, die orthogonal VSB moduliert sind. Als erstes
wird die Phase der Trägerwelle Ci um einen entsprechenden
Betrag durch den veränderbaren Phasenschieber 27i verzögert. Der Ausgang des Phasenschiebers
27i ist direkt verbunden mit dem Multiplyer
22i und über den Phasenschieber 26| mit dem
anderen Mulliplyer 22]. Durch den Phasenschieber
26| wird eine Phasenverschiebung von 90 erzeugt Die Ausgänge der Multiplyer 22] und H2 werden den
Dämpfungsfiltern 23t und 2S2 zugeführt zur Demodulation
derjenigen Signale, welche durch die gleichphasige Komponente und die 90 -Komponente der
Trägerwelle Ci im Modulator nach F i g. 3 moduliert
wurden. Der Sublrahierer 24| und der Addierer 242
erzeugen die Differenz und die Summe der Ausgänge der Filter 23, und 2Z2 und liefern somit die Ausgangssignale
an den Anschlüssen 2O2 und 25i sowie Kanäle
1 und 2. In entsprechender Weise werden die Ausgangssignale für die Kanäle 3 und 4 an den Anschlüssen
253 und 254 unter Verwendung der Trägerwelle
C2 erhalten.
Mit der vorerwähnten Modulation und Demodulation ist es möglich, eine Datenübermittlung auszuführen,
welche frei ist von Interferenzen zwischen den Signrlen der einzelnen Kanäle und frei ist von Interferenzen
zwischen den Kanälen wie nachfolgend noch ^erläutert wird. Es sei vorausgesetzt, daß die Übertragungsleitung
in den Bändern ideal entzerrt ist beim Durchlaß des Signalspektrums der F i g. 4.
Der Impulsübertragungsfaktor des Wegs des Kanals 1 vom Demodulatoreingang Ij zum Demodulalorausgang
25, ergibt sich wie folgt:
Kitt) = [rc(£)cos(2τιfclt + φ,) + r,(t)sin (2πfclt + ?·,)] ·
cos(2J-r/cii + q>r)®rs(t) + [/·,.(£) cos (2 ,-i/dt + ψι) + rs(t) sin (2 ufcl t + φ,)] sin (2 π/ε1 1 + ψΓ) © rc(t) j
cos(2J-r/cii + q>r)®rs(t) + [/·,.(£) cos (2 ,-i/dt + ψι) + rs(t) sin (2 ufcl t + φ,)] sin (2 π/ε1 1 + ψΓ) © rc(t) j
Hierbei ist rc(t) und rjt) die umgekehrte Fourier- 65 Modulation und Demodulation.® stellt eineLaplace-
ableitung der Übertragungsfunktionen RA^f) und Transformation dar.
RJUl- /ei »st die Frequenz der Trägerwellen C1 · φ, Nach einer Fourierumwandlung beider Seiten der
und φτ sind Phasenwinkel der Trägerwellen bei der Gleichung 1 unter Berücksichtigung der Bedingungen
der Bandbegrenzungen der Filier ergibt sich eine Übertragungsfunktion für den Kanal 1.
W11(Z) = cos Iq1-q,)RJlf)RJif)
(2)
Falls die Ubertragungsfunktioncn Rc(f) und RJ.f)
durch die nachfolgende Gleichung (3) gegeben ist und falls die Bedingung q>, = φ, erfüllt ist durch entsprechende
Synchronisierung der Phasenwinkel der Trägerwelle, dann kann die Gleichung 2 durch die
folgende Gleichung 4 ersetzt werden.
RAf) = A[f) exp llfiAf) + /2sr/tf] j
it, (Z) = A (Z) exp [ - / <->Aj) + "
it, (Z) = A (Z) exp [ - / <->Aj) + "
Htl(f) = A(f)zcxp[i4nfd]
(4)
d ist die durch die Filter erzeugte Verzögerung oder
Phasenverschiebung.
Da vorausgesetzt wurde, daß die Amplitudcncharakleristik
A(f) die Nyquistbedingungen erfüllt.
to
dann kann der Kanal mit der übertragungsfunktion nach Gleichung 4 Daten übermitteln, ohne daß eine
interferenz der Signale in diesem Kanal auftritt. Das gleiche gilt natürlich auch für die anderen Kanäle.
Die übertragungsfunktion Ih1(J) vom Eingang des
Kanals 1 zum Ausgang des Kanals 2 und die übertragungsfunktion Hn(J) vom Eingang des Kanals 3
zum Ausgang des Kanals 1 ist gegeben durch
= 2 sinfo, -
+ Rc(f)2'\
(5)
15 Ist die Bedingung φ, = f/ r erfüllt bei der vorherigen
Voraussetzung, dann werden beide Ubertragungsfunktioncn H,2(f) und W2I (/) gleich Null. Eine Interferenz
zwischen rinn Kfinjilpn I und 2 trill :ilso mehl
auf. Auf entsprechende Weise ist die Interferenz zwischen den Kanälen 3 und 4 beseitigt.
Die Interferenz zwischen Kanälen mit unterschiedlichen Trägerwellen wird nachfolgend beschrieben.
Falls die übertragungsfunktion eines Wegs vom Eingang eines Kanals/ zu dem Ausgang eines Kanals k
dargestellt wird durch HJk {/)(J,k = 1,2,3,4) dann
ergeben sich Ubertragungsfunktionen die den nachfolgenden
Gleichungen genügen.
Wu(/) = W24(Z) = W14(Z) = W31(Z) = W42(Z) = /£*,(/) = 0
W32(Z = -iel4*'JA(f)[A(f - ft)exp{-i2nfd + it?« -Vn)
-A(f+ fc)cxp\i2π f J-Hq1I -?,()!]
W23(Z) = -icl4'IJA(f) ■ [Aif-ft)exp{-i2afj - /(,„ - <lr2)\
2*fJ + i(qn - ?r2)|]
(6)
ι/ΐ,ι und φΛ sind der Ubertragungsendphasenwinkcl
lind der Empfangsendphasenwinkel der Trägerwellen C1. φι2 und ij)r2 sind der Ubertragungsendphasenwinkel
und der Empfangsendphasenwinkel derTräger-WeIIcC2.
Wie sich aus der vorstehenden Gleichungsaufstcllung ergibt, sind Interferenzen ausgeschlossen
außer zwischen den Kanälen 2 und 3. In bezug auf die Interferenzen zwischen den Kanälen 2 und 3
müssen die Trägerphasenwinkel bei der Modulation und Demodulation so eingesteüt werden, daß sie den
nachfolgenden Bedingungen genügen.
55
Ψι2 — fr! =
<Pa — Ψλ = -
(7)
60
Sind diese Bedingungen erfüllt, dann ist auch bezüglich der Interferenz zwischen den Kanälen 2 und 3
die Nyquistbedingung erfüllt, so daß die Ubertragungsfunktionen
Null werden bei den Abfragepunkten mit Intervallen von T = l[fc, so daß keine Interferenz
gegenüber der Datenübermittlung vorhanden ist. Damit
die Phasendifferenz der Trägerwellen C1 und C2
den Bedingungen der Gleichungen Nr. 7 genügen, sind im Modulator nach F i g. 3 die ve/Hnderbarcn
Phasenschieber 92 und S)1 vorgesehen.
Um eine sichere Arbeitsweise des Modulators nach ' F i g. 6 sicherzustellen, ist es notwendig, den Phasenwinkel
der Trägerwelle zu synchronisieren, d. h., geeignete Phasensteuersignale müssen den Steuereingängen
28t und 282 der veränderbaren Phasenschieber
27| und 272 zugeführt werden.
F i g. 7 zeigt ein Beispiel eines Phasenfehlerdetektors, der diese Phasensteuersignale erzeugt. 2S1 und
2S2 sind Eingängsanschlüsse, welche verbunden sind
mit den Ausgangsanschlüssen 2O1 und 252 der F i g. 6.
Der Detektor nach F i g. 7 besteht aus den Schwellwertbegrenzern 37, und 372, den Multiplyern 3S1 und
3%, einem Subtrahierer 39, einem Tiefpaßfilter 40,
einem Akkumulator 41 und einem Ausgangsanschluß 28t, der verbunden ist mit dem Steueranschluß 28] in
F i g. 6. Ein Phasenfehlersignal Sinus (φΛ — ψΛ) der
Trägerwelle C1 wird erzeugt am Ausgang des Tiefpaßfilters
40. Eine genaue Phasensynchronisation wird auf die nachfolgend beschriebene Weise erreicht.
Falls die inverse Fourierumwandlung der übertragungsfunktion Hjk(f) dargestellt wird durch hJk(t)
und falls die Ubertragungssigrialserien des Kanals/
dargestellt werden durch (xJn) dann ergeben sich die
Ausgangssignale der Kanäle 1 und 2 durch die nach-
folgende Gleichung Nr. 8. Hierbei ist vorausgesetzt, daß Rauschspaiiriungcn und cine Interferenz von
anderen Kanälen vernachlässigbar ist.
- "r
Y1U) = 2 [XiJhi i: - iiT + ld) + X1H22 (t - iiT + 2rf)]
ti - - ι
(8)
Da /i||(f) und /i22(f) ausgesprochene Spitzen bei
t = 2(1 aufweisen, sind die foluendcn Bczichuimcn erfüllt.
hierbei ist sgn ( ) eine sign-Funktion.
Der Schwellwerlbcgrenzer 37, in F i g. 7 erzeugt sgnd'i(i)). und der Multiplycr 38i erzeugt das Produkt
des Ausgangs des Schvvellwerlbcgrcnzers 37| und y2{l). Der Su! '.rahicrer 39 und der Tiefpaßfilter 40 erzeugen
einen Zcitdurchschnitl hiervon, so daß dort das folgende Ausgangssignal entsteht.
- Y2U)Ot - £|.ν,,,,|/ιΙ2(2ί/) (10)
In entsprechender Weise erzeugen der Schwcllwertbcgrenzcr
372, der Multiplycr 382 und das Tiefpaßfilter
40 das folgende Signal
J Sgn(V2(Z)) · Y1U)Ut * 21.V2Ja11P*/) (11)
Demgemäß ist der Ausgang des Filters 40 ein Signal äquivalent der Differenz zwischen den Gleichungen
Nr. 10 und Nr. II. Aus der Gleichung Nr. 5 ergibt sich, daß H11(Id) proportional dem Sinus (</, -qr) und
/i2i(2i/) proportional dem zugehörigen Umkchrsignal
ist, so daß das Phascnfehlersignal Sinus (q, — qr) am
Ausgang des Filters 40 erhalten wird. Die Phasensynchronalion für die Trägerwelle C2 wird in gleicher
Weise ausgeführt, wie anhand der F i g. 7 beschrieben.
Zur Reproduktion des übermittelten Signals vom Ausgangssignal des Demodulators nach F i g. 6 ist
eine Abfragung bei den Intervallen T= \jfc erforderlich.
Da Zeitsteuersignale mit der Frequenz/,, am Anschluß
35 in F i g. 6 liegen, können die Abfragesignale erzeugt werden durch Änderung der Phase dieses
Signals.
F i g. 8 zeigt ein Beispiel eines Abfrageschaltkrciscs,
bestehend aus einem Eingangsanschluß 2O1, einem
Abfragegatter 42, einem veränderbaren Phasenschieber 43, einem Ausgangsanschluß 441( Abfragevcrzögrrungsbauteilen
45, bis 454, Dämpfungsgliedern 46| bis 464 und einem Addierer 47. Weiterhin sind vorhanden
ein Multiplycr 48. ein Tiefpaßfilter 49, ein Akkumulator 50 sowie ein Zeittaktsignalcingang 35.
Der Eingangsanschluß 25, in F i g. 8 ist verbunden mit dem Ausgangsanschluß 25, des Kanals 1 in
F i g. 6. Die Phase des Abfragesignals wird so gesteuert, daß die Streuung der Interferenzen der
Signale innerhalb des Kanals ein Minimum wird. Der Ausgang des Demodulators soll so abgefragt
werden, daß die abgefragte Information am Ausgangsanschluß 44, auftritt. Entsprechende Abfragcschallkreise
sind bei den anderen Kanalausgängcn ange-
JO schlossen. Die vorerwähnte Steuerung des Phasenwinkel
des Abfragesignals kann wie folgt erläutert werden:
Die Streuung der Interferenz der Signale im Kanal 1 ist gegeben durch die folgende Gleichung, wobei voraussiesctzt
ist. daß der Zeitfehlcr des Abfragesignals τ ist.
QU) = <
η,.V1,„/i„(iH7 + 2
(12)
hierbei bedeutet < > ein datzmittel.
Zur Steuerung von r, um Q(t) auf ein Minimum zu bringen, ist es ausreichend, den Gradienten von Q(r)
in bezug auf τ zu finden und diesen Gradienten den Akkumulator 50 in F i g. 8 zuzuführen. Der Gradient
von Q[t) in bezug auf r ist gegeben durch folgende Gleichung
,Σ
J^ = 2„t±0<xi„>
It11OnT+2d +τ) Ί-- Λπ(ηι7+ 2rf + τ)
Falls der übertragungs- oder Verstärkungsfaktor der Dämpfungsglieder 46, bis 464 wie folgt ist
(13)
Ä„(Hif+2</-j-V)|t=n(n = -2,-1, 1,2)
(13')
und falls das Produkt des folgenden Ausgangssignals vom Addierer 47
ist und das Ausgangssignal yl{2d + r) vom Verzögerungsglied
45j gebildet wird durch den Multiplyer 48
und die Zeitmittlung durchgeführt wird durch den Tiefpaßfilter 49, dann kann ein näherungsweiser
Wert des Gradienten der Gleichung Nr. i3 von näherungsweise τ = 0 erreicht werden.
Aus der vorstehenden Beschreibung ergibt sich, daß zwei Pilotsignale den beiden Enden eines Signalspektrums
überlagert werden und der Demodulator die notwendigen Trägerwellen und Taktsignale von
diesen Piloisignalen ableitet. Falls jedoch die Frequenz der Trägerwelle in einer einfachen Beziehung steht
zur Taktfrequenz, beispielsweise im Verhältnis eines vielfachen, dann ist lediglich ein Pilotsignal erforderlich.
Weiterhin ist es möglich, die Trägerwellen und das Taktsignal von den modulierten Signalen abzuleiten,
ohne daß hierzu Pilotsignale benötigt werden.
Zur Ableitung dieser Trägerwelle werden der Akkumulator 41 in F i g. 7 und die veränderbaren Phasenschieber
27i oder 272 in F i g. 6 ersetzt durch einen
spannungsgesteuerten Oszillator mit einer Nennfrequenz äquivaler t denjenigen der Trägerwelle. In
bezug aufdie Ableitung des Taktsignals ist es möglich,
eine Methode anzuwenden, bei welcher die Sch webung zweier Trägenvellen mit beieinanderliegenden Frequenzen
erfaßt wird, d. h., die Frequenzen der beiden Trägerwellen unterscheiden sich durch die Frequenz/,..
Im Falle der übertragung von zwei Kanälen mit lediglich einer Trägerwelle kann ein Verfahren verwendet
werden, wie es anhand der F i g. 9 verdeutlicht wird.
Die Schaltung nach F i g. 9 besteht aus einem Eingangsanschluß 25j, welcher mit dem Ausgangsanschluß
25· in F i g. 6 verbunden ist, einem Taktsignalausgang 35, der beispielsweise mit dem Taktsignaleingana
3f> in F i g. 8 verbunden ist. Bandpaßfiltern 51 und 53 mit einer Mittelfrequenz von /f/2
und /,. einem Rechteckumformer 52 und einem phasengesieuerten Oszillator 54 mit einer Frequenz
von /.. welcher Taktsignal an seinem Ausgang 35 erzeugt.
Wie schon zuvor erwähnt, können die Interferenzen zwischen den Kanälen und zwischen den Signalen auf
ein Minimum gebracht werden durch Verwendung einer automatischen Phasenkontrollschleife /um
Zv xke der Steuerung der Phasensynchronisation der Trägerwelle und des zeitlichen Ablaufs der Abfragung.
Falls der Modulator, der Demodulator und die über- jo
mittlungsleitung ideal entzerrt sind, können Interferenzen
zwischen den Signalen und zwischen den Kanälen gedrück! werden auf einen ausreichend niedrigen
Pegel. Bei den vorhandenen Übermittlung leitungen sind jedoch beträchtliche Interferenzen vor j->
handen. weiche die Datenübertragung stören (iemal*
der vorliegenden Erfindung wird ein selbsttätiger [ 111-
?errer. bestehend aus einem Querfilter, verwendet,
um solche interferen/en zu kompensieren, nodim.ii
cmc wirksame Datenübermittlung sichergestellt ist
F i g. IO zeigt einen automatischen Entzerrer, bestehend
aus den Eingängen 44, bis 444 für die Kanäle I
bis 4. Querfiltern 611 bis 61)r>. Addierern 62, bis 62a.
Verknüpfungsschaltkreisen 63, bis 634. Subtrahiercrn
64, bis 64j. Multiplizierer 65, bis 654. Schrittschalt- 4-.
generatoren 66, bis 664 und Ausgangsanschlüssen 67,
bis 674 für die Kanäle 1 bis 4
Die Fig. Il zeigt im Detail den Aufbau der Querulier
ITFS) 61, bis 61„, in Fi g. 10.
Die Transversalfilter nach F 1 g. 11 weisen auf einen ϊο
Emgangsanschluß 44. Verzögerungsglieder 68, bis
68W ,. Multiplyer 69, bis 69M. Akkumulatoren 70,
bis 70,w. Multiplyer 71, bis 71 „. einen Addierer 72
und einen Ausgangsanschluß 73. Mit 74 ist ein Fehlersignaleingang
bezeichnet. Die TFS 6I1. 6I4, 61- und r>
61|„ sind zur Kompensation der Signalinterferenzen
in den Kanälen 1. 2. 3 und 4 vorgesehen, während die restlichen TFS zur Kompensation der Kanalinlerferenzen
zwischen benachbarten Kanälen vorgesehen sind. Im Falle des Kanals 2 wird das Eingangssignal
an den Eingangsanschluß 442 angelegt und durchläuft
den Signalinterfercnzkompcnsierer 6I4 dieses
Kanals. Die Ausgänge von 6I3 und 6I5 zur Kompensation
der Kanalinterferenzen von den Kanälen 1 und 3 werden addiert im Addierer 62^. Das übermittelte
mehramplitudige PAM-Sigrial wird demöduliert im
Verknüpfungsschallkreis 6I2, bestehend aus einem
Quanlisicrungsschaltkreis und sodann zugeführt dem Ausgangsanschluß 672. Der Subtrahierer 64, erzeugt
die Differenz zwischen dem Eingangssignal des Verknüpfungsschaltkreises
632 und dem Ausgangssignal, d. h. ein Fehlersignal. Der Multiplyer 6S2 multipliziert
das Fehlersignal mit einem Anpassungsschritt, der durch den Schrittgenerator 662 erzeugt wurde, um
so die Amplitude zu modifizieren. Das so angepaßte Signal wird den Fehlersignaleingang 74 der TFS 6I3,
6I4. und 6I5 zugeführt. In jedem der TFS erzeugen die
Multiplyer 71] bis 71A/ die Produkte eines solchen
Fehlersignals und der abgegriffenen Ausgangssignale der Verzögerungsleitung, bestehend aus den Verzögerungsgliedern
68j bis68.u-|. Die Produkte werden
zugeführt den Akkumulatoren 7Oi bis 70A/. Auf diese
Weise wird der Wichligkeitskoeffizient des Querfilters (d. h. das Ausgangssignal der Akkumulatoren)
auf solche Weise modifiziert, daß die Summe der Signalinterferenz und der Kanalinterferenz am Eingang
des -Verknüpfungsschallkreises 632 ein Minimum aufweist. Auf diese Weise ist es möglich, die Signalinterferenz
und die Kanalinterferenz durch mehrfache Wiederholung der Anpassungssteuerung und der
Verändemng der Wertigkeitskoeffizienten der Filter auf optimale Werte, wirksam zu reduzieren. Bei den
Anpassungsschritten sind über die Zeitkonstanlen der Anpi'ssungssteuerschleifen zu entscheiden. Diese
sind anfänglich sehr groß und werden allmählich reduziert, bis sie unter normalen Bedingungen konstante
Werte aufweisen. Bezüglich eines automatischen Entzerrers für eine einkanahge übertragung
wird verwiesen auf Kapitel 6 des Buches »Principles öl Data Communication« von R. W. Lucky.
McGraw Hill 1968. Der automalische Entzerrer gemüB
der vorliegenden Anmeldung wurde aufdie Anwendung
hei mehrkanahgen Übermittlungen erweitert.
Bei der vorerwähnten Anpas.sungsstcucrung wurde das MS-lsquarmg methodlVerfahren beschrieben
Fs ist jedoch auch möglich, andere Verfahren
/11 verwenden, beispielsweise das /F-izero-iorcing
method !Verfahren zu verwenden
Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt,
können Signalinicrfcrcnzen und Kanalmterferen/cn
durch Verwendung automatischer Entzerrer und Anpassungssteucrschleifen wirksam unterdrückt
werden Dies gilt für den Fall, dal.! die Entzerrung der
übermittlungsleitung und die Synchronisation der Trägerwellcii und die /citsynchronisation nicht perfekt
ist Eine wirksame Datenübertragung, frei von
solchen Interferenzen ist sichergestellt
Das vorbeschriebene Verfahren hat icdoch den
Nachteil, daß pro Kanal drei Querfilter erforderlich
sind, wodurch das Gerät kompliziert und teuer wird. Gemäß der nachfolgend beschriebenen Methode wird
dieser Nachteil beseitigt durch Unterdrückung der Kanalinterfercnzen durch Trägcrsynchronisation und
Zeitsynchronisalion. während die lediglich die Kanalintcrferen/en
in jedem Kanal kompensiert werden durch Querfilter.
Fig. 12 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines
automatischen Entzerrers gemäß der vorliegenden Erfindung. Er besteht aus Qucrfiltcrti TFS 61H 6I4,
6I7 und 6I1O, Verknüpfungsschallkreise 63| bis 634j
Subtrahieren 64, bis 64», Multiplyer 6S1 bis 654,
Schrittgeneratorcn 66[ bis 664. und Ausgangsan-Schlüssen
67| bis 674. Diese Bauteile erfüllen die gleichen Aufgaben wie die entsprechenden Bauteile
des automatischen Entzerrers nach F i g. 10." Der Entzerrer nach Fig. 12 besieht weiterhin aus Ein-
gangsanschlüssen 25, bis 254, Abfragegattern 42, Ibis
42t, veränderbaren Phasenschiebern 43, bis 434 und
einem Taktsignaleingang 35. Diese Bauteile weisen die gleiche Funktion auf wie der Eingangsanschluß
2!5,, das Abfragegatter 42, der veränderbare Phasenschieber
43 und der Taktsignaleingang 35 der Abfrageschaltung nach F i g. 8. Weiterhin weist die
Schaltung nach Fig. 12 Phasenfehlerdetektoren 75, und 75i, Ausgangsanschlüsse 28, und J!8i, Zeitfehlerdetektoren
76, und 762 und Zeitsteueranschlüsse 77, und 772 auf. Die Eingangsanschlüsse 25, bis 254 sind
verbunden mit den Ausgangsanschlüssen 25, bis 254
des Demodulators nach F i g. 6. Die demodulierten Ausgänge werden durch die Abfragegatter 42, bis 4Zi.
abgefragt, entzerrt durch die TFS 6I1, 6I4, 6I7 und
61,o, sodann quantisiert durch die Verknüpfungsschaltkreise
63, bis 634 und sodann den Ausgangsanschlüssen
67, bis 674 zugeführt. Hierbei kompensieren
die 7FS 61,, 6I4. 6I7 und 61,0 die Signalinterferenzen
in den entsprechenden Kanälen in derselben Weise wie beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 10,
jedoch werden die Kanalinterferenzen hierbei nicht kompensiert. Die Ausgangsanschlüsse 28, und TS2 der
Phasenfehlerdetektoren 75, und 75, werden jedoch mit den Phasenkontrollanschlüssen 2£, und 282 des
Demodulators nach F i g. 6 zur Kontrolle der Phasenwinkel der Trägerwellen C, und C2 verbunden, so daß
die Interferenz zwischen zwei Kanälen mit den gleichen Trägerwellen, beispielsweise die Interferenz zwischen
dein Kanal 1 und 2 und die Interferenz zwischen dem Kanal 3 und 4, eluminiert werden kann. Die Ausgangssignale
der Zeitfehlerdetektoren 76, und 76:!
werden· den Steuereingängen der veränderbaren Phasenschieber 432 und 433 zur Kontrolle der Zeitphasen
der Kanäle 2 und 3 zugeführt, so daß die Interferenz zwischen benachbarten Kanälen unterschiedlicher
Trägerwellen, d. h. die Interferenz zwischen dem Kanal 2 und dem Kanal 3, eliminiert werden kann.
Die Fig. 13 zeigt den Aufbau der Phasenfehlerdetektoren
15, bzw. 152 der Fig. 12 und Fig. 14
zeigt den Aufbau der Zeitfehlerdetektoren 76, bzw. It1 der Fig. 12.
In F i g. Bbestehtdcr Phasenfehlerdetektorausden
Signaleingängen 67, und 672. den Fehlereingängen 80,
und 8O2, den Abfragevcrzögerungsgliedern 81, bis
81,,. den Dämpfungsgliedern 82, bis 82f„ den Addierern
83, und 832. den Mulliplyern 84, und 842. dem Sub-Irahierer
85. dem Tiefpaßfilter 86, dem Akkumulator 87 und dem Ausgangsanschluß 28,. Die bewertete
Summe! i,„ „, ■ /i„ des demodulierten Signals x,„ des
Kanals 1. zugeführt vom Signalcinganj· 67,. wird erhalten
am Ausgang vom Querulier, bestehend aus
den Vtrzögerungsgliedcrn 81,. 8I2. den Dämpfungsglicdern
82,. 822 und 82, und dem Addierer 83,.
Hierbei ist h„[m = 1.0.1) der Verstärkungs- bzw.
Durchlaßfaktor der Dämpfungsglieder 82,. 822 und 82, Der Verstärkungs- b/w. Durchgangsfaktor /i„, im
dargestellten Beispiel wird gewählt als
hm = HmT+ 2d)
hm = HmT+ 2d)
(14)
Hierbei ist /i(t) die umgekehrte Fourierumwandlung der folgenden Gleichung
H(f) =-■ A(Jf cos2(-)c(f) exp Ü4jrd/) (15)
Dieses Ausgangssignal wird multipliziert mit dem Fehlersignal (dessen Amplitude durch den Anpassungsschritt
modifiziert wurde) e2n Für den Kanal 2
am Ausgang des Verzögerungsgliedes 8I3. Das Produkt
wird über den Subtrahierer 85 zur Glättung dem Tiefpaßfilter 86 zugeführt und gelangt sodann zum
Akkumulator 87 zur Bildung eines Phasensteuersignals. Die Verzögerungsglieder 8I5 und 81t„ die
Dämpfungsglieder 82», 825 und 82h und der Addierer
83} bilden ein anderes Querfiltcr, welches e*--jelben
Charakteristiken aufweisen wiedas vorgenannte Querfilter. Das demodulierte Signal X2n des Kanals 2 wird
zugeführt dem Eingang 672 des vorgenannten anderen Querfilters, während das Fehlersignal e,„ des Kanals 1
am Fehlereingang 80, liegt, wobei am Ausgang 28, in der zuvor beschriebenen Weise die Bewertung
-e,„ -S/im · X2n- „vorgenommen wird, welche diesem
Ausgangüberlagert wird. DiesesAusgangssignalsteuert den Phasenwinkel der Trägerwelle C,, so daß Interferenzen
zwischen den Kanälen 1 und 2 vermieden werden können.
Die in den demodulierten Ausgangsyignalen der
Kanäle 1 und 2 enthaltenen Interferenzen von den Kanälen 2 und 1 können durch die folgenden Gleichungen
verdeutlicht werden, basierend auf der Gleichung Nr. 8
e, U) =
i2I U - "Κ + ?-d)
= Σ XiJUzU - mT + 2d)
(16)
»I - T
Hierbei kann ItnU) und /i2, (r) ersetzt werden durch
die folgenden Gleichungen, basierend auf der Gleichung Nr. 5
45 /i2, (f) = - //(i) sin (7l — ?r;i
(17)
Da es ausreichend ist, die Quadratwerte der Kanalinlerferenz
gemäß Gleichung 18 durch Veränderung des Phasenwinkels qr der empfangenen Trägerwelle
auf eimern Minimum zu bringen
= <e,uf> + <e2Uf>
(18)
kann der Gradient der Funktion Q(?,). wie durch die
folgende Gleichung 19 gegeben, abgeleitet und als Steuersignal verwendet werden
' - ' CiU)S? χι JHt-inT+ 2i/)cos(9, -qr)>
- 2 <C2(J)^x1 JiU - i«r+ Id) cos (ψ, - </v)>
(19)
Aus der vorstehenden Beschreibung ergibt sich, daß der Phasenfelilerdetektor nach Fig. 13 Tür den
vorerwähnten Gradienten einen entsprechenden Wert erzeugt. Selbst wenn in Fig. 13 der Signaleingang
67t ürid der Fchlcrcingang 8O2 miteinander äusge·
lauscht werden, kann die gleiche Arbeitsweise erzielt werden. Der Phäsenfehlefdetektor 752 Tür die Phasen*
stcuerung der Trägerwelle C2 ist in entsprechender
Weise aufgebaut.
Der Schaltkreis gemäß F i g, 14 beisteht aus einem Signäleingang 67j, einem Fehlereingang 8O2, den Abfragevcrzögcrtingsgiiedefn
90, bis 9Oj, den Dämp-
909 612/398
fungsgliedern 91, bis 9I3, dem Addierer 92, dem
Multiplyer 93, dem Tiefpaßfilter 94, einem Akkumulator 95 und einem Ausjgangsanschluß 96, Die
Verstärkungs- bzw. Durchgangsfaktoren der Dämpfungsglieder
91i bis 9I3 ist wie folgt
2d)(m = -1,0,1) (20)
Hierbei ist /i32 (i) das Differential der Fourierumkehrrung
der folgenden Gleichung
(21)
Bei Fig. 14 wird das demodulierte Signal Jc3n des
Kanals 3 dem Signaleingang J73 zugeführt, während
das Fehlersignal e2n des Kanals; 2 dem Fehlereingang
8O2 zugeführt wird, so daß ein Querfilter, bestehend
aus den Verzögerungsgliedern 9Oi und 9O2, den
Dämpfungsgliedern 91], 9I2, DI3, dem Addierer S2
zusammenwirken mit dem Veraögerungsglied 9O3 und
dem Multiplyer 93 zur Erzeugung eines Wertes entsprechend
demjenigen in Fig. 13
(22)
Der Ausgang des Multiplyers 93 wird geglättet
durch das Tiefpaßfilter 94 und zugeführt dem Ausgang 96 über den Akkumulator 95. Dieses Ausgangssignal
steuert den Phasenschieber Ai1 zur Steuerung des Phasenwinkels der Abfragezeitpunkte des Kanals
2, so daß auf diese Weise die Interferenz des Kanals 3 auf den Kanal 2 in der nachfolgend beschriebenen
Weise vermieden wirt.
Die Interferenz des Kanalb 3 auf den Kanal 2 ist
gegeben durch folgende Gleichung
ximhnil-mT+2d)
(23)
Hierbei ist Zi32(O die Fourierumkehrableitung von
#32(/) der Gleichung 21, wobei Nullwerte vorausgesetzt
werden bei ί = nT + 2d(n - ... - 1,0,1).
Um diese Interferenz zu eliminieren, ist es ausreichend die Abfragezeitphase τ des Kanals 2 zu modifizieren,
um den Quadratwert der folgenden Gleichung der Kanalinterferenz auf ein Minimum zu
bringen
QU) = <e13{if>
(24)
= 2 <euU)
-mT+2d)>
(25)
(25)
relevant ist für die Kanalinterferenz, kann eine solche
Zeitsteuerung dazu verwendet werden, die Signalinterferenz in den einzelnen Kanälen aufein Minimum
zu bringen. Das im Zusammenhang mit F i g. 8 beschriebene Verfahren kann zu diesem Zwecke verwendet
werden. Zu diesem Zweck kann das System rechts vom Ausgangsanschluß des Abfragegatters 42
der F i g. 8 verbunden werden mit dem Ausgangsanschluß des Abfragegatters 42, in Fig. 12, während
ίο der Ausgang des Akkumulators 50 in F i g. 8 mit
dem Zeitsteueranschluß 77, nach Fig. 12 verbunden
wird. Als wirksameres Verfahren kann die Zeitsteuerung
so geregelt werden, daß die Signalinterferenz am Ausgang des Querfilters des automatischen
En'zerrers aufein Minimum gebracht wird.
Die Fig. 15 zeigt ein Beispiel eines Zeitfehlerdetcktors
gemäß diesem Verfahren. Er besteht aus einem Signaleingang 67,, einem Fehlereinganjj 80,,
dem Abtastverzögerungsgliedern 67, bis 673, den
Dämpfungsgliedern 98, und 9S2, dem Addierer 99, dem Multiplyer 100, dem Tiefpaßfilter 10·, dem
Akkumulator 102 und dem Ausgangsanschluß 77,. Das demodulierte Signal x,„ des Kanals 1 wird zugeführt
im Signaleingang 67,, während das Fehlersignal e,„ des Kanals 1 dem Fehlereingang 80, zugeführt
wird. Die Durchgangs- bzw. Verstärkungsfaktoren der Dämpfungsglieder 98, und 9S2 werden
auf h'm[m= — 1,1) gestellt, entsprechend der Definition
der Gleichung 13. Wie im Falle des Systems nach Fig. 14 weist das System nach Fig. 15 den
folgenden Hauptwert auf
t',o-EA;x,.„ „, (26)
η: i 0
35
Dieses Ausgangssignal wird angelegt an den Steueranschluß 77, des Phasenschiebers 43, von Fig. 12
zur Steuerung der Zeitphase des Kanals 1 und damit zur Verminderung der Signalinterfenrtiz im Kanal 1,
wie dies zuvor beschrieben wurde.
Da die Signalintcrferenz des Kanals gegeben ist durch
t'i(i) = ,„
ii, (/ - mT + Id) (27)
wird die Objektfunktion des diesbezüglichen Quadrat
wertes zu
Der Gradient dieser Funktion QU) kann abgeleitet werden aus der folgenden Gleichung Nr. 25,
so daß er als Steuersignal in einem Rückkopplungskreis verwendbar isl
QU)
(28)
Der Gradient in bezug auf den Zcitfehlcr wird
'QU)
„h'u{r - mT Λ 2d)>
(29)
(29)
Es ist ersichtlich, daß der Wert der Gleichung Nr. 22, wie aus der Schaltung nach F ig. 14 abgeleitet, ein
Schätzwert ist für den Gradienten der Gleichung Nr. 25. Es sollte hierbei bemerkt werden, daß selbst
bei einem Austausch des Signaleingangs 373 mit dem
Fehlereingang 8O2 das gleiche Resultat erzielt wird,
vorausgesetzt, daß die Sequenz der Dämpfungsglieder 91j, 9I2 und 9I3 umgekehrt wird, Für die Zeitsteuerung
des Kanals 3 wird ein Zeitfehlerdetektor 762 gleichen
Aufbaus verwendet.
Da eine Zeitsteuerung des Kanals 1 urtd des Kanals 4 an den Außenseiten des Übertragungsbandes
Hierbei ist /ΐ,Ί(ί) das Differential von /iM(/).
Da der Hauptwerl der Gleichung 26, wie durch
das System nach F i g. 25 bestimmt, ein Schätzwert für den Gradienten der Gleichung Nr. 26 ist. so wird
ersichtlich, daß die Signalinlerfcrenz aufein Minimum gebracht werden kann durch eine Regelkreissteiuerung
Und Verwendung des Hauptwertes der Gleichung 26 als Regelsignal.
Aus der vorstehenden Beschreibung ergibt sich, daß die Kanalinterferenzen eliminiert werden !können
durch Steuerung bzw. Regelung der Phase der empfangenen Trägerweilen und der Zeitsteuerung eines
Abfragesignals mit einem Fehlersignal, Welches von
einem automatischen Entzerrer abgeleitet wird, wobei die TFS des automatischen Entzerrers nach
Fig. |0 zur Kompensation der Kanaünterferenz
nachgeführt werden. Auf diese Weise kann die Größe des automatischen Entzerrers reduziert werden auf
'/ι bis '/a der seitherigen Größe unter gleichzeitiger
Verbesserung der Wirtschaftlichkeit.
Mit den vorerwähnten Modulatoren, Demodulatoren und automatischen Entzerrern ist es möglich,
eine höchst wirksame und stabile Datenübermittlung auszuführen, selbst wenn die Übermittlungsleitung
nicht perfekt entzerrt ist. Selbst bei nicht entzerrter Vermiltlungsleitung ist es möglich, Kanalinterferenzen
und Signalinterferenzen auszuschalten.
Hierzu K Blatt Zeichnungen
Claims (15)
1. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssyatem zur übertragung digitale! Daten mittels
einer bandbegrenzten Analogübertragungsleitung mit einem Modulator und einem Demodulator,
zwischen denen die übertragungsleitung geschaltet ist, wobei der Modulator mindestens zwei Kanäle
aufweist, von denen jeder ein Seite nbandfilter umfaßt,
dessen Ausgang mit dem ersten Eingang eines Multiplyers verbunden ist, an dessen zweiten
Eingang eine Trägerwelle anliegt, wobei die Trägerwellen beider Kanäle um 90° zueinander phasenverschoben
sind und die Ausgänge der beiden Multoplyer zur Bildung des Ausgangs des Modulators
in Addierern miteinander addiert werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Dateneingänge
I1, I2 bzw. I3, I4) mit einem Addierer
(2, bzw. 23,v und einem Subtrahierer (2a bzw. Ix)
verbunden sind, die dem Seitenbsndfilter (3. b7w.
3j) des einen Kanals die Summe und die dem
Seitenbandfilter P2 bzw. 34) des anderen Kanals
die Differenz der Signale der Dateneingänge (I1,12
bzw. Ij, I4) zuführen und die Filter (3i, 32 bzw.
33, 34) gleiche Phasenverzögerungen und gleich
große, jedoch entgegengesetzte Phasencharakterislikcn
aufweisen.
2. Mehrkanaliges Mulliplexdalenüberiragungssystem
nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Aus"änge der Addierer (5, bzw. S2) in
einem weiteren Addierer (6) mit mindestens einem Pilotsignal addiert werden.
3. Mehrkanaliges Muwiplexdalcnübertragungssyslem nach Anspruch 2. dadua 1 gekennzeichnet,
daß die Ausgänge der Addierer (5, bzw. S2) in
einem weiteren Addierer (6) mit zwei Pilotsignalen (/i<
I2) addiert werden, wobei die Pilotsignale (/ι. fi'u "ic <tm Anfang und Ende de* Frequenz-Spektrums
des übertragenen Signals auftreten. zur Trägerwelle (Ci bzw C2) ein Frequenzintervall
von 3/4/, aufweisen und /t die Impulsfolgefrequenz
jedes Kanals ist.
4. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem
nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerwelle IC1 bzw. C2) gegenüber
dem oder den Pilotsignalen (/,. J1) phasenverschoben
ist oder sind und diese Phasenverschiebung durch einen Phasenschieber (9, bzw 92)
bewirkt wird, der in die Zuleitung zu den zweiten so
Eingängen der Multiplyer (4,. 42 bzw 43. 4i) ge-Si
haltet ist
5. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertra|!ungssystem
nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei mehr als zwei Dateneingängen π
(1, bis I4I und mehr als zwei Kanälen (1 bis 4)
die Trägerwellen für jedes Kanalpaar (1 und 2, 3 und 4) sich um ein Irequen/intervall /, unterscheiden.
6 Mehrkantiges Multiplcxdatenübertragungssystem nach Anspruch 1 und 2 oder 3, dadurch
gekennzeichnet, daßder Demodulator einen Schaltkreis (29 bis 36) umfaßt, der aus mindestens einem
Pilotsignal die Trägerwelle erzeugt, welche Multiplyern
(221( 222 bzw. 223) 22») zweier Kanäle des
Demodulators mit einer Phasenverschiebung von 90° zueinander zugeführt wird, diese Multiplyer
(22i, 222 bzw. 223, 224) das empfangene Signal
jeweils demodulieren und einem Seitenbandfilter (23,, 23^ bzw. 233, 23+) jedes Kanals zuführen und
die Ausgänge dieser Seitenbandfilter (23,, 23, bzw. 233, 234) an den Eingängen je eines Addierers
(24, bzw. 24*) und eines Subtrahieren (24: bzw.
24j) liegen, deren Ausgänge (25,, 2S2 bzw. 2S3,254)
die Ausgänge des Demodulators bilden.
7. Mehrkanaliges Multiplexdatenüb&rtragungssystem
nach Anspruch 4 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerwelle durch einen veränderbaren
Phasenschieber (27, bzw. 27,) phasenverschoben wird, bevor es den Multiplyern (22,,
22L2 bzw. 223) 22;) zugeführt wird.
8. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem
nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung des Phasenschiebers
(27i bzw. 272) durch einen Phasenfehlerdetektor
gesteuert wird, der zwei Schwellwertbegrenzer (37^ 372) und zwei jeweils nachgeschaltete Multiplyer
(38,, 38,) aufweist, die Ausgänge (25^ 25,
bzw 25j, 254) des Demodulators jeweils mit dem
einen Schwellwertbegrenzer (37, oder 372) und
dem anderen Mulliplyer (38, oder 3Si) verbunden
sind, die Ausgänge der Multiplyer (38,, 3S2) voneinander
in einem Subtrahierer (39) subtrahiert und das Produkt einen Tiefpaßfilter (40) durchwandert
und am Steueranschluß (28, bzw. 28,) des Phasenschiebers (27, bzw. 272) anliegt.
9. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 6. dadurch gekennzeichnet,
daß zur Reproduktion des übermittelten und an einem Ausgang (25,. 252 bzw. 253.254) des Demodulators
anliegenden Signals ein Abfrageschallkreis vorgesehen ist. der ein mit der Impulsfolgefrequenz
{/,) des Kanals getaktetes Galter (42) aufweist, dessen Eingang an einem Ausgang (25) liegt und
dessen Ausgang (44) zum Abgriff des reproduzierten Signals dient.
K). Mehrkanaliges MullipIexih'UHiübciliagung:*-
syslem nach Anspruch 9. dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsfolgefrequenzl/, 1 phasenverschoben
wird durch einen veränderbaren Phasenschieber (43). wobei am Ausgang des Gatters (42) eine
Reihenschaltung von Verzögerungsgliedern (45) angeschlossen ist. deren Ausgänge mit Dämpfungsgliedern (46) verbunden sind, deren Ausgänge in
einem Addierer (47) addiert werden, das addierte Signal zusammen mil dem Ausgang eines Dämpfungsgliedes
(46) einem Multiplier (48) zugeführt wird, dessen Ausgang über ein Tiefpaßfilter (49)
den Phasenschieber (43) steuert.
11 Mehrkanaliges Mulliplcxdatenübertragungssystem
nach Anspruch 9 oder H). dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang (25) des Demodulators
eine Reihenschaltung eines Bandpaßfilters (511 mil
einer Mittelfrequenz von /,/2. eines Rechteckumformers (52). eines weileren Bandpaßfilters (53)
mit einer Mittelfrequenz von /f und eines phasengesteuerten
Oszillators (54) geschaltet ist. von dem die Impulsfolgefrequenz (/,) abgegriffen wird
12. Mehrkanaliges Multiplexdätenüberträgungssystem
nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge (44) der Gatter (42) an einen
automatischen Entzerrer angeschlossen sind, der mehrere Querfilter (61, bis 61(0) umfaßt, von
denen jeweils drei einem inneren Kanal und jeweils zwei den beiden Seitenkanälen zugeordnet sind,
die Ausgänge der Querfilter (61, bis 61,o) benach-
barter Kanäle jeweils einem Addierer (62, bis
zugeführt werden, dessen Ausgang in einem Verknüpfungsschaltkreis (63, bis 634) einer Quantelung unterworfen wird, dessen Ausgang (67, bis 674) einen Entzerrerausgang darstellt.
zugeführt werden, dessen Ausgang in einem Verknüpfungsschaltkreis (63, bis 634) einer Quantelung unterworfen wird, dessen Ausgang (67, bis 674) einen Entzerrerausgang darstellt.
13. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem
nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Ein- und Ausgangssignal des jeweiligen
Verknüpfungsschaltkreises (63, bis 634) einem Subtrahierer
(64) zugeführt wird und das dabei sich ergebende Fehlsignal schrittweise einem der Querfilter
(61i, 6I5, 6I8, 6I10) des jeweiligen Kanals zugeführt
wird, das den Durchlaßkoeffizienten des Filters (6I1, 6I5, 6I8, 6I10) verändert.
14. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem
nach Anspruch 7 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Entzerrerausgänge (67i bis 674)
von jeweils zwei benachbarten Kanälen und das jeweilige Fehlersignal dieser beiden Kanäle einem
Phasenfehlerdetektor (75, bzw. 752) zugeführt
wird, der die Phasenverschiebung des Phasenschiebers (27, bzw. 272) steuert.
15. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem
nach Anspruch 9 und 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsfolgefrequenz (/<.) phasenverschoben
wird durch einen veränderbaren Phasenschieber (43), wobei die Phasenschieber (432.
433) der mittleren Kanäle durch Zeitfehlerdetektoren (76,. 762) gesteuert werden, deren Eingänge
das Fehlersignal des jeweiligen Kanals und den Entzerrungsausgang des benachbarten Kanals darstellt
und wobei die Phasenschieber (43,, 434) der
äußeren Kanäle durch Zeitfehlerdetektoren (97 bis 102) gesteuert werden, deren Eingänge das
Fehlersignal und den Entzerrerausgang des jeweiligen Kanals darstellt.
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