DE2604039A1

DE2604039A1 - Mehrkanaliges multiplexdatenuebertragungssystem

Info

Publication number: DE2604039A1
Application number: DE2604039A
Authority: DE
Inventors: Kazuhiko Nitadori
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1975-02-05
Filing date: 1976-02-03
Publication date: 1976-08-19
Also published as: US4053713A; JPS5195712A; JPS5513625B2; GB1531533A; FR2300471A1; CA1071779A; DE2604039C3; DE2604039B2; FR2300471B1

Description

Mehrkanaligeβ Multiplexda t enüb er tragxings sys tem

Die vorliegende Erfindung betrifft ein mehrkanaiiges Multiplexdatenübertragungrsystem zur Übermittlung digitaler Daten mittels ein°r Dandbegrenzten analogen ÜDertragungsleitung.

5s sind mehrkanalige orthogonale Übermittlungssysteme, sogenannte Restseitenbandsysteine zur Datenübertragung bekannt, bei welchen eine bandbegrenzte Analogleitung Verwendung findet. Bei den bekannten Modulations- und/ oder Demodulationssystemen für ein solches orthogonales System umfaßt eine Vielzahl von Ubermittlungsfiltern für jeden Kanal in einem Modulator und einen Korrelationsdetektor in einem Demodulator. Solche Systeme sind bei spieLsweise beschrieben R.W. Chang, "Synthesis of Band-Limited Orthogonal Signals for MuLti-channel Data Transmission» B.S.T.J., 45, 10, Seite 1775 (Dez. 1966).

In einem bekannten von Chang vorgeschlagenen Dotenübertragungssystem läßt sich eine hohe theoretische Übertragungsgeschwindigkeit erreichen, ohne daß hierbei

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Kodeinterferenzen und/oder Kanalinterferensen auftreten, faj-ls ein ideales Leitungsgleichgewicht und eine ideale Betriebsart aufrechterhalten werden können. Diese theoretische Übertragungsgeschwindigkeit wird jedoch praktisch infolge einiger Interferenzen und verschiedener Fehlerfaivtoren nicht erreicht.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, diese Nachteile und Grenzen des bekannten Datenübertragungssystems zu vermeiden.

Gemäß der Erfindung werden die Summen- und Differenzsignale von zwei Datenkanälen zwei Bämpfungsfiltern zugeführt. Die Ausgänge dieser Dämpfungsfilter werden moduliert durch zwei Trägersignale, welche eine Phasendifferenz von % zueinander aufweisen. Die modulierten Signale werden miteinander addiert in einem Addierer zur Erzeugung eines einzelnen Ausgangssignals. Dieses Ausgangssignal und ein anderes Ausgangssignal von zwei anderen Datenkanälen und einige Pilotsignale werden einem Addierer zugeführt. Der Ausgang dieses Addierers wird in Form eines mehrkanaligen Multiplexdatensignals einer Empfangsstation zugeführt. Bei der Empfangsstation wird das empfangene Signal demoduliert in umgekehrter Reihenfolge wie die Modulation erfolgte und die demodulierten Datensignale werden einem automatischen Entzerrer zugeführt. Die vorliegende Erfindung beschreibt eine Datenübertragung mit hoher Geschwindigkeit über eine schmalwandige Leitung mit einer Bandbreite im Bereich der Ilyquistbandbreite.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen erläutert. In den Zeichnungen zeigen:

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Pig. 1 " Ein Frequenzspektrum eines Datensignals gemäß der vorliegenden Erfindung.

!""ig. 2 Ein Blockdiagramm des vorliegenden Datenübertragungssysteins .

Fig. 3 Ein Blockdiagramin des Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 4 Ein Frequenzspektrum eines Übertragungssignals. Fig. 5 Die Charakteristik eines Dämpfungsfilters.

Fig. 6 Ein Blockdiagramm eines Demodulators gemäß der vorIi egenden Erfindung.

Fig. 7 Ein Phasenfehlerdetektor, wie er Anwendung findet "beim Demodulator nach Fig. 6.

Fig. 8 Ein Abfrageschaltkreis, wie er Anwendung findet in Verbindung mit dem Demodulator nach Fig. 6.

Fig. 9 Ein Zeitimpulsgenerator, wie er verwendet wird in Verbindung mit dem Abfrageschaltkreis nach Fig. 8.

Fig. 10 Ein Blockdiagramm eines automatischen Entzerrers gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 11 Ein Blockdiagramm eines Querfilt^rs (TFS) des automatischen Filters nach Fig. 10.

Fig. 12 Ein Blockdiagramm eines anderen automatischen Entzerrers.

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Pig. 13 Ein BlocJcdiagramm eines Phasenfehlerdetektors im automatischen Entzerrer nach Pig. 12.

Pig. 14 Ein Blockdiagramm eines Zeitfehlerdetektors im automatischen Entzerrer nach Pig. 12 und

Pig. 15 ein Blockdiagramm eines anderen Zeitfehlerdetektors, wie er im Endkanal des automatischen Entzerrers nach Pig. 12 verwandt wird.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel anhand von vier Kanälen erläutert. Es ist natürlich selbstverständlich, daß das erfindungsgemäße System auch mit einer anderen Kanalzahl betrieben werden kann.

Es ist bekannt, da;o zur Übertragung eines Impulszuges mit der Periode T die erforderliche Bandbreite πψ beträgt, wobei diese Bandbreite Nyquistbandbreite genannt wird. Bei einem Übertragungssystem mit einer Bandbreite von genau ^ ist jedoch die Demodulation des Signals sehr schwierig, da bereits eine kleine Abweichung eines Abfrage- oder Testimpulses zu einem großen Pehler führt. Aus diesem Grund ist es bekannt, Eestseitenbandsysteme (VSB) zu verwenden. Bei einem VSB-System jedoch ist die erforderliche Bandbreite breiter als ein Fyquistband von . Um dieses Problem zu lösen, wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, daß sich die Abflachteile jedes VSB-Kanals miteinander überlappen, wie dies in Pig. 1 gezeigt ist. Aus Pig. 1 ist deutlich sichtbar, daß sich das Abflachteil a des Kanals 1 überlappt, mit dem Abflachteil b des Kanals 2.

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Wie der Pig. 1 zu entnehmen ist, beträgt die gesamte

Bandbreite zur Übermittlung von vier Kanälen ™ entspricht also der Nyquistbandbreite für vier Kanäle.

Die Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm des Datenübertragungssystems gemäß der vorliegenden Erfindung. Im Modulator NOD werden die Signale von vier Kanälen 1, 2, 3 und 4 zugeführt und dort moduliert. Das modulierte Signal weist ein Frequenzspektrum nach Fig. 1 auf und wird übermittelt an einen Demodulator DEM, wobei die Übertragung über eine Leitung erfolgt. Im Demodulator DEM wird das empfangene modulierte Signal demoduliert und die demodulierten Signale werden einem Entzerrer zugeführt welcher vier Kanalausgänge aufweist. Die Bausteine MOD, DEM und EQU (Entzerrer) in Fig. 2 werden nachfolgend im Detail näher erläutert.

Die Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung. 1^, 1,

sind die Eingangsanschlüsse für die Kanäle 1 bis 4. 2₁ und 2, sind Addierer und 2₂ und 2, Subtrahierer. 3-j und 3, sind Dämpfungs- oder Seitenbandfilter mit einer Übertragungsfunktion voa R (f), wie später noch erläutert wird. 3₂ und 3» sind Dämpfungs- bzw. Seitenbandfilter mit einer Übertragungsfunktion von R₀(f) wie später

noch erläutert wird. 4-j > Aa sind Multiplyer und

5-|, 5₂ ^und 6 Addierer. Der Ausgangsanschluß ist mit 7 bezeichnet. 8., und 8p sind Phasenschieber mit einer Phasenschiebung von 90°. 9-j und 9₂ sind einstellbare Phasenschieber, während 10 einen Taktimpulsgenerator darstellt. 11 ist ein Multiplyer mit einem ■Vervielfachungsverhältnis von 2 und 12 ist ein Demultiplyer mit einem Faktor 4. Ein Multiplyer mit einem Faktor von 11 ist mit

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13 bezeichnet. Bei H handelt es sich um einen Oszillator und 15-,, ...., 15/ sind Frequenzkonverter.

Die Eingangssignale jedes Kanals werden Eingangsanschlüssen 1-j, , Λ. in Form eines mehramplitu-

digen PHM Signals zugeführt. Die Addierer 2-j und 2, und die Subtrahierer 2p und 2. erzeugen die Summen und Differenzen der Eingangssignale der zwei Kanäle 1 und und der beiden anderen Kanäle 3 und 4. Die Ausgangssignale der Addierer und Subtrahierer werden durch die

Seitenbandfilter 3-p , 3* beschnitten und wirken

über die Multiplyer 4-j _f , 4λ auf die amplitudenmodulierten Trägerwellen C₁ und C₂. Die Trägerwellen sind Ausgangssignale der Frequenzkonverter 15., und 15p· Die Addierer 5-j und 5 ο sowie der Addierer 6 addieren die modulierten Signale mit Pilotsignalen f^ und fp wobei es sich bei den Pilotsignalen um Ausgangssignale der Frequenzkonverter 15* und 15, tändelt. Das Additionssignal tritt am Ausgangsanschluß 7 auf. Der Taktfrequenzgenerator 10 erzeugt ein Sinusförmiges Signal, dessen Frequenz identisch ist mit der Wiederholungsfrequenz f des Eingangssignals jedes Kanals. Der Multiplyer 11 mit einem Vervielfachungsfaktor von 2 erzeugt ein sinusförmiges Signal der doppelten Fmguenz 2f während der Demultiplyer 12 mit einem Faktor 4 die Sinusfrequenz auf (1/4)f teilt. Der Multiplyer 13 mit einem Faktor 11 erzeugt ein Sinussignal der Frequenz (ii/4)f_. Die Frequenzkonverter 15-j, ...., 15/ mischen die von den vorgenannten Generatoren 10, 11, 12, 13 erzeugten Signale mit einem Sinussignal der Frequenz f-j. des Oszillators 14. Auf diese Weise entstehen Sinussignale C₁, C₂, f-j und f„ deren Frequenzen die Summen oder Differenzen der vorgenannten Frequenzen sind. Die Fig. 4 verdeutlicht die

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Frequenzverhältnisse der am Ausgangsanschluß 7 auftretenden Signale. f₁ und f₂ sind die Pilotsignale während C, und Cp die (unterdrückten) Trägerfrequenzen sind. Bei f-r handelt es sich um das (unterdrückte) Oszillatorsignal, während CH₁, .... CH- die Spektren der Übertragungssignale der Kanäle 1 bis 4 sind.

Die Übertragungsfunktionen des R„(f) und R_(f) der Seitenbandfilter 3-j bis 3* sind Bandbegrenzt auf eine Bandbreite von f kleiner (3/4) f_. Die Amplituden-Charakteristiken bei-der Übertragungsfunktionen weisen Bandbegrenzungscharakteristiken A(f) von 50 % auf, wodurch den Nyquistbedingungen genügt wird. Die Phasencharakteristik der Übertragungsfunktion R„(f) ist Θ.(f) mit Ausnahme einer bestimmten Verzögerung, während die Phasencharakteristik der anderen Übertragungsfunktion R_f(f) mit Ausnahme einer bestimmten Verzögerung -Q_n(£) beträgt. 6_(f ) ist eine Funktion mit einem konstanten Wert von7C/4 bei einem Band von (f-f /2)<f /4. Be-

C C

lirbige Werte treten bei anderen Bändern auf. Pig. 5 verdeutlicht die Frequenzcharakteristik A(f) der Übertragungsfunktion R_n (f) und der Phasencharakteristik ö_(f) der Übertragungsfunktion R (f). Die veränderbaren Phasenschieber 9-j und 9? erzeugen bei den Trägerwellen C₁ und Cg bestimmte Phasenverzögerungen zur Kompensation der in den Filtern 3^ und 3o sich ergebenden Verzögerung, so daß die orthogonalen Bedingungen zwischen den Kanälen 2 und 3 mit verschiedenen Trägerwellen sichergestellt ist.

Es sei vermerkt, daß die Seitenbandfilter 3-j und 3n einen Begrenzungsfaktor von nicht größer als 50 # aufweisen. Die Bandbreite, bei welcher die Phasencharakteristik 0 (f) konstant^! /4 ist kann mit (f-f /2) < b.f_rt/2 bezeichnet

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werden, wobei b der Begrenzungfaktor ist mit einem Wert von 0 < b C 0,5.

Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung. Er besteht aus einem Eingangsanschluß 21, Multiplyer 22₁ bis 22^, 3O₁ und 3O₂, Seitenbandfiltern 23-,, 23, und 23₂, 23,, deren Charakteristiken gleich denjenigen der Seitenbandfilter 3₂> 3, und 3-], 3, gemäß Fig. 3 ist, Subtrahierern 24-j und 24,, Addierern 24₂ und 24, sowie Ausgangsanschlüssen 2^₁ bis 25 λ für Kanäle 1 bis 4. Außerdem besteht der Demodulator aus den Phasenschiebern 26., und 26₂ mit einer 90° Phasenverschiebung, veränderbaren Phasenschiebern 27-i und 27₂ mit einer veränderbaren Phasenverschiebung proportional zu Trägerfrequenzphasenkontrollsignalen an den Steueranschlüssen 28., und 28₂, Schmalbandfiltern 29₁ bis 29₄ mit den Zentralfrequenzen f₂, f.,, f₂~^fi und f-j-· Weiterhin ist Demultiplyer 31 mit einem Faktor 5 ein Demultiplyer 32 mit einem Faktor 2 Multiplyer 33 und 34 mit einem Faktor 2 ein Taktsignalausgangsanschluß 35 und Frequenzkonverter 36^ und 36₂ vorhanden.

Im Demodulator werden die Pilotsignale f₂ und f^ von den empfangenen Signalen am Eingangsanschluß 21 durch die Schmalbandpassfilter 29-| und 29-j herausgefiltert. Ein Sinussignal mit einer Differenzfrequenz der Pilotsignale, beispielsweise f₂-f^=(5/2)f wird erzeugt, indem die Pilotsignale durch einen Frequenzkonverter wandern, bestehend aus dem Multiplyer 3O₁ und dem Schmalbandfilter 29,. Der Ausgang dieses Frequenzkonverters wird zugeführt dem Demultiplyer 31 mit dem Faktor 5 zur Erzeugung eines Sinussignals der Frequenz f_o/2. Der Ausgang des Demultiplyers 31 wird dem Eingang des Demulti-

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plyers 32 mit einem Teilungsverhältnis von zwei zugeführt zur Erzeugung einer Sinusfrequenz f_o/4. Der Multiplyer 30_? mischt den Ausgang des Demultiplyers 32 mit dem Pilotsignal f-j zur Erzeugung des Oszillatorsignals f_L, wobei das Signal des Multiplyers 3O₂ durch das Schmalbandfilter 29^ hindurchwandert. Das f_c/2 Signal wird dem Multiplyer 33 mit einem Multiplikationsfaktor von 2 zugeführt zur Erzeugung des Taktsignals f . Dieses Taktsignal gelangt an den Taktsignalausgangsanschluß und direkt zum Frequenzkonverter 3O₁ zur Erzeugung der Trägerwelle C₁ mit einer Frequenz äquivalent der Summe (oder Differenz) mit einem Oszillatorsignal f-^ und wird ebenso zugeführt dem anderen Frequenzkonverter 36p über den Multiplyer 34 mit dem Faktor 2 zur Erzeugung der anderen Trägerwelle Cp. Die so erzeugten Trägerwellen C-, und Cp werden zur Demodulation der PAM Signale jedes Kanals verwandt, die orthogonal VSB moduliert sind. Als erstes wird die Phase der Trägerwelle C-, um einen entsprechenden Betrag durch den veränderbaren Phasenschieber 27-j verzögert. Der Ausgang des Phasenschiebers 27-) ist direkt verbunden mit dem Multiplyer 22₂ und über den Phasenschieber 26., mit dem anderen Multiplyer 22.j. Durch den Phasenschieber 26^ wird eine Phasenverschiebung von 90° erzeugt. Die Ausgänge der Multiplyer 22.J und 22₂ werden den Dämpfungsfiltern 23-| und 23₂ zugeführt zur Demodulation derjenigen Signale, welche durch die gleichphasige Komponente und die 90°-Komponente der Trägerwelle Cj im Modulator nach Fig. 3 moduliert wurden. Der Subtrahierer 24-j und der Addierer 24₂ erzeugen die Differenz und die Summe derAusgänge der Filter 23-j und 23₂ und liefern somit die Ausgangssignale an den Anschlüssen 25₂ und 25-, sowie Kanäle 1 und 2. In entsprechender Weise werden die Ausgangssignale für die Kanäle 3

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und 4 an den Anschlüssen 25·* und 25, unter Verwendung der Trägerwelle Cp erhalten.

Mit der vorerwähnten Modulation und Demodulation ist es möglich, eine Datenübermittlung auszuführen, welche frei ist von Interferenzen zwischen den Signalen der einzelnen Kanäle und frei ist von Interferenzen zwischen den Kanälen wie nachfolgend noch erläutert wird. Es sei vorausgesetzt, daß die übertragungsleitung in den Bändern ideal entzerrt ist beim Durchlaß des Signalspektrums der Fig. 4. Der Impulsübertragungsfaktor des Wegs des Kanals 1 vom Demo dulat ore ingang 1., zum Demodulatorausgang 25-j ergibt sich wie folgt:

r_s(t)sin(2£f_clt +f_t)] x λ + [r_c(t)cos(2/7:f_clt +if_t) + V (1) r_s(t)sin(2jr_Cf_clt +f_t) J

Hierbei ist r„(t) und r_(t) die umgekehrte Fourierableitung der Übertragungsfunktionen R_o(f) und R (f).

f_rt1 ist die Frequenz der Trägerwellen C₁. H₊ und ^f _ ei iTr

sind Phasenwinkel der Trägerwellen bei der Modulation und Demodulation. (J) stellt eine Laplace-Transformation dar.

Nach einer Fourierumwandlung beider Seiten der Gleichung 1 unter Berücksichtigung der Bedingungen der Bandbegrenzungen der Filter ergibt sich eine Übertragungsfunktion für den Kanal 1.

²-_Vf)²:

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Palls die übertragungsfunktionen R_c(f) und R₈(f) durch die nachfolgende Gleichung (3) gegeben ist und falls die Bedingung ^f+ = ~? _T erfüllt ist durch entsprechende Synchronisierung der Phasenwinkel der Trägerwelle, dann kann die Gleichung 2 durch die folgende Gleichung 4 ersetzt .werden.

_c ■-· ,^ j

R_c (f )=A(f )exp[ie (f) + ±2/

R (f)=A(f)exp[-i© (f) + i2_?Ufd] / (3)

H_i;L(f)=A(£)² ex_P[i4-;rfd] ■ (4)

d ist die durch die Filter erzeugte Verzögerung oder Phasenverschiebung.

Da vorausgesetzt wurde, daß die Amplitudencharakteris-tik A(f) die Nyquistbedingungen erfüllt dann kann der Kanal mit der Übertragungsfunktion nach Gleichung 4 Daten übermitteln ohne daß eine Interferenz der Signale in diesem Kanal auftritt. Das gleiche gilt natürlich auch für die anderen Kanäle. Die Übertragungsfunktion H₁₂(f) vom Eingang des Kanals 1 zum Ausgang des Kanals 2 und die Übertragungsfunktion H₂₁(f) vom Eingang des Kanals 2 zum Ausgang des Kanals 1 ist gegeben durch

H₁₂(f)=|sin(f_t -y_r)[R_s(f)² + R_c(f)²]

H₂₁(f)= -H₁₂(f) - J (5)

Ist die Bedingung T ^ = Y erfüllt bei der vorherigen Voraussetzung, dann werden beide Übertragungsfunktionen H₁₂(f) und H₂₁(f) gleich Full. Eine Interferenz zwischen

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den Kanälen 1 und 2 tritt also nicht auf. Auf entsprechende Weise ist die Interferenz zwischen den Kanälen 3 und 4 beseitigt.

Die Interferenz zwischen Kanälen mit unterschiedlichen Trägerwellen wird nachfolgend beschrieben. Palls die Übertragungsfunktion eines Wegs vom Eingang eines Kanals j zu dem Ausgang eines Kanals k dargestellt wird durch H._v(f) (j,k=1, 2, 3, 4) dann ergeben sich Übertragungsfunktionen die den nachfolgenden Gleichungen genügen

H₁₃(f)=H₂₄(f)=H₁₄(f)=H₃₁(f)=H₄₂(f)=H₄₁(f)=0

H₃₂ (f)= -ie^i4/TfdA(f) [A(f-f_c)expi-i27Cf_cd + i (^ -A(f + f_c| j

(f)= -ie^i4XfdA(f).[A(f-f_c)exp[-i2/Cf_cd-i()" -A(f + f_c)exp|i27Cf_cd + i(jp_tl -f_r2))l

'f ^I und/ - sind der Übertragungsendphasenwinkel und der Empfangsendphasenwinkel der-Trägerwellen C₁. Ψ±η und ^f _T2 öind der Übertragungsendphasenwinkel und der Empfangsendphasenwinkel der Trägerwelle Cp.

Wie sich aus der vorstehenden Gleichungsaufstellung ergibt, sind Interferenzen ausgeschlossen außer zwischen den Kanälen 2 und 3. In Bezug auf die Interferenzen zwischen den Kanälen 2 und 3 müssen die Trägerphasenwinkel bei der Modulation und Demodulation so eingestellt werden, daß sie den nachfolgenden Bedingungen genügen.

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ft2 - V^;'rl /ti - f r2

£^f _c

(7)

Sind diese Bedingungen erfüllt, dann ist auch bezüglich der Interferenz zwischen den Kanälen 2 und 3 die Nyquistbedingung erfüllt, so daß die Übertragungsfunktionen Null werden bei den Abfragepunkten mit Intervallen von T=1/f , so daß keine Interferenz gegenüber derDatenübermittlung vorhanden ist. Damit die Phasendifferenz der Trägerwellen C-, und Cp den Bedingungen der Gleichungen Nr. 7 genügen, sind im Modulator nach Pig. 3 die veränderbaren Phasenschieber 9p uttd 9-1 vorgesehen.

Um eine sichere Arbeitsweise des Modulators nach Fig. 6 sicherzustellen, ist es notwendig, den Phasenwinkel der Trägerwelle zu synchronisieren, d.h. geeignete Phasensteuersignale müssen den Steuereingängen 28-j und 28p der veränderbaren Phasenschieber 27-] und 27p zugeführt werden.

Fig. 7 zeigt ein Beispiel eines Phasenfehlerdetektors, der diese Phasensteuersignale erzeugt. 25-j und 25p sind Eingangsanschlüsse, welche verbunden sind mit den Ausgangsanschlüssen 25-j und 25₂ der Fig. 6. Der Detektor nach Fig. 7 besteht aus den Schwellwertbegrenzern 37-. und 37p > den Multiplyern 33., und 38p, einem Subtrahierer 39, einem Tiefpassfilter 40, einem Akkumulator 41 und einem Ausgangsanschluß 28^, der verbunden ist mit dem Steueranschluß 28^ in fig. 6. Ein Phasenfehlersignal Sinus (^P+i - ^f _T-\) ^der Trägerwelle O₁ wird erzeugt am Ausgang des Tiefpassfilters 40. Eine genaue Phasen-

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synchronisation wird auf die nachfolgend beschriebene Weise erreicht. Falls die inverse Fourierumwandlung der Übertragungsfunktion H., (f) dargestellt wird durch h.,(t) und falls die Ubertragungssignalserien des Kanals

j dargestellt werden durch (X-J_n) dann ergeben sich die Ausgangssignale der Kanäle 1 und 2 durch die nachfolgende Gleichung Nr. 8. Hierbei ist vorausgesetzt,daß Rauschspannungen und eine Interferenz von anderen Kanälen vernachlässigbar ist.

2d)+ x_o„h_ol (t-ηΤ + 2d)

(8) y, (t)= t¹ [X₁ h, „(t-nT + 2d)+ χ h₉₉(t-nT + 2d)

Da h^-(t) und hpoCO ausgesprochene Spitzen bei t=2d aufweisen, sind die folgenden Beziehungen erfüllt

sgn Cy₁CmT)) = sgn (ac_1m) (9) hierbei ist sgn ( ) eine sign Funktion.

Der Schwellwertbegrenzer 37-j in Fig. 7 erzeugt und der Multiplyer 38^ erzeugt das Produkt des Ausgangs des Schwellwertbegrenzers 37-j und yVjdO· DerSubtrahierer 39 und der Tiefpassfilter 40 erzeugen einen Zeitdurchschnitt hiervon, so daß dort das folgende Ausgangssignal entsteht.

CCt)) · y₂(t)dt =2 |_Xim| h₁₂(2d) (10)

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In entsprechender Weise erzeugen der Schwellwertbegrenzer 37p, der Multiplyer 38 und das Tiefpassfilter das folgende Signal

^ sgn(y₂(t) ) · y^tjdt = ^ | X₃ i h₂ (2d) (11)

Demgemäß ist der Ausgang des Filters 40 ein Signal äquivalent der Differenz zwischen den Gleichungen Nr. und Nr. 11. Aus der Gleichung Nr. 5 ergibt sich, daß h^₂(2d) proportional dem Sinus (V' -|- ~7'_r) ^{und n}£i(2ä) proportional dem zugehörigen Umkehrsignal ist, so daß das Phasenfehlersignal Sinus (ψ + -*f _T) am Ausgang des Filters 40 erhalten wird. Die Phasensynchronisation für die Trägerwelle C₂ wird in gleicher Weise ausgeführt, wie anhand der Fig. 7 "beschrieben.

Zur Reproduktion des übermittelten Signals vom Ausgangssignal des Demodulators nach Fig. 6 ist eine Abfragung bei den Intervallen T=1/f erforderlich. Da Zeitsteuersignale mit der Frequenz f am Anschluß 35 in Fig. 6 liegen, können die Abfragesignale erzeugt werden durch Änderung der Phase dieses Signals.

Fig. 8 zeigt ein Beispiel eines Abfrageschaltkreises, bestehend aus einem Eingangsanschluß 25-ι, einem Abfragegatter 42, einem veränderbaren Phasenschieber 43, einem Ausgangsanschluß 44-j, Abfrageverzögerungsbauteilen 45 -j bis 45^,, Dämpfungsgliedern 46.. bis 46^, und einem Addierer 47. Weiterhin sind vorhanden ein Multiplyer 48, ein Tiefpassfilter 49, ein Akkumulator 50, sowie ein Zeittaktsignaleingang 35.

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Der Eingangsanschluß 25-| in Fig. 8 ist verbunden mit dem Ausgangsanschluß 25-j des Kanals 1 in Fig. 6, Die Phase des Abfragesignals wird so gesteuert, daß die Streuung der Interferenzen der Signale innerhalb des Kanals ein Minimum wird. Der Ausgang des Demodulators soll so abgefragt werden, daß die abgefragte Information am Ausgangsanschluß 44-j auftritt. Entsprechende Abfrageschaltkreise sind bei den anderen Kanalausgängen angeschlossen. Die vorerwähnte Steuerung des Phasenwinkels des Abfragesignals kann wie folgt erläutert werden:

Die Streuung der Interferenz der'Signale im Kanal 1 . ist gegeben durch die folgende Gleichung, wobei vorausgesetzt ist, daß der Zeitfehler des Abfrage signals ''.. ist.

^2d

hierbei bedeutet< 7 ein Satzmittel.

Zur Steuerung von "C , um Q(IT) auf ein Minimum zu bringen, ist es ausreichendj den Gradienten von QCT) in Bezug auf"17 zu finden und diesen Gradienten den Akkumulator in Figo 8 zuzuführen. Der Gradient von Q(O in Bezug auf"P ist"gegeben durch folgende Gleichung

(mT + 2d +"C)^h₁₁ (itiT +2d + £) (13)

2 ? / χ >h

<) r- m^o \ Im / 11

Falls der Übertragungs- oder Verstärkungsfaktor der Dämpfungsglieder 46^ bis 46, wie folgt ist

h¹ = —h ,,(mT + 2d +r)|r__n(n= -2,-1,1,2) (13)'

609834/0685 " ¹⁷

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und falls das Produkt des folgenden Ausgangssignals vom Addierer 47

^vl ⁼

ist und das Ausgangs signal y^ (2d+^/tT) vom Verzögerungsglied 45p gebildet wird durch den Multiplyer 48 und die Zeitmittlung durchgeführt wird durch den Tiefpassfilter 49, dann kann ein näherungsweiser Wert des Gradienten der Gleichung Nr. 13 von näherungsweiset =0 erreicht werden.

Aus der vorstehenden Beschreibung ergibt sich, daß zwei Pilotsignale den beiden Enden eines Signalspektrums überlagert werden und der Demodulator die notwendigen Trägerwellen und Taktsignale von diesen Pilotsignalen ableitet. Palis jedoch die Frequenz der Trägerwelle in einer einfachen Beziehung steht zur Taktfrequenz, beispielsweise im Verhältnis eines vielfachen, dann ist lediglich ein Pilotsignal erforderlich. Weiterhin ist es möglich, die Trägerwellen und das Taktsignal von den modulierten Signalen abzuleiten, ohne daß hierzu Pilotsignale benötigt werden. Zur Ableitung dieser Trägerwelle werden der Akkumulator 41 in Fig. 7 und die veränderbaren Phasenschieber 27^₁ oder 27₂ ^⁰- Fig. 6 ersetzt durch einen spannungsgesteuerten Oszillator mit einer Nennfrequenz äquivalent denjenigen der Trägerwelle. In Bezug auf die Ableitung des Taktsignals ist es möglich, eine Methode anzuwenden, bei welcher die Schwebung zweier Trägerwe]len mit beieinanderliegenden Frequenzen erfaßt wird, d.h. die Frequenzen der beiden Trägerwellen unterscheiden sich durch die Frequenz f . Im Falle der Übertragung von zwei Kanälen mit lediglich einer Trägerwelle

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kann ein Verfahren verwendet werden, wie es anhand der Pig. 9 verdeutlicht wird.

Die Schaltung nach Fig. 9 besteht aus einem Eingangsanschluß 251, welcher mit dem Ausgangsanschluß 25-, in Fig. 6 verbunden ist, einem Taktsignalausgang 35, der beispielweise mit dem Taktsignaleingang 35 in Fig. 8 verbunden ist, Bandpassfiltern 51 und 53 mit einer Mittelfrequenz von t /2. und f , einem Rechteckumformer

■*■ CC

52 und einem phasengesteuerten Oszillator 54 mit einer Frequenz vo:
35 erzeugt.

Frequenz von f , welcher Taktsignale an seinem Ausgang

Wie schon zuvor erwähnt, können die Interferenzen zwischen den Kanälen und zwischen den Signalen auf ein Minimum gebracht werden durch Verwendung einer automatischen Phasenkontrollschleife zum Zwecke derSteuerung der Phasensynchronisation der Trägerwelle und des zeitlichen Ablaufs der Abfragung. Falls der Modulator, der Demodulator und die Übermittlungsleitung ideal entzerrt sind, können Interferenzen zwischen den Signalen und zwischen den Kanälen gedruckt werden auf einen ausreichend niedrigen Pegel. Bei den vorhandenen Übermittlungsleitungen sind jedoch beträchtliche Interferenzen vorhanden, welche die Datenübertragung stören. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein selbsttätiger Entzerrer, bestehend aus einem Querfilter verwendet, um solche Interferenzen zu kompensieren, wodurch eine wirksame Datenübermittlung sichergestellt ist.

Fig. 10 zeigt eine automatischen Entzerrer, bestehend aus den Eingängen 44-| bis 44* für die Kanäle 1 bis 4, Querfiltern 6I₁ bis 61_1Q, Addierern 62₁ bis 62^, Ver-

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knüpfungsschaltkreisen 63-j "bis 63/, Subtrahierern 64-j bis 64/, Multiplizierer 65₁ bis 65/, Schrittschaltgeneratoren 66., bis 66. und Ausgangsanschlüssen 67-j bis 67/ für die Kanäle 1 bis 4»

Die Fig. 11 zeigt im Detail den Aufbau der Querfilter (TFS) 6T₁ bis 61_1O in Fig. 10.

Die Transversalfilter nach Fig. 11 weisen auf einen Eingangsanschluß 44, Verzögerungsglieder 68^ bis 68^₁, Multiplyer 69-j bis 69_M, Akkumulatoren 7O₁ bis 70_M, MuItiplyer 7I₁ bis 71«, einen Addierer 72 und einen Ausgangsanschluß 73. Mit 74 ist ein Fehlersignaleingang bezeichnet. Die TFS 61-j, 61., 61™ und 61_1Q sind zur Kompensation der Signalinterferenzen in den Kanälen 1, 2, 3 und 4 vorgesehen, während die restlichen TFS zur Kompensation der KanalInterferenzen zwischen benachbarten Kanälen vorgesehen sind. Im Falle des Kanals 2 wird das Eingangssignal an den Eingangsanschluß 44₂ angelegt und durchläuft den Signalinterferenzkompensierer 61. dieses Kanals. Die Ausgänge von 61^ und 61^ zur Kompensation der Kanalinterferenzen von den Kanälen 1 und 3 werden addiert im Addierer 62p. Das übermittelte mehramplitudige PAM Signal wird demoduliert im Verknüpfungsschaltkreis 63₂, bestehend aus einem Quantisierungsschaltkreis und sodann zugeführt dem Ausgangsanschluß 67₂« Der Subtrahierer 64₂ erzeugt die Differenz zwischen dem Eingangssignal des Verknüpfungsschaltkreises 63₂ und dem Ausgangssignal, d.h. ein Fehlersignal. Der Multiplyer 65₂ multipliziert das Fehlersignal mit einem Anpassungsschritt, der durch den Schrittgenerator 66₂ erzeugt wurde um so die Amplitude zu modifizieren. Das so angepaßte Signal wird den Fehlersignaleingang 74 der TFS 61,, 61 . und 61,- zugeführt. In jedem

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der TPS erzeugen die Multiplyer 71·] bis 71_M die Produkte eines solchen Fehlersignals und der abgegriffenen Ausgangssignale der Verzögerungsleitung, bestehend aus den Verzögerungsgliedern 68-j bis SQ^_^. Die Produkte werden zugeführt den Akkumulatoren 7O₁ bis 70_M· Auf diese Weise wird der Wichtigkeitskoeffizient des Querfilters (d.h. das Ausgangs signal der Akkumulatoren)' auf solche Weise modifiziert, daß die Summe derSignalinterferenz und der Kanalinterferenz am Eingang des Verknüpfungsschaltkreises 63n ein Minimum aufweist. Auf diese Weise ist es möglich, die Signalinterferenz und die Kanalinterferenz durch mehrfache Wiederholung der Anpassungssteuerung und der Veränderung der Wertigkeitskoeffizienten der Filter auf optimale Werte, wirksam zu reduzieren. Bei den Anpassungsschritten sind über die Zeitkonstanten der Anpassungssteuerschleifen zu entscheiden. Diese sind anfänglich sehr groß und werden allmählich reduziert bis sie unter normalen Bedingungen konstante Werte aufweisen. Bezüglich eines automatischen Entzerrers für eine einkanalige Übertragung wird verwiesen auf Kapitel 6 des Buches "Principles of Data Communication" von R.W. Lucky, McGraw Hill 1968. Der automatische Entzerrer gemäß der vorliegenden Anmeldung wurde auf die Anwendung bei mehrkanaligen Übermittlungen erweitert. Bei der vorerwähnten Anpassungssteuerung wurde das MS (squaring method) Verfahren beschrieben. Es ist jedoch auch möglich, andere Verfahren zu verwenden, beispielsweise das ZF (zero-forcing method) Verfahren zu verwenden.

Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, können Signalinterferenzen und Kanalinterferenzen durch Verwendung automatischer Entzerrer und Anpassungssteuerschlei-

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fen wirksam unterdrückt werden. Dies gilt für den Fall, daß die Entzerrung der Übermittlungsleitung und die Synchronisation der Trägerwellen und die Zeitsynchronisation nicht perfekt ist. Eine wirksame Datenübertragung, frei von solchen Interferenzen ist sichergestellt.

Das vorbeschriebene Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß pro Kanal drei Querfilter erforderlich sind, wodurch das Gerät kompliziert und teuer wird. Gemäß der nachfolgend beschriebenen Methode wird dieser Nachteil beseitigt durch Unterdrückung der Kanalinterferenzen durch Trägersynchronisation und Zeitsynchronisation, während die lediglich die Kanalinterferenzen in jedem Kanal kompensiert werden durch Querfilter.

Fig. 12 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines automatischen Entzerrers gemäß der vorliegenden Erfindung. Er besteht aus Querfiltern TFS 6I₁, 61., 6I₇ und 611Q, Verknüpfungsschaltkreise 63-] bis 63., Subtrahieren 64-j bis 64^, Multiplyer 65-j bis 65*, Schrittgeneratoren 66-j bis 66. und Ausgangsanschlüssen 67-j bis 67/. Diese Bauteile erfüllen die gleichen Aufgaben wie die entsprechenden Bauteile des automatischen Entzerrers nach Fig. 10. Der Entzerrer nach Fig. 12 besteht weiterhin aus Eingangsanschlüssen 25-j bis 25,, Abfragegattern bis 42., veränderbaren Phasenschiebern 43-] bis 43/ und einem Taktsignaleingang 35. Diese Bauteile weisen die gleiche Funktion auf wie der Eingangsanschluß 25-p das Abfragegatter 42, der veränderbare Phasenschieber 43 und der Taktsignaleingang 35 der Abfrageschaltung nach Fig. Weiterhin weist die Schaltung nach Fig. 12 Phasenfehlerdetektoren 75-] und 75o> Ausgangsanschlüsse 28^ und 28p» Zeitfehlerdetektoren TS^ und 76p und Zeitsteueranschlüsse

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77₁ und 77p auf. Die Eingangsanschlüsse 25-j bis 25* sind verbunden mit den Ausgangsanschlüssen 25-i bis 25* des Demodulators nach Fig. 6. Die demodulierten Ausgänge werden durch die Abfragegatter 42,, bis 42. abgefragt, entzerrt durch die TFS 61p 61., 61„ und 61-,_Q, sodann quantisiert durch die Verknüpfungsschaltkreise 63-] bis 63. und sodann den Ausgangsanschlüssen 67] "bis 61. zugeführt. Hierbei kompensieren die TFS 61.,, 61., 6I₇ und 611Q die Signaiinterferenzen in den entsprechenden Kanälen in derselben Weise wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 10, jedoch werden die Kanalinterferenzen hierbei nicht kompensiert. Die Ausgangsanschlüsse 28., und 28p der Phasenfehlerdetektoren 75-1 und 75₂ werden jedoch mit den Phasenkontrollanschlüssen 28. und 28p des Demodulators nach Fig. 6 zur Kontrolle der Phasenwinkel der Trägerwellen C₁ und C₂ verbunden, so daß die Interferenz zwischen zwei Kanälen mit den gleichen Trägerwellen, beispielsweise die Interferenz zwischen dem Kanal 1 und 2 und die Interferenz zwischen dem Kanal 3 und 4 eliminiert werden kann. Die Ausgangssignale der Zeitfehlerdetektoren 76., und 76„ werden den Steuereingängen der veränderbaren Phasenschieber 43p und 43·* zur Kontrolle der Zeitphasen der Kanäle 2 und zugeführt, so daß die Interferenz zwischen benachbarten Kanälen unterschiedlicher Trägerwellen, d.h. die Interferenz zwischen dem Kanal 2 und dem Kanal 3 eliminiert werden kann.

Die Fig. 13 zeigt den Aufbau der Phasenfehlerdetektoren 15-j bzw. 15p der Fig. 12 und Fig. I4 zeigt den Aufbau der .Zeitfehlerdetektoren 76., bzw. 76₂ der Fig. 12.

In Fig. 13 besteht der Phasenfehlerdetektor aus den

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Signaleingängen 67-j und 67p» den Fehlereingängen 8O₁ und 80p, den Abfrageverzögerungsgliedern 81^ bis 8V, den Dämpfungsgliedern 82 j bis 82g, den Addierern 83-j und 83p, den Multiplyern 84-j und 84p» dem Subtrahier er 85, dem Tiefpassfilter 86, dem Akkumulator 87 und dem Ausgangsanschluß 28-j. Die bewertete Summe £ x-i_n__m" h des demodulierten Signals ^₁ des Kanals 1, zugeführt vom Signaleingang 67 -i, wird erhalten am Ausgang vom Querfilter, bestehend aus den Verzögerungsglxedern 81^, 81₂, den Dämpfungsgliedern 82-j, 82p und 82, und dem Addierer 83-]. Hierbei ist h (m= -1,0,1) der Verstärkungsbzw. Durchlaßfaktor der Dämpfungsglieder 82^, 82p und 82,. Der Verstärkungs- bzw. Durchgangsfaktor h im dargestellten Beispiel wird gewählt als

h = h(mT + 2d) (14)

Hierbei ist h(t) die umgekehrte Eourierumwandlung der folgenden Gleichung

H(f) = A(f)² cos 2Θ (f) exp (i4yidf) (15)

Dieses Ausgangssignal wird multipliziert mit dem Fehlersignal (dessen Amplitude durch den Anpassungschritt modifiziert wurde) e_2n für den Kanal 2 am Ausgang des Verzögerungsgliedes 81». Das Produkt wird über den Subtrahierer 85 zur Glättung dem Tiefpassfilter 86 zugeführt und gelangt sodann zum Akkumulator 87 zur Bildung eines Phasensteuersignals. Die Verzögerungsglieder 81^ und 81g, die Dämpfungsglieder 82., 82,- und 82g und der Addierer 83o bilden ein anderes Querfilter, welches diesel-

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ben Charakteristiken aufweisen wie das vorgenannte Querfilter. Das demodulierte Signal Xp des Kanals 2 wird zugeführt dem Eingang 67₂ des vorgenannten anderen Querfilters, während das Fehlersignal e- des Kanals 1 am Fehlereingang 8O₁ liegt, wobei am Ausgang 2S₁ in der zuvor beschriebenen Weise die Bewertung -e- ·£ⁿ _m'^x2n-m vorgenommen wird, welche diesem Ausgang überlagert wird. Dieses Ausgangssignal steuert den Phasenwinkel der Trägerwelle C₁, so daß Interferenzen zwischen den Kanälen 1 und 2 vermieden werden können.

Die in den demodulierten Ausgangssignalen der Kanäle 1 und 2 enthaltenen Interferenzen von den Kanälen 2 und 1 können durch die folgenden Gleichungen verdeutlicht werden, basierend auf der Gleichung Nr. 8

ey·

^el^{(t) =}

^e2^{(t) =} m=-cu^xlm^h12^(t ~ ^mT

\ (16)

Hierbei kann h^p(t) und ho-j(t) ersetzt werden durch die folgenden Gleichungen, basierend auf der Gleichung Nr. 5

h₁₂(t) = h(t) sin (f - H⁷ _r) }

> (17) h₂₁(t) = -h(t) sin (f_t - Cf_r) J

Da es ausreichend ist, die Quadratwerte der Kanalinterferenz gemäß Gleichung 18 durch Veränderung des Phasenwinkels ~f der empfangenen Trägerwelle auf einem Minimum su bringen

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Q('r_r ) =< e₁(t)²>+< e₂(t)²> (18)

kann der Gradient der Funktion Q(^ ), wie durch die folgende Gleichung 19 gegeben, abgeleitet und als Steuersignal verwendet werden

2d) cos {^CJ, - ¹I' ) >

-2 <e₂(t)5 x_lmh(t - inT + 2d)cos(f_t - f

Aus der vorstehenden Beschreibung ergibt sich, daß der Phasenfehlerdetektor nach Fig. 13 für den vorerwähnten Gradienten einen entsprechenden Wert erzeugt. Selbst wenn in Fig. 13 der Signaleingang 67-] und der Fehlereingang 8O₂ miteinander ausgetauscht werden, kann die gleiche Arbeitsweise erzielt werden. Der Phasenfehlerdetektor 75₂ ^für die Phasensteuerung der Trägerwelle Cp ist in entsprechendeijweise aufgebaut.

Der Schaltkreis gemäß Fig. H besteht aus einem Signaleingang 67·*, einem Fehlereingang 8O₂, den Abfrageverzögerungsgliedern 9O₁ bis 90,, den Dämpfungsgliedern 9I₁ bis 9I₅, dem Addierer 92, dem Multiplyer 93, dem Tiefpassfilter 94, einem Akkumulator 95 und einem Ausgangsanschluß 96. Die Verstärkungs- bzw. Durchgangsfaktoren der Dämpfungsglieder 91-j bis 91·ζ ist wie folgt

h¹ = h' (mT + 2d) (m= -1,0,1) cm ^z

Hierbei ist hi₂(t) das Differential der Fourierumkehrung der folgenden Gleichung

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(f) = -ie^l4/'^rdfA(f) [A(f - f )-A(f + f )] (21)

Bei Fig. 14 wird das demodulierte Signal x, des Kanals 3 dem Signaleingang 37_ zugeführt, während das Fehlersignal e_2n des Kanals 2 dem Fehlereingang 8O₂ zugeführt wird, so daß ein Querfilter bestehend aus den Verzögerungsgliedern 9O₁ und 9O₂, den Dämpfungsgliedern 9I₁, 912» 915, dem Addierer 92 zusammenwirken mit dem Verzögerungsglied 90, und dem Multiplyer 93 zur Erzeugung eines Wertes entsprechend demjenigen in Fig. 13

ni ^hcm ^X3,n-m

Der Ausgang des Multiplyers 93 wird geglättet durch das Tiefpassfilter 94 und zugeführt dem Ausgang 96 über den Akkumulator 95. Dieses Ausgangsignal steuert den Phasenschieber 43p zur Steuerung des Phasenwinkels der Abfragezeitpunkte des Kanals 2, so daß auf diese Weise die Interferenz des Kanals 3 auf den Kanal 2 in der nachfolgend beschriebenen Weise vermieden wird.

Die Interferenz des Kanals 3 auf den Kanal 2 ist gegeben durch folgende Gleichung

^e23^{(t) =} 1^

Hierbei ist h-^CO die Fourierumkehrableitung von Η,ρ der Gleichung 21, wobei Nullwerte vorausgesetzt werden bei t=nT+2d (n= -1, 0, 1).

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Um diese Interferenz zu eliminieren, ist es ausreichend die Abfragezeitphase ^ des Kanals 2 zu modifizieren, um den Quadratwert der folgenden Gleichung der Kanalinterferenz auf ein Minimum zu bringen

(24)

Der Gradient dieser Funktion Q(O kann abgeleitet werden aus der folgenden Gleichung Nr. 25, so daß er als Steuersignal in einem Riickkopplungskreis verwendbar ist

- ^{mT + 2d}> > (25)

Es ist ersichtlich, daß der Wert der Gleichung Nr. 22, wie aus der Schaltung nach Fig. 14 abgeleitet, ein Schätzwert ist für den Gradienten der Gleichung Nr. Es sollte hierbei bemerkt werden, daß selbst bei einem Austausch des Signaleingangs 37* mit dem Fehlereingang 80p das gleiche Resultat erzielt wird, vorausgesetzt, daß die Sequenz der Dämpfungsglieder 91.,, 91p ^un(i 91-umgekehrt wird. Für die Zeitsteuerung des Kanals 3 wird ein Zeitfehlerdetektor 76₂ gleichen Aufbaus verwendet.

Da eine Zeitsteuerung des Kanals 1 und des Kanals 4 an den Außenseiten des Übertragungsbandes relevant ist für die Kanalinterferenz, kann eine solche Zeitsteuerung dazu verwendet werden, die Signalinterferenz in den einzelnen Kanälen auf ein Minimum zu bringen. Das im Zusammenhang mit Fig. 8 beschriebene Verfahren kann zu diesem Zwecke verwendet werden. Zu diesem Zweck kann das

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System rechts vom Ausgangsanschluß des Abfragegatters 42 der Fig. 8 verbunden werden mit dem Ausgangsanschluß des Abfragegatters 42^ in Fig. 12, während der Ausgang des Akkumulators 50 in Fig, 8 mit dem Zeitsteueranschluß 7T₁ nach Fig. 12 verbunden wird. Als wirksameres Verfahren kann die Zeitsteuerung so geregelt werden, daß die Signalinterferenz am Ausgang des Querfilters des automatischen Entzerrers auf ein Minimum gebracht wird.

Die Fig. 15 zeigt ein Beispiel eines Zeitfehlerdetektors gemäß diesem Verfahren. Er besteht aus einem Signaleingang 67-j, einem Fehlereingang 8O₁, dem Abtastverzögerungsgliedern 67-] bis 67·*, den Dämpfungsgliedern 98. und 98₂, dem Addierer 99, dem Multiplyer 100, dem Tiefpassfilter 101, dem Akkumulator 102 und dem Ausgangsanschluß 77-,. Das demodulierte Signal X_1n des Kanals 1 wird zugeführt im Signaleingang 67-j, während das Fehlersignal e* des Kanals 1 dem Fehlereingang 8O₁ zugeführt wird. Die Durchgangs- bzw. Verstärkungsfaktoren der Dämpfungsglieder 9S₁ und 98₂ werden auf h_m(m=-1, 1) gestellt, entsprechend der Definition der Gleichung 13. Wie im Falle des Systems nach Fig. 14 weist das System nach Fig. 15 den folgenden Hauptwert auf

e -v h' X₁ (26)

In ' m*o m l,n-m

Dieses Ausgangssignal wird angelegt an den Steueranschluß 77-j des Phasenschiebers 43-i von Fig. 12 zur Steuerung der Zeitphase des Kanals 1 und damit zur Verminderung der Signalinterferenz im Kanal 1, wie dies zuvor beschrieben wurde.

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Da die Signalinterferenz des Kanals gegeben ist durch

i *^{M| (27)}

wird die Objektfunktion des diesbezüglichen Quadrat wertes zu

(28)

Der Gradient in Bezug auf den Zeitfehler wird

2d)> (29)

Hierbei ist hJj^Ct) das Differential von

Da der Hauptwert der Gleichung 26, wie durch das System nach Fig. 25 bestimmt, ein Schätzwert für den Gradienten der Gleichung Nr. 26 ist, so wird ersichtlich, daß die Signalinterferenz auf ein Minimum gebracht werden kann durch eine Regelkreissteuerung und Verwendung des Hauptwertes der Gleichung 26 als Regelsignal.

Aus der vorstehenden Beschreibung ergibt sich, daß die Kanalinterferenzen eliminiert werden können durch Steuerung bzw. Regelung der Phase der empfangenen Trägerwellen und der Zeitsteuerung eines Abfragesignals mit einem Fehlersignal, welches von einem automatischen Entzerrer abgeleitet wird, wobei die TFS des automatischen Entzerrers nach Fig. 10 zur Kompensation der Kanalinter-

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ferenz nachgeführt werden. Auf diese Weise kann die Größe des automatischen Entzerrers reduziert werden auf 1/2 bis 1/3 der seitherigen Größe unter gleichzeitiger Verbesserung der Wirtschaftlichkeit.

Mit den vorerwähnten Modulatoren, Demodulatoren und automatischen Entzerrern ist es möglich, ein höchst wirksame und stabile Oatenübermittlung auszuführen, selbst wenn die Übermittlungsleitung nicht perfekt entzerrt ist. Selbst bei nicht entzerrter Vermittlungsleitung ist es möglich, Kanalinterferenzen und Signalinterferenzen auszuschalten.

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Claims

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1. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem zur Übermittlung digitaler Daten mittels einer bandbegrenzten Analogübertragungsleitung mit einem Modulator und einem Demodulator, zwischen denen die Übertragungsleitung geschaltet ist, dadurch g e k e η η zeichnet , daß der Modulator mindestens zwei Kanäle aufweist, mehrere Trägerwellen mit einem Frequenzintervall f erzeugt werden, wobei f die Impulsfolgefrequenz gedes Kanals ist, der Ausgang des zweikanaligen Modulators zu den Trägerwellen zu addiert wird zur Bildung des Ausgangs des Modulators, wobei der zweikanalige Modulator umfaßt Schaltmittel zur Bildung der Summe und der Differenz der PAM Signale von jeweils zwei Eingangskanälen, zwei Seitenbandfilter, denen die Summen- und Differenzsignale zugeführt werden und diese Filter eine Amplitudenbegrenzungcharakteristik von weniger als 50 $ aufweisen bei gleicher Phasenverzögerung und gleichen Phasencharakteristiken zwischen 45° und - 45°, ein veränderbarer Phasenschieber zur Phasenverschiebung der Trägerwellen, ein Phasenschieber zur Phasenverschiebung des Ausgangs des veränderbaren Phasenschiebers um 90°, ein erster Multiplyereingang, der mit dem Ausgang eines der Seitenbandfilter und dem Ausgang des Phasenschiebers verbunden ist, ein zweiter Multiplyereingang, der mit dem Ausgang des anderen Seitenbandfilters und dem Ausgang des veränderbaren Phasenschiebers verbunden ist und weiterhin Schaltmittel umfaßt, die die Ausgänge des ersten und zweiten Multiplyers zur Bildung des Ausgangs des zweikanaligen

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Modulators addieren.

2. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Demodulator umfaßt Schaltmittel zur Wiedererzeugung einer Trägerwelle vom empfangenen Signal, Schaltmittel zur Erzeugung einer demodulierten Trägerwelle unter Verwendung des veränderbaren Phasenschiebers oder eines spannungsgesteuerten Oszillators mit einer Nennfrequenz gleich derjenigen der empfangenen Trägerwelle, mehrere Multiplyer zur Multiplizierung der Eingangssignale mit den demodulierten Trägerwellen, mehrere Seitenbandfilter, deren Eingänge verbunden sind mit den Ausgängen der Multiplyer und Schaltmittel zur Bildung der Summe und der Differenz der zwei Ausgänge derSeitenbandfilter zur Erzeugung eines demodulierten Signals.

3. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß der Demodulator weiterhin umfaßt Schaltmittel zur Steuerung der Phase der demodulierten Trägerwelle, wobei diese Schaltmittel umfassen einen Detektor zur Erfassung der Polarität zweier demodulierter Signale, zwei Multiplyer zur Multiplizierung des Ausgangs des Detektors mit einem anderen demodulierten Signal, Schaltmittel zur Bildung der Differenz der beiden Ausgänge der zwei Multiplyer und ein Tiefpassfilter, welches ebenfalls mit den Ausgängen der Multiplyer verbunden ist zur Bildung eines Differenzsignals.

4. Mehrkanaliges MuItipiexdatenübertragungssystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine

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Abfrageschaltung, die umfaßt eine Abfrageimpulserzeugerschaltung mit einem Bandpassfilter (51) mit einer Mittenfrequenz von ^, an welchem ein demoduliertes Signal liegt, ein Rechteckumformer (52), verbunden mit dem Ausgang des Bandpassfilters, ein zweiter Bandpassfilter (53) mit einer Mittenfrequenz von f , verbunden mit dem Ausgang des Rechteckumformers (53), ein phasengesteuerter Oszillator (54), verbunden mit dem Ausgang des zweiten Bandpassfilters, mehrere Verzögerungsglieder (45 -i bis 45^) zur Verzögerung des Abfragesignals, ein Multiplyer (48) zur Multiplizierung des Signals vom Mittenabgriff der Verzögerungsgliederschaltung mit der Summe der Signale von einem anderen Mittenabgriff dieser Verzögerungsgliederschaltung, Glättungsmittel (49, 50), verbunden mit dem Ausgang des Multiplyers, ein Phasenschieber (43) zur Verschiebung der Phase des Abfrageimpulses entsprechend dem Ausgang der Glättungsmittel und Schaltmittel (42) zur Abtastung eines Eingangssignals gemäß dem Ausgang des Phasenschiebers (43).

Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein automatisches Entzerrer vorgesehen ist, dessen Eingang verbunden ist mit dem Ausgang der Abfragesehaltung (42), wobei dieser automatische Entzerrer umfaßt mehrere Querfilter (6I₁ bis 61_1Q) von denen jeweils drei für jeden der inneren Kanäle und zwei für die Endkanäle vorgesehen sind, Addierer (62.j bis 62.) zum Addieren der Ausgänge jedes Querfilters für jeden Kanal, Verknüpfungsglieder (63-i bis 63*) zur Quantelung des Ausgangs der Addierer, ein Fehlerdetektor (64-] bis 64₄) zum Erfassen des Fehlers bei der

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Quantelung und Schaltmittel zur Veränderung der Amplitude des Fehlers und zur Veränderung der Wertigkeitskoeffizienten der Querfilter.

6. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein automatisches Entzerrer vorgesehen ist, dessen Eingang verbunden ist mit dem Ausgang der Abfrageschaltung (42), wobei dieser automatische Entzerrer umfaßt ein Querfilter (61-j, 61,, 61^ und 61.J₀) für jeden Kanal, einen Verknüpfungsschaltkreis (63] bis 63^,) zur Quantelung des Ausgangs des Querfilters, ein Fehlerdetektor (64^ bis 64^) zum Erfassen des Fehlers der Quantelung und Schaltmittel zur Veränderung der Amplitude des Fehlers und zur Veränderung des Koeffizienten der Querfilter, der Phase der Demodulationsträgerwelle und des Zeitpunkts des Auftretens des Abfrageimpulses.

7. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß weiterhin Schaltmittel (75-p 75₂) ^zur Veränderung der Phase der Demcdulationsträgerwelle vorgesehen sind, wobei die Schaltmittel umfassen Korrelationsschaltmittel zur Errechnung der Korrelation zwischen einem der demodulierten Signale, welches die gemeinsame Trägerwelle aufweist, und dem Fehlersignal des anderen demodulierten Signals, ein Querfilter, verbunden mit einem der Eingänge der Korrelationsschaltung, wobei die Phase der Demodulationsträgerwelle verändert wird durch den Ausgang dieser Korrelationsschaltung.

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8. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch Schaltmittel (76^, 76o) zum Verändern des Zeitpunkts des Abfrageimpulses bestehend aus einer Korrelationsschaltung zur Errechnung der Korrelation zwischen einem der in einer Folge auftretenden demodulierten Signale mit einer gemeinsamen Trägerwelle und dem Fehlersignal des anderen demodulierten Signals, einem Querfilter, verbunden mit einem der Eingänge der Korrelationsschaltung, wobei die Veränderung des Zeitpunkts des Auftretens des Abfrageimpulses bewirkt wird durch den Ausgang der Korrelationsschaltung.

9. Mehrkanaliges Multiplexdatenübertragungssystem nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch Schaltmittel (61^, 61_1Q) zur Veränderung des Zeitpunkts des Auftretens des Abfrageimpulses, bestehend aus einer Korrelationsschaltung zur Errechnung der Korrelation des demodulierten Signals eines Endkanals mit dem Fehlersignal, einem Querfilter, verbunden mit einem derEingänge der Korrelationsschaltung, wobei die Veränderung des Zeitpunkts des Auftretens des Abfrageimpulses bewirkt wird durch den Ausgang der Korrelationsschaltung.

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