DE3825741A1

DE3825741A1 - Empfaenger fuer die spread-spektrum-nachrichtenverbindung

Info

Publication number: DE3825741A1
Application number: DE3825741A
Authority: DE
Inventors: Shigeo Akazawa; Masaharu Mori; Masahiro Hamatsu
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 1987-07-31
Filing date: 1988-07-28
Publication date: 1989-02-09
Also published as: FR2618963A1; FR2618963B1; GB8817882D0; US4866734A; GB2208463A; GB2208463B

Description

Die Erfindung betrifft einen Empfänger für die Spread- Spektrum-Nachrichtenverbindung und befaßt sich insbesondere mit einem Phasenverschiebungsverfahren in einem Signalfaltungs- oder Konvolversystem eines derartigen Empfängers.

Die Spread-Spektrum-Nachrichtenverbindung zeichnet sich dadurch aus, daß der Emissionsspektrum-Spread der zu übertragenden Information unter Verwendung von PN-Codierungen beispielsweise M-Codierungen mit einer Codelänge von 127 bewirkt wird, die eine Geschwindigkeit haben, die wesentlich größer als die Geschwindigkeit bei einem verbreiterten Frequenzband ist, und daß auf der Empfängerseite die Information dadurch decodiert wird, daß ein empfangenes Signal mit PN-Codierungen korreliert wird, die im Empfänger gebildet werden, wobei eine Beeinträchtigung der empfangenen Signale aufgrund eines frequenzselektiven Schwundes verringert ist usw.

Es ist ein Spread-Spektrum-Empfänger für eine derartige Nachrichtenverbindung bekannt, der beispielsweise in der JP-A-59-1 86 440 beschrieben ist. Wie es in Fig. 4 der zugehörigen Zeichnung dargestellt ist, besteht dieser Empfänger in seinem Grundaufbau aus angepaßten Filtern 1 und 2, einem Phasenschieber 3 und einem Phasendetektor 4. Das empfangene Signal S mit einem Spread-Spektrum wird den angepaßten Filtern 1 und 2 eingegeben und dort so korreliert, daß Ausgangssignale A und B erhalten werden. Das Ausgangssignal B wird anschließend durch den Phasenschieber 3 um 90° phasenverschoben. Das phasenverschobene Ausgangssignal B′ und das Ausgangssignal A liegen schließlich am Phasendetektor 4, um ein Datensignal D zu decodieren.

Da jedoch bei dem oben beschriebenen Aufbau des Empfängers für die Spread-Spektrum-Nachrichtenverbindung der Phasenschieber an der Ausgangsseite der angepaßten Filter angeordnet ist, versteht es sich, daß aufgrund der Tatsache, daß es notwendig ist, ein Breitbandausgangssignal in seiner Phase zu verschieben, dieser Phasenschieber notwendigerweise eine Breitbandfrequenzcharakteristik haben muß. Je breiter weiterhin das Spread-Frequenzband ist, umso größer ist die Bandbreite, die der Phasenschieber haben sollte. Es ist darüberhinaus notwendig, in diesem Frequenzband eine gleichförmige Phasenverschiebung zu bewirken. Es ist außerordentlich schwierig, einen Phasenschieber zu verwirklichen, der diesen Anforderungen genügt. Um in der Praxis weiterhin Phasenverschiebungen zu kompensieren, die durch Schwankungen in der Charakteristik der Bauteile, Schwankungen in der Länge der elektrischen Verdrahtung, Änderungen in der Temperatur usw. hervorgerufen werden, sollte der oben beschriebene Phasenschieber so aufgebaut sein, daß eine Phasensteuerung möglich ist, was extrem schwierig für ein breites Frequenzband zu verwirklichen ist.

Durch die Erfindung soll daher ein Spread-Spektrum-Empfänger mit einem Aufbau geschaffen werden, der für die Verwendung in der Praxis geeignet ist, indem es ohne Schwierigkeiten möglich ist, den Phasenschieber zu verwirklichen und eine Phasensteuerung des Phasenschiebers möglich ist.

Dazu umfaßt der erfindungsgemäße Empfänger für die Spread- Spektrum-Nachrichtenverbindung einen Korrelator, der aus einem ersten Konvolver und einem zweiten Konvolver besteht, wobei das gleiche empfangene Signal an einem ersten Eingang jedes der Konvolver liegt, einen ersten Multiplikator, der an den zweiten Eingang des ersten Konvolvers ein erstes Bezugssignal legt, das dadurch erzeugt wird, daß ein erstes CW-Signal und eine erste PN-Codierung multipliziert werden, einen zweiten Multiplikator, der an den zweiten Eingang des zweiten Konvolvers ein zweites Bezugssignal legt, das dadurch erzeugt wird, daß ein zweites CW-Signal mit der gleichen Frequenz wie das erste CW-Signal und einem bestimmten Phasenunterschied bezüglich der Phase des ersten CW-Signals und eine zweite PN-Codierung multipliziert werden, eine Decodiereinrichtung zum Decodieren der Ausgangssignale der beiden Konvolver, um Daten zu erhalten, und einen Phasenschieber, der auf der Seite des zweiten Eingangs des ersten oder zweiten Konvolvers angeordnet ist und das zweite CW-Signal aus dem ersten CW-Signal erzeugt.

Da bei dem erfindungsgemäßen Empfänger für die Spread- Spektrum-Nachrichtenverbindung der Phasenschieber nur die Phase des ersten CW-Signals um einen bestimmten Wert verschiebt, um das zweite CW-Signal zu erzeugen, ist es nicht notwendig, daß der Phasenschieber eine Breitbandfrequenz charakteristik hat. Er kann daher leicht verwirklicht werden und so ausgebildet werden, daß seine Phasensteuerung möglich ist.

Im folgenden werden anhand der zugehörigen Zeichnung besonders bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung

Fig. 2 Signalwellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise des in Fig. 1 dargestellten Empfängers,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel eines Multiplikators,

Fig. 4 das Blockschaltbild eines Beispiels eines bekannten Empfängers für die Spread-Spektrum-Nachrichtenverbindung,

Fig. 5 das Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung und

Fig. 6 und 7 in Blockschaltbildern zwei verschiedene Konstruktionen der Phasensteuerschaltung bei dem in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 1 zeigt den Grundaufbau eines ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Empfängers für die Spread- Spektrum-Nachrichtenverbindung. In Fig. 1 sind Konvolver, s. h. Signalfaltungsbauelemente 5 und 6, Multiplikatoren 7 und 8, ein Phasenschieber 9, Verstärker 10 und 11, ein Multiplikator 12 und ein Tiefpaßfilter 13 dargestellt.

Ein empfangenes Spread-Spektrum-Signal S liegt an einem Eingang jedes Konvolvers 5 und 6, während an deren anderen Eingängen jeweils ein erstes und ein zweites Bezugssignal Rf 1 und Rf 2 liegen.

Ein CW-Signal CW₁ mit der gleichen Frequenz wie das HF-Trägersignal des Spread-Spektrum-Signals S liegt am Phasenschieber 9 und an einem Eingang des Multiplikators 7. Der Phasenschieber 9 verschiebt die Phasen des CW-Signals CW₁ um einen bestimmten Wert und legt das in dieser Weise erhaltene Signal an einen Eingang des Multiplikators 8. PN-Codierungen und , die zum Decodieren erforderlich sind, liegen am anderen Eingang jedes Multiplikators 7 und 8, wobei die Ausgangssignale der Multiplikatoren 7 und 8 das erste und das zweite Bezugssignal Rf 1 und Rf 2 jeweils bilden.

Die Konvolver 5 und 6 korrelieren das Spread-Spektrum-Signal S mit dem ersten und dem zweiten Bezugssignal Rf 1 und Rf 2 jeweils, wobei ihre Korrelationsausgangssignale Vc 1 und Vc 2 über die Verstärker 10 und 11 jeweils am Multiplikator 12 liegen. Das Ausgangssignal des Multiplikators 12 liegt am Tiefpaßfilter 13, so daß das decodierte Signal Vf erhalten wird, das die Daten wiedergibt.

Im folgenden wird der Grund dafür erläutert, daß mit dem Aufbau des oben beschriebenen Ausführungsbeispiels ausgehend von dem empfangenen Spread-Spektrum-Signal S das decodierte Signal Vf erhalten wird, das die Daten wiedergibt.

Das empfangene Spread-Spektrum-Signal S kann in der folgenden Weise dargestellt werden:

S = Vd(t) = P₁(t) SIN ( ω₀t) + A · P₂(t) COS ( ω₀t) (1)

wobei P 1 (t) und P 2 (t) eine erste und eine zweite PN- Codierung sind, die beim Codieren auf der Senderseite benutzt werden, um mit A die Daten bezeichnet sind, die gleich 1 oder -1 sind. Das Signal S liegt in gleicher Weise an beiden Konvolvern. Das erste und das zweite Bezugssignal Rf 1 und Rf 2, die an den beiden Konvolvern liegen, lassen sich wie folgt ausdrücken:

wobei R den Betrag der Phasenverschiebung im Phasenschieber bezeichnet und und die PN-Codierungen und sind, die beim Decodieren auf der Empfängerseite benutzt werden und Spiegelbilder (zeitlich invertierte Signale) von P 1 (t) und P 2 (t) sind, die auf der Senderseite benutzt werden.

Die Ausgangssignale Vc 1 und Vc 2 der beiden Konvolver haben die folgende Form:

V _c1 (t) = CONV {Vd(t), V _r1 (t)} (4)
V _c2 (t) = CONV {Vd(t), V _r2 (t)} (5)

wobei CONV {V 1 (t), V 2 (t)} die Faltung der beiden Eingangssignale V 1 (t) und V 2 (t) wiedergibt. Unter der Annahme, daß

V₁(t) = COS ( ω₀t) (6)
V₂(t) = COS ( ω₀t + R) (7)

kann das Ausgangssignal CONV {V 1 (t), V 2 (t)} in der folgenden Weise ausgedrückt werden:

CONV {V₁(t), V₂(t)} = η · COS (2ω₀t + R + Φ ) (8)

wobei η den Wirkungsgrad des Konvolvers bezeichnet und Φ eine zusätzliche Phase wiedergibt, die dem Konvolver inhärent ist. Es versteht sich somit, daß die Phasenänderung R in einem der Eingangssignale V 2 (t) im Ausgangssignal unverändert auftritt.

Da die Korrelationen von P 1 (t) mit und P 2 (t) mit selbst dann klein sind, wenn angenommen wird, daß die folgenden Gleichungen gültig sind:

können keine großen Fehler auftreten. Die Gleichungen (9) und (10) können in der folgenden Weise umgewandelt werden:

V _c1 (t) = η₁ · A · R₁(t) SIN(2ω₀t + Φ₁) (11)
V _c2 (t) = η₂ · A · R₂(t) COS(2ω₀t + R + Φ₂) (12)

wobei R 1 (t) und R 2 (t) Faltungen von P 1 (t) mit und P 2 (t) mit sind und Φ₁ und Φ₂ die zusätzlichen Phasen bezeichnen, die den Konvolvern inhärent sind.

Nach der Multiplikation von Vc 1 (t) und Vc 2 (t) ergibt sich das folgende Ausgangssignal

VM(t) = V _c1 (t) · V _c2 (t)
= η₁ · η₂ · A · R₁(t) · R₂(t) · COS(2ω₀t + Φ₁)COS(2ω₀t + R + Φ₂) (13)
-

Unter der Annahme, daß

R + Φ₂ = Φ₁-π/2 (14)

kann die Gleichung (13) weiter in der folgenden Weise umgewandelt werden:

VM(t) = η₁ · η₂ · A · R₁(t) · R₂(t) · SIN(2l₀t + Φ₁) · COS(2ω₀t + Φ₁--π/2)
= η₁ · η₂ · A · R₁(t) · R₂(t) · SIN²(2ω₀t + Φ₁) (15)

VM(t) durch das Tiefpaßfilter hindurchgeht, kann weiterhin dargestellt werden durch:

V _f(t) = η₁ · η₂ · A · R₂(t) (17)

Fig. 2 zeigt ein Beispiel der Signale Vc 1 (t), Vc 2 (t) und Vf (t), wenn die Gleichung (14) vorausgesetzt wird. Aus Fig. 2 und aus Gleichung (17) ergibt sich, daß das Decodieren zu Daten möglich ist.

In diesem Fall kann aus Gleichung (14) folglich der vorbestimmte Betrag der Phasenverschiebung R im Phasenschieber gegeben werden durch:

R = Φ₁-π/2-Φ₂ (16)

Es ist darüberhinaus ersichtlich, daß beispielsweise nichtlineare Schaltungen mit Transistoren oder Dioden als oben beschriebene Multiplikatoren 7, 8 und 12 verwandt werden können.

Es ist darüberhinaus möglich, daß ein Addierer 14 und ein Subtrahierer 15 als oben beschriebener Multiplikator 12 verwandt werden, wie es in Fig. 3 dargestellt ist, so daß die Ausgangssignale Vc 1 und Vc 2 der Konvolver 5 und 6 in der folgenden Weise addiert und voneinander substrahiert werden.

Das in Fig. 3 dargestellte Signal VA (t), das ein Signal ist, das durch Addieren von Vc 1 und Vc 2 erhalten wird, ist gegeben durch:

V _a (t) = η₁ · A · R₁(t) · SIN(2ω₀t + Φ₁) + η₂ · R₂(t) · COS(2ω₀t + R- + Φ₂) (18)

und Vs (t), das das Signal ist, das durch Subtrahieren von Vc 2 von Vc 1 erhalten wird, ist gegeben durch:

V _s (t) = η₁ · A · R₁(t) · SIN(2ω₀t + Φ₁) - η₂ · R _s (t) · COS(2ω₀t + -R + Φ₂) (19)

Wenn die Gleichung (14), η₁ = η₂ und R 1 (t) = R 2 (t) vorausgesetzt werden, dann können diese Gleichungen in der folgenden Weise geschrieben werden:

V _a (t) = η₁ · A · R₁(t) · SIN(2ω₀t + Φ₁) + η₁ · R₁(t) · SIN(2l₀t + Φ-₁)
= η₁ · R₁(t) · SIN(2ω₀t + Φ₁) · (A + 1) (20)

V _s (t) = η₁ · A · R₁(t) · SIN(2ω₀t + Φ₁) - η₁ · R₁(t) · SIN(2ω₀t + Φ-₁)
= η₁ · R₁(t) · SIN(2ω₀t + Φ₁) · (A + 1) (21)

Aus den Gleichungen (20) und (21) werden bei A = 1 die folgende Gleichung

Va (t) = 2 · η₁ · R₁(t) · SIN(2ω₀t + Φ₁), Vs (t) = 0 (22)

und bei A = -1

Va (t) = 0, Vs (t) = -2 · η₁ · R₁(t) · SIN(2l₀t + Φ₁) (23)

erhalten.

Durch Hüllkurvendemodulation von Va (t) und Vs (t) ist es möglich, Ausgangssignale für A = 1 und A = -1 zu erhalten.

Dieses Verfahren, bei dem die Summe und die Differenz dieser Signale benutzt wird, hat bezüglich des Verfahrens, bei dem ein Multiplikator benutzt wird, den Vorteil, daß es möglich ist, separat Ausgangssignale abzuleiten, die A = 1 und A = -1 entsprechen.

Fig. 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die Bauteile, die mit Bauteilen in Fig. 1 identisch oder diesen Bauteilen ähnlich sind, mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. In Fig. 5 sind weiterhin ein Schalter 14 und eine Phasensteuerschaltung 15 dargestellt. Die Phasensteuerschaltung 15 besteht beispielsweise aus einer Polaritätdetektorschaltung 16, einem sequentiellen Schleifenfilter 17 und einer Halteschaltung 18.

Wenn der Schalter 14 am Kontaktpunkt I₁ liegt, ist die Grundarbeitsweise, daß nämlich das empfangene Spread-Spektrum- Signal S an einem Eingang jedes Konvolvers 5 und 6 liegt, und das erste und das zweite Bezugssignal Rf 1 und Rf 2 am anderen Eingang dieser Bauteile jeweils liegt, identisch mit der Arbeitsweise, die anhand von Fig. 1 beschrieben wurde. Die Arbeit der in Fig. 5 dargestellten Schaltung unterscheidet sich jedoch von der Arbeit der in Fig. 1 dargestellten Schaltung in anderer Hinsicht.

Das heißt, daß dann, wenn in Gleichung (13) R + Φ₂ = Φ₁ ist, Vf (t) = 0 und daher eine Decodierung unmöglich ist. Wie es oben angegeben wurde, stimmen Φ₁ und Φ₂ nicht notwendiger Weise aufgrund von leichten Unterschieden in der Charakteristik der beiden Konvolver, kleinen Unterschieden in der Temperaturcharakteristik, der Länge der Verdrahtung usw. überein.

Um bei dem in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispiel aus diesem Grunde diese Phasenverschiebung zu kompensieren, wird der Schalter 14 auf die Seite des Kontaktpunktes I₂ umgeschaltet. In dieser Weise liegt das CW-Signal CW₁ an einem Eingang jedes Konvolvers 5 und 6 und werden darüberhinaus die erste und die zweite PN-Codierung auf eine Gleichvorspannung umgeschaltet.

Das Eingangssignal Vd (t) ist gegeben durch:

Vd (t) = COS(ω₀t) (24)

Da die erste und die zweite PN-Codierung auf eine Gleichvorspannung umgeschaltet sind, gilt die folgende Gleichung

Die Faltungsausgangssignale V′ _c1 (t) und V′ _c2 (t) sind folglich gegeben durch:

V′ _c1 (t) = η₁ · COS(2ω₀t + Φ₁) (26)

V′ _c2 (t) = η₂ · COS(2ω₀t + Φ₂) (27)

Nach der Multiplikation von V′ _c1 (t) und V′ _c1 (t) läßt sich das Ausgangssignal V′m(t) wie folgt darstellen:

V′m(t) = η₁ · h₂ · COS(2ω₀t + Φ₁) · COS(2ω₀t + Φ₂) (28)

Wenn dann

R + Φ₂ = Φ₁-π/2 (29)

dann gilt

V′m(t) = η₁ · η₂ · COS(2ω₀t + Φ₁) · SIN(2ω₀t + Φ₁) (30)

wobei das Ausgangssignal V′f(t) des Tiefpaßfilters gegeben ist durch:

V′f(t) ≈ η₁ · η₂ · COS(Φ₁-R-Φ₂) (31)

Durch eine Steuerung des Phasenschiebers derart, daß dann, wenn das oben beschriebene Ausgangssignal positiv ist, die Phase verzögert wird, und dann, wenn dieses Ausgangssignal negativ ist, die Phase vorgestellt wird, wird eine Steuerung derart bewirkt, daß die Schaltung bei

V′f (t) = 0 (32)

im Gleichgewicht ist. Der Gleichgewichtszustand zu diesem Zeitpunkt ist.

Φ₁-R-Φ₂ = π/2 (33)

so daß:

R = Φ₁-Φ₂-π/2 (34)

Dieser Zustand, der durch die Gleichung (34) wiedergegeben ist, stimmt mit der optimalen Decodierbedingung zum Erhalten von Daten überein.

Diese Steuerung kann darüberhinaus nach dem bekannten PLL- Steuerverfahren erfolgen.

Das heißt, daß das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 13 an der Polaritätsdetektorschaltung 16 liegt, und deren Ausgangssignal durch das sequentielle Schleifenfilter 17 gefiltert wird. Das Ausgangssignal des Filters 10 liegt an der Halteschaltung 18 und der Phasenschieber 9 kann durch das Ausgangssignal dieser Halteschaltung 18 gesteuert werden. Solange die Phasensteuerung bewirkt wird, liefert in diesem Fall die Halteschaltung 18 dem Phasenschieber 9 das Ausgangssignal des Schleifenfilters 17 in unveränderter Form, wobei jedoch dann, wenn ein Decodieren zum Bilden der Daten bewirkt wird, die Schaltung 18 das Ausgangssignal des Filters 17 bis kurz vor dem Zeitpunkt hält, an dem die Schaltung in Fig. 5 von der Phasensteuerung auf die Decodierung zum Bilden der Daten umschaltet, und dem Phasenschieber 9 diesen Wert weiterliefert, der dazu benutzt wird, den optimalen Phasenzustand beizubehalten.

Weiterhin kann irgendeine Schaltung, mit der eine Phasensteuerung möglich ist, als Phasenschieber 9 verwandt werden und kann der Schalter erforderlichenfalls mit einer geeigneten periodischen zeitlichen Steuerung angesteuert werden.

Darüberhinaus kann die Phasensteuerschaltung 15 abgesehen von der oben beschriebenen Schaltung eine analoge PLL-Schaltung sein, die der Halteschaltung 20 das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 13 über ein Schleifenfilter 19 liefert, wie es in Fig. 6 dargestellt ist, wobei es weiterhin ersichtlich ist, daß die Phasensteuerschaltung 15 auch eine PLL-Schaltung sein kann, die aus einer Polaritätsdetektorschaltung 21, einer Zentraleinheit CPU 22 und einem Digital/Analogwandler 23 besteht, wie es in Fig. 7 dargestellt ist.

Aus dem obigen ergibt sich, daß aufgrund der Tatsache, daß im Gegensatz zu den bisher bekannten Empfängern bei der erfindungsgemäßen Ausbildung der Phasenschieber auf der Eingangsseite des Korrelators aus zwei Konvolvern angeordnet ist und es ausreichend ist, die Phase eines CW-Signals zu verschieben, das ein Frequenzband hat, das nicht so breit wie das des Spread-Spektrum-Signals ist, der Phasenschieber ohne Schwierigkeiten verwirklicht werden kann und für die Anwendung in der Praxis geeignet ist.

Es ist weiterhin möglich, leicht eine Phasensteuerung des Phasenschiebers zu verwirklichen, die dann notwendig ist, wenn Phasenabweichungen aufgrund der Unterschiede zwischen Φ₁ und Φ₂ korrigiert werden sollen.

Claims

1. Empfänger für die Spread-Spektrum-Nachrichtenverbindung mit einem Korrelator aus einem ersten und einem zweiten Konvolver, wobei das gleiche empfangene Signal an einem ersten Eingang jedes Konvolvers liegt, mit einem ersten Multiplikator, der an den zweiten Eingang des ersten Konvolvers ein erstes Bezugssignal legt, das dadurch erzeugt wird, daß ein erstes CW-Signal und eine erste PN-Codierung multipliziert werden, mit einem zweiten Multiplikator, der an den zweiten Eingang des zweiten Konvolvers ein zweites Bezugssignal legt, das dadurch erzeugt wird, daß ein zweites CW-Signal mit der gleichen Frequenz wie das erste CW-Signal und einem bestimmten Phasenunterschied zur Phase des ersten CW-Signals und eine zweite PN-Codierung multipliziert werden, und mit einer Decodiereinrichtung zum Decodieren der Ausgangssignale der beiden Konvolver, um Daten zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, daß ein Phasenschieber (9) auf der Seite des zweiten Eingangs des ersten oder zweiten Konvolvers (5, 6) angeordnet ist, um das zweite CW-Signal aus dem ersten CW-Signal zu erzeugen.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Decodiereinrichtung aus einem Multiplikator (12) besteht, an dem die Ausgangssignale des ersten und zweiten Konvolvers (5, 6) liegen.

3. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Decodiereinrichtung aus einem Addierer (14) und einem Subtrahierer (15) besteht, an denen die Ausgangssignale des ersten und zweiten Konvolvers (5, 6) liegen.

4. Empfänger für die Spread-Spektrum-Nachrichtenverbindung mit einem Korrelator aus einem ersten und einem zweiten Konvolver, wobei das gleiche empfangene Signal an einem ersten Eingang jedes Konvolvers liegt, mit einem ersten Multiplikator, der an den zweiten Eingang des ersten Konvolvers ein erstes CW-Signal und eine erste PN-Codierung, der an den zweiten Eingang des zweiten Konvolvers ein zweites Bezugssignal legt, das dadurch erzeugt wird, daß ein zweites CW-Signal mit der gleichen Frequenz wie das erste CW-Signal und einem bestimmten Phasenunterschied zur Phase des ersten CW-Signals und eine zweite PN-Codierung multipliziert werden, und mit einem dritten Multiplikator, der die Ausgangssignale der beiden Konvolver durch Multiplizieren decodiert, um Daten zu erhalten, gekennzeichnet durch einen Phasenschieber (9), der auf der Seite des zweiten Eingangs des ersten oder zweiten Konvolvers (5, 6) angeordnet ist, um das zweite CW-Signal ausgehend vom ersten CW-Signal zu erzeugen, eine Schalteinrichtung (14), die wahlweise entweder das empfangene Spread- Spektrum-Signal oder das erste CW-Signal an den ersten Eingang jedes Konvolvers (5, 6) legt, und eine Phasensteuereinrichtung (15), die die Phase des Phasenschiebers (9) auf das Ausgangssignal des dritten Multiplikators (12) ansprechend steuert. (Fig. 5).

5. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensteuereinrichtung (15) aus einer Polaritätsdetektorschaltung (16) zum Beurteilen der Polarität des Ausgangssignals des dritten Multiplikators (12) und einem sequentiellen Schleifenfilter (17) zum Filtern des Ausgangssignals der Polaritätsdetektorschaltung (16) besteht, wobei das Ausgangssignal des Filters (17) den Phasenschieber (9) steuert.