JPH0750879B2 - スペクトラム拡散受信機 - Google Patents
スペクトラム拡散受信機Info
- Publication number
- JPH0750879B2 JPH0750879B2 JP62192215A JP19221587A JPH0750879B2 JP H0750879 B2 JPH0750879 B2 JP H0750879B2 JP 62192215 A JP62192215 A JP 62192215A JP 19221587 A JP19221587 A JP 19221587A JP H0750879 B2 JPH0750879 B2 JP H0750879B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- convolver
- input
- spread spectrum
- multiplier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスペクトラム拡散受信機に係り、特に該受信機
のコンボルバシステムにおける移相方式の改良に関す
る。
のコンボルバシステムにおける移相方式の改良に関す
る。
［発明の概要］ 相関器を構成する２つのコンボルバの一方の入力に与え
られる同一のスペクトラム拡散受信信号と他方の入力に
与えられる２つの基準信号との相関によりデータを復調
するスペクトラム拡散受信機であって、上記コンボルバ
の他方の何れかの入力側には移相器が設けられ、該移相
器により所定の位相差を有した基準信号を生成するよう
になっている。
られる同一のスペクトラム拡散受信信号と他方の入力に
与えられる２つの基準信号との相関によりデータを復調
するスペクトラム拡散受信機であって、上記コンボルバ
の他方の何れかの入力側には移相器が設けられ、該移相
器により所定の位相差を有した基準信号を生成するよう
になっている。
［従来の技術］ スペクトラム拡散通信は伝送しようとする情報速度より
もはるかに高速度のPN符号（例えば符号長127のＭ系列
符号）によって送信スペクトルを拡散（広帯域化）して
送信し、受信側では受信機内のPN符号との相関をとるこ
とによって、データを復調するもので、周波数選択性フ
ェージングによる受信信号の劣化を減少できる等の特長
がある。
もはるかに高速度のPN符号（例えば符号長127のＭ系列
符号）によって送信スペクトルを拡散（広帯域化）して
送信し、受信側では受信機内のPN符号との相関をとるこ
とによって、データを復調するもので、周波数選択性フ
ェージングによる受信信号の劣化を減少できる等の特長
がある。
このような通信に使用されるスペクトラム拡散受信機と
しては、例えば、特開昭59−186440号に開示されたもの
がある。この受信機の基本的構成は第４図に示す如く、
マッチドフィルタ1,2、移相器３、位相検波器４から成
り、スペクトラム拡散された受信信号Ｓをマッチドフィ
ルタ1,2に与えて相関をとり、出力信号A,Bを得ている。
そして出力信号Ｂは移相器３により90゜移相し、その移
相された出力信号Ｂ′と前記出力信号Ａとを位相検波器
４に与えて検波し、データ信号Ｄを復調している。
しては、例えば、特開昭59−186440号に開示されたもの
がある。この受信機の基本的構成は第４図に示す如く、
マッチドフィルタ1,2、移相器３、位相検波器４から成
り、スペクトラム拡散された受信信号Ｓをマッチドフィ
ルタ1,2に与えて相関をとり、出力信号A,Bを得ている。
そして出力信号Ｂは移相器３により90゜移相し、その移
相された出力信号Ｂ′と前記出力信号Ａとを位相検波器
４に与えて検波し、データ信号Ｄを復調している。
［発明が解決しようとする問題点］ しかし上述のようなスペクトラム拡散受信機の構成によ
ると、マッチドフィルタの出力側に移相器を設けている
ため、当然のことながら広帯域の出力信号を移相しなけ
ればならないので、この移相器は広帯域である必要があ
る。しかも拡散帯域が広ければ広い程、移相器の帯域幅
は広くしなければならず、かつその帯域の中では均一に
移相することが必要であり、かかる条件を満足する移相
器の実現は非常に困難である。また実際には部品の特性
のばらつき、配線の電気長のばらつき、温度変化等によ
って生じる位相のずれを補正するために、上記移相器は
位相制御可能な構成としなければならないが、これを広
帯域で実現するのは至難である。
ると、マッチドフィルタの出力側に移相器を設けている
ため、当然のことながら広帯域の出力信号を移相しなけ
ればならないので、この移相器は広帯域である必要があ
る。しかも拡散帯域が広ければ広い程、移相器の帯域幅
は広くしなければならず、かつその帯域の中では均一に
移相することが必要であり、かかる条件を満足する移相
器の実現は非常に困難である。また実際には部品の特性
のばらつき、配線の電気長のばらつき、温度変化等によ
って生じる位相のずれを補正するために、上記移相器は
位相制御可能な構成としなければならないが、これを広
帯域で実現するのは至難である。
従って本発明の目的は移相器の実現が容易でその位相制
御が可能な実用化に好適な構成のスペクトラム拡散受信
機を提供するにある。
御が可能な実用化に好適な構成のスペクトラム拡散受信
機を提供するにある。
［問題点を解決するための手段］ 上記目的を達成するため、第１の発明は各第１の入力に
同一のスペクトラム拡散受信信号が与えられる第１及び
第２のコンボルバと、第１のCW信号と第１のPN符号の掛
算によって生成された第１の基準信号を第１のコンボル
バの第２の入力に与える第１の掛算器と、第１のCW信号
が入力され、第１のCW信号に対して周波数は等しく所定
の位相差を有した第２のCW信号を生成する移相器と、第
２のCW信号と第２のPN符号とが入力され、これらの掛算
によって生成された第２の基準信号を第２のコンボルバ
の第２の入力に与える第２の掛算器と、上記両コンボル
バの出力を第３の掛算器で掛算して得られた掛算出力か
らデータを復調するデータ復調手段と、を備えたことを
特徴とする。
同一のスペクトラム拡散受信信号が与えられる第１及び
第２のコンボルバと、第１のCW信号と第１のPN符号の掛
算によって生成された第１の基準信号を第１のコンボル
バの第２の入力に与える第１の掛算器と、第１のCW信号
が入力され、第１のCW信号に対して周波数は等しく所定
の位相差を有した第２のCW信号を生成する移相器と、第
２のCW信号と第２のPN符号とが入力され、これらの掛算
によって生成された第２の基準信号を第２のコンボルバ
の第２の入力に与える第２の掛算器と、上記両コンボル
バの出力を第３の掛算器で掛算して得られた掛算出力か
らデータを復調するデータ復調手段と、を備えたことを
特徴とする。
また第２の発明は、各第１の入力に同一のスペクトラム
拡散受信信号が与えられる第１及び第２のコンボルバ
と、第１のCW信号と第１のPN符号の掛算によって生成さ
れた第１の基準信号を第１のコンボルバの第２の入力に
与える第１の掛算器と、第１のCW信号が入力され、第１
のCW信号に対して周波数は等しく所定の位相差を有した
第２のCW信号を生成する移相器と、第２のCW信号と第２
のPN符号とが入力され、これらの掛算によって生成され
た第２の基準信号を第２のコンボルバの第２の入力に与
える第２の掛算器と、第１及び第２のコンボルバの出力
を夫々加算器及び減算器に与えることによりデータを復
調するデータ復調手段と、を備えたことを特徴とする。
拡散受信信号が与えられる第１及び第２のコンボルバ
と、第１のCW信号と第１のPN符号の掛算によって生成さ
れた第１の基準信号を第１のコンボルバの第２の入力に
与える第１の掛算器と、第１のCW信号が入力され、第１
のCW信号に対して周波数は等しく所定の位相差を有した
第２のCW信号を生成する移相器と、第２のCW信号と第２
のPN符号とが入力され、これらの掛算によって生成され
た第２の基準信号を第２のコンボルバの第２の入力に与
える第２の掛算器と、第１及び第２のコンボルバの出力
を夫々加算器及び減算器に与えることによりデータを復
調するデータ復調手段と、を備えたことを特徴とする。
［作用］ 本発明のスペクトラム拡散受信機において、移相器は第
１のCW信号を所定の値に移相して第２のCW信号を生成す
るだけであるから、広帯域とする必要がなくその実現は
容易で、その位相制御も可能な構成となし得る。
１のCW信号を所定の値に移相して第２のCW信号を生成す
るだけであるから、広帯域とする必要がなくその実現は
容易で、その位相制御も可能な構成となし得る。
［実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第１図は本発明によるスペクトラム拡散受信機の一実施
例の基本的構成を示す。同図において、５及び６はコン
ボルバ、７及び８は掛算器、９は移相器、10及び11は増
幅器、12はデータ復調手段、例えば掛算器、13はローパ
スフィルタである。
第１図は本発明によるスペクトラム拡散受信機の一実施
例の基本的構成を示す。同図において、５及び６はコン
ボルバ、７及び８は掛算器、９は移相器、10及び11は増
幅器、12はデータ復調手段、例えば掛算器、13はローパ
スフィルタである。
受信されたスペクトラム拡散信号Ｓはコンボルバ5,6の
一方の入力に印加され、他方の入力には第１及び第２の
基準信号Rf1,Rf2が印加される。
一方の入力に印加され、他方の入力には第１及び第２の
基準信号Rf1,Rf2が印加される。
スペクトラム拡散信号ＳのRFキャリア信号と同一周波数
のCW信号CW1が移相器９及び掛算器７の一方の入力に与
えられる。移相器９はCW信号CW1を所定の値に移相して
掛算器８の一方の入力に与えられる。
のCW信号CW1が移相器９及び掛算器７の一方の入力に与
えられる。移相器９はCW信号CW1を所定の値に移相して
掛算器８の一方の入力に与えられる。
掛算器7,8の他方の入力には夫々復調に必要なPN符号▲
▼，▲▼が与えられており、各掛算器7,8
の出力が第１及び第２の基準信号Rf1,Rf2となる。
▼，▲▼が与えられており、各掛算器7,8
の出力が第１及び第２の基準信号Rf1,Rf2となる。
コンボルバ5,6は夫々スペクトラム拡散信号Ｓと、第
１、第２の基準信号Rf1,Rf2との相関をとり、各相関出
力Vc1,Vc2は増幅器10,11を介して掛算器12に印加され、
該掛算器12の出力はローパスフィルタ13に与えられて、
データ復調信号Vfを得る。
１、第２の基準信号Rf1,Rf2との相関をとり、各相関出
力Vc1,Vc2は増幅器10,11を介して掛算器12に印加され、
該掛算器12の出力はローパスフィルタ13に与えられて、
データ復調信号Vfを得る。
なお本発明において送信信号としてI,Q2つのチャンネル
を設け、一方のチャンネルにはデータを乗せていないの
は、マルチパスフェージングによる影響を避けるためで
ある。
を設け、一方のチャンネルにはデータを乗せていないの
は、マルチパスフェージングによる影響を避けるためで
ある。
即ち、マルチパスフェージングによりコンボルバ５の出
力Vc1（データが乗っている）中の高周波成分の位相が
ランダムに変化してもコンボルバ６の出力Vc2中の高周
波成分の位相も同様の影響を受けるため、両者を掛算器
12で掛算し、LPF13を通すことで、Vc1のディジタルデー
タ“1",“0"に対応した復調信号Vfを得ることができ
る。
力Vc1（データが乗っている）中の高周波成分の位相が
ランダムに変化してもコンボルバ６の出力Vc2中の高周
波成分の位相も同様の影響を受けるため、両者を掛算器
12で掛算し、LPF13を通すことで、Vc1のディジタルデー
タ“1",“0"に対応した復調信号Vfを得ることができ
る。
次に上記実施例の構成により受信されたスペクトラム拡
散信号Ｓからデータ復調信号Vfが得られる。
散信号Ｓからデータ復調信号Vfが得られる。
受信されたスペクトラム拡散信号Ｓは Ｓ＝Vd(ｔ)＝P1(ｔ)SIN(ω0t)＋Ａ・P2(ｔ)COS(ω0t)…
（１） で表される。ここでP1（ｔ）,P2（ｔ）は夫々送信側で
変調時に使用される第1,第２のPN符号、Ａはデータで１
あるいは−１であり、信号Ｓは２つのコンボルバに等し
く与えられる。２つのコンボルバに入力される第1,第２
の基準信号Rf1,Rf2は、移相器の移相量をθとして、 と表される。ここで、▲▼，▲▼
は夫々復調時に使用される受信側のPN符号▲▼，
▲▼で、送信側のP1（ｔ）,P2（ｔ）のミラーイ
メージ（時間反転信号）である。
（１） で表される。ここでP1（ｔ）,P2（ｔ）は夫々送信側で
変調時に使用される第1,第２のPN符号、Ａはデータで１
あるいは−１であり、信号Ｓは２つのコンボルバに等し
く与えられる。２つのコンボルバに入力される第1,第２
の基準信号Rf1,Rf2は、移相器の移相量をθとして、 と表される。ここで、▲▼，▲▼
は夫々復調時に使用される受信側のPN符号▲▼，
▲▼で、送信側のP1（ｔ）,P2（ｔ）のミラーイ
メージ（時間反転信号）である。
２つのコンボルバの各々の出力Vc1,Vc2は Vc1（ｔ）＝CONV｛Vd（ｔ）,Vr1（ｔ）｝ …（４） Vc2（ｔ）＝CONV｛Vd（ｔ）,Vr2（ｔ）｝ …（５） である。ここでCONV｛V1（ｔ）,V2（ｔ）｝は２つの入
力V1（ｔ）,V2（ｔ）のコンボリューションを表し、 V1（ｔ）＝COS（ω0t） …（６） V2（ｔ）＝COS（ω0t＋θ） …（６） とすると、コンボルバ出力CONV｛V1（ｔ）,V2（ｔ）｝
は CONV｛V1（ｔ）,V2（ｔ）｝＝η・COS（２ω0t＋θ＋
φ） …（８） となる。但しηはコンボルバの効率、φはコンボルバに
固有の付加的な位相であり、一方の入力V2（ｔ）の位相
変化θがそのまま出力に現われることがわかる。
力V1（ｔ）,V2（ｔ）のコンボリューションを表し、 V1（ｔ）＝COS（ω0t） …（６） V2（ｔ）＝COS（ω0t＋θ） …（６） とすると、コンボルバ出力CONV｛V1（ｔ）,V2（ｔ）｝
は CONV｛V1（ｔ）,V2（ｔ）｝＝η・COS（２ω0t＋θ＋
φ） …（８） となる。但しηはコンボルバの効率、φはコンボルバに
固有の付加的な位相であり、一方の入力V2（ｔ）の位相
変化θがそのまま出力に現われることがわかる。
さて、P1（ｔ）と▲▼、P2（ｔ）と▲
▼の相互相関は小さいので、 としても大きな誤差はない。（９），（10）を更に解く
と、 Vc1（ｔ）＝η１・R1（ｔ）SIN（２ω0t＋φ１） …（1
1） Vc2（ｔ）＝η２・Ａ・R2（ｔ）COS（２ω0t＋θ＋
φ２） …（12） となる。ここで、R1（ｔ）,R2（ｔ）は夫々P1（ｔ）と
▲▼,P2（ｔ）と▲▼のコンボリ
ューション、φ1,φ２は各コンボルバに固有の付加的位
相である。
▼の相互相関は小さいので、 としても大きな誤差はない。（９），（10）を更に解く
と、 Vc1（ｔ）＝η１・R1（ｔ）SIN（２ω0t＋φ１） …（1
1） Vc2（ｔ）＝η２・Ａ・R2（ｔ）COS（２ω0t＋θ＋
φ２） …（12） となる。ここで、R1（ｔ）,R2（ｔ）は夫々P1（ｔ）と
▲▼,P2（ｔ）と▲▼のコンボリ
ューション、φ1,φ２は各コンボルバに固有の付加的位
相である。
Vc1（ｔ）とVc2（ｔ）の掛算後の出力Vm（ｔ）は Vm（ｔ）＝Vc1（ｔ）・Vc2（ｔ） ＝η１・η２・Ａ・R1（ｔ）・R2（ｔ）COS（２ω0t ＋φ１）・COS（２ω0t＋θ＋φ２） …（13） （13）式で、 θ＋φ２＝φ１−π/2 …（14） であるとすると、 Vm（ｔ） ＝η１・η２・Ａ・R1（ｔ）・R2（ｔ）・SIN（２ω0t ＋φ１）・COS（２ω0t＋φ１−π/2） ＝η１・η２・Ａ・R1（ｔ）・R2（ｔ）・SIN2（２ω0t ＋φ１） …（15） また、Vm（ｔ）をローパスフィルタに通して得られる復
調信号Vf（ｔ）は、 Vf（ｔ）＝η１・η２・Ａ・R1（ｔ）・R2（ｔ） …（1
7） となる。
調信号Vf（ｔ）は、 Vf（ｔ）＝η１・η２・Ａ・R1（ｔ）・R2（ｔ） …（1
7） となる。
第２図は（14）式の場合のVc1（ｔ）とVc2（ｔ）及びVf
（ｔ）の一例を示すもので、同図及び（17）式からデー
タ復調が可能なことがわかる。
（ｔ）の一例を示すもので、同図及び（17）式からデー
タ復調が可能なことがわかる。
従って、この場合、移相器の所定の移相量θは、（14）
式より、 θ＝φ１−π/2−φ２ …（16） であれば良いことがわかる。
式より、 θ＝φ１−π/2−φ２ …（16） であれば良いことがわかる。
また、前記掛算器7,8,12としては、例えば、トランジス
タやダイオードを用いた、非線形回路でも良いことは明
白である。
タやダイオードを用いた、非線形回路でも良いことは明
白である。
なお、前記掛算器12としては、第３図に示す如く加算器
14と減算器15を用い、以下に示すようにコンボルバ5,6
の各出力Vc1,Vc2を加減算せしめるようにしてもよい。
14と減算器15を用い、以下に示すようにコンボルバ5,6
の各出力Vc1,Vc2を加減算せしめるようにしてもよい。
即ち、第３図で、Vc1とVc2を加算して得られる信号をVa
（ｔ）とすると、 Va（ｔ）＝η１・Ａ・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１） ＋η２・R2（ｔ）・COS（２ω0t＋θ＋φ２） …（18） Vc1からVc2を減算して得られる信号をVs（ｔ）とする
と、 Vs（ｔ）＝η１・Ａ・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１） −η２・R2（ｔ）・COS（２ω0t＋θ＋φ２） …（19） ここで、（14）式及びη１＝η2,R1（ｔ）＝R2（ｔ）と
すると、 Va（ｔ）＝η１・Ａ・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１） ＋η１・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋θ＋φ１） ＝η１・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１）・（Ａ＋１）
…（20） Vs（ｔ）＝η１・Ａ・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１） −η１・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋θ＋φ１） ＝η１・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１）・（Ａ＋１）
…（21） （20），（21）式より、 Ａ＝１の時、 Va(t)=2・η１・R１(t)・SIN(2ω０t+φ１),Vs(t)=0 …（2
2） Ａ＝−１の時、 Va(t)=0,Vs(t)=-2・η１・R１(t)・SIN(2ω０t+φ１)…（2
3） となり、Va（ｔ）とVs（ｔ）をエンベロープ検波するこ
とにより、Ａ＝１の場合と、Ａ＝−１の場合の出力を得
ることができる。
（ｔ）とすると、 Va（ｔ）＝η１・Ａ・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１） ＋η２・R2（ｔ）・COS（２ω0t＋θ＋φ２） …（18） Vc1からVc2を減算して得られる信号をVs（ｔ）とする
と、 Vs（ｔ）＝η１・Ａ・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１） −η２・R2（ｔ）・COS（２ω0t＋θ＋φ２） …（19） ここで、（14）式及びη１＝η2,R1（ｔ）＝R2（ｔ）と
すると、 Va（ｔ）＝η１・Ａ・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１） ＋η１・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋θ＋φ１） ＝η１・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１）・（Ａ＋１）
…（20） Vs（ｔ）＝η１・Ａ・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１） −η１・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋θ＋φ１） ＝η１・R1（ｔ）・SIN（２ω0t＋φ１）・（Ａ＋１）
…（21） （20），（21）式より、 Ａ＝１の時、 Va(t)=2・η１・R１(t)・SIN(2ω０t+φ１),Vs(t)=0 …（2
2） Ａ＝−１の時、 Va(t)=0,Vs(t)=-2・η１・R１(t)・SIN(2ω０t+φ１)…（2
3） となり、Va（ｔ）とVs（ｔ）をエンベロープ検波するこ
とにより、Ａ＝１の場合と、Ａ＝−１の場合の出力を得
ることができる。
この和と差を使う方式は、掛算器を使う方式に対して、
Ａ＝１とＡ＝−１に対応する出力を別々に取り出せると
いう利点を有する。
Ａ＝１とＡ＝−１に対応する出力を別々に取り出せると
いう利点を有する。
［発明の効果］ 以上説明した所から明らかなように本発明によれば、移
相器が従来とは違って２つのコンボルバからなる相関器
の入力側に配置され、スペクトラム拡散信号のような広
帯域ではないCW信号を移相すればよいので、その実現は
容易で実用に適している。
相器が従来とは違って２つのコンボルバからなる相関器
の入力側に配置され、スペクトラム拡散信号のような広
帯域ではないCW信号を移相すればよいので、その実現は
容易で実用に適している。
また、例えば、前記φ1,φ２の違いによる位相ずれを補
正する場合に必要な移相器の位相制御も容易に実現可能
である。
正する場合に必要な移相器の位相制御も容易に実現可能
である。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
その動作説明用波形図、第３図は掛算器の一例を示す
図、第４図は従来のスペクトラム拡散受信機の一例を示
すブロック図である。 5,6……コンボルバ、 7,8,12……掛算器、 ９……移相器。
その動作説明用波形図、第３図は掛算器の一例を示す
図、第４図は従来のスペクトラム拡散受信機の一例を示
すブロック図である。 5,6……コンボルバ、 7,8,12……掛算器、 ９……移相器。
Claims (2)
- 【請求項１】各第１の入力に同一のスペクトラム拡散受
信信号が与えられる第１及び第２のコンボルバと、第１
のCW信号と第１のPN符号の掛算によって生成された第１
の基準信号を第１のコンボルバの第２の入力に与える第
１の掛算器と、 第１のCW信号が入力され、第１のCW信号に対して周波数
は等しく所定の位相差を有した第２のCW信号を生成する
移相器と、第２のCW信号と第２のPN符号とが入力され、
これらの掛算によって生成された第２の基準信号を第２
のコンボルバの第２の入力に与える第２の掛算器と、 上記両コンボルバの出力を第３の掛算器で掛算して得ら
れた掛算出力からデータを復調するデータ復調手段と、
を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。 - 【請求項２】各第１の入力に同一のスペクトラム拡散受
信信号が与えられる第１及び第２のコンボルバと、第１
のCW信号と第１のPN符号の掛算によって生成された第１
の基準信号を第１のコンボルバの第２の入力に与える第
１の掛算器と、 第１のCW信号が入力され、第１のCW信号に対して周波数
は等しく所定の位相差を有した第２のCW信号を生成する
移相器と、第２のCW信号と第２のPN符号とが入力され、
これらの掛算によって生成された第２の基準信号を第２
のコンボルバの第２の入力に与える第２の掛算器と、 第１及び第２のコンボルバの出力を夫々加算器及び減算
器の両者に与えることによりデータを復調するデータ復
調手段と、を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散
受信機。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62192215A JPH0750879B2 (ja) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | スペクトラム拡散受信機 |
| US07/222,180 US4866734A (en) | 1987-07-31 | 1988-07-21 | Receiver for spread spectrum communication |
| GB8817882A GB2208463B (en) | 1987-07-31 | 1988-07-27 | Spread spectrum communication receiver |
| DE3825741A DE3825741A1 (de) | 1987-07-31 | 1988-07-28 | Empfaenger fuer die spread-spektrum-nachrichtenverbindung |
| FR8810311A FR2618963B1 (fr) | 1987-07-31 | 1988-07-29 | Recepteur pour communication sur spectre disperse |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62192215A JPH0750879B2 (ja) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | スペクトラム拡散受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6436231A JPS6436231A (en) | 1989-02-07 |
| JPH0750879B2 true JPH0750879B2 (ja) | 1995-05-31 |
Family
ID=16287575
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62192215A Expired - Lifetime JPH0750879B2 (ja) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | スペクトラム拡散受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0750879B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3152931B2 (ja) * | 1991-07-09 | 2001-04-03 | サイマット リミテッド | 高分子シートの製造方法 |
-
1987
- 1987-07-31 JP JP62192215A patent/JPH0750879B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6436231A (en) | 1989-02-07 |
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