DE3828623A1 - Verfahren zur erzeugung von frequenz- und/oder phasenaenderungen bei wechselstroemen, beispielsweise zur verwendung bei der quardraturamplitudenmodulation (qam) und fuer probeentnahmen - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem Verfahren zur Erzeugung von Frequenz- und/oder Phasenänderungen bei Wechselströmen, beispielsweise zur Verwendung bei der Quadraturamplitudenmodulation (QAM), und für Probeentnahmen.

Es gibt bereits schon Verfahren, bei denen die Phasenänderung eines Wechselstromes für die Codierung von Daten bzw. Zeichen vorgesehen wird. So sind z. B. bekannt eine 4stufige Phasentastung (PSK-Phase Shift Keying) und die 16 PSK. Teilweise sind diese Verfahren mit einer Amplitudencodierung kombiniert. Ein Nachteil derselben ist, daß ein sehr breites Frequenzband für die Übertragung erforderlich ist. Solche mehrwertigen Verfahren lassen sich auch aus wirtschaftlichen Gründen nur bis zur 16 PSK anwenden. Weiterhin ist ein Verfahren bekannt, bei dem der jeweilige Phasensprung, mit dem ein analoges (z. B. PAM-Probe) oder digitales Signal codiert wird, in zwei oder eine Vielzahl von Phasensprüngen unterteilt wird (europäische Patentanmeldung 01 97 529). Die Phasensprünge sind hierbei immer nur so groß, daß immer nur positive und negative Halbwellen entstehen. Die Auswertung der Phasenänderung erfolgt dabei durch Abmessung der Periodendauern der zu einem Phasensprung gehörenden Phasensprungstufen. Die bisher verwendeten Bauteile für die Herstellung der Phasenschieber sind toleranz-, alterungs- und wärmeabhängig, so daß die Genauigkeit doch zu wünschen übrig läßt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es nun, ein Verfahren aufzuzeigen, bei dem der Vorteil einer Einsparung an Bandbreite trotz einer einfachen Erzeugung einer Phasen- und/oder Frequenzänderung erhalten bleibt. Dabei soll dieses Verfahren sowohl bei Phasen- als auch Frequenzänderungen verwendet werden können. Außerdem soll auch auf der Sende- und Empfangsseite eine leichte, einfache Umschaltung bzw. Auswertung von Phasenänderungen möglich sein. Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Patentanspruch 1 offenbarte Lehre erreicht.

Ein besonderer Vorteil ist, daß beinahe stufenlos, ohne großen zusätzlichen Aufwand eine Phasen- bzw. Frequenzänderung vorgenommen werden kann, ohne daß dabei eine unerwünschte Amplitudenänderung entsteht. Bei der Bandbegrenzung von Rechteckimpulsen ändert sich die Periodendauer nicht, so daß auch eine einfache Auswertung durch Abmessung der Periodendauern möglich ist. Die Erfindung läßt sich besonders vorteilhaft einsetzen, wenn die Codierung durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes erfolgt, die in einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbwellen gesendet werden. Dann ist es möglich, jeweils 2 Codierwechselströme zusammenzufassen, wenn sie gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben werden. Bei digitaler Amplitudencodierung kann man dabei auch 4 Codierwechselströme zu einem zusammenfassen. Auch ist es möglich, die Frequenz zu verkleinern, indem die Probeentnahmewerte in 2 oder mehrere Wechselströme kleinerer Frequenz umcodiert werden, wobei bei Verwendung von 2 Umcodierungswechselströmen die halbe Frequenz für jeden und eine gegenseitige Phasenverschiebung von 180 Grad und bei mehreren Umcodierungswechselströmen eine solche Frequenz und Phasenverschiebung vorgesehen wird, die sich durch Division der Frequenz des Codierwechselstromes durch die Zahl der Umcodierungswechselströme bzw. durch Division von 360 Grad durch die Zahl der Umcodierungswechselströme ergibt. Diese Umcodierungswechselströme können dann wieder, wenn sie gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind, addiert werden. Auch ist es möglich, über Draht und Funk die QAM im Duplexverkehr zu verwenden, indem der eine Codierwechselstrom in der einen Richtung und der andere Codierwechselstrom in der Gegenrichtung gesendet wird. Dasselbe gilt auch für doppelte Additionswechselströme. Vorteilhaft kann die Erfindung über Verbindungs-, über Anschlußleitungen und über Funk eingesetzt werden. Ein ISDN-Betrieb ist dabei einfach, und man kann ein mehrfaches als bisher über eine 64 Kbit-Leitung übertragen. Bei Wählsternschaltern, Zweieranschlüssen beim Fernsehen, also insbesondere in der gesamten Fernmeldetechnik, kann sie mit Vorteil eingesetzt werden. Eine mehrfache Amplitudencodierung war bei der klassischen QAM nur bei 45 Grad möglich.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnungen näher erläutert, diese stellen dar:

Fig. 1 ein Vektordiagramm einer stufenweisen Phasenänderung ohne Amplitudenänderung,

Fig. 2 eine bisherige 4wertige Phasenmodulation,

Fig. 3 die Wirkung einer Bandbegrenzung auf ein nichtsinusförmiges Signal,

Fig. 4-6 verschieden große Phasensprünge gemäß der Erfindung und stufenweise Phasensprünge,

Fig. 7 Erzeugung von Phasen- und Frequenzänderungen,

Fig. 8, 9, 10 Auswertung von Phasenänderungen,

Fig. 11 Auswertung von stufenweisen Phasensprüngen,

Fig. 12 Erzeugung von phasenverschobenen Wechselströmen,

Fig. 13 Festlegung der Phase der Vektorwechselströme bei der QAM mit Hilfe der Halbperiodendauer des Summenwechselstromes,

Fig. 14 Entstehung des Summenwechselstromes aus den Vektorwechselströmen bei der QAM,

Fig. 15 Frequenzverkleinerung eines binärcodierten Wechselstromes mit den Kennzuständen großer und kleiner Amplitudenwert und Summierung der verkleinerten Wechselströme,

Fig. 16 eine PAM mit Halbwellenpulsen und mit Frequenzverkleinerung,

Fig. 17 4 binärcodierte Kanäle,

Fig. 18, 19 Vektordiagramme für Summen- und Doppelsummenwechselströme,

Fig. 20 Schaubild für die Summierung gleichfrequenter Wechselströme,

Fig. 21 Summierung von gleichfrequenten Wechselströmen mit Bezug auf die Vektordiagramme der Fig. 18, 19,

Fig. 22 ein Vektordiagramm für die Quadraturamplitudenmodulation mit Dauerwechselströmen beider Vektoren zur Verhinderung großer Phasensprünge,

Fig. 23 Kombinationen für das Vektordiagramm der Fig. 18,

Fig. 24 Schaltung für die Codierung von mehrstufigen Summenwechselströmen,

Fig. 25 ein Prinzipschaltbild für Duplexverkehr auf der Basis der Quadraturamplitudenmodulation,

Fig. 26 ein Schaltbild für Duplexverkehr für Zweieranschlüsse über Anschlußleitungen,

Fig. 27 ein Prinzipschaltbild für Duplexverkehr über Anschlußleitungen auf der Basis der Quadraturamplitudenmodulation ohne Gabeln,

Fig. 28 eine Stromlaufübersicht für Duplexverkehr auf der Basis der Quadraturamplitudenmodulation für einen Teilnehmer und

Fig. 29 Stromlaufübersicht für den Gegenteilnehmer,

Fig. 30 Übersicht eines Duplexverkehrs bei Vermittlungssystemen auf der Basis der QAM,

Fig. 31 Übersicht eines Duplexverkehrs mit zeitmultiplexer Zusammenfassung von Kanälen auf der Basis der QAM,

Fig. 32 Teilnehmerschaltung mit Duplexverkehr,

Fig. 33 Duplexverkehr über Funk auf der Basis der Quadraturamplitudenmodulation (QAM),

Fig. 34 eine digitale Phasenschieberschaltung zur Feststellung der Empfangsphase und Festlegung der Sendephase,

Fig. 35 Summenwechselstrom mit Vektorwechselströmen und den Kompensationsvektorwechselströmen für einen Kennzustand,

Fig. 36 Summenwechselstrom mit Vektorwechselströmen und mit Kompensationswechselströmen für einen anderen Kennzustand,

Fig. 37 Phasensprünge auf Frequenzbasis,

Fig. 38 Codierung von Stereo-Kanälen auf der Basis der Pulsamplitudenmodulation,

Fig. 39 Zusammenfassung mehrerer zeitmultiplex zusammengefaßter Kanäle auf der Basis der QAM bzw. Doppel- QAM,

Fig. 40 bekannte Schaltung für die Erzeugung unipolarer PAM,

Fig. 41 Prinzip der Auswertung der Kennzustände durch Kompensation,

Fig. 42 Codierung von 8 bit mit einer Periode,

Fig. 43, 45 Zeitdiagramm für Bild- und Austastsignale beim heutigen Fernsehen,

Fig. 46 PAM-Codierung der Bildsignale und Austastsignale,

Fig. 44 Schaltung zur Erzeugung des Y- und der Farbdifferenzsignale,

Fig. 47 Amplitudenspektrum bei cos- und Rechteckimpulsen,

Fig. 48 Verzögerungsschaltung für PAM-Pulse,

Fig. 49 Halbwellenanordnung für analoge und digitale Fernsehsignale,

Fig. 50 eine Übersicht für ein Beispiel eines Fernsehsystems,

Fig. 51 eine digitale Codierung für das Luminanz- und das Chrominanzsignal,

Fig. 52 eine Codierung mit einer Frequenz für das Luminanz- und Chrominanzsignal,

Fig. 53 Prinzip der codemultiplexen Codierung,

Fig. 54 Bezugsphasenauswertung für ein Fernsehsystem mit einer Codierung gemäß der Erfindung,

Fig. 55 Darstellung von Impulsen verschiedener Phase,

Fig. 56 ein Vektordiagramm einer doppelten Quadraturamplitudenmodulation,

Fig. 57 schematische Darstellung einer Phasen- und Amplitudencodierung,

Fig. 58 ein Vektordiagramm für eine Phasen- und Amplitudencodierung,

Fig. 59 Übersicht von der Erzeugung von Phasensprüngen,

Fig. 60 Übersicht der Speicherung und Codierung mehrerer Kanäle,

Fig. 61 ein Amplituden- und Phasencode,

Fig. 62 ein Binärcode für mehrere Kanäle,

Fig. 63 eine digitale Darstellung von Luminanz- und Chrominanzsignalen,

Fig. 63a ein Code gemäß der Erfindung für die Luminanz-, Chrominanz-, Ton- und sonstigen Signale,

Fig. 63b ein Amplituden- und Phasencode für die Luminanz-, Chrominanz-, Ton- und sonstigen Signale,

Fig. 64 eine Übersicht über ein Fernsehsystem gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 65 eine Übersicht für die Auswertung der Fernsehsignale beim Fernsehempfänger,

Fig. 66 eine mehrfrequente Codierung von Datenkanälen gemäß der Erfindung,

Fig. 66a Kanäle mit Binärcode,

Fig. 67 eine Codierung von PCM-codierten Sprachkanälen gemäß der Erfindung,

Fig. 67a ein binärcodierter Sprachkanal.

In der europäischen Patentanmeldung 01 97 529 ist ein Verfahren offenbart, wie man bei einer Phasenänderung bei der QAM eine zusätzliche Amplitudenänderung vermeiden kann. In der Fig. 1 ist kurz nochmals das Prinzip an Hand des Vektordiagramms erläutert. Die beiden um 90 Grad phasenverschobenen Wechselströme sind u und v. In 3 Stufen soll ohne Amplitudenänderung der Phasensprung mit dem Winkel x eingestellt werden. u, us 1, us 2 und us 3 sind also gleich groß. Um dies zu erreichen, muß man gleichzeitig die Vektoren u und v ändern, und zwar u 1/v 1, u 2/v 2 und u 3/v 3. Da dadurch eine Phasenverschiebung keine zusätzliche Amplitudenänderung hervorruft, kann man als Code auch eine Amplitudenänderung vorsehen. Gemäß der vorliegenden Erfindung können solche Phasen- und Amplitudenänderungen noch einfacher und präziser gestaltet werden. An Hand der Fig. 3 wird dies näher erläutert. Auf der Sendeseite S werden Rechteckimpulse mit einer Frequenz von 1 MHz angeschaltet. Wird, wie in der Fig. 3c dargestellt, in den Übertragungsweg ein Tiefpaß TP 5,5 MHz eingeschaltet, erhält man beim Empfänger E beinahe noch einen Rechteckimpuls. Wird, wie in der Fig. 3b eingezeichnet, ein Tiefpaß TP von 3,5 MHz eingeschaltet, ist die senkrechte Flankensteilheit nicht mehr vorhanden, wird dagegen, wie in der Fig. 3a dargestellt, der Tiefpaß auf 1,5 MHz reduziert, so erhält man beim Empfänger E einen sinusähnlichen Wechselstrom mit der Periodendauer der Rechteckperiode. Da sich also die Periodendauer gegenüber dem Rechteckimpuls nicht ändert, kann man durch Veränderung der Periodendauern der Rechteckimpulse auch die Phase bzw. Frequenz des in der Fig. 3a dargestellten sinusförmigen Wechselstromes ändern. Da eine solche Änderung immer beim Nulldurchgang erfolgt, erfolgt eine kontinuierliche Änderung und werden kaum Oberwellen erzeugt, d. h., die Übertragung ist schmalbandiger als bei den bisher üblichen Phasentastungen. In der Empfangsstelle kann dann auch die Änderung der Periodendauer als Maß für den Phasensprung vorgesehen werden. Eine solche Auswerteschaltung wird noch später beschrieben.

In der Fig. 4 sind Rechteckimpulse mit verschiedenen Periodendauern T=f, T=f 1 und T=f 2 dargestellt. Nach einer analogen Anordnung nach der Fig. 3a würde man auf der Empfangsseite einen sinusförmigen Wechselstrom mit den Periodendauern T=1/f, T=1/f 1, T=1/f 2 erhalten. Da bei Phasensprüngen sich die Frequenz des Wechselstromes verkleinert oder vergrößert, entspricht die Frequenzänderung einem Phasensprung. Aus der Fig. 2, die eine Phasentastung herkömmlicher Art darstellt, geht dies deutlich hervor. Man sieht in dieser, daß bei jeder Phasenänderung eine Frequenzänderung erfolgt, jedoch nicht in kontinuierlicher Weise. Daher ist es auch schwer, aus der Periodendauer auf der Empfangsseite die Größe des Phasensprungs zu ermitteln.

Um die Frequenzänderungen und damit auch das Frequenzband klein zu halten, kann man jeden Phasensprung in Stufen zerlegen. In der Fig. 5 ist schematisch dies aufgezeichnet. In dieser ist T/2 die Halbperiodendauer eines Impulses und entspricht 180 Grad. Dieser Winkel wird in 36 Stufen zu je 5 Grad eingeteilt. Soll ein Phasensprung von 40 Grad zustandekommen, so wird die Halbperiode T/2 4mal um 5 Grad gekürzt, und natürlich die andere Halbperiode ebenfalls. Die Halbperiodendauer gegenüber dem Bezugsimpuls ist dann T 1/2. Nach dem Phasensprung kann man entweder diese Frequenz belassen oder aber wieder auf die Frequenz T/2 umschalten, indem man einen Phasensprung von 5 Grad in entgegengesetzter Richtung vorsieht. Gegenüber der Bezugsphase wäre dann immer noch eine Phasenverschiebung von 30 Grad vorhanden. In der Fig. 6 sind zeitlich 4mal die Perioden der Bezugsphase und 4mal die Perioden der um 2×5 Grad gekürzten Perioden eingezeichnet. Beim Vergleich nach der 4. Periode ist der Unterschied von 40 Grad gegenüber der Bezugsphase ersichtlich.

In der Fig. 7 ist eine Schaltung einer Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Es wird angenommen, die Periodendauer in 72 Stufen zu unterteilen, und zwar mit Phasensprungstufen von 5 Grad. Jeder Stufe sollen 10 Meßimpulse zugeordnet werden, so sind für die Periodendauer 72×10=720 Meßimpulse und für die Halbperiodendauer 360 Meßimpulse erforderlich. Auf der Sendeseite brauchen immer nur die Halbperioden codiert zu werden. Die 2. Halbperiode wird dann jeweils über den Codierer Cod gesteuert. Werden Phasensprungstufen von 5 Grad vorgesehen, so sind für die Halbperiode, wenn die Änderung voreilend sein soll, 350 und bei einer nacheilenden Phasenänderung 370 Meßimpulse erforderlich. Das Zählglied Z in der Fig. 7 muß also mindestens 370 Ausgänge haben. Die Maßimpulsfrequenz hängt also von der Codierfrequenz ab. Im Beispiel der Fig. 7 wird im Oszillator Osc der Steuerwechselstrom für die Meßimpulse erzeugt. Man kann damit unmittelbar über das Gatter G 1 das Zählglied steuern oder aber auch Pulse mittels eines Schmitt-Triggers oder einer anderen Schaltung erzeugen und mit diesen Pulsen dann das Zählglied Z schalten. Man kann auch durch Veränderung der Oszillatorfrequenz die Impulsdauer ändern. Angenommen wird der Ausgang Z 2 am Zählglied Z markiert 370 Meßimpulse, also die nacheilende Phasenverschiebung, dann wird vom Codierer Cod über g 2 ein solches Potential an den einen Eingang des Gatters G 2 gelegt, daß dann beim Erreichen des Zählgliedes Ausgang Z 2, über das dann z. B. dasselbe Potential an den anderen Eingang von G 2 gelegt wird, daß sich das Potential am Ausgang von G 2 sich ändert, z. B. von h auf l. Im elektronischen Relais ER hat dies zur Folge, daß Pluspotential + an den Ausgang J gelegt wird. Über die Verbindung A ist der Codierer Cod mit dem elektronischen Relais Er verbunden. Beim nächsten Überlauf des Zählgliedes Z bis Z 2 wird über die Verbindung A ER so gesteuert, daß an den Ausgang J minus Potential - angelegt wird. Am Ausgang von ER können also bipolare Rechteckimpulse abgenommen werden. Man könnte genau so unipolare Rechteckimpulse erzeugen. Dieser Vorgang wiederholt sich, solange vom Codierer Cod Potential an G 2 angelegt wird. Sind z. B. 5 Phasenstufen für einen Phasensprung vorgesehen, so wird das Zählglied Z 10mal bis Z 2 geschaltet. Beim Ausgang Z 2 erfolgt die Rückschaltung des Zählgliedes über das Gatter G 4, R. Es können also durch eine verschieden große Zahl von Ausgängen am Zählglied Z und/oder durch Veränderung der Oszillatorfrequenz die Impulsdauer, die Stufenzahl und die Größe der Stufen eingestellt werden. Die Steuerung dieser Varianten erfolgt über den Codierer Cod. Über fA kann eine Umschaltung der Oszillatorfrequenz, über die Anschlüsse g 2, g 3, . . . der Stufenzahl und ggf. die Phasenwinkeländerung und die Stufengröße und über A die Amplituden der Rechteckimpulse J erfolgen. Im Beispiel sind 2 Größen +/(A)+, -/(A)- vorgesehen. Die Rechteckimpulse J werden dann an einen Tiefpaß analog der Fig. 3a geschaltet und über einen Übertrager Ü z. B. auf den Übertragungsweg, ggf. unter Zwischenschaltung eines Filters Fi, gegeben.

Am Gatter G 1 muß über B noch Beginnpotential angelegt werden, damit die Oszillatorpulse zur Wirkung kommen. Mit dieser Anordnung sind also folgende Codierungen möglich: eine voreilende, eine nacheilende, keine Phasenverschiebung. Diese können dabei auch stufenweise erfolgen. Die Phasendifferenz oder die Bezugsphase kann verwendet werden. Zusätzlich kann eine Amplitudencodierung ggf. stufenweise vorgesehen werden. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Codierung beim positiven oder negativen Impuls bzw. Halbwelle vorzunehmen. Auch die Zahl der Rechteckimpulse ist ein weiteres Codemittel.

Man kann auch eine Harmonische der Rechteckimpulse aussieben. Erfolgt dies z. B. bei der 3. Harmonischen, so sind 3 Perioden in einem plus/minus-Impuls enthalten. In diesen 3 Periodendauern sind dann auch, wenn die Impulsdauer verändert wird, die Phasenverschiebungen enthalten.

Wie bereits erwähnt, erfolgt vorzugsweise die Auswertung der Phasenverschiebungen durch Abmessung der Periodendauern. Bei der QAM ist bekannt, daß die Nulldurchgänge der Vektorenwechselströme vom Nulldurchgang des Summenwechselstromes 45 Grad vor- und nacheilend sind. Wird z. B. mit einer Anordnung analog der Fig. 7 die Halbperiode des Summenwechselstromes vom Nulldurchgang zu Nulldurchgang abgemessen, so kann man vom Nulldurchgang aus jeweils 45 Grad vor- und nacheilend ebenfalls abmessen, so daß man bei einer Probeentnahme bei 45 Grad nach- und voreilend die Amplitudenwerte der Vektorwechselströme erhält. Nachstehend werden nun an Hand von Zeichnungen die Auswertung von Phasenstufen aufgezeigt. Der vom Übertragungsweg in Fig. 8 kommende Codierwechselstrom wird, ggf. über einen Verstärker V, einem Begrenzer zugeführt - es kann z. B. auch ein Schmitt-Trigger sein -. Im Begrenzer werden die Wechselstromperioden in Synchronimpulse hs/ls, wie aus der Fig. 9 hervorgeht, umgewandelt. In der Fig. 9a ist der empfangene Wechselstrom und in Fig. 9b die Synchronimpulse nach dem Begrenzer. Die Meßimpulse, mit denen die Halbperiodendauern gemessen werden, haben die 10fache Frequenz, in Fig. 9b mit 10Jm bezeichnet. In der Fig. 10 ist der Abstand zwischen 2 ls-Impulsen, die aus den negativen Halbwellen des Codierwechselstromes gewonnen werden, bei nacheilender Phasenverschiebung Phn und bei voreilender Phasenverschiebung Phv, wenn nur die hs-Impulse zur Messung vorgesehen werden. In der Fig. 11 ist eine diesbezügliche Auswerteeinrichtung dargestellt, bei der mit Hilfe der Meßimpulse Jm die Summe von Phasenverschiebungen von 10 Phasenstufen, die jeweils durch eine Periode codiert werden, gemessen wird. Für die Abzählung der Meßimpulse ist ein Zählglied Z und für die Abzählung der Phasenstufen bzw. Perioden ein Zählglied ZP vorgesehen. 3 verschieden große Phasenstufen, von denen jeweils die Summe von 10 Stufen einen Kennzustand markieren, sind vorgesehen. Die Kennzustände 0, n und 1 werden also durch 10 Phasenstufen bzw. Perioden mit je 90, 100 und 110 Meßimpulsen gekennzeichnet. Am Gatter G 1 sind einmal die Meßimpulse JM und am anderen Eingang B ein Beginnpotential, das mit dem Beginn der 1. Phasenstufe angelegt wird. Nach 10 Phasenstufen kann der Ausgang 900, 1000 oder 1100 erreicht werden. Dabei ist jedem Kennzustand eine Toleranz von +/-1 Impuls zugeordnet. Die Toleranz kann natürlich auch wesentlich größer gewählt werden. Die ls-Impulse steuern das Zählglied ZP. Sind die 10 Perioden ohne Phasenverschiebung, so wird der Ausgang 1000 am Zählglied Z erreicht. Das Zählglied ZP wurde in dieser Zeit mit den ls-Impulsen bis zum 10. Ausgang geschaltet. - Mit dem Beginn der 11. Periode muß wieder geprüft werden, ob ein 0-, n- oder 1-Kennzustand durch den ankommenden Wechselstrom codiert ist. - Die Auswertung des Kennzustandes n und Zurückschalten der Zählglieder erfolgt folgendermaßen. Beim Erreichen des Ausganges 1000 erfolgt am Ausgang des Gatters G 3 ein Potentialwechsel. Dieser Ausgang liegt am Gatter G 6. Am 10. Ausgang des Zählgliedes ZP liegt das Gatter G 8 und am anderen Eingang des Gatters G 8 die Impulse Jn bzw. hs. Mit dem Beginn des 11. hs-Impulses sind an den Eingängen von G 8 zwei h-Potentiale und am Ausgang von G 8 l-Potential. Dieses Potential wird an G 9 umgepolt, so daß am Ausgang von G 9 h-Potential liegt. Dieses ist auch an das Gatter G 6 geführt, dadurch wird am Ausgang von G 6 das Potential umgekehrt. Das bistabile Glied Bn wird damit in die Arbeitslage gebracht. - Da man, was das Potential anbelangt, durch ein Potentialumkehrgatter, z. B. G 9, immer das richtige Potential herstellen kann, wurde bei den Gattern immer nur von der Wirkung gesprochen. - Durch das nunmehrige Ausgangspotential ist der Kennzustand n markiert. Die Rückschaltung des Zählgliedes Z erfolgt über das Gatter G 10. Mit dem 11. Jn- bzw. hs-Impuls erfolgte eine Potentialumkehr bei G 8 und G 9. Über Jmp wird zusätzlich an den 2. Eingang von G 10, also in der Meßimpulspause, ebenfalls h-Potential gelegt, so daß am Ausgang R ein Potentialwechsel stattfindet. Über R wird das Zählglied Z in die Ausgangsstellung geschaltet. Unter Umständen muß noch ein Potentialwechselgatter nach dem Gatter G 10 eingeschaltet werden. Die Rückstellung des Zählgliedes ZP und der bistabilen Glieder B 0, Bn und B 1 erfolgt mit einem Ausgang R 1 des Zählgliedes Z. R 1 kann z. B. der 2. oder 3. Ausgang des Zählgliedes Z sein. Wird dieser Ausgang erreicht, wird durch den damit verbundenen Potentialwechsel über R 2 ZP-Zählglied in die Ausgangsstellung und auch die bistabilen Glieder B 0, Bn, B 1 in die Ruhestellung zurückgeschaltet. Die Auswertung der Kennzustände 0 oder 1 erfolgt auf dieselbe Weise.

In den verschiedensten Schaltungen, wie z. B. bei der Quadraturamplitudenmodulation (QAM), werden um 90 Grad gegeneinander phasenverschobene Wechselströme benötigt. In der Fig. 12 ist ein Schaltungsprinzip zur Erzeugung solcher phasenverschobener Wechselströme gleicher Frequenz dargestellt. Analog der Fig. 11 wird das Zählglied Z durch einen Wechselstrom, der im Oszillator Osz erzeugt wird und über das Gatter G, an dessem anderen Eingang ein Beginnpotential B liegt, geführt wird, gesteuert. Im Beispiel sollen 4 Rechteckimpulse erzeugt werden, die gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind. Hat das Zählglied Z 100 Ausgänge, so sind beim 25., 50., 75. und 100. Ausgang elektronische Relais ER 1 bis ER 4 analog dem ER- Relais in der Fig. 11 anzuschalten. Mit diesen elektronischen Relais werden dann, wie bereits in der Fig. 11 beschrieben, Rechteckimpulse erzeugt. Hier sind in den ER-Relais noch Mittel, die bei bipolaren Rechteckimpulsen immer eine Potentialumkehr vornehmen und bei unipolaren Rechteckimpulsen das Potential während eines Durchlaufs wegnehmen. Die Rechteckimpulse werden dann, in der Fig. 11 mit J bezeichnet, über die Filter Fi 1 bis Fi 4 gesendet. Der dann entstehende Wechselstrom hat jeweils 90 Grad Phasenverschiebung gegenüber dem vom nächsten Ausgang erzeugten. An Stelle von phasenverschobenen Wechselströmen kann man durch die Ausgänge auch um 90 Grad phasenverschobene Abnahmen von z. B. PAM-Proben steuern. Am elektronischen Relais ER 1 ist noch ein Filter Fi 0 angeordnet, das z. B. nur die 3. Oberwelle des Rechteckimpulses durchläßt, so daß man hier die 3fache Frequenz der Rechteckimpulse erhält. Die Phasenverschiebung wird dann auf die 3. Oberwelle übertragen.

In der Fig. 13 ist eine Schaltung für die Ermittlung der Probeentnahmen aus dem Summenwechselstrom für die Vektor- bzw. Codierwechselströme bei der QAM. Der in Fig. 9a dargestellte Wechselstrom soll z. B. einen Summenwechselstrom darstellen. Die nach dem Begrenzer B erhaltenen Impulse sind dann nicht gleich groß, sondern haben je nach Größe der Vektorwechselströme (Fig. 1, u, v) verschieden große Amplituden, die Halbperiodendauern sind jedoch immer gleich groß. Mit diesen Impulsen wird über das Gatter G und die Meßimpulse Jm jeweils während der positiven Halbwelle das Zählglied Z gesteuert. Über B wird an das Gatter noch ein Beginnkriterium dauernd angelegt. Während eines Jn- bzw. hs-Impulses (Fig. 9, 10) wird durch die Meßimpulse das Zählglied bis zum Ausgang 0/180 geschaltet. Dieser Stellung kann man auch noch Toleranzen zuordnen. Da beim Nulldurchgang eines Codierwechsel- bzw. Vektorwechselstromes der andere immer den größten Wert hat (UA, VA, Fig. 14), kann man in diesen Stellungen aus dem Summenwechselstrom die Amplituden dieser Vektorwechselströme ermitteln. Am Zählglied sind deshalb die Nulldurchgänge dieser beiden Vektorwechselströme markiert, bei denen dann die Probeentnahmen aus dem Summenwechselstrom entnommen werden. Diese sind mit v und u bezeichnet. Diese Ausgänge werden an elektronische Relais geführt (ER), die dann die Probeentnahme vornehmen. Diese Schaltung ist in der Fig. 8 in Abt enthalten. Die Werte von u und v werden dann über Tiefpässe TP geführt, nach denen dann die Information der Sendestelle wieder zur Verfügung steht, wie sie vor der Codierung war.

In der Fig. 15a ist ein Code aus binären Codeelementen aufgezeichnet, die aus den Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes, die in einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbwellen gesendet werden, bestehen. Die beiden Kennzustände werden dabei durch einen großen und kleinen Amplitudenwert gekennzeichnet. In der Fig. 15a werden die Perioden als Codeelemente verwendet. Für die Codierung eines Sprachkanals werden also 64 kHz benötigt. Aus übertragungstechnischen Gründen ist es oft zweckmäßig, eine kleinere Frequenz für die Übertragung des Codierwechselstromes zu wählen. Bei der halben Frequenz sind 2 Codierwechselströme von 32 kHz, bei einem Viertel der Frequenz sind 4 Codierwechselströme zu je 16 kHz erforderlich. Die Codierwechselströme bzw. die Abgriffe der Probeentnahmen sind dann 180 bzw. 90 Grad auseinander. Dieses Prinzip ist in der europäischen Patentanmeldung 01 10 427 A2 offenbart. In den Fig. 15b bis 15e wird der Sprachkanal in 4 Codierwechselströmen untergebracht. Zeitmultiplex werden dann hinter dem Codierer die binären Werte abgegriffen. Sowohl die zeitmultiplexen Probeentnahmen als auch die um 90 Grad gegeneinander versetzten Codierwechselströme können dabei mit einer Schaltungsanordnung der Fig. 12 erzeugt werden, also wesentlich einfacher als bisher. Bei Verwendung der Halbwellen als Codeelemente hat der Codierwechselstrom nach Fig. 15a nur eine Frequenz von 32 kHz und die Codierwechselströme der Fig. 15b bis 15e Frequenzen von 8 kHz.

In der Fig. 16 werden PAM-Pulse mit den Halbwellen bzw. Perioden, ebenfalls in der europäischen Patentanmeldung 01 10 427 A2 offenbart, codiert. In Fig. 16b sind die Codeelemente die Perioden und in der Fig. 16c die Halbwellen. Der Codierwechselstrom der Fig. 16b ist hier wieder in 4 Codierwechselströme mit je einem Viertel der Frequenz aufgeteilt, wobei jeder vom anderen eine 90-Grad-Phasenverschiebung hat. Die Abgriffe der PAM-Proben erfolgen dabei ebenfalls zeitmultiplex. Sowohl die Folge der Probeentnahmeabgriffe als auch die um 90 Grad phasenverschobenen Codierwechselströme werden dabei mit der Schaltung der Fig. 12 erzeugt.

Eine weitere vorteilhafte Anwendung der Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen näher erläutert. Diese läßt sich vorteilhaft bei Anschlußleitungen im Simplex- und Duplexverkehr mit einem oder mehreren Kanälen, bei Wählsternschaltern, bei der Datenübertragung als auch bei der Sprachübertragung analog oder digital einsetzen. Beim Rundfunk können mit einer Frequenz eine Vielzahl von Programmen übertragen werden, dasselbe gilt auch für das Fernsehen, für Richtfunk und andere Funkarten. In den Fig. 17a-d sind 4 Kanäle mit binärcodierten Zeichen dargestellt. Als Codeelement wird die Periode bestimmt, und zwar der Kennzustand 1 mit großer und der Kennzustand 0 mit kleiner Amplitude. Die Kanäle 1+2 sollen addiert werden. Für diesen Zweck müßte der Kanal 2 um 90 Grad phasenverschoben werden. In der Fig. 18 ist dies vektorenmäßig dargestellt. Der Vektor des Wechselstromes k 1(u) ist gegenüber dem Vektor des Wechselstromes k 2(v) um 90 Grad phasenverschoben. Wie aus der Fig. 23 hervorgeht, können 4 verschiedene Kombinationen entstehen. u 0+v 0 ergibt den Summenvektor IV, u 1+v 1 ergibt den Summenvektor I, u 1+v 0 ergibt den Summenvektor II und v 1+u 0 den Summenvektor III. Man sieht hieraus, daß bei den Vektoränderungen auch Phasenänderungen entstehen. Wie aus den Fig. 20/21 hervorgeht, entsteht hier ein Summenwechselstrom mit einer ungefähren Phasenlage von 45 Grad. Die Kanäle 3+4 werden ebenfalls zu einem Summenwechselstrom vereinigt, wie aus der Fig. 19 hervorgeht. Der Vektor K 4(v) hat dabei die Phase von 90 Grad und der Vektor k 3(u) 180 Grad. Die Summenvektoren I(k 1, k 2) und I(k 3, k 4) sind gegeneinander um 90 Grad phasenversetzt. Die Summenwechselströme von k 1+k 2 und k 3+k 4 kann man wieder addieren, so daß man wieder einen Summenwechselstrom k 1+k 2+k 3+k 4 erhält.

Aus der Fig. 22 geht hervor, je größer die Amplitude des Codeelements u 0+v 0 bzw. uk/vK ist, desto kleiner ist auch der Phasensprung q. Damit die Streuung bei der Auswertung der 4 Codierwechselströme klein gehalten werden kann, werden z. B. in Fig. 18 die Kombinationen, die auf dem 45-Grad-Summenvektor liegen, also I+IV, belassen, aber die Codekombinationen II und III werden auf den 45- Grad-Summenvektor gelegt, z. B. II auf (II) und III auf (III). Sendeseitig kann man also einen ganz normalen Wechselstrom mit den 4 Amplitudenstufen senden. Dasselbe wird auch in Fig. 19 vorgenommen. Die Summenwechselströme I(k 1, k 2) und I(k 3, k 4) sind gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben und werden bei der Übertragung addiert, so daß man 4 Kanäle mit einem Codierwechselstrom übertragen kann. Wird auf der Empfangsseite z. B. (III) ausgewertet, so heißt dies, daß dem Kanal K 1 der Kennzustand u 0 und dem Kanal k 2 der Kennzustand v 1 zugeordnet werden muß. Zu (II) gehören die Kennzustände u 1, v 0. Wie aus der Fig. 21 ersichtlich ist, sind die Codierwechselströme K 1(u) und k 2(v) vom Summenwechselstrom I(k 1, k 2) vom Summenwechselstrom 45 Grad vor- und nacheilend phasenverschoben. Dasselbe gilt auch für die Wechselströme I(k 1, k 2) und I(k 3, k 4), die ja bei der Übertragung die Lage analog k 1(u) und k 2(v) der Fig. 21 einnehmen. Bei der Auswertung der Additionswechselströme muß man also nur um 45 Grad vor- und nacheilende Wechselströme erzeugen und beim Nulldurchgang jeweils eine Messung beim Summenwechselstrom vornehmen, wie es bei der Quadraturamplitudenmodulation üblich ist. Die Quasi-Werte, z. B. in Fig. 18 (II) und (III) müssen dann in entsprechende Kennzustände umgesetzt werden. Die Erzeugung der um 45 Grad versetzten Wechselströme kann man z. B. mit einer Anordnung der Fig. 12+13 bewerkstelligen. Die Summenwechselströme werden dann über einen Begrenzer geführt, und mit Hilfe der entstehenden Impulse kann man dann die Halbperiodendauern ermitteln. Damit sind dann auch die 45-Grad- Wechselströme festgelegt.

In der Fig. 24 ist eine Schaltung dargestellt, mit der ein Summenwechselstrom, z. B. I(k 1, k 2) mit den Kennzuständen I, (II), (III) und IV, erzeugt werden kann. Der in der Fig. 12 erzeugte Wechselstrom wird einem Begrenzer B zugeführt, in dem dann die Steuerimpulse erzeugt werden. Außerdem sind elektronische Relais I, II, III, IV es vorhanden, die über den Codierer Cod gesteuert werden. Über Codes werden die Kennzustände der jeweils beiden Kanäle zugeführt, z. B. entsprechend der Fig. 23, 00/11/10/01. Durch die jeweilige Kombination dieser Kennzustände werden dann die elektronischen Relais es gesteuert. Ist durch die Kennzustandskombination der beiden Kanäle eine Amplitude I erforderlich, so wird der Widerstand R 1 in den Wechselstromkreis eingeschaltet. So erhält man also einen Wechselstrom mit 4 Amplitudenstufen. Die Begrenzerimpulse haben die Aufgabe, daß nur immer beim Nulldurchgang eine Umschaltung auf eine andere Amplitudenstufe erfolgt.

Die Methode der Quasi-Kennzustände der Fig. 18 I, (II), IV und (III) könnte man z. B. nochmals anwenden, so daß dann auf einem analogen Summenwechselstrom I(k 1, k 2) 16 Amplitudencodierungen wären. An Stelle des Binärcodes kann man einen 3 wertigen Code also mit 3 Amplitudenstufen je Halbwelle vorsehen.

In der Fig. 15a ist eine binärcodierte Information dargestellt, bei der als Codeelemente die Periode eines Wechselstromes vorgesehen wird. Die Kennzustände sind ein großer und ein kleiner Amplitudenwert. Den Codierwechselstrom kann man verkleinern, im Beispiel werden 4 Codierwechselströme mit je ¼ Frequenz vorgesehen. Der Abgriff muß dann so erfolgen, daß die 4 Codierwechselströme gegeneinander eine Phasenverschiebung von 90 Grad aufweisen. Will man nun alle 4 Codierwechselströme mit einem Wechselstrom entsprechend den Fig. 18/19 übertragen, so müssen die Probeentnahmen so gespeichert werden, daß die Codierwechselströme die Phasen 0 Grad, 90 Grad, 90 Grad und 180 Grad aufweisen. Werden dann die Codierwechselströme 10 b,c und 10 d,e addiert, so haben die beiden Summenwechselströme die Phasenlage von 45 und 135 Grad. Der Phasenunterschied zwischen den beiden ist wieder 90 Grad, so daß sie wieder addiert werden können. Mit einem 16 kHz-Codierwechselstrom kann also der 64 kHz-Codierwechselstrom übertragen werden. Verwendet man die Halbwelle als Codeelement, so kommt man auf 8 kHz herunter. Dasselbe kann man auch bei der PAM vorsehen, bei der die Probeentnahmen durch die Amplituden der Halbwellen codiert werden, z. B. entsprechend der europäischen Patentanmeldung, Fig. 1, Nr. 01 10 427.

Man kann dieses Prinzip der 4- oder mehrfachen Übertragung mit nur einem Wechselstrom auch beim Duplexbetrieb anwenden. In den folgenden Beispielen wird der Einfachheit halber nur mit 2 Codierwechselströmen und einem Summenwechselstrom gearbeitet.

Nachstehend wird das Duplexverfahren mit nur einem Wechselstrom erläutert. In der Fig. 25 ist ein Prinzip der Erfindung dargestellt. Die Sprachübertragung erfolgt dabei mit einem Codierwechselstrom, bei dem die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden die Codeelemente darstellen. Der Code kann dabei digital, z. B. ein Binärcode mit den zwei Kennzuständen großer und kleiner Amplitudenwert, sein, entsprechend dem Patent DE 30 10 938, oder aber auch analog, bei dem die Probeentnahmen ebenfalls auf die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes übertragen werden, oder analog wie bei der PAM (kanadisches Patent 12 14 277). Werden Halbwellen als Codeelemente vorgesehen, so ist bei digitaler, also PCM-Codierung, die Frequenz 32 kHz und bei analoger Codierung 4 kHz. Für beide Übertragungsrichtungen wird derselbe Codierwechselstrom vorgesehen, die aber gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind. In Fig. 25 ist S 1 das Mikrofon und E 2 der Hörer des einen Teilnehmers und S 2 und E 1 des anderen Teilnehmers. In S 1 ist noch ein Codierer, in dem aus der Sprache der Codierwechselstrom gewonnen wird. Von S 1 geht der Codierwechselstrom über eine Gabel G, die Anschluß- bzw. Verbindungsleitung RL zur Gabel G des Gegenteilnehmers und zum Hörer E 1. In diesem ist zusätzlich ein Decodierer, der aus dem Codierwechselstrom wieder die ursprüngliche Sprache herstellt. Der Codierwechselstrom von S 1 sei der Synchronwechselstrom. Von E 1 wird dieser über einen Phasenschieber 90 Grad zu S 2 abgezweigt, in dem er ggf. verstärkt wird. Spricht nun S 2, so wird ein um 90 Grad phasenverschobener Codierwechselstrom über G, RL, G nach E 2 gesendet, dort decodiert und dem Hörer als Sprache übermittelt. Wenn z. B. kurzzeitig gleichzeitig gesprochen wird, entsteht auf dem Übertragungsweg RL ein Additionswechselstrom, wie in den Fig. 14, Ü, dargestellt, die später noch beschrieben werden. Dieses Prinzip ist genau so beim Duplexverkehr bei der Datenübertragung anwendbar. Da bei Sprachverkehr normal nur ein Teilnehmer spricht, lassen sich auf dieser Basis nur über eine Leitung RL 2 rufende und 2 gerufene Teilnehmer anschließen. In Fig. 26 ist das Prinzip eines solchen Zweieranschlusses dargestellt. Folgende Mikrofone und Hörer gehören zusammen. S 2/E 1, S 4/E 3, S 1/E 2 und S 3/E 4. Die Sprache der Teilnehmer S 1 und S 2 werden z. B. mit dem einen Wechselstrom und die Sprache der Teilnehmer S 3 und S 4 mit dem um 90 Grad phasenverschobenen Wechselstrom gleicher Frequenz codiert. Sprechen gerade S 2 und S 4, so gehen beide Codierwechselströme über ihre Verstärker V zur gemeinsamen Gabel, über die Anschlußleitung RL, ggf. über Koppler, über die Gabel der Gegenseite zum Auswerter AW. In diesem werden die Amplituden der beiden Wechselströme ausgewertet, den entsprechenden Hörern zugeordnet, wobei die nun erfaßten Probeentnahmen bzw. PCM-Code wieder in Sprache umgesetzt werden. In der Auswerteeinrichtung AW sind also entsprechende PCM-Analog- bzw. PAM/Analog- Wandler angeordnet. Mit einem Wechselstrom einer Frequenz können also gleichzeitig 2 Gespräche geführt werden. Die noch freie Bandbreite steht für andere Zwecke zur Verfügung.

Die in den Fig. 25/26 vorgesehenen Gabeln brauchen keine extremen Eigenschaften aufzuweisen.

In der Fig. 27 ist eine andere Anordnung wie in Fig. 25 gemäß der Erfindung dargestellt. Bei dieser entstehen für jede Verbindung Zweigstromkreise, wie die Fig. 28/29 zeigen. Dem Teilnehmer S 1 ist ein Codierwechselstrom und dem Teilnehmer S 2 derselbe Wechselstrom, jedoch um 90 Grad phasenverschoben, zugeteilt. Der Mikrofonwechselstrom wird in S 1 quantisiert und zu einem PCM-Codierwechselstrom entsprechend der Fig. 15a oder aber zu einem PAM-Wechselstrom, z. B. entsprechend der Fig. 16b, umgewandelt. Über den Verstärker V geht dieser Codierwechselstrom über die Leitung RL, den Widerstand R 1 zum Empfänger bzw. Hörer E 1. In E 1 werden die Probeentnahmen zurückgewonnen und im PAM/Analog- Wandler wieder die Sprache hergestellt. Von E 1 wird ein Teil des Codierwechselstromes über einen Phasenschieber von 90 Grad für S 2 abgezweigt und dadurch eine Synchronisierung der beiden Codierwechselströme erreicht. Die Fig. 28/29 zeigen die beiden Gesprächsrichtungen. Die Zweigstromkreise gehen in die Reichweite der jeweiligen Verbindung ein. Die Widerstände R 1 und R 2 müssen an die Leitungsdämpfung RL angepaßt werden. Die Anordnung der Fig. 25 ist diesbezüglich einfacher.

Man kann natürlich eine zentrale Synchronisierung der beiden Codierwechselströme vornehmen.

In Fig. 30 ist das Prinzip der Anwendung der Erfindung in einem Vermittlungssystem für eine Fernverbindung dargestellt. In S 1 wird die Sprache quantisiert und in einen digitalen oder analogen Codewechselstrom umgewandelt. Die Verbindung geht dann über die Anschlußleitung über Koppelfelder den Widerstand R 1 zur Empfangsstelle E 1. Bei digitaler Codierung wird in Re der Codewechselstrom regeneriert. Bei einem Binärcode muß nur zwischen großer und kleiner Amplitude unterschieden werden. Da der um 90 Grad phasenverschobene Wechselstrom über R 1 auch einen Rückfluß erzeugt, kann man eine Kompensation in der Weise möglich machen, indem man über die Verbindung KO einen ggf. vorhandenen Codewechselstrom an den Empfänger E 1 leitet. Da die Phasen der Codierwechselströme bekannt sind, kann man auch mit Hilfe von Phasenvergleichern den Störcodierwechselstrom kompensieren. Der phasengerechte Codierwechselstrom wird über Sender SF, den Verstärker V, die Gabel G an die Fernleitung angeschlossen. Wird bei OG ebenfalls eine Gabel vorgesehen, ist bei digitaler Binärcodierung überhaupt keine Kompensation erforderlich. Der von der Fernleitung kommende Codierwechselstrom der anderen Phase geht über die Gabel zum Empfänger EF zum Regenerator Re, Sender S 2, Verstärker V, über die Koppelfelder der Vermittlungsstelle K, Anschlußleitung, Teilnehmer R 2, E 2. In E 2 ist ein PAM/Analog- bzw. ein PCM/Analog-Wandler, der den Codierwechselstrom in Sprache umsetzt und dem Hörer zuführt. Von den Empfängern wird jeweils über 90 Grad Phasenschieber für die Sender ein Codierwechselstrom abgezweigt. Wie bereits erwähnt, kann die Speisung mit den Codierwechselströmen auch von der Vermittlungsstelle zentral erfolgen. Auch der Codierwechselstrom des Teilnehmers kann von der Vermittlungsstelle aus synchronisiert werden. Beim Fernleitungsabschnitt gibt es immer eine steuernde Seite. Der Sender der Gegenseite muß dann vom Empfänger der Gegenseite gespeist werden. Der Summenwechselstrom wird sich phasenmäßig auf der Fernleitung etwas ändern, und zwar in Abhängigkeit vom Widerstand, also der Dämpfung für die Einzelcodierwechselströme.

Bei Fernleitungen wird man eine Bündelung mit Hilfe von Zeitmultiplexern vornehmen. Eine Zeitstufe ist dabei nicht erforderlich. Angenommen wird, der digitale Codierwechselstrom hat 32 kHz, wobei die Halbwellen die Codeelemente darstellen, dann werden die negativen Halbwellen gleichgerichtet. Aus den Halbwellen wird dann mittels eines Begrenzers ein Gleichstrompuls erzeugt. Sollen 10 Kanäle zusammengefaßt werden, würden 320 kHz als Codierwechselstrom notwendig. Da zwischen den Halbwellengleichstrompulsen noch Pausen sind, ist es zweckmäßig, z. B. die Frequenz von 11 abgehenden Kanälen, also 352 kHz, zu wählen. Am Anfang bzw. Ende des Multiplexers wird also noch ein Blindabgriff vorgesehen. Wie aus der Fig. 31 hervorgeht, sind die übrigen Schaltungen für die Fernleitung genau so wie bereits in der Fig. 30 beschrieben. Lediglich die Multiplexer und Demultiplexer Mu und DMu sind eingefügt.

In der Fig. 32 ist eine Teilnehmerschaltung im Prinzip gemäß der Erfindung dargestellt. Wie bisher üblich, wird durch Gleichstromschleifenschluß der Verbindungsaufbau eingeleitet. Über Sp erfolgt die Speisung und die Schleifenüberwachung. Die Wahl könnte durch Gleichstromimpulse, mit dem Mehrfrequenzverfahren oder aber auch mit dem Codierungswechselstrom erfolgen. Dies könnte z. B. durch eine vorbestimmte Zahl von großen und kleinen Amplituden des Codierwechselstromes geschehen. Eine solche wäre genau so sicher wie das MFV. Da nur eine Frequenz mit geringer Bandbreite für die Sprechverbindung erforderlich ist, werden mit Filter Fi die Frequenzen der nicht ausgenützten Bandbreite ausgesiebt, d h. für andere Zwecke vorgesehen. In der Fig. 32 mit ff bezeichnet. Den Rufstrom kann man über SK wie bisher an die Leitung schalten und dem Teilnehmer unter "Ruf" dem Teilnehmerapparat zuführen. Man kann den Ruf auch mit dem kommenden Codierwechselstrom codieren. Der gehende Codierwechselstrom wird über S 1, V, Ltg, ÜV gesendet und der kommende über ÜV, Ltg, VL, ÜE, E 2.

Die Methode dieser Duplexübertragung kann nicht nur als vorteilhafter Ersatz für die Echokompensation beim Teilnehmeranschluß, sondern auch im Fernverkehr, z. B. bei Richtfunkverbindungen, vorgesehen werden. In der Fig. 33 ist hierfür ein Prinzipbeispiel dargestellt. Bei diesem sind nur die Bausteine eingezeichnet, die zum Verständnis erforderlich sind. Der Sendewechselstrom wird hierbei zugleich als Codierwechselstrom vorgesehen. Vorteilhaft wird eine Vorstufenmodulation verwendet. Im Osz 1 wird die Sendefrequenz erzeugt. Im Analog/Digital- Wandler wird das Basissignal BS in einen Wechselstromdigitalcode entsprechend der Fig. 15a umgewandelt, d. h., dem im Osz erzeugten Sendewechselstrom werden kleine oder große Amplituden aufgeprägt. In der Fig. 24 ist eine derartige Methode dargestellt. Über Verstärker geht es dann zur Endstufe 1E und dann zur Antenne. Die Oberwellen und Geräusche können dabei in der Weise kompensiert werden, indem ein Zweigstromkreis gebildet wird, in dem ein Sperrfilter für die Nutzsignalfrequenz angeordnet wird und zusätzlich ein Phasenschieber für 180 Grad. Dieser Zweigstromkreis wird an den Endverstärker oder nach dem Endverstärker dem Hauptstromkreis wieder zugeführt. Auf diese Weise werden dann die Oberwellen und die Geräusche kompensiert. Auf der Empfangsseite werden die Nutzsignale über einen festen Abstimmkreis einem Verstärker V zugeführt und von dort einmal einem Digital/Analog-Wandler D 2/A 2. Das Analogsignal wird dann über eine Vermittlung weitergeleitet. Vom Verstärker aus erfolgt noch eine Abzweigung, in der ein Phasenschieber von 90 Grad und ein Begrenzer angeordnet ist, zum Oszillator Osz 2 der Gegenrichtung. Bei den kleinen Richtfunkabständen ist die Laufzeit vernachlässigbar, so daß der Sendewechselstrom von S 2 gegenüber S 1 um 90 Grad phasenverschoben ist. Der Sendewechselstrom Osz 2 wird im Analog-Digital-Wandler A 3/D 3 amplitudencodiert und über Verstärkerstufen dem Endverstärker zugeführt und von diesem zur Antenne. Auf der Empfangsseite E 1 wird über einen Abstimmkreis und Verstärker V der Codierwechselstrom auf dieselbe Weise wie beim Empfänger E 2 weiter verarbeitet, jedoch ohne Abzweigung zum Oszillator Osz 1.

Eine verschiedene Polarisation für die beiden Senderichtungen ist nicht erforderlich. Die Fresnel-Zone muß beachtet werden. Unter Umständen kann man je Polarisationsebene einen Duplexbetrieb durchführen.

Ein Phasenschieber nach dem Prinzip der Fig. 7 ist in der Fig. 34 dargestellt. In dieser ist zugleich ein Ausgleich für kleine Frequenzschwankungen vorgesehen. Für diesen Zweck wird ein Zählglied Z vorgesehen mit 1000 Ausgängen. Während einer Halbwelle des Sendewechselstromes durchläuft das Zählglied diese 1000 Ausgänge. Die Steuerimpulse Js werden in einem nicht eingezeichneten Oszillator erzeugt. Bei 90 Grad Phasenverschiebung trifft auf eine Halbwelle eine Phasenverschiebung von 45 Grad, das entspricht 250 Ausgängen. Die vom Verstärker V kommenden Sendewechselstromhalbwellen werden einem Begrenzer zugeführt, so daß am Ausgang desselben Rechteckimpulse Jp und Jn entstehen. Diese Impulse werden dem Steuerglied St zugeschaltet. An dieses werden noch die Steuerimpulse Js und das Beginnkennzeichen Be gelegt. Das Steuerglied ist so geschaltet, daß immer nur ganze Jp- bzw. Jn-Impulse beim Zählglied wirksam werden. Hat während eines Impulses Jp das Zählglied den Ausgang 1000 erreicht, so kommt das Gatter G 11 in Arbeitsstellung. Am Gatter G 12 ist ein Jn-Impuls und nach dem Ende des Jp-Impulses durch die Verzögerung des monostabilen Gliedes mG 4 kurzzeitig noch Potential angeschaltet. G 12 wird wirksam und legt an den einen Eingang von G 13 Potential, am anderen Eingang von G 13 wurde bereits l-Potential von G 11 aus angelegt. Am Ausgang von G 13 erfolgt nun ein Potentialwechsel, der G 16 am Ausgang umpolt. Dies hat zur Folge, daß G 17 für das Zählglied ein Rückschaltepotential erzeugt. Auch an die Gatter G 8, G 9 und G 10 wird solches Potential gelegt, daß sie in Zusammenwirken mit den belegten Ausgängen 1000, 999, 1001 eines der monostabilen Glieder mG 1, mG 2 oder mG 3 steuern. Da der Jp-Impuls das Zählglied bis 1000 gesteuert hat, wurde nun das Gatter G 9 und mG 2 wirksam. Wird nun mit dem nächsten Jn-Impuls das Zählglied auf den Ausgang 250 gesteuert, so wird das Gatter G 6 wirksam, das das elektronische Relais ER steuert, das entsprechend der Fig. 7 einen Rechteckimpuls erzeugt, der im Tiefpaß zu einer Halbwelle geformt wird. Für den Jn-Impuls sind für die Ausgangsmarkierung die Gatter G 15, G 14 und das monostabile Glied mG 5 angeordnet. Das monostabile Glied mG 2 hält sich z. B. bis zum Ausgang 260. G 6 geht dann wieder in die Ausgangsstellung. Das elektronische Relais bleibt bis zur nächsten Markierung des Ausganges 250 in dieser Stellung. Wird durch eine Frequenzschwankung nur der Ausgang 999 erreicht, so wird an Stelle von G 9 das Gatter G 8 markiert und mG 1 und G 5 beim Erreichen des Ausganges 249 zur Wirkung gebracht. Wird der Ausgang 1001 erreicht, so wird G 10 und mG 3 zur Wirkung gebracht und beim Erreichen des Ausganges 251′ das Gatter G 7. Solche Frequenzschwankungen werden also auch an den 90 Grad phasenverschobenen Wechselstrom weitergegeben. In der Fig. 34a ist das Steuerglied im einzelnen dargestellt. Die Impulse Jn und auch das Beginnzeichen sind an das Gatter G 3 geschaltet. Sind beide vorhanden, wird G 3 wirksam und bringt das bistabile Glied bG in die Arbeitslage, das nun an das Gatter G 1 Arbeitspotential legt. Erst jetzt kann der Jp-Impuls zur Wirkung kommen. Die Steuerimpulse Js gelangen nun über das Gatter G 2, das lediglich ein Potentialumkehrgatter ist, an das Zählglied. Die weiteren Vorgänge am Zählglied sind bereits beschrieben.

In der Fig. 34 kann die negative Halbwelle entweder durch den Jn-Impuls erzeugt werden oder es wird der Durchlauf der positiven Halbwelle wiederholt, wobei die jeweils markierten Ausgänge gespeichert werden.

In der Fig. 34 können an Stelle der monostabilen Glieder mG 1, mG 2 und mG 3 auch bistabile Glieder vorgesehen werden. Die Rückstellung derselben muß dann mit Hilfe eines Ausganges des Zählgliedes Z erfolgen, z. B. der Ausgang 260 wird an die Rückstellung geschaltet.

Die Fig. 18 stellt auch eine quaternäre Codierung dar. Mit der negativen Halbwelle der Periode kann man nochmals dieselbe Codierung vornehmen, so daß man mit der Periode 2 hoch 4 Möglichkeiten hat. Wird noch ein Wechselstrom auf dieselbe Art moduliert und um 90 Grad phasenverschoben und addiert und als ein Codierwechselstrom übertragen, so kann man mit einer Periode 2 hoch 8 Kombinationen herstellen. Das dabei anfallende Frequenzband ist sehr schmal. Man kann auch zusätzlich eine Phasencodierung vornehmen, so daß man weitere Kombinationen erhält. In der Fig. 37 sind 3 Perioden mit verschiedenen Phasenlagen dargestellt. Jeder Phasensprung bedeutet auch eine Frequenzänderung, wie bereits bei der Erläuterung der Fig. 7 dargelegt. Die Periode mit der Frequenz f ist die normale Phase. f 1 ist um ca. 36 Grad voreilend und hat daher eine Frequenz von 1,1 MHz. f 2 ist um ca. 36 Grad nacheilend mit der Frequenz von 0,9 MHz. Wie aus der Fig. 18 hervorgeht, ist der Summenwechselstrom I(K 1, K 2) von den Vektorenwechselströmen k 1(u) und K 2(v) 45 Grad vor- und nacheilend entfernt. Wie aus der Fig. 14 hervorgeht, haben die Vektorwechselströme die Amplitudenwerte UA und VA, wenn einer den Wert Null aufweist. Dies wird bei der Auswertung in der Empfangsstelle ausgenützt. Schaltungen hierfür gibt es bei der herkömmlichen QAM. Bei der Erfindung ist in der Fig. 13 ein anderes Beispiel dargestellt. Der ankommende Summenwechselstrom wird, wie in der Fig. 8 gezeigt, einem Begrenzer zugeführt, so daß dadurch hs- und ls-Impulse entstehen. Aus diesen Impulsen kann man die Periodendauer ermitteln und auch die Phasenlage. Da bekannt ist, daß die Vektorwechselströme um 45 Grad vor- und nacheilend vom Summenwechselstrom entfernt sind, kann man in diesen Stellungen Probeentnahmen entnehmen. Die Ausgänge u und v stellen eine Phasenverschiebung von 45 Grad dar. In diesen Ausgängen sind z. B. elektronische Relais ER 1 und ER 2, die dann die Probeentnahme vornehmen. In der Fig. 37, Periode f, sind solche Probeentnahmen eingezeichnet [K 1(u), K 2(v)].

Wie in der Fig. 23 dargestellt, gibt es im Beispiel der Fig. 18 4 Kombinationsmöglichkeiten. Man kann nun eine Auswertung auch in der Weise vornehmen, indem man die 4 Kombinationswechselströme in 4 Stromkreisen, d. h. deren Vektorwechselströme um 180 Grad phasenverschoben, je Kombination zusammenschaltet. In der Fig. 35 ist die Kombination 1/1 (Fig. 23) dargestellt. Der Summenwechselstrom I(K 1, K 2) setzt sich zusammen aus den beiden Vektorwechselströmen k 1(u) und k 2(v). Bei der Auswertung dieser Kombination werden die beiden Vektorwechselströme um 180 Grad phasenverschoben mit dem Summenwechselstrom I(K 1, K 2) zusammengeschaltet. Die um 180 Grad phasenverschobenen Vektorwechselströme sind in der Fig. 35b dargestellt. In der Fig. 36 ist ein Beispiel dargestellt, bei dem der Vektorwechselstrom K 1(u) die größte Amplitude aufweist, während der Vektorwechselstrom K 2(v) nur die Hälfte der Amplitude von K 1(u) aufweist. In der Fig. 36b sind nun die beiden Vektorwechselströme um 180 Grad phasenverschoben. Enthält der Summenwechselstrom von Fig. 36a diese Kombination, so werden sich die Wechselströme aufheben. In der Fig. 41 ist eine Übersicht einer solchen Auswertung, und zwar für die Kombinationen der Fig. 23, 0/0, 1/1, 1/0, 0/1. An den Addierer Ad der Kombination 0/0 wird einmal der Summenwechselstrom vom Übertragungsweg und einmal der Wechselstrom u 0/v 0 (Fig. 18), auch in der Fig. 24 eingezeichnet. An u 0/v 0 wird also immer der Wechselstrom derselben Amplitude angeschaltet. An den Punkt 1/1 würde außer dem Summenwechselstrom der Kompensationswechselstrom I dauernd angeschaltet, am Punkt 1/0 der Wechselstrom (II) der Fig. 24 und am Punkt 0/1 der Wechselstrom (III) der Fig. 24. Stimmt die Kombination mit dem jeweiligen Summen- und Vektorenwechselstrom überein, so heben sich dieselben auf, da für diesen Zweck die Wechselströme der Fig. 24 noch um 180 Grad phasenverschoben werden. Nach jeder Periode werden über die Schalter es 1, . . . die Punkte an den jeweiligen Kondensator C geschaltet, und zwar kurzzeitig. Nach dieser Anschaltung wird über es 2 der Kondensator an die Auswerteeinrichtung AW geschaltet. In dieser muß nur festgestellt werden, ob Potential oder kein Potential vorhanden ist. Liegt an C kein Potential, so ist die Kombination 0/0 ausgewertet. Nach diesem Vorgang wird der Kondensator C über eine andere Stellung des elektronischen Schalters es vollkommen entladen. Da sich bei der Fig. 37 bei verschiedenen Halbperiodendauern, die vorher bei der Auswertung nicht bekannt sind, kann man alle vorkommenden Probeentnahmen vornehmen und nach der Messung der Halbperiodendauer nur die verwerten, die für die jeweilige Halbperiodendauer vorgesehen sind.

In der Fig. 39 werden 4 Sprachkanäle bipolar zeitmultiplex abgegriffen und zu einem Codierwechselstrom entsprechend dem Prinzip der Fig. 16 vereinigt. Der Codierwechselstrom beträgt dann 4×8 kHz=32 kHz. Über den Addierer Ad wird ein weiterer Codierwechselstrom von 32 kHz, jedoch um 90 Grad phasenverschoben, hinzugefügt. Dasselbe erfolgt nochmals mit weiteren 2 Codierwechselströmen, die die Phase wie in Fig. 15d,e von 90 und 180 Grad aufweisen. Beide Summencodierwechselströme können nun wieder addiert werden und mit einem einzigen Codierwechselstrom derselben Frequenz übertragen werden, analog der Fig. 17. Ein unipolarer Abgriff der Kanäle entsprechend der Fig. 16a ist günstiger, weil dann der kleinste zu übertragende Wert über den Störpegel gelegt werden kann. In Fig. 40 ist eine bekannte Schaltung zur Erzeugung von unipolarer PAM dargestellt. An S wird das Signal und an P die Abgriffspulse gelegt. Am Ausgang PAM können dann die unipolaren Probeentnahmen abgegriffen werden. Fig. 39 ist eine weitere Schaltung der Anwendung der Erfindung.

In der Fig. 18 sind punktiert noch die Vektoren eingezeichnet, deren Größe bei der Auswertung in manchen Fällen berücksichtigt werden müssen. Erfolgt eine Auswertung nach dem Prinzip der Fig. 35 und 36 und wurde nach dem Prinzip der Fig. 24 gesendet, muß natürlich eine Anordnung nach der Fig. 24 auch auf der Empfangsseite vorgesehen werden.

Außer der Datenübertragung läßt sich die Erfindung auch vorteilhaft bei der analogen und digitalen Sprachübertragung und bei der Übertragung der Fernsehsignale, also der Luminanz-, Chrominanz-, Ton- und Steuersignale, einsetzen. Werden die Kennzustände, wie in der Fig. 18 dargestellt, nur bei 45 Grad angeordnet, so kann man, wie aus der Fig. 24 hervorgeht, auf der Sendeseite einfach codieren. In einer Halbwelle kann man dann 2 bit und in der negativen Halbwelle ebenfalls 2 bit, wie in der Fig. 42a gezeigt. Wird dasselbe mit einem 2. Codierwechselstrom gemacht, der jedoch um 90 Grad phasenverschoben sein muß, und werden diese beiden Codierwechselströme addiert, so kann man mit einer Periode des Summenwechselstromes 8 bit unterbringen. Mit 8 kHz läßt sich also dann die Sprache pulscodemoduliert übertragen. Wird beim Fernsehsignal das Luminanzsignal jeder Abtastprobe ebenfalls mit 8 bit codiert, so genügt ebenfalls je Probe bzw. Abgriff eine Periode eines Summenwechselstromes, d. h., man kann mit derselben Frequenz wie die Analogsignale die PCM-Signale übertragen. Bei der heutigen Übertragung der Bildsignale BE ist keine Synchronisierung mit dem Kameraabgriff vorhanden. Würde man nach Bildpunkten den PAM-Abgriff vornehmen, wären bei 833 Bildpunkten je Zeile ca. 13 Millionen Bildpunkte je Sekunde erforderlich. Bei digitaler Übertragung wäre dann eine Frequenz von 13 MHz notwendig. Für diese 833 Bildpunkte sind 52 µs, wie auch aus der Fig. 43 hervorgeht, erforderlich. Würde man das Austastsignal mit derselben Abgriffsfrequenz codieren, wären je Zeile 1025 Abgriffe erforderlich, d. h., daß ca. 16 MHz für die PCM-Übertragung notwendig wären. Der Träger kann dann so gewählt werden, daß das obere oder untere Seitenband in die vorbestimmte Lage im jeweiligen Kanal fällt. Es hängt natürlich von den Preisen der Analog/Digital-Wandler ab, ob man die 16 MHz als Codierwechselstrom beibehält oder ob man eine Aufteilung in 2×8, 4×4 oder 8×2 MHz vornimmt und ob man die PAM-Signale zeitmultiplex abgreift und dann in PCM-Signale überführt oder ob man die PCM-Signale zeitmultiplex in 2, 4 oder 8 Kanälen verteilt. Dies ist lediglich eine Frage der Wirtschaftlichkeit. Damit sich die Codierwechselströme gleicher Frequenz nicht gegenseitig stören, kann man sie einem Träger aufmodulieren und jeweils den Träger und eine Seitenfrequenz herausfiltern. Bei 4×4 MHz kann man z. B. die Träger 16, 17, 18 und 19 MHz vorsehen. 2 Beispiele für die Verkleinerung von digitalen und analogen Signalen, bei denen die Halbwellen als Codeelemente verwendet werden, sind aus den Fig. 15 und 16 ersichtlich. Zusätzlich könnte man dann noch die Farb-, Ton- und Steuersignale, soweit sie nicht in der Austastlücke untergebracht werden können, mit einem oder 2 4-MHz- Kanälen codieren und einem Träger mit 20 und 21 MHz unterbringen. Daß eine Codierung mit den Amplituden der Halbwellen eines sinusförmigen Wechselstromes schmalbandig wird, geht aus der Fig. 47 hervor. In dieser sind die Amplitudenspektren bei cos- und rechteckigen Pulsen bei verschiedenen Tastverhältnissen dargestellt. Aus der Fig. 47a ist ersichtlich, wenn die cos-Pulse in einer ununterbrochenen Folge gesendet werden, daß dann keine Oberwellen entstehen. In Fig. 47b werden Rechteckimpulse mit gleicher Periodendauer vorgesehen, hier entstehen Oberwellen. Dasselbe gilt auch für die Fig. 47c und 47d. Nur wenn eine ununterbrochene Folge von cos-förmigen Pulsen gesendet wird, entstehen keine Oberwellen. Will man bei der Übertragung über Leitungen Gleichstromfreiheit haben, so muß man als Codeelement die Periode vorsehen.

Nachstehend werden nun einige Beispiele für die Anwendung der Erfindung, und zwar zuerst mit analoger Codierung, erläutert. Die beiden getrennten Stereokanäle der Fig. 38, die ggf. schon zeitmultiplex entsprechend der Fig. 39 zusammengefaßt sein können, werden pulsamplitudenmoduliert - eine bekannte Schaltung ist in Fig. 40 dargestellt -, und zwar werden die Pulse eines Stereokanals umgepolt. Die Pulse werden in der Folge zu Treppensignalen, z. B. mittels Kondensatorspeicherung mit bestimmter Zeitkonstante und dann mit einem vereinfachten Tiefpaßfilter mit geringer Flankensteilheit zugeführt. Es entsteht dann ein sinusförmiger Wechselstrom. Im Beispiel sind dann die Abgriffe des B-Stereosignals die positiven Halbwellen und die des A-Signals die negativen Halbwellen. Um möglichst viel über einen Kanal übertragen zu können, wird das Prinzip der Fig. 15 angewendet. Die Abgriffsfrequenz der Fig. 38 hat die Phasenlage 0 entsprechend der Fig. 15b. Weitere Anordnungen nach der Fig. 38 werden mit einer Abgriffsfrequenz gleicher Frequenz, jedoch um 90 Grad phasenverschoben, und 2 weitere Anordnungen mit einer Phasenlage von 90 Grad und 180 Grad, wie in der Fig. 15 eingezeichnet. Zwei um 90 Grad phasenverschobene Codierwechselströme werden dann addiert. Die beiden Summenwechselströme haben dann eine Phasenlage von 45 Grad und 135 Grad, diese sind also ebenfalls wieder gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben. Diese beiden Summenwechselströme können dann nochmal addiert werden, so daß man mit einem Codierwechselstrom 4mal eine Anordnung nach der Fig. 38 übertragen kann. Manchmal kann die Frequenz des Codierwechselstromes, z. B. die bei der Fig. 38 notwendigen, zu hoch sein. Dann kann man entsprechend der Fig. 15 verfahren. Die Abtastfrequenz der Fig. 38 sei 40 kHz, dann kann man z. B. die Information in 4 Codierwechselströme mit je 10 kHz aufteilen. Die Probeentnahmeabgriffe müssen dann bei 0, 90, 180 und 270 Grad erfolgen. Die Abgriffsfrequenzen haben also gegeneinander solche Phasenverschiebungen, daß sie nicht zweimal summiert werden können. Zu diesem Zweck muß eine Zwischenspeicherung erfolgen. Man benötigt folgende Phasenverschiebungen: 90, 180, 180 und 270 Grad. Die Probeentnahmen von 0 Grad müssen dann um 90 Grad, die von 90 Grad ebenfalls um 90 Grad auf 180 Grad phasenverschoben werden. Man kann auch die 0-Grad-Phasenverschiebungen um 180 Grad phasenverschieben. Vorhanden sind dann 90, 180 und 270 Grad, phasenverschoben wird 0 Grad nach 180 Grad. In der Fig. 48 ist ein Prinzip dargestellt. Die Probeentnahmenabgriffe mit 0 Grad werden über 0/Ag einem Kondensator zugeführt und gespeichert. Mit 180 Grad Abgriffspulsen wird auch der Feldeffekttransistor gesteuert, der die Ladung am Kondensator C der letzten Probeentnahme kurzzeitig über Ag weitergibt. Ein weiterer Schalter, nicht eingezeichnet, bringt den Kondensator mit den 270 Grad Abgriffspulsen auf Nullpotential. Nun kann man immer 2 um 90 Grad phasenverschobene Codierwechselströme addieren und dann die beiden Additionswechselströme, die gegen einander ebenfalls um 90 Grad phasenverschoben sind, wieder addieren. Wie bereits bei der Erläuterung der Fig. 16a angeführt, wird man den größten Amplitudenwert so legen - in Fig. 16a P 6 -, daß die dazugehörige Halbwelle über dem Störpegel liegt, z. B. in Fig. 38 P 10, P 14, P 0.

In Fig. 46 wird das Bildsignal Y pulsamplitudenmoduliert. Die Fig. 44 zeigt, wie dieses und die Chrominanzsignale gewonnen werden. Die Kamera liefert die Rot-, Grün- und Blauwerte. Über die Y-Matrix Y-M und über den Transistor T werden das Y-Signal und die -Y-Werte gewonnen. Die Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y erhält man in den Stufen Su, in die einmal die Signale R bzw. B und -Y zugeführt werden. In der Fig. 46a sind die Bild- und Austastsignale (BSY) dargestellt. Fig. 46b zeigt die herkömmliche Übertragungsart mit Hilfe eines Trägers, die Nachteile einer solchen Übertragung und Auswertung sind bekannt. - In der Fig. 45 sind die Signale der Austastzeit genauer dargestellt. Vor allen Dingen ist beim NTSC- und PAL-System der Burst wichtig, da die Farbtonsignale durch die Phase codiert werden und der Burst die Bezugsphase liefert. Ein Burst ist bei den Codierungen der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich. Wie bereits beschrieben, wären, würde man die Abtastfrequenz der Kamera zugleich als Abtastfrequenz für die PAM-Signale vorsehen, bei Halbwellencodierung 8 MHz und bei Periodencodierung 16 MHz erforderlich, die Austastzeit inbegriffen. Die vom Taktgeber für die Kamera erzeugten Signale könnten dann zugleich mit als Abtastsignale bei der PAM verwendet werden. - 6 MHz oder 5 MHz wären sicher auch schon als Abtastfrequenz ausreichend. - In der Fig. 46c ist eine Halbwellencodierung vorgesehen. Man kann dabei ähnlich wie in der Fig. 38 beschrieben vorgehen. Auch die Austastsignale werden im Beispiel ebenfalls durch die Größe der Amplituden der Halbwellen codiert. In diesem Bereich kann man zusätzlich Steuersignale unterbringen. Die Farb-, Ton- und Steuersignale werden digital codiert. Bei den Farbwerten wird nicht der Summenvektor im Farbkreis durch die Vektoren u und v markiert, sondern jeder Farbcharakteristikwert für sich, also z. B. der Farbauszug, das Farbdifferenzsignal, die Farbsättigung. Ob diese Werte zu rot, blau und ggf. zu grün gehören, ergibt sich aus der Lage des Codes, im Beispiel der Fig. 49 ist die Phasenlage des Codes rot 45 Grad und blau 135 Grad Phasenverschiebung gegenüber dem Codierwechselstrom des Luminanzsignals L=0 Grad. - Wenn es zweckmäßig ist, kann man rot und blau auch seriell anordnen und codieren, so daß durch die serielle Lage die Farbe selbst codiert wäre. - Die Codierung der Farbwerte erfolgt durch die Amplituden der Halbwellen eines Wechselstromes, bei binärer Codierung wären die Kennzustände großer und kleiner Amplitudenwert. Im vorliegenden Beispiel soll eine Codierung nach dem Prinzip der Fig. 18 erfolgen, bei dem mit dem Summenwechselstrom 45 Grad eine solche erfolgt. Mit dem Vektor Summenwechselstrom kann man 2, 3, 4 oder noch mehrere Werte codieren. Im Beispiel der Fig. 49 werden die Werte I, (II), (III) und IV gewählt. Mit einer Halbwelle kann man also 2 bit, wie aus der Fig. 23 hervorgeht, codieren. Im Beispiel werden für 4 Probeentnahmen Luminanzsignal 1 Probeentnahme von rot und blau bereitgestellt. In diese Zeit der 4 L-Probeentnahmen können 8 bit für rot mit dem Codierwechselstrom von 45 Grad und 6 bit für blau und 2 bit für Ton- und Steuersignale mit dem 135-Grad-Codierwechselstrom untergebracht werden. Da die Auswertung des Codes von rot und blau erst nach den 4 Halbwellen erfolgen kann, der Farbwert jedoch den 4 Probeentnahmen von L zugehörig ist, müssen die 4 L-Probeentnahmen solange gespeichert werden, am zweckmäßigsten ist dies beim Sender vorzunehmen. Die beiden Wechselströme 45 Grad und 135 Grad sind voneinander um 90 Grad phasenverschoben, so daß sie addiert werden können. Der Additionswechselstrom liegt dann bei 90 Grad. Dieser Additionswechselstrom kann dann nochmals mit dem Codierwechselstrom L=0 Grad addiert werden, so daß alle Signale mit einem Wechselstrom übertragen werden können. Natürlich kann man die Farbwerte mit einem Wechselstrom anderer Frequenz, falls dies wirtschaftlicher ist, übertragen. Eine Frequenzverkleinerung z. B. des Luminanzsignals L kann man entsprechend der Fig. 16, wenn es zweckdienlich ist, vornehmen. Dasselbe gilt für die Farbsignale. Analog-Digital-Wandler sind um so preiswerter, je kleiner die Frequenz ist.

In der Fig. 50 ist eine Übersicht eines Fernsehsenders dargestellt, bei dem alle Signale digital codiert und übertragen werden. Die Fernsehkamera FK liefert die Rot-, Blau- und Grün- Signale. In der Y-Matrix wird das Y-Signal erzeugt, das mit einer Abtastfrequenz von 6 MHz zu PAM-Pulsen umgewandelt wird. In der Folge werden diese in einen PCM-Code umgewandelt. Es soll ein 4stufiger Code entsprechend der Fig. 24 vorgesehen werden. In einer Periode können dann 4 bit erzielt werden. Werden 8 bit verwendet, so ist es zweckmäßig, nicht die doppelte Frequenz für den Codierwechselstrom vorzusehen, sondern 2 Codierwechselströme mit je 6 MHz, wobei der eine um 90 Grad phasenverschoben wird, um später eine Addierung machen zu können. In der Fig. 51a,b sind diese Codierwechselströme dargestellt. Für die Codierung der Farb- und Tonsignale sind nur 4 MHz erforderlich. Für diese wird derselbe Code verwendet. Da eine Probeentnahme mit 8 bit codiert wird, ist bei den Codierwechselströmen je eine Periode notwendig (siehe auch Fig. 42). Für 3 Y-Probeentnahmen ist im Beispiel 1 Probeentnahme für die Farbtöne erforderlich. Da die Codierung digital erfolgt, kann erst am Ende des Codewortes der Wert festgestellt werden. Um das Luminanzsignal synchron mit den Farbsignalen an der Fernsehbildröhre zu erhalten, muß das codierte Y-Signal so lange gespeichert werden, bis die Farbtonsignale ausgewertet sind. Für diesen Zweck sind in der Fig. 50 Vz 1- und Vz 2-Speicher für die PCM-Signale. Diese PCM-Signale werden dann in Codierwechselströme mit gegenseitiger Phasenverschiebung von 90 Grad, wie aus der Fig. 51a, b ersichtlich ist, umgewandelt und im Addierer summiert. Die Farbsignale rot und blau werden mit einer Frequenz von 2 MHz abgegriffen, also pulsamplitudenmoduliert. Diese PAM-Pulse bzw. Probeentnahmen werden in 8-MHz-PCM-Pulse umgeformt und einem Wandler W 4 bzw. W 3 zugeführt, in dem dann ein Codierwechselstrom mit einer Frequenz von 4 MHz gebildet wird. Jede Halbwelle beinhaltet wieder 2 bit. Beim Blausignal wird der Ton T hinzugefügt. Wie aus der Fig. 51d hervorgeht, werden die 2 bit der letzten Halbwelle für Ton- und Steuersignale vorgesehen. Die beiden Farbcodierwechselströme sind ebenfalls gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben und werden im Addierer summiert. Beide Summenwechselströme, also Luminanz- und Farb-, Ton-Signale werden über einen Entkoppler E dem Sendemodulator M 0 zugeführt. Der Sendewechselstrom wird im Oszillator Osc erzeugt und geht über nicht eingezeichnete Verstärkerstufen, über den Modulator zur Endstufe und zur Antenne. Man kann auch, wie in der Fig. 52 dargestellt, die Codierung der Farbsignale ebenfalls mit 6 MHz vornehmen. Die überschüssigen bits können dann für andere Zwecke vorgesehen werden. Dann besteht die Möglichkeit, ohne trägerfrequente Zwischenstufe eine doppelte Summierung vorzunehmen. Die gegenseitigen Phasenverschiebungen sind 0, 90, 90, 180 Grad. Bei der 1. Addierung haben dann die Summenwechselströme Phasenverschiebungen von 45 und 135 Grad. Diese sind also wieder gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben, so daß eine nochmalige Summierung möglich ist.

Zur Fig. 50 sei noch erwähnt, daß während der Austastzeit an den PAM die Austastsignale AS geführt werden. Die Tonsignale codiert müssen kontinuierlich beim Empfänger unter Zwischenspeicherung in Töne umgesetzt werden.

Beim Fernsehen kann man alle Signale seriell ordnen und mehrere Kanäle gleichzeitig durch QAM oder Doppel-QAM übertragen.

Bei Fig. 18 bzw. 24 wird man die Kennzustände so legen, daß der kleinste wesentlich über dem Störpegel liegt. Zum größten hin können die Abstände verkleinert werden.

Die Speicherung der Fig. 48 geht genau so für digitale Werte.

Eine Verkleinerung von z. B. binärcodierten Wechselströmen mit den Halbwellen bzw. Perioden als Codeelemente ist bereits bekannt. Voraussetzung hierfür sind Phasenverschiebungen der Probeentnahmen. Die vorliegende Erfindung zeigt eine weitere Möglichkeit auf, die Frequenz insbesonders binärcodierter Information zu verkleinern. In der Fig. 53 ist ein Kanal K mit einem Binärcode 1, 0, 1, 1, . . . aufgezeichnet. Soll die Frequenz des Kanals verkleinert werden in 2 Kanäle mit der halben Frequenz, so müssen jeweils 2 seriell angeordnete Binärwerte des Kanals K parallel auf die Kanäle Kv 1 und Kv 2 verteilt werden, z. B. die 4 Werte 1, 0, 1, 1 des Kanals K der Wert 1 auf Kv 1, der Wert 0 auf Kv 2, der Wert 1 wieder auf Kv 1 und der weitere Wert 1 auf Kv 2. Einen Wert kann man dabei immer speichern oder man kann die Werte auch zeitlich versetzt übertragen. Bei der Auswertung muß dies berücksichtigt werden. Eine gleichzeitige Übertragung von 2 Kanälen wurde bereits schon in den Fig. 18 und 23 dargelegt. Wie aus der Fig. 23 ersichtlich ist, sind 4 Kombinationen möglich.

In der Fig. 10 sind 4 Codierwechselströme K 1-K 4 mit den Codeelementen Periode und den Kennzuständen großer und kleiner Amplitudenwert gleicher Frequenz dargestellt. Will man alle 4 auf der Basis der QAM übertragen, müssen diese folgende Phasen aufweisen: K 1=0 Grad, K 2=90 Grad, K 3=90 Grad und K 4=180 Grad. K 1/K 2 und K 3/K 4 werden zu einem Codierwechselstrom entsprechend der Fig. 9 zusammengefaßt und addiert. In der Fig. 56 ist hierfür das Vektordiagramm dargestellt. Man sieht, daß 16 Kombinationen möglich sind. Weiterhin ist hieraus ersichtlich, daß nur 4 Werte auf dem 45-Grad-Vektor liegen. Bei der Auswertung müssen für die anderen Werte noch die voreilende bzw. nacheilende Phasenverschiebung berücksichtigt werden. Die phasenverschobenen Wechselströme werden in einer Anordnung wie in der Fig. 8 dargestellt erzeugt und 2 Anordnungen nach der Fig. 9 zugeführt, wobei diese Wechselströme gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind.

Man kann auch einen Summenwechselstrom und einfachen Codierwechselstrom addieren, Voraussetzung ist eine 90-Grad-Phasenverschiebung gegeneinander. Dabei entstehen 8 Kombinationsmöglichkeiten.

Auch 4 und 3 Kanäle können codiermultiplex, wie in der Fig. 53 dargestellt, übertragen werden. Einmal sind 16 Kombinationen und einmal 8 Kombinationen notwendig. Man kann hierfür auch bekannte Codierungen vorsehen, wie z. B. die 16 PSK, die 16 QAM, die 8 PSK. Zur Codierung ist hier jeweils eine Periode erforderlich, wenn Phasenverschiebungen gemäß der vorliegenden Erfindung vorgesehen werden. An Stelle der doch eng zusammenliegenden Kennzustände bei der doppelten QAM nach Fig. 56 kann man auch eine beliebige Codierung vornehmen. In Fig. 58 wird die Codierung durch 30 Grad Phasenunterschiede und durch 3 und 4 Amplitudenstufen vorgenommen. Falls man noch größere Sicherheit haben will, kann man die 4 Amplitudenstufen BPh noch aufteilen. Auf der Nullinie können noch Stufen untergebracht werden. Man kann also jede Halbwelle für eine solche Codierung vorsehen. Will man jedoch eine Übertragung über drahtgebundene Übertragungswege vornehmen, ist es zweckmäßig, die negative Halbwelle mit derselben Codierung zu übertragen, damit man eine Gleichstromfreiheit hat. Mit derselben Methode kann man auch eine Verkleinerung vornehmen. In Fig. 53 soll der Kanal nur mit der viertelchen Frequenz übertragen werden. Jeweils 4 seriell angeordnete Binärelemente 1 und 0 werden parallel, wie in der Fig. 53a,b vorgesehen, angeordnet. Die Werte 1, 0, 1, 1 des Kanals K werden dann parallel aufgeteilt auf den Kanal Kv 1 "1", Kanal Kv 2 "0", Kanal Kv 3 "1" und Kanal Kv 4 "1". Im Codierer wird dann für die jeweilige Kombination der vorbestimmte Codierpunkt ermittelt und auf die Phase und Amplitude des Codierwechselstromes übertragen. Die Phase wird in der Fig. 7 festgelegt, ggf. kann man mit dieser auch gleich die Amplitude codieren, und in der Fig. 24 kann man dann die erforderlichen Amplituden codieren. In der Fig. 57 ist die Übersicht hierfür dargestellt. Im Codierer Cod erfolgt die Festlegung des Codierpunktes aufgrund der Viererkombination. Der Phasencodierer erzeugt die Halbwellen bzw. Perioden mit entsprechender Phase, und der Amplitudencodierer erzeugt die dazugehörigen Amplituden. Ein Phasencodierer kann analog der Fig. 7 und ein Amplitudencodierer analog der Fig. 24 aussehen.

Ein Phasensprung bedeutet immer eine Änderung der Periodendauer. Diese Änderung, also Frequenzänderung, kann bei keiner weiteren Phasenänderung beibehalten werden oder man kann bei der nächsten Periode bzw. Halbperiode wieder auf die ursprüngliche Frequenz umschalten. Da im letzteren Fall der Wechselstrom eine andere Phase aufweist, ist bei der Auswertung eine Bezugsphase erforderlich. Wie aus der Fig. 4 hervorgeht, kann mit Hilfe der Schaltung der Fig. 7 jede beliebige Phase beibehalten, d. h. die Frequenz beibehalten werden, die bei der Phasenänderung entstanden ist. Die Phasenänderungen werden immer im vorliegenden Fall beim Nulldurchgang vorgenommen. In der Fig. 58 kann man eine Bezugsphase BPh vorsehen, von der aus vor- und nacheilend 2×30 Grad eine Phasenverschiebung vorgenommen wird. In der Fig. 59 ist eine Erzeugung der Phasensprünge der Fig. 58 nach dem Prinzip der Fig. 7 dargestellt. Der Winkel von 360 Grad wird durch 3600 Pulse gekennzeichnet. Liegt nur eine Amplitudenänderung mit der Bezugsphase vor, so wird das Zählglied immer von 0 bis 360 Grad durchgeschaltet. Die Steuerung erfolgt dabei über den Codierer Cod, der bereits in der Fig. 7 beschrieben wurde. Die Amplitudenänderung erfolgt dabei wie in der Fig. 7 oder wie in der Fig. 9 dargestellt. Soll der Phasensprung Ph 1 in Fig. 58 erfolgen, so muß, wenn eine Gleichstromfreiheit erforderlich ist, jede Halbperiode bis zum Ausgang 195 geschaltet werden. Eine Bezugsphase ist bei der Auswertung nicht notwendig, weil, solange keine weitere Phasenänderung erfolgt, durch die Periodendauer ja die eindeutige Phase festgelegt ist. Liegt die Codierung auf dem Vektor Ph 3, so ist die Periodendauer 330 Grad, d. h. beim Ausgang 165 erfolgt immer eine Umschaltung. Die Phasenverschiebung ist hierbei immer auf die Periodendauer bezogen. Würde z. B. im letzten Fall die Phasenverschiebung auf die Halbperiode bezogen, so müßte jeweils eine Rückschaltung beim Ausgang 150 erfolgen. Andere Methoden der Erzeugung von Phasensprüngen können genau so verwendet werden.Die Auswertung der Phasensprünge erfolgt in bekannter Weise durch Abmessung der Periodendauern mittels einer überhöhten Steuergeschwindigkeit von Zählgliedern, z. B. in der europäischen Patentanmeldung 86 104 693.6 offenbart. Bei der Auswertung der Fig. 56 ist eine Bezugsphase erforderlich. Die Amplitudenpunkte 1 bis 4 sind unmittelbar auf der Bezugsphasenlage, während die anderen 12 Codierpunkte voreilend und nacheilend zur Bezugsphase angeordnet sind. Es wird angenommen, die Signale sind die eines Fernsehsystems. In der Austastzeit wird dann die Bezugsphase ermittelt und zugleich Steuersignale übertragen. Dabei werden nur die Amplitudenwerte auf der Bezugsphase verwendet. Vom Übertragungsweg ÜW werden die Signale dem Eingangssatz EST zugeführt (Fig. 54). Einmal gehen sie dann zu einem Begrenzer 8 und einmal zu einer Codeauswertung CA. Im Begrenzer werden die positiven und negativen Halbwellen zu Jp- und Jn-Impulsen umgewandelt. In der Vergleichseinrichtung VE wird nun die Phase der von dem Übertragungsweg kommenden Impulse mit einem Bezugsphasenimpuls JBn verglichen. In der Fig. 55 sind die vor-nacheilenden und der Bezugsphasenimpuls Jv, Jn, JB dargestellt, die mit dem aus einer Codierung ermittelten Bezugsphasenimpuls JBn verglichen werden. Die 3 möglichen Phasenwerte vor-nacheilend oder Bezugsphase werden jeweils zur Codeauswertung gegeben. In dieser werden die Amplitudenwerte ermittelt,und in Verbindung mit der vor-nacheilenden oder Bezugsphase werden dann die Codierungspunkte ermittelt und über S zur weiteren Verwertung weitergesendet. Die Codierung der Bezugsphase in der Austastzeit kann z. B. so aussehen, daß man 4mal den Punkt 2 und 4mal den Punkt 4 auf der Bezugsphase sendet. Die Auswertung derselben erfolgt in der Bezugsphasenauswertung BA. Von dieser wird dann ein Bezugsphasenimpuls JBn zur Vergleichseinrichtung gegeben.In der Fig. 53c wird der Codierwechselstrom Kw in 2 Codierwechselströme halber Frequenz Kw 1, Kw 2 reduziert.In der Fig. 60 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt. Die 6 Kanäle K 1 bis K 6 sollen codemultiplex nur über einen Kanal bzw. Weg übertragen werden. Die z. B. binärcodierte Information dieser 6 Kanäle wird zuerst im Speicher Sp gespeichert. In der Fig. 62 sind z. B. die Schritte der Binärzeichen dargestellt, und zwar bereits synchronisiert. Zu codieren sind also jeweils 6 parallel angeordnete Schritte bzw. Impulse S 1, 2, 3, . . . Die Schritte von S 1 sind 1-1-0-1-0-1. Für die Codierung dieser 64 Kombinationen sind 6 bit erforderlich. Im Beispiel werden diese mit den Amplituden der Halbwellen eines Wechselstromes mit den Kennzuständen großer und kleiner Amplitudenwert und mit einem voreilenden und einem nacheilenden Phasensprung von 36 Grad codiert, wie in der Fig. 61 gezeigt ist. Vom Speicher Sp der Fig. 60 werden die Binärwerte dem Codierer Cod zugeführt und in diesem in einen entsprechenden Code umgewandelt. Im Decodierer der Empfangsseite werden entsprechend dem Code den 6 Kanälen die entsprechenden Schritte wieder zugeordnet.In der Fig. 63 ist eine weitere Anwendung der Erfindung für die Codierung und Übertragung der Signale beim Farbfernsehen dargestellt. Das Luminanzsignal wird mit 6 MHz abgegriffen. Dieses Prinzip ist bereits schon in der Offenlegungsschrift P 32 23 312 offenbart. Die Farben rot und blau sollen je mit 1,2 MHz abgegriffen werden, d. h. auf 5 Luminanzabgriffe trifft je ein Rot- und Blauabgriff. Die Luminanzabgriffe sind mit I, II, III, IV, V bezeichnet. Diese Probeentnahmen werden mit 8 bit codiert, im Beispiel binärcodiert. Mit dem Abgriff III müssen dann auch die Abgriffe für rot und blau erfolgen. Die Probeentnahmen von rot und blau werden im Beispiel mit 6 bit binärcodiert. Während der Übertragung der 5 Luminanzprobeentnahmen wird auch gleichzeitig der Code für die Farbprobeentnahmen rot und blau gesendet. Mit dem Abgriff von rot und blau könnte man mit der Übertragung der Farbe und mit der Probeentnahme I des Luminanzsignals beginnen. Man kann auch alle 5 Luminanzprobeentnahmen speichern und erst nach der 5. Probeentnahme mit der Übertragung aller Fernsehsignale beginnen. In der Fig. 63a sind die binären Codes aller zu übertragenden Signale aufgezeichnet. Die 8 bit 1-8 der Luminanzprobeentnahmen sind jeweils parallel angeordnet. Seriell sind dann unter 9, 10 digitale Ton- und sonstige Signale T+So, die 6 bit des Rotsignals und nochmals die Ton- und sonstigen Signale und unter 11, 12 wieder die Ton- und sonstigen Signale und die 6 bit des Blausignals angeordnet. Zweckmäßig ist es, wenn man die Luminanzproben I bis V beim Sender noch speichert und die Farbcodes für rot und blau mit den vorhergehenden Luminanzproben sendet, so daß dann beim Empfänger sich eine Speicherung der 5 Luminanzproben erübrigt. Es müssen dann lediglich die Rot- und Blauproben gespeichert werden. Die Ton- und sonstigen Signale müssen ebenfalls gespeichert werden und dann zeitgleich mit dem Bild dem Lautsprecher zugeführt werden. Diese Signale könne natürlich auch in die Austastzeit gelegt werden. Im Beispiel sind also 12 bit für die Übertragung einer Luminanzprobe für die Ton- und sonstigen Signalproben und für die Farbprobeentnahmen erforderlich. In der Fig. 63b ist ein Beispiel für die Codierung dieser 12 bit dargestellt. 2 Perioden eines Wechselstromes werden hierfür vorgesehen. Der Binärcode besteht dabei aus Codeelementen der Halbwellen mit den Kennzuständen großer und kleiner Amplitudenwert. Zusätzlich wird noch eine voreilende und nacheilende Phasenverschiebung von 36 Grad vorgesehen, so daß man damit 12 bit erhält.In der Fig. 64 ist eine Übersicht eines solchen Fernsehsenders dargestellt. Das Steuerorgan StO steuert die Fernsehkamera FK, liefert auch die übrigen Steuersignale wie Austast- und Synchronisiersignale A+S. Die Rot-, Grün- und Blausignale werden einmal der Y-Matrix YM und rot und blau zugleich der Farbartaufbereitung FA zugeführt. Zugleich ist ein Konzentrator K vorgesehen, der das Luminanzsignal Y, die Farbsignale r+bl und die Ton- und sonstigen Signale abgreift. Beim Abgriff 3 wird über die Verbindung 3 a ein Kriterium zur Farbartaufbereitung gegeben. In dieser wird ein Abgriff vom Rot- und Blausignal vorgenommen, und beide Werte werden in den Kondensatoren C 1 und C 2 gespeichert. Der FA wird noch von der Y-Matrix ein Y-Wert, der beim 3. Abgriff vorhanden ist, zugeführt, so daß man am Abgriff 6 a und 6 b die Farbdifferenzsignale r-y und b-y erhält. - Man kann auch nur die Farbauszugssignale abgreifen. - Über den Baustein TSo werden die Ton- und sonstigen Signale analog über 6 c und 6 d dem Konzentrator zugeführt. Vom Konzentrator aus werden alle Werte einem Speicher Sp zugeführt. Vom Speicher aus werden die Signale zeitgerecht, z. B. wie in Fig. 63a beschrieben, einem Analog/Digital-Wandler zugeführt. In diesem erfolgt eine Codierung entsprechend der Fig. 63b. Während der Austastzeit erfolgt eine Umschaltung auf den Konzentrator K 1 über U. Als Austastkriterium kann man z. B. einigemale 12mal entsprechend 12 bit Nullen senden. Auch können in der Austastzeit noch sonstige Signale So gesendet werden. Auch den Beginn einer Zeile kann man durch einen Nullcode markieren. Während der Zeile ist durch die Folge und die Zahl der Halbwellen eine Synchronisierung vorgegeben. Bei dem vorliegenden Code ist eine Frequenz von 12 MHz erforderlich. Will man nur einen Amplitudencode verwenden, sind 2 Wechselströme mit je 18 MHz erforderlich, die man dann um 90 Grad phasenverschieben könnte und addiert übertragen könnte. Es ist lediglich eine Frage der Wirtschaftlichkeit und Sicherheit, welche Methode hier verwendet wird. Der vor- oder nacheilende Phasensprung wird im Beispiel durch die Periodendauer festgelegt. Es ist also dann keine Bezugsphase erforderlich. Natürlich können zur Verringerung der Frequenz mehrstufige Amplitudencodes oder/und Phasencodes verwendet werden. An den Eingang Ton T kann man z. B. das PAM-Signal anlegen, das dann innerhalb der 8-kHz-Zeit öfters abgegriffen wird. Es gibt hier zahlreiche Möglichkeiten, den Abgriff 6 c/6 d auszunützen. In der Fig. 65 ist eine Teilübersicht eines Fernsehempfängers dargestellt. Über die HF-Oszillator- und -Mischstufe und den Verstärker V werden die Signale dem Demodulator DM zugeführt. In diesem werden z. B. die Signale, wie sie in der Fig. 63b dargestellt sind, wiedergewonnen und dem Decodierer DC zugeführt. Die Farbsignale werden in der Folge der Matrix Ma weitergegeben. An diese wird auch das Y-Signal geschaltet. Am Ausgang der Matrix erhält man dann z. B. die Farbdifferenzsignale R-Y, G-Y und B-Y, die wie UY an die Fernsehröhre geführt werden. Der Decoder DC liefert dann noch die Austast- und Synchronisiersignale AS, die Ton- und sonstigen Signale.In der Fig. 66 ist ein Beispiel dargestellt, bei dem der Code für den Codemultiplex aus mehreren Wechselströmen gewonnen wird. Es stellt einen Binärcode dar, bei dem die Halbwellen der Wechselströme als Codeelemente dienen und bei dem ein großer und ein kleiner Amplitudenwert die Kennzustände bilden. Die zu übertragenden Kennzeichen bestehen aus Rechteckimpulsen der Frequenz 1000 Hz, wie in der Fig. 66a dargestellt ist. Es sollen 20 Kanäle codemultiplex übertragen werden. Hierfür werden die Halbwellen der Wechselströme 1000, 1500, 2000, 2500 und 3000 Hz vorgesehen. Jedem Kanal kann man natürlich zeitmultiplex mehrere Kanäle niedrigerer Bitfrequenz zuführen. Dieselbe Bit-Zahl könnte man genau so mit 2 Wechselströmen mit 2000 Hz und nochmals 2 Wechselströmen mit 3000 Hz erreichen, wobei diese jeweils gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sein müßten, so daß sie bei der Übertragung addiert werden könnten. Wie am besten die Synchronisierung zwischen den einzelnen Kanälen hergestellt wird, ist bereits bekannt (Unterrichtsblätter der DBP, Heft 4/6, Jahr 79), und es wird deshalb nicht weiter darauf eingegangen. Auf dieselbe Art kann man auch die digitalisierte Sprache bzw. mehrere Sprachkanäle gleichzeitig übertragen.Der bei der Erfindung verwendete Code kann vorzugsweise ein Amplituden- und/oder Phasencode sein, wie z. B. ein solcher in Fig. 58 dargestellt ist. Bei einem reinen Amplitudencode kann man auch 2 Codewechselströme gleicher Frequenz vorsehen, wobei der eine dann bei der Übertragung um 90 Grad phasenverschoben wird und in der Folge mit dem anderen addiert wird.Das Prinzip der Erfindung kann auch für die Übertragung digitalisierter Sprache. In der Fig. 67 sind 5 Codierwechselströme mit einem Binärcode, wobei die Kennzustände ein großer und ein kleiner Amplitudenwert der jeweiligen Halbwelle ist, dargestellt. Die Frequenzen sind dabei 8, 12, 16, 20 und 24 kHz. Man erhält dabei 20 bit, werden zusätzlich 2 Wechselströme gleicher Frequenz, jedoch um 90 Grad phasenverschoben, vorgesehen, so erhält man 40 bit, d. h. bei 8-bit-Codewörtern, wie in der Fig. 67a dargestellt, kann man damit 5 digitalisierte Sprachkanäle übertragen.In den Fig. 63 und 64 genügen je Zeile eine Probeentnahme für den Ton, da man damit 625×25 Probeentnahmen je s erhält.

Claims (20)

1. Verfahren zur Erzeugung von Frequenz- und/oder Phasenänderungen bei Wechselströmen, beispielsweise für Zwecke der Codierung und/oder Abtastung und/oder für die Quadraturamplitudenmodulation (QAM), dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die ein periodisches Signal, wie Rechteckimpulse, in einer ununterbrochenen Folge erzeugen (Fig. 7) und daß Codeschaltmittel (Fig. 7, ′Cod ) so angeordnet sind, daß sie in Zusammenwirken mit den Impulserzeugern die Impulsdauern, die Phase bzw. Frequenz der Impulsfolge gegenüber der Phase bzw. Frequenz bzw. Differenzphase bzw. Differenzfrequenz verändern, wobei bedarfsweise Siebmittel vorgesehen sind (Fig. 7, TP ), die nur für sinusförmige oder sinusähnliche Wechselströme vorbestimmter Frequenz durchlässig sind.

2. Verfahren für die Übertragung von Information auf der Basis der QAM, wobei die Codierung durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß beispielsweise 4 Kanäle in der Weise mit nur einem Wechselstrom derselben Frequenz übertragen werden, indem die phasengerecht geordneten Codierwechselströme (Fig. 15, jeweils 90 Grad auseinander) bzw. Probeentnahmen so in der Phasenlage, ggf. unter Zwischenspeicherung der Probeentnahmen eines oder mehrerer Kanäle, für die Übertragung geändert werden, daß die jeweils zu 2 Additionswechselströmen (Fig. 15, b/c, d/e) zusammengefaßten gegeneinander um 90 Grad phasenverschobenen Kanäle eine solche Phasenlage zugeordnet wird, daß beide Summenwechselströme einen Phasenunterschied von 90 Grad aufweisen und wieder addiert werden können (Fig. 10, 0, 90, 90, 180 Grad).

3. Verfahren für die Übertragung von Information auf der Basis der QAM, bei dem die Codierung durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes erfolgt, dadurch gekennzeichnet, indem die sich aus der Addition der Codierwechselströme (Fig. 17, K 1/K 2, K 3/K 4) z. B. quaternären Kennzustände (Fig. 23) auf die Amplituden eines Wechselstromes in für die Übertragung und Auswertung guten Verhältnisse (z. B. Störabstand des kleinsten Wertes) übertragen werden, und zwar derselben Frequenz [Fig. 18, I, (II), IV, (III)] und so durch die Amplituden des Quasi-Additionswechselstromes übertragen werden, wobei auf der Empfangsseite die Auswertung durch Feststellen der Phasenlage der Quasi-Vektorwechselströme (Fig. 18, K 1(u), u 0,u (III),u (II),u 1 - K 2(v), v 0,v (III),v (II),v 1) aus dem Summenwechselstrom (Fig. 13, +/-45 Grad) und Abmessung der Amplituden der Vektoren erfolgt (Fig. 14, UA,VA ) oder indem die Auswertung durch Kompensation in der Weise erfolgt, daß in der ermittelnden Phasenlage die Vektorwechselströme in einer Gegenphasenlage von 180 Grad erzeugt werden, und zwar mit den Amplituden für jeden der z. B. quaternären Kennzustände, die in jeweils für jeden Kennzustand eigenen Stromkreis geschaltet werden (Fig. 41), wobei der stromlose Kennzustandsstromkreis den gesendeten, z. B. quaternären Kennzustand markiert.

4. Verfahren für die Übertragung von Information auf der Basis der QAM, wobei die Codierung durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß ein Duplexverkehr und/oder eine Mehrfachausnützung von analoger oder digitaler Information in der Weise erfolgt, indem ein Vektorcodierwechselstrom für die eine Richtung und der andere Codierwechselstrom für die Gegenrichtung vorgesehen wird (Fig. 25, Fig. 33), wobei die Vektorcodierwechselströme bei der doppelten QAM auch 2 Summenwechselströme sein können, einer der Vektorcodierwechselströme hat zugleich die Bezugsphase, die Wechselstromkreise beider Richtungen sind dabei so dimensioniert oder es sind solche Trennmittel vorgesehen, daß im jeweiligen Empfänger eine Auswertung möglich ist.

5. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensprünge in der Weise stufenweise erfolgen, indem jeder Halb- bzw. Periode eine vorbestimmte kleine Frequenzänderung zugeordnet wird (Fig. 5), wobei dann durch die Summe der Phasenstufen, die in der Zahl der Halb- bzw. Perioden enthalten sind, gegenüber einer Bezugsphase bzw. Phasendifferenz der Phasensprung bestimmt wird, die Auswertung der Phasenstufen erfolgt dabei vorzugsweise in der Weise, indem aus dem empfangenen Codierwechselstrom Impulse erzeugt werden (Fig. 8), deren Länge durch Meßimpulse in einem Zählschaltmittel festgelegt werden (Fig. 11), wobei in diesem alle Stufen summiert werden, weitere Zählschaltmittel (Fig. 11, ZP ) bestimmen nach der vorbestimmten Zahl der Stufen die Summe der Phasenänderungen.

6. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß beim Farbfernsehen das Luminanzsignal durch 1 (Fig. 49) oder 2 (Fig. 51a,b, Fig. 52a,b) Codierwechselströme gleicher Frequenz analog oder digital codiert wird und daß die Farb- und bedarfsweise die Ton- und Steuersignale mit 2 oder mehreren Codierwechselströmen gleicher Frequenz (Fig. 51c,d, 4M - Fig. 52, 6 MHz) vorzugsweise digital codiert werden, wobei die letzteren bedarfsweise dieselbe Frequenz wie das Luminanzsignal aufweisen (Fig. 52) und bedarfsweise Luminanz- und Farb-Ton-Steuersignale zu einer doppelten QAM vereinigt werden (Fig. 49).

7. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß alle Fernsehsignale seriell analog und/oder digital angeordnet werden und daß mehrere Kanäle auf der Basis der QAM oder doppelten QAM zusammengefaßt werden, wobei bedarfsweise jedem Kanal zeitmultiplex mehrere Programme zugeordnet werden.

8. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Duplexverkehr über Funk vorgesehen wird (Fig. 33), indem in einer Empfangsstelle Phasenschieberanordnungen vorgesehen werden, die den Empfangswechselstrom auf QAM-Basis zur Synchronisierung des diesem Empfänger zugeordneten Senders phasenverschieben, wobei dem die Empfangslage ermittelnden Schaltmitteln (Fig. 13, 33, 34) Toleranzen zugeordnet werden (Fig. 34, 1000+/-1, 250+/-1), wobei vorzugsweise nur eine Polarisationsebene vorgesehen wird.

9. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Amplitudencodierung eine Phasencodierung durch Änderung der Frequenz einer oder mehrerer Halbwellen bzw. Perioden vorgesehen wird, die Auswertung erfolgt dabei durch Messung der Halbperioden- oder Periodendauern.

10. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine Verzögerung der PAM-Pulse oder Digital-Pulse in der Weise erfolgt, indem der jeweilige Puls vorzugsweise in einem Kondensator gespeichert wird und nach einer vorbestimmten Zeit vorzugsweise über elektronische Schalter den Auswertemitteln zugeführt wird (Fig. 48).

11. Verfahren für die digitale Codierung von Information eines, zweier oder mehrerer Kanäle und/oder Frequenzreduzierung des bzw. der Codierwechselströme und Übertragung derselben, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragung von Information eines, zweier oder einer Vielzahl von Kanälen mit weniger Bandbreite als der Einzelkanal bzw. die Summe der Bandbreite zweier bzw. der Vielzahl von Kanälen ausmacht, in der Weise erfolgt, indem die synchron bzw. quasi-synchron angeordneten Codeelemente der zu übertragenden Kanäle parallel geordnet werden (Fig. 62, S 1, S 2, . . .) und so zusammen zu einem Codewort vereinigt und übertragen werden.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß als Code insbesondere ein 2- oder mehrstufiger Amplitudencode, bei dem die Kennzustände durch die Amplituden von Halbwellen bzw. Perioden gebildet werden, und/oder ein 2- oder mehrstufiger Phasencode, bei dem die Phase durch die Periodendauer bzw. Halbperiodendauer festgelegt wird, vorgesehen wird, wobei die Halbwellen in einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbwellen gesendet werden.

13. Verfahren nach den Ansprüchen 11 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß 2 oder mehrere Codierwechselströme verschiedener oder gleicher Frequenz für den Code vorgesehen werden.

14. Verfahren nach den Ansprüchen 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung des Amplitudencodes jeweils 2 Wechselströme gleicher Frequenz vorgesehen werden, die durch Addition (QAM) übertragen werden.

15. Verfahren nach den Ansprüchen 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß dieses Verfahren für das Fernsehen in der Weise vorgesehen wird, indem die Codeelemente je Luminanzabgriff (Fig. 63, I, II, III, IV, V - 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8) seriell (Fig. 63a) und die Codeelemente der Farben, des Tones und der sonstigen Signale parallel/seriell geordnet werden und bedarfsweise über mehrere Codewörter des Luminanzsignals verteilt werden (Fig. 63a, r, bl ).

16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriff der Farbsignale in der Mitte in Abhängigkeit des Verhältnisses der Luminanz- zur Farbabgriffsfrequenz vorgesehen wird (Fig. 63, III, r, bl ).

17. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß für das Fernsehen das Austastsignal und die Bezugsphase durch eine Codekombination, die durch Amplituden des Bezugsphasenwechselstromes festgelegt wird, erfolgt (Fig. 56, BPh, Fig. 54).

18. Verfahren nach den Ansprüchen 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß eine Übertragung von Daten, Teletex, Telefax, Telex über einen Kanal mit Fernsprechbandbreite in der Weise erfolgt, indem die parallel und synchron bzw. quasi-synchron geordneten Codeelemente (Fig. 66a) eine Codekombination aus mehreren in der Fernsprechbandbreite liegenden Frequenzen zugeordnet wird (Fig. 66, 1000, 1500, . . .).

19. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Mehrfachcode für die Übertragung von PCM-codierter Sprache bzw. Tönen mit Wechselströmen unter 64 kHz erfolgt (Fig. 67).

20. Verfahren zur Codierung von Information, insbesondere Pulse der PAM oder PCM durch die Amplituden der Halbwellen oder Perioden eines Wechselstromes, dadurch gekennzeichnet, daß mehr als 2 Codierwechselströme derselben Frequenz in der Weise mit nur einem Wechselstrom derselben Frequenz übertragen wird, indem 2 Codierwechselströme auf der Basis der QAM addiert werden und indem dieser Summenwechselstrom mit dem 3. Codierwechselstrom bzw. einem weiteren Summenwechselstrom in eine gegeneinander um 90 Grad verschiedene Phasenlage gebracht werden und addiert werden.