DE2321111B2

DE2321111B2 - Automatisch adaptierender Transversalentzerrer

Info

Publication number: DE2321111B2
Application number: DE2321111A
Authority: DE
Inventors: Richard Dennis Monmouth Beach Gitlin; Edmond Yu Shang Englishtown Ho; James Emery Fair Haven Mazo
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1972-05-01
Filing date: 1973-04-26
Publication date: 1975-05-28
Also published as: AU473688B2; SE378955B; JPS5417539B2; NL7305769A; US3755738A; DE2321111A1; GB1424220A; IT980925B; BE798861A; JPS4949553A; CA976241A; FR2183002B1; DE2321111C3; NL157172B; AU5493673A; FR2183002A1

Description

Die Erfindung betrifft einen automatisch adaptierenden Transversalentzerrer, bestehend aus einer ersten Verzögerungsleitung, die in Längsrichtung in gleichem

ίο Zeitabstand angeordnete Anzapfungen besitzt und an einem Eingang differentiell phasenkodierte Kanalsignale empfängt, aus einer ersten Gruppe von einstellbaren Dämpfungsgliedern, wobei jedes Dämpfungsglied der Gruppe mit einer Anzapfung der ersten Ver-

zögerungsleitung verbunden ist, aus einer ersten Schaltung zum selektiven Kombinieren der gedampften Anzapfungssignale der ersten Gruppe von Dämpfungsgliedern, aus einer zweiten Gruppe von einstellbaren Dämpfungsgliedern, wobei jedes der Dämpfungsglie-

der der zweiten Gruppe von einstellbaren Dämpfungsgliedern mit einer Anzapfung der ersten Verzögerungsleitung zur Änderung der Größe der Kanalsignale verbunden ist, die in allen Anzapfungen der ersten Verzögerungsleitung erscheinen, und aus einer zweiten

Schaltung zum selektiven Kombinieren der gedämpften Anzapfungssignale der zweiten Gruppe von Dämpfungsgliedern.

Die Entzerrung wird im folgenden definiert als die Kompensation der verzerrten Amplitude und Verzöge-

rungscharakteristik eines Nachrichtenkanals mit Hilfe einer einstellbaren Vorrichtung, mit der die resultierenden zusammengesetzten Kenngrößen bezüglich der Amplitude und der linearen Phasen über ein gewähltes Frequenzband im wesentlichen konstant werden. Die

Entzerrung von Nachrichtenkanälen bezüglich einseitiger oder basisband-amplitudenmodulierter Signale wurde bereits mit Hilfe von transversalen Zeitbereichsfiltern durchgeführt, wie es z. B. in der US-PS 32 92 110 beschrieben wurde. Diese Verfahren wurden auf die Entzerrung von zweikanaligen Signalen mit Amplitudenmodulation bezüglich 90"-verschobener Phasen einer einzigen Trägerwelle ausgedehnt, wie US-PS 34 00 332 zeigt. In der letztgenannten Patentschrift wurde eine gestaffelte Zeitsteuerung zwischen den Kanälen benutzt, um die Kanalinterferenzen möglichst gering zu halten. Diese bekannten Entzerrer für Kanäle mit Amplitudenmodulation arbeiten so lange zufriedenstellend, als lineare Beziehungen in dem Modulationsprozeß jederzeit aufrechterhalten werden können.

Ein phasenmoduliertes Leitungssignal stellt eine nichiiineare Funktion des modulierten Basisbandsignals dar. Deshalb kann die Entzerrung von phasenmodulierten Basisbandsignalen nicht allein mit Hilfe einer Amplitudensteuerung Jurchgeführt werden. Der zusätzliehe Parameter der Phasenlage muß ebenfalls berücksichtigt werden. Eine echte Phasenmodulation unterscheidet sich von bekannten amplitudenmodulierten, 90°-phasenverschobenen Kanalsystemen insofern, als jedes übertragene Signal Komponenten in jedem der 90°-phasenverschobenen Kanäle besitzt. Während eine Dämpfungsinkrementierung an den Anzapfungen gemäß den unabhängigen Operationen von O-Pegel-Einteihmgen bezüglich der demodulierten Ausgangssignale der entsprechenden 90°-phasenverschobenen

f>5 Kanäle in der US-PS 34 00 332 möglich war, existiert für Systeme mit echter Phasenmodulation keine direkte Beziehung zwischen der Polarität der demodulierten Daten und der Kanalverzerrung.

Es wurde deshalb schon vorgeschlagen, daß differen-UeIl und kohärent phasenmodulierte Kanalsignale in einem Transversal-Entzerrer entzerrt werden, für den eine Fehlerinformation von der Abweichung der demodulierten Phasenwinkeländerungen zwischen sowohl 5 benachbarten und nicht benachtbarten empfangenen Phasenwinkeln von vorgegebenen diskreten Werten abgeleitet wird, und zwar in Übereinstimmung mit einem Algorithmus, der 0 Werte erzwingt. Die Anzapfungssignale der Verzögerungsleitung des vorgeschlagenen Entzerrers werden selektiv in getrennten 0- und 90°-Gruppen von gewichteten Dämpfungsgliedern gedämpft, deren Ausgangssignale mit 90° Phasenverschiebung kombiniert werden, um das entzerrte Ausgangssignal zu bilden. Um Phasenwinkeländerungen von partiell demodulierten Datensignalen zwischen nicht benachbarten Signalintervallen zu gewinnen, ist es notwendig, einen Speicher vorzusehen, in dem eine Anzahl von aufeinanderfolgenden gemessenen Phasenwinkeländerungen gespeichert werden, so daß die voreilende und nacheilende Verzerrung, die jedes Signalelement begleitet, kompensiert werden kann. Es wird also für jede Anzapfung des Entzerrers ein Fehlersignal zur Verfugung gestellt.

Aus der DT-OS 20 20 805 ist auch noch eine Anordnung mit zwei Verzögerungsleitungen bekannt, bei der die Entzerrung vor der Demodulation unabhängig vom Modulationsprozeß in der Bandpaßebene durchgeführt wird.

Bei den bekannten Entzerrern kann jedoch keine direkte Steuerinformation aus dem Ausgangssignal mit nur einer Schwellwerteinteilungsoperation gewonnen werden. Zusätzlich ist auch ein größerer Speicheraufwand notwendig, da auch die Phasenwinkelunterschiede der vorher demodulierten digitalen Daten gespeichert werden müssen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Entzerrer mit geringem Aufwand an Speicherplatz verfügbar zu machen, bei dem auch eine direkte Steuerinformation aus dem Ausgangssignal mit nur einer Schwellwerteinteilungsoperation gewonnen werden kann.

Diese Aufgabe wird bei einem Transversalentzerrer der eingangs definierten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine Hilfsverzögerungsleitung vorgesehen ist, die in Längsrichtung in gleichem Zeitabstand angeordnete Anzapfungen besitzt und die Eingangssignale empfängt, deren Phasenlage in einem 90°-Phasenschieber gegenüber den von der ersten Verzögerungsleitung empfangenen Signalen gedreht ist, daß ferner eine Kombinierschaltung zum selektiven, 90°-phasenverschobenen Kombinieren des Ausgangssignals der zweiten Schaltung mit dem Ausgangssignal der ersten Schaltung zur Bildung eines entzerrten Ausgangssignals und daß schließlich ein Fehlersignalerzeuger vorgesehen sind, der auf ein kombiniertes Ausgangssignal einer Gruppe von Dämpfungsgliedern mit der Erzeugung eines Fehlersignals anspricht, um gemeinsam mit den Anzapfungssignalen der entsprechenden Verzögerungsleitung die Einstellung der betreffenden Dämpfungsglieder der ersten und zweiten Gruppe von Dämpfungsgliedern zu steuern.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entneh-

6s

Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, daß bei einem phasenmodulierten Datenübertragungssystem eine Steuerinformation direkt aus dem Ausgangssignal des Entzerrers durch nur eine einzige Schwelleneinteilungsoperation gewonnen werden kann.

Außerdem wird noch der Vorteil erzielt, daß nur ein Verzögerungsleitungsspeicher der empfangenen Signalinformation erforderlich ist und kein Speicherplatz mehr für die Speicherung zuvor demodulierter Phasenwinkeldifferenzen oder digitaler Daten notwendig ist.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung an Hand der Zeichnungen erläutert Es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild eines bekannten Empfängers für ein repräsentatives differential codiertes phasenmoduliertes Datenübertragungssystem, auf welches die Erfindung anwendbar ist,

F i g. 2 ein Vektordiagramm zur Erläuterung, wie ein Fehlersignal für die Steuerung des adaptiven Transversalentzerrers der vorliegenden Erfindung abgeleitet wird und

F i g. 3 das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines adaptiven Transversalentzerrers gemäß der Erfindung für ein phasenmoduliertes Datenübertragungssystem.

Wie bereits vorstehend erwähnt wurde, bezieht sich die Erfindung auf eine Transversalfilterstruktur mit ersten und zweiten Verzögerungsleitungen, die jeweils eine Anzahl von in gleichem Zeitabstand angeordneten Anzapfungen besitzen, und zwar jeweils für empfangene Signalkomponenten mit einer 0°-Phasenverschiebung und 90°-Phasenverschiebung. Ferner ist ein Paar von einstellbaren Dämpfungsgliedern vorhanden, die jeder Anzapfung der ersten Verzögerungsleitung zugeordnet und effektiv in C-Phasenverschiebungs- und 90°-Phasenverschiebungszweige eingeteilt sind. Erster und zweiter 90°-Phasenschieber sind jeweils in Reihe mit der zweiten Verzögerungsleitung und den gedämpften Anzapfungssignalen in dem 90°-Phasenverschiebungszweig angeordnet. Schließlich sind Kombinierschaltungen für die selektiv jedem der beiden Zweige und im 90° -Phasenverschiebungszweig um 90° gedrehten und gedämpften Signale vorhanden. Es ist zu beachten, daß die Dämpfungsglieder paarweise an allen Anzapfungen, einschließlich der Bezugsanzapfung angeordnet sind. Das jede Verzögerungsleitung im Entzerrer durchlaufende Signal ist das Bandpaßleitungssignal, auf das die übertragenen Daten differentiell in die Phase der Trägerwelle codiert werden. Während jedes Signal- oder Baud-lntervalls wird die absolute Phasenlage im wesentlichen konstant gehalten.

Die Einstellung der Dämpfungsglieder jeweils in dem 0- und 90°-Phasenverschiebungszweig wird mit Hilfe eines mittleren quadratischen Fehlerkriteriums bewirkt, und zwar über das Medium von Steuersignalen, die aus Korrelationen der individuellen Anzapfungssignale mit einem gemeinsamen Fehlersignal abgeleitet werden. Weil die beiden Verzögerungsleitungen in ihrer Phasenlage um 90° voneinander getrennt sind, befinden sich auch die jeweiligen Anzapfungssignale, die eine gemeinsame Verzögerung erfahren, in einer relativen 90°-Phasenlage. Die Resultierende der Anzapfungssignale, die zu einer gegebenen Zeit an den entsprechenden 0- und 90°-phasenverschobenen Anzapfungen einfällt, definiert einen Anzapfungsvektor. Die Anzapfungssignale, die mit dem gemeinsamen Fehlersignal für die entsprechenden 0- und 90"-Phasendämpfungsglieder korreliert sind, werden daher von den Anzapfungen an der entsprechenden Verzögerungsleitung abgegriffen, während alle gedämpften Signale, die an die Kombinierschaltungen angelegt wurden, von der

0°-Verzögerungsleitung entnommen werden.

Das Fehlersignal wird durch Einteilung gewonnen, d. h., durch Vergleich des kombinierten Verzerrerausgangssignals an vorgewählten positiven und negativen Pegeln, die einem wahrscheinlich idealen Ausgangssignalvektor entsprechen, dessen 90° bezogene Komponenten gleich sind, mit einem Schwellenwertpegel. Die Korrelation des gemeinsamen Fehlersignals mit den Anzapfungssignalen an den entsprechenden Verzögerungsleitungen resultiert daher in einer Entzerrung der Größen der betrachteten Komponenten des empfangenen Signals und dreht tatsächlich den Phasenwinkel des empfangenen Signalvektors zu einem Vielfachen von 45° hin, gemessen von der Phasenlage der originären unmodulierten Trägerwelle aus. Von einem Standpunkt betrachtet, kann man auch sagen, daß die Anzapfungsvektoren oder einfach die Anzapfungen selbst gegeneinander verdreht werden, so daß die Phase des ideal entzerrten Ausgangssignals auf diskrete, ungerade Vielfache von 45° gezwungen wird.

Bezüglich Einzelheiten der differentiellen Codierung von seriellen binären Daten in Zweierbit-Paaren in vier diskreten Phasenlagen einer Trägerwelle fester Frequenz wird auf Kapitel 10 des Buches »Data Transmission« von W. R. B e η η e 11 und ]. R. D a ν e y (McGraw-Hill Book Company, 1965) verwiesen. Insbesondere ist die F i g. 10 bis 1 auf der S. 202 von Interesse.

Für eine Vier-Phasenmodulation werden die zu übertragenden serialen Datenbits paarweise zu Dibits zusammengefaßt und über geeignete logische Schaltungen als diskrete Phasenwinkeländerungen der Trägerwelle in ungeraden Vielfachen von 45 elektrischen Geraden aufgedrückt. Die Dibits werden codiert als Phasendifferenz zwischen aufeinanderfolgenden Signalintervallen, wobei die letzte übertragenen absolute Phase als Referenzphase für die nächste codierte Phasendifferenz genommen wird. Ein typisches Codierungsschema bezieht das ganz links angeordnete oder A-Bh eines Dibit-Paares auf die Polarität eines empfangenen Signalvektors bezüglich seiner 0°-Phasenachse und das rechte oder ß-Bit auf die Polarität des empfangenen Signals bezüglich der 90°-Phasenachse.

F i g. 1 zeigt in der Form eines funktionellen Blockschaltbildes einen repräsentativen Empfänger für ein differentiell codiertes Phasenmodulations-Datenübertragungssystem. Der Empfänger besteht im wesentlichen aus dem Empfangsfilter 11. den Verzögerungseinheiten 12 und 13 für 0- und 90°-Phasenlage, dem 90°-Phasenschieber 15, der mit der Verzögerungseinheit 13 in Reihe geschaltet ist, den Vergleichern 16 und 17 (dargestellt als in einem Kreis befindliche Minuszeichen) in den entsprechenden 0- und 90°-Phasenkanälen und schließlich den Detektoren 18 und 19 für die 0- und 90°-Phasenlage.

Die phasenmodulierten Signale des zuvor erläuterten Typs werden dem Übertragungskanal entnommen, wie beispielsweise einem Fernsprechkanal und mit Hilfe der Leitung 10 zu dem Empfangsfilter Ii übertragen. Das Kanalsignal ist eine Welle mit konstanter Frequenz, deren Phasenlage sich während synchroner Datenintervalle zwischen ungeraden Vielfachen von 45° verändert. Die absolute Phasenlage bleibt im wesentlichen über jedes Datenintervall mit der Länge 7" Sekunden konstant. Der Hauptzweck des Empfangsfilters 11 besteht darin, die Bandbreite des Signalkanals zu begrenzen, um Übersprechen zwischen den Kanälen zu vermeiden und um außer Bandstörungen zu blockieren.

Der Filter 11 kann auch eine Entzerrung durchführen, d. h„ die Funktion der Kompensation von Amplituden- und Verzögerungsverzerrungen.
Das bandbegrenzte Ausgangssignal des Filters 11 wird an der Verbindung 16 in zwei Pfade aufgespalten und jedem die unmittelbare [n-te) Signalphase mit der vorhergehenden (n-i-te) verglichen. Speziell im oberen Pfad wird die unmittelbare Phase im Vergleicher 16 von der vorhergehenden und in der Verzögerungsein-

■° heit 12 gespeicherten Phase subtrahiert, wobei die Verzögerung dieser Einheit Γ Sekunden beträgt. Das Vergleichsergebnis ist die Polarität oder der Sinn des 4-Bits, das in eine geeignete digitale Form auf der Leitung 20 vom 0"-Phasendetektor 18 umgewandelt wird.

In ähnlicher Weise wird im unteren Pfad das vorhergehende Signal in seiner Phasenlage um 90° im Phasenschieber 15 gedreht, bevor es in der Verzögerungseinheit 13 um Γ Sekunden verzögert und in dem Vergleicher 17 von der unmittelbaren Signalphase, die an der Verbindung 14 verfügbar ist, subtrahiert wird. Das ß-Bit ergibt sich aus dem Vergleich im unteren Pfad, und es wird dann seinerseits in geeignete digitale Form auf der Leitung 21 von dem Detektor 19 umgeformt.

F i g. 2 zeigt ein Vektordiagramm mit einem typisehen Signalvektor 23, der während eines gegebenen Signalintervalls empfangen wird. Die übertragenen Signale können nur an diskreten ungeraden Vielfachen von 45° relativ zu der 0°-Phasenachse erscheinen, wie es mit Hilfe des gestrichelten Vektors angegeben ist, der den Ursprung des Koordinatensystems mit dem Punkt 25 verbindet, um das Dibit OO zu codieren. Andere eriaubte Vektoren enden an den Punkten 26, 27 und 28 und sie codieren in Übereinstimmung mit der Darstellung und der obenerwähnten Codierung, die entsprechenden Dibits 01, 11 und 10. Teilt man dem idealen Vektor eine Einheitslänge und einen relativen Winkel von 45° zu. dann ergibt sich eine gleiche Länge der Komponenten für die 0- und 90°-Phasenlage mit einem Wert von 0,707. Die Polarität der Komponente längs

der 0°-Phasenachse codiert das ß-Bit und längs der 90°-Phasenachse das A-Bit.

Die über einen verzerrenden Kanal übertragenen Vektoren tendieren dazu, den Empfänger sowohl mit geänderten Amplituden, als auch Phasenwinkeln zu erreichen, wie es für den ganz ausgezogenen Vektor 53 dargestellt ist, der eine gekürzte Komponente xo längs der 0°-Phasenachse und eine verlängerte Komponente yo längs der 90°-Phasenachse aufweist. Der Phasenwinkel unterscheidet sich auch von 45^C. Ein wirkungsvolles

Fehlermaß empfiehlt sich aus dem Vektordiagramm der F i g. 2 als das Übermaß über die JO-Komponente über die ideale Länge von 0,707. Wenn der empfangene Vektor kleiner ist als 45°, dann überschreitet die xo-Komponente begrifflich den Wert 0,707. Wenn daher eine beliebige Bezugsphase angenommen werden kann und bei 45°-Positionen relativ zu dieser Phasenlage ein Schwellenwert von 0.707 errichtet wird, dann ergibt die Differenz zwischen der entweder auf 90° bezogenen Komponente und dem Schwellwertpegel ein

Fehlersignal, das mit den Komponenten des tatsächlich empfangenen Vektors korrelbrt werden kann, um die entsprechenden Komponenten durch Verkürzung der verlängerten Komponente und durch Verlängerung der verkürzten Komponente zu entzerren. In Wirklichkeit

wird der empfangene Vektor in die einem Vielfachen von 45° am nächsten kommende Position gedreht.

Das Vektordiagramm von F i g. 2 kann auch als repräsentative Darstellung des empfangenen Gesamtsi-

gnals oder als Anzapfungssignal betrachtet werden, das an jeder Anzapfung eines Transversalentzcrrers beobachtet wird.

F i g. 3 zeigt nun in schematischer Form ein Blockschaltbild eines Transversalentzerrers für ein phasenmoduliertes Datenübertragungssystem, das den oben erwähnten Effekt der Vektorrotation auswertet. Die Anordnung nach F i g. 3 kann als in dem Empfangsfilterblock 11 im Datenempfänger nach F i g. I eingebaut angenommen werden. Der Transversalentzerrer nach Fig.3, der zwischen einer Eingangsleitung des Empfangskanals und einer entzerrten Ausgangsleitung 14 angeordnet ist, besteht aus einer Haupt- und Hilfsverzögerungsleitung mit Verzögerungselementen 30 und 31 mit einer Verzögerung von T Sekunden, die »5 durch die Anzapfungen 32 und 33 voneinander getrennt sind. Ferner sind vorgesehen einstellbare 0°-Phasendämpfungsglieder 34, die mit den Anzapfungen 32, einstellbare 90°-Phasendämpfungsglieder 35. die ebenfalls mit den Anzapfungen 32 verbunden sind. Außerdem gibt es 90°-Phasenschieber 43. die in Reihe geschaltet sind mit dem Eingang 33-π der Hilfsverzögerungsleitung mit den Elementen 31, den Korrelatoren 36, die an Anzapfungen 32 der Hauptverzögerungsleitung mit den Elementen 30 angeschlossen sind, mit Korrelatoren 37, die an die Anzapfungen 33 der Hiifsverzögerungsleitung mit den Elementen 31 angeschlossen sind, ferner ist vorgesehen eine 0°-Phasenkombinierschaltung 38, eine 90°-Phasenkombinierschaltung 39, ein 90°-Phasenschieber 47 in Reihe mit dem Ausgang der Kombinierschaltung 39, eine Gesamtkombinierschaltung 44 und ein Schwellenwertpegeleinteiler 45. Es sei besonders erwähnt, daß sowohl in dem 0"-Phasenzweig und dem 90°-Phasenzweig einstellbare Dämpfungsglieder an allen Anzapfungen der Hauptverzögerungsleitung vorgesehen sind, im Gegensatz mit dem obenerwähnten vorgeschlagenen Entzerrer, der keine 90°-Phasendämpfer an den Anzapfungen besitzt, die als Bezugsanzapfungen ausgewählt wurden. Ein volles Komplement von Dämpfungsgliedern ist in der praktischen Benutzung dieser Erfindung vorgesehen, um die Vektordreheigenschaften zu bewirken.

Verzögerungseinheiten, Abgriffe, Dämpfungsglieder und Korrelatoren werden ferner durch Indices unterschieden, um ein System anzugeben, das so viele Verzögerungselemente oder Abgriffe besitzt, wie zur Herstellung einer gewählten Genauigkeit erforderlich sind. Allgemein gesagt, sind eine gerade Anzahl 2Λ/ von Verzögerungseinheiten und eine ungerade Zahl von (2Λ/+1) Anzapfungen, Dämpfungsgliedern und Korrelatoren vorhanden. Der Zweck der Hüfsverzögerungsleitung besteht darin, die 90° -Phasen-Anzapfungssignalkomponenten mit dem gemeinsamen Fehlersignal zu korrelieren.

Die einstellbaren Dämpfungsglieder 34 und 35 können in vorteilhafter Weise inkrementell gesteuerte Widerstandsleiternetzwerke oder kontinuierlich variable Widerstände sein, die durch Feldeffekttransistoren realisiert sind. In jedem Falle beinhaltet der Einstellbereich in typischer Weise positive und negative Werte.

Die Korrelatoren 36 und 37 führen die kombinierten Funktionen der Multiplikation und der Mittelwertbildung durch. Das Fehlersignal am Ausgang des Schwellenwert-Pegeleintcilcrs 45 multipliziert die jeweiligen Anzapfungssignale im 0- und 90°-Phasen/wcig. um Produkte zu bilden, deren Werte, gemittelt über eine Anzahl von Signalintervallen die Richtungen und Größen über die Verbindungen 41 und 42 für die Einstellung der Dämpfungsglied^ 34 und 35 liefern. In Fällen, in denen die Dämpfungsglieder inkrementell eingestellt werden, sind nur die Polaritäten der entsprechenden Fehler- und Anzapfungssignale relevant, so daß die Korrelatoren 36 und 37 Exklusiv-OR-Torc sein können.

Ankommende phasenmodulierte Signale, die zu entzerren sind, werden an die entsprechenden Verzögerungsleitungen angelegt, so daß eine Folge von (direkt angelegten) 0°- Phasen- und (angelegt nach einer 90^c-Phasendrehung) 90°-Phasenkomponenten gleichzeitig verfügbar sind. Die 0°-Phasenkomponenten werden selektiv von entsprechenden 0-Phasen- (34) und 90^r -Phasendämpfungsglieder (35) gedämpft und dann 90" -phasenverschoben in der Kombinierschaltung 44 kombiniert, um das entzerrte Ausgangssignal auf der Leitung 14 zu bilden. Ein Fehlersignal wird in dem Schwellenwert-Pegeleinteiler 45 erzeugt, als die Differenz zwischen einem Schwellenwertpegel von 0.707 eines normierten Gesamtausgangs-Vektorbetrages bezüglich eines angenommenen Wertes einer passenden Bezugsphasenlage von 45° und der 90°-Komponente des Signals, das entzerrt werden soll, so wie es am Ausgang des 90°-Phasenschiebers 47 vorgefunden wird. Das Fehlersignal wird als positiv angenommen, wenn der absolute Betrag der Komponente des ausgewählten tatsächlich empfangenen Signals den Schwellenwertpegel übersteigt. Im umgekehrten Falle wird es als negativ angenommen. Das Fehlersignal auf der Leitung 40 verzweigt zu den entsprechenden 0°-Phasen- (36) und 90"-Phasenkorrelatoren (37), von denen jeder als ein weiteres Eingangssignal entweder ein Q" -Phasenanzapfungssignal von der Hauptverzögerungsleitung 30 oder 90"-Phasenanzapfungssignal von der 90^c-Phasen-Hilfsverzögerungsleitung 31 empfängt. Die resultierenden Dämpfungsglieder-Steuersignale von diesen Korrelatoren wirken auf die Dämpfungsglieder ein. die jeder Anzapfung zugeordnet sind, um zu bewirken, daß die Summe der Quadrate der entsprechenden 0°- Phasen- und 90°-Phasenanzapfungskoeffizienten gleich 1 wird. In Wirklichkeit werden die Anzapfungssignalvektoren an der 0-ten Anzapfung in ihrer Phasenlage gedreht um die angenommene 45°-Bezugsphase einzunehmen Gleichzeitig werden alle anderen Anzapfungssignalvektoren so eingestellt, daß ihr Beitrag zu dem kombinierten Entzerrer-Ausgangssignal auf die gleiche Weise kleingehalten wird, wie bei einem quadratischen Mittelwert-Basisbandentzerrer.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Automatisch adaptierender Transversalentzerrer, bestehend aus einer ersten Verzögerungsleitung, die in Längsrichtung in gleichem Zeitabstand angeordnete Anzapfungen besitzt und an einem Eingang differentiell phasenkodierte Kanalsignale empfängt, aus einer ersten Gruppe von einstellbaren Dämpfungsgliedern, wobei jedes Dämpfungsglied der Gruppe mit einer Anzapfung der ersten Verzögerungsleitung verbunden ist, aus einer ersten Schaltung zum selektiven Kombinieren der gedämpften Anzapfungssignale der ersten Gruppe von Dämpfungsgliedern, aus einer zweiten Gruppe von einstellbaren Dämpfungsgliedern, wobei jedes der Dämpfungsglieder der zweiten Gruppe von einstellbaren Dämpfungsgliedern mit einer Anzapfung der eisten Verzögerungsleitung zur Änderung der Größe der Kanalsignale verbunden ist, die an ailen Anzapfungen der ersten Verzögerungsleitung erscheinen, und aus einer zweiten Schaltung zum selektiven Kombinieren der gedämpften Anzapfungssignale der zweiten Gruppe von Dämpfungsgliedern, dadurch gekennzeichnet, daß eine Hilfsverzögerungsleitung (31) vorgesehen ist, die in Längsrichtung in gleichem Zeitabstand angeordnete Anzapfungen (33) besitzt und die Eingangssignale (10) empfängt, deren Phasenlage in einem 90°-Phasenschieber (43) gegenüber den von der ersten Verzögerungsleitung empfangenen Signalen gedreht ist, daß ferner eine Kombinierschaltung (47,44) zum selektiven, 90°-phasenverschobenen Kombinieren des Ausgangssignals der zweiten Schaltung (39) mit dem Ausgangssignal der ersten Schaltung (38) zur Bildung eines entzerrten Ausgangssignals (14), und daß schließlich ein Fehlersignalerzeuger (45) vorgesehen sind, der auf ein kombinieiies Ausgangssignal einer Gruppe von Dämpfungsgliedern mit der Erzeugung eines Fehlersignals (40) anspricht, um gemeinsam mit den Anzapfungssignalen der entsprechenden Ve-zögerungsleitung die Einstellung (über 41 bzw. 42) der betreffenden Dämpfungsglieder der ersten (34) und zweiten (35) Gruppe von Dämpfungsgliedern zu steuern.

2. Transversalentzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombinierschaltung aus einem Phasenschieber (47) und einer Summierschaltung (44) besteht, in der das Ausgangssignal der ersten Schaltung (38) mit dem Ausgangssignal des Pnasenschiebers(47) kombiniert wird.

3. Transversalentzerrer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Fehlersignalerzeuger eine Schwellwertschaltung (45) aufweist, die das Fehlersignall (40) als Differenz zwischen einem vorbestimmten Schwellwert und den Ausgangssignalen des Phasenschiebers (47) ableitet, wobei der Schwellwert der Größe der gleich langen 90°-Komponenten eines idealen empfangenen Signals (25 in F i g. 2) entspricht.

4. Automatisch adaptierender Transversalentzcrrer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste (36: F i g. 3) und eine zweite (37) Gruppe von Steuerschaltungen das Fehlersignal (40) mit den verschiedenen verzögerten Anzapfungssignalen korreliert und daß diese genannten Gruppen aus einer Anzahl von Exklusiv-OR-Toren besteht, von denen jedes Steuersignale zu der ersten (34) und zweiten (35) Gruppe von Dämpfungsgliedern überträgt.