JPS5833313A - トランスバ−サル定利得可変等化器 - Google Patents
トランスバ−サル定利得可変等化器Info
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- JPS5833313A JPS5833313A JP56130239A JP13023981A JPS5833313A JP S5833313 A JPS5833313 A JP S5833313A JP 56130239 A JP56130239 A JP 56130239A JP 13023981 A JP13023981 A JP 13023981A JP S5833313 A JPS5833313 A JP S5833313A
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- tap
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は通信回線において必要とされるトランスバーサ
ル可変等化器に関するものである。
ル可変等化器に関するものである。
通信回線では一般に機器の不完全性によって生じる伝送
路歪１み（振幅遅延歪み）が存在する。
路歪１み（振幅遅延歪み）が存在する。
従って安定な通信１回線を維持する為にはなんらかの歪
み等化が必要そある。特に衛星通信回線に於いては、非
線形増幅器（地上局および衛星に搭載される高電力増幅
器）が介在するので。
み等化が必要そある。特に衛星通信回線に於いては、非
線形増幅器（地上局および衛星に搭載される高電力増幅
器）が介在するので。
送受いずれか一方に置かれる等化器だけで回線全体の歪
みを完全に等化する事は出来ず、従って一般に送信およ
び受信側の両側に等化器を使用し、非線形増幅器の前後
で独立に送信側、受信側歪み等化を行なっている。この
歪み等化器の一例としてトランスバーサル型可変等化器
がある。
みを完全に等化する事は出来ず、従って一般に送信およ
び受信側の両側に等化器を使用し、非線形増幅器の前後
で独立に送信側、受信側歪み等化を行なっている。この
歪み等化器の一例としてトランスバーサル型可変等化器
がある。
従来のトランス蓚；バーサル型可変等化器はあとに詳し
く説明するが、Ｎを自然数として。
く説明するが、Ｎを自然数として。
入力端子から順次直列に配列された例えば２Ｎ個の１遅
延回路と、入力信号以下順次遅延された合計２Ｎ＋１個
のタップ信号に各信号対応のタップ利得を個々に乗算す
る２Ｎ＋１個の複累乗算器と、この複素乗算器の乗算結
果を合成する信号合成器を主体とし、タップ利得を変え
ることにより周波数特性を信号の切断なく変化させるこ
とができ９回線等化器として有効に動作する。
延回路と、入力信号以下順次遅延された合計２Ｎ＋１個
のタップ信号に各信号対応のタップ利得を個々に乗算す
る２Ｎ＋１個の複累乗算器と、この複素乗算器の乗算結
果を合成する信号合成器を主体とし、タップ利得を変え
ることにより周波数特性を信号の切断なく変化させるこ
とができ９回線等化器として有効に動作する。
しかし乍らこのような構成では、タップ利得を変えると
それに対応して利得も本質的に変化するので等化特性で
は充分とはいえず、またこの利得変動を防ぐため自動利
得制御回路（ＡＧＯ回路）を設けることも知られている
が、ＡＧＯ回路は信号をはじめて送出する初期状態では
出力信号は一時的に過大になって他回路に障害を与える
ととがちり、好ましいものではなかった。
それに対応して利得も本質的に変化するので等化特性で
は充分とはいえず、またこの利得変動を防ぐため自動利
得制御回路（ＡＧＯ回路）を設けることも知られている
が、ＡＧＯ回路は信号をはじめて送出する初期状態では
出力信号は一時的に過大になって他回路に障害を与える
ととがちり、好ましいものではなかった。
したがって本発明の目的は利得変動がなく而も動作の安
定なトランスバーサル可変等化器を提供するにある。
定なトランスバーサル可変等化器を提供するにある。
本発明によれば、入力端子から順次直列に配置された複
数個の遅延回路、これら遅延回路の入出力部からのタッ
プ信号に各タップ信号対応のタップ利得に関連した値を
乗算できる複素乗算器、およびこれら複素乗算器の乗算
結果を合成する信号合成器を含む可変等化部と、前記タ
ップ利得を入力して特定角周波数における前記等化器部
の利得の逆呻を計算１する計算回路と。
数個の遅延回路、これら遅延回路の入出力部からのタッ
プ信号に各タップ信号対応のタップ利得に関連した値を
乗算できる複素乗算器、およびこれら複素乗算器の乗算
結果を合成する信号合成器を含む可変等化部と、前記タ
ップ利得を入力して特定角周波数における前記等化器部
の利得の逆呻を計算１する計算回路と。
前記信号合成器の入力機ｊＩもし・くけ出力側の信号「
に前記計算回路の出力を乗算する複素乗算手段とを備え
たトランスバーサル定利得可変等化器が得られる。
たトランスバーサル定利得可変等化器が得られる。
次に図面を参照して詳細に説明する。
第１図は従来のトランスバーサル型可変等化器の構成の
一例を示した図である。第１図において１は信号入力端
子、２は遅延時間が’ｒｏの２Ｎ個の遅延回路、３は２
Ｎ＋１個の複素乗算器。
一例を示した図である。第１図において１は信号入力端
子、２は遅延時間が’ｒｏの２Ｎ個の遅延回路、３は２
Ｎ＋１個の複素乗算器。
４は信号合成器、５は出力端子であり、又０−Ｎ。
０−Ｎ＋１．・・・０Ｎ−１，ＯＮ複素信号である２Ｎ
＋１個のタップ利得（或いはタップ利得制御信号）であ
る。
＋１個のタップ利得（或いはタップ利得制御信号）であ
る。
ツブ利得Ｃｎを変える事により周波数特性を信号の切断
なく変化させる事が出来９回線等化器として有効である
。また一般に回線歪み等化効果の判定基準として周波数
特性（振幅、遅延）の平坦化を目的とするが、測定系の
限界により完全に等化特性を把握する事の難かしい回線
では。
なく変化させる事が出来９回線等化器として有効である
。また一般に回線歪み等化効果の判定基準として周波数
特性（振幅、遅延）の平坦化を目的とするが、測定系の
限界により完全に等化特性を把握する事の難かしい回線
では。
受信機出力信号の品質を最良とするように回線歪みを等
化する方法を用いる。このような回線に於いては、該等
化器は信号の切断なく回線等化が出来る為有効である。
化する方法を用いる。このような回線に於いては、該等
化器は信号の切断なく回線等化が出来る為有効である。
然しなから該等化器利得は、先にも述べたように、タッ
プ利得を変化させるとそれに対応して利得も本質的に変
化する。従って送信側に該等イ１器を採用し、タップ利
得を調整して受信側に於ける再生信号品質を最良とする
等化千′法を用いた場合、再生信号の品質改善量は、伝
送路歪み等化の他に受信側に於ける信号対雑音比（Ｓ／
Ｎ ）上昇あるいは高電力非線形増幅器動作点の移動等
に依存する為、真の回線等化を行なう事は難かしい。ま
た過大利得による高電力増幅器の破壊を招くこともある
。
プ利得を変化させるとそれに対応して利得も本質的に変
化する。従って送信側に該等イ１器を採用し、タップ利
得を調整して受信側に於ける再生信号品質を最良とする
等化千′法を用いた場合、再生信号の品質改善量は、伝
送路歪み等化の他に受信側に於ける信号対雑音比（Ｓ／
Ｎ ）上昇あるいは高電力非線形増幅器動作点の移動等
に依存する為、真の回線等化を行なう事は難かしい。ま
た過大利得による高電力増幅器の破壊を招くこともある
。
上記の等止器調整による利得変動を防ぐ方法として、自
動利得制御回路（ＡＧＣ）を該等化器に従続させる事が
ある。ＡＧＣは信号が送出されている定常状態に於いて
は該出力電圧（電力）を一定に保つ事が出来るが、信号
を初めて送出する初−切状態に於いては、出力信号は、
無信号時にＡＧＯが最大利得となっている為に最初大振
幅となり、 ＡＧＣ応答特性に依存する時間経過後定常
状態に祝事する。このような信号が通信回線に送出され
ると介在する増幅器の破壊あるいは飽和による隣接信号
への蔽害を与える事があった。
動利得制御回路（ＡＧＣ）を該等化器に従続させる事が
ある。ＡＧＣは信号が送出されている定常状態に於いて
は該出力電圧（電力）を一定に保つ事が出来るが、信号
を初めて送出する初−切状態に於いては、出力信号は、
無信号時にＡＧＯが最大利得となっている為に最初大振
幅となり、 ＡＧＣ応答特性に依存する時間経過後定常
状態に祝事する。このような信号が通信回線に送出され
ると介在する増幅器の破壊あるいは飽和による隣接信号
への蔽害を与える事があった。
第２図は本発明の一実施例の構成をあられした図であっ
て、１１は入力端子、′１２は遅延時間Ｔｏの遅延回路
（２Ｎ個）、１３はｉ累乗算回路（２Ｎ＋１個）、１４
は信号合成回路、１５はタップ係数計算回路、１６は乗
算回路、１７は出力端子である。この回路において、端
子１１から信号合成回路１４までの伝達関数Ｔ（ハ）は
、入力信号を含む全タップ信号について考えると。
て、１１は入力端子、′１２は遅延時間Ｔｏの遅延回路
（２Ｎ個）、１３はｉ累乗算回路（２Ｎ＋１個）、１４
は信号合成回路、１５はタップ係数計算回路、１６は乗
算回路、１７は出力端子である。この回路において、端
子１１から信号合成回路１４までの伝達関数Ｔ（ハ）は
、入力信号を含む全タップ信号について考えると。
であるから、ω＝ω′に於ける利得は
である。タップ係数計算回路１５は（２）式を計算し。
その逆数β
β＝１／ＩＴ（ω１）１ ・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（６）を出力する。また複素乗算回
路１６は入力制御信号βに対応してその利得ｋか に＝αβ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（４）の如く変化する（αは定数２回路である
。従って端子１１と１７間のω＝ω１に於ける利得はＴ
（ω１）・αβ＝αとなり、Ｃｎの変化に対し独立一定
である。
・・・・・・・・・（６）を出力する。また複素乗算回
路１６は入力制御信号βに対応してその利得ｋか に＝αβ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（４）の如く変化する（αは定数２回路である
。従って端子１１と１７間のω＝ω１に於ける利得はＴ
（ω１）・αβ＝αとなり、Ｃｎの変化に対し独立一定
である。
第１図は第２図の等止器の利得特性を示すもので、 （
ａ）、（ｂ）ｔ（ｅ）はタップ利得Ｃｎ（ｎ ＝ −Ｎ
、 −Ｎ ）の各種紐み合わせにより得られる特性を代
表して示したもので、ω＝ω１に於いては常に一定利得
αを示す。
ａ）、（ｂ）ｔ（ｅ）はタップ利得Ｃｎ（ｎ ＝ −Ｎ
、 −Ｎ ）の各種紐み合わせにより得られる特性を代
表して示したもので、ω＝ω１に於いては常に一定利得
αを示す。
以上説明したように９本等化器を送信側に用いて送信側
歪み等化を行なった場合、受信側に／ 於けるＳ／Ｎをほぼ一定としまた介在する非線形増幅器
の動作点も不変とする事が出来る。この事は受信側再生
信号品質は回線歪み量のみに依存する事、即ち回線歪み
最小が再生信号品質最良に対応する事を意味し９等化手
法の複雑性を除去できる。
歪み等化を行なった場合、受信側に／ 於けるＳ／Ｎをほぼ一定としまた介在する非線形増幅器
の動作点も不変とする事が出来る。この事は受信側再生
信号品質は回線歪み量のみに依存する事、即ち回線歪み
最小が再生信号品質最良に対応する事を意味し９等化手
法の複雑性を除去できる。
第４図は本発明の他の実施例の構成を示した図である。
一般にタラ、プ利得ＩＣｎ１は１ｎ１が大きくなる程小
さくなる為に、ＭくＮとなるＭを選び。
さくなる為に、ＭくＮとなるＭを選び。
とする事も可能であるから、第２図に於けるタップ係数
計算回路１５の入力信号数番図に示すようＫＮからＭに
減少させてタップ計数計算回路を簡易にする事ができる
。この第４図で、１８はＣｎ （Ｉｎｌ＜Ｍ、 ｎは整
数ンを入力とするタップ係数計算回路で、（５）式の計
算を行なう。他の回路は第２図と同じである。
計算回路１５の入力信号数番図に示すようＫＮからＭに
減少させてタップ計数計算回路を簡易にする事ができる
。この第４図で、１８はＣｎ （Ｉｎｌ＜Ｍ、 ｎは整
数ンを入力とするタップ係数計算回路で、（５）式の計
算を行なう。他の回路は第２図と同じである。
第５図は本発明の更に他の実施例の構成をあられした図
であり、１９は２Ｎ＋１個の乗算回路。
であり、１９は２Ｎ＋１個の乗算回路。
をあられし、他の構成要素は第２図におけると実質的に
同じである。タップ係数計算回路１５の出力信号は（６
）式で表わされ、ｎ番目の乗算回路である複素乗算回路
１９の出力信号ＣＩはＣＩ、′−Ｃｎ・β ・
・・・・・・・・・・・・・・（６）となる。図にはＮ
−１番目のタップのところに記入しである。従って端子
１１から１７へのω＝ω′に於ける利得Ｔ’ （（ａ’
）は （６）式から （３）式でβは正であるから （２）式から −ｉｎω′Ｔ。
同じである。タップ係数計算回路１５の出力信号は（６
）式で表わされ、ｎ番目の乗算回路である複素乗算回路
１９の出力信号ＣＩはＣＩ、′−Ｃｎ・β ・
・・・・・・・・・・・・・・（６）となる。図にはＮ
−１番目のタップのところに記入しである。従って端子
１１から１７へのω＝ω′に於ける利得Ｔ’ （（ａ’
）は （６）式から （３）式でβは正であるから （２）式から −ｉｎω′Ｔ。
×１Σ Ｃｎｅ ｌ＝１
１−−Ｎ
となり、利得はω＝ω′に於いて常に一定である。
第２図と第４図の利得Ｔ（ω／）＝αであるから。
α＝１とすれば第５図の構成と一致する。
伺第５図に於いて、タップ係数計算回路１５は、利得Ｔ
／ ＜０勺に対しあまり影響を与、えないタップ利得Ｃ
ｎを除去した第４図の１８と置き換えてもさしつかえな
い事は明白である。又この第５図と第２図の違いは、タ
ップ係数計算回路１５の出力βを信号合成回路１４の入
力側で乗算するか出力側で乗算するかということにある
。なお、入力側で乗算する場合乗算器１９を、第５図と
は異って２乗算器１３の入力側に設けてもよく、また乗
算器１３の出力側に設けてもよい。
／ ＜０勺に対しあまり影響を与、えないタップ利得Ｃ
ｎを除去した第４図の１８と置き換えてもさしつかえな
い事は明白である。又この第５図と第２図の違いは、タ
ップ係数計算回路１５の出力βを信号合成回路１４の入
力側で乗算するか出力側で乗算するかということにある
。なお、入力側で乗算する場合乗算器１９を、第５図と
は異って２乗算器１３の入力側に設けてもよく、また乗
算器１３の出力側に設けてもよい。
以下余日
第１図は従来のトランスバーサル型可変等比容の構成の
一例を示した図、第２図は本発明の一実施例の構成をあ
られした図、第６図は第２図の実施例における利得特性
を示した図、第４図は本発明の他の実施例の構成を示し
た図、第５図は本発明の更に他の実施例の構成を示した
図である。 記号の説明＝１２は遅延回路、１６は複素乗算回路、１
４は信号合成回路、１５はタップ係数計算回路、１６は
乗算回路、１８はタップ係数計算回路、１９は複素乗算
回路をそれぞれあられしている。 第２図
一例を示した図、第２図は本発明の一実施例の構成をあ
られした図、第６図は第２図の実施例における利得特性
を示した図、第４図は本発明の他の実施例の構成を示し
た図、第５図は本発明の更に他の実施例の構成を示した
図である。 記号の説明＝１２は遅延回路、１６は複素乗算回路、１
４は信号合成回路、１５はタップ係数計算回路、１６は
乗算回路、１８はタップ係数計算回路、１９は複素乗算
回路をそれぞれあられしている。 第２図
Claims (1)
- １、入力端子かち順次直列に配置された複数個の遅延回
路、これら遅延回路の入出力部からのタップ信号に各タ
ップ信号対応のタップ利得に関連した値を乗算できる複
素乗算器、およびこれら複素乗算器の乗算結果を合成す
る信号合成器を含む可変等化部と、前記タップ利得を入
力して特定角周波数における前記等化器部の利得の逆数
を計算する計算回路と、前記信号合成器の入力側もしく
は出力側の信号に前記計算回路の出力を乗算する複素乗
算手段とを備えたトランスバーサル定利得可変等化器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56130239A JPS5833313A (ja) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | トランスバ−サル定利得可変等化器 |
| US06/408,301 US4456893A (en) | 1981-08-21 | 1982-08-16 | Equalizer having a substantially constant gain at a preselected frequency |
| CA000409838A CA1186026A (en) | 1981-08-21 | 1982-08-20 | Equalizer having a substantially constant gain at a preselected frequency |
| DE8282107646T DE3264561D1 (en) | 1981-08-21 | 1982-08-20 | Equalizer having a substantially constant gain at a preselected frequency |
| EP82107646A EP0073039B1 (en) | 1981-08-21 | 1982-08-20 | Equalizer having a substantially constant gain at a preselected frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56130239A JPS5833313A (ja) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | トランスバ−サル定利得可変等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5833313A true JPS5833313A (ja) | 1983-02-26 |
| JPS6349928B2 JPS6349928B2 (ja) | 1988-10-06 |
Family
ID=15029442
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56130239A Granted JPS5833313A (ja) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | トランスバ−サル定利得可変等化器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4456893A (ja) |
| EP (1) | EP0073039B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5833313A (ja) |
| CA (1) | CA1186026A (ja) |
| DE (1) | DE3264561D1 (ja) |
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-
1981
- 1981-08-21 JP JP56130239A patent/JPS5833313A/ja active Granted
-
1982
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