JPS6349928B2 - - Google Patents
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- JPS6349928B2 JPS6349928B2 JP56130239A JP13023981A JPS6349928B2 JP S6349928 B2 JPS6349928 B2 JP S6349928B2 JP 56130239 A JP56130239 A JP 56130239A JP 13023981 A JP13023981 A JP 13023981A JP S6349928 B2 JPS6349928 B2 JP S6349928B2
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- Japan
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- gain
- equalizer
- tap
- signal
- circuit
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- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 4
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は通信回線において必要とされるトラン
スバーサル可変等化器に関するものである。
スバーサル可変等化器に関するものである。
通信回線では一般に機器の不完全性によつて生
じる伝送路歪み（振幅遅延歪み）が存在する。従
つて安定な通信回線を維持する為にはなんらかの
歪み等化が必要である。特に衛星通信回線に於い
ては、非線形増幅器（地上局および衛星に搭載さ
れる高電力増幅器）が介在するので、送受いずれ
か一方に置かれる等化器だけで回線全体の歪みを
完全に等化する事は出来ず、従つて一般に送信お
よび受信側の両側に等化器を使用し、非線形増幅
器の前後で独立に送信側、受信側歪み等化を行な
つている。この歪み等化器の一例としてトランス
バーサル型可変等化器がある。
じる伝送路歪み（振幅遅延歪み）が存在する。従
つて安定な通信回線を維持する為にはなんらかの
歪み等化が必要である。特に衛星通信回線に於い
ては、非線形増幅器（地上局および衛星に搭載さ
れる高電力増幅器）が介在するので、送受いずれ
か一方に置かれる等化器だけで回線全体の歪みを
完全に等化する事は出来ず、従つて一般に送信お
よび受信側の両側に等化器を使用し、非線形増幅
器の前後で独立に送信側、受信側歪み等化を行な
つている。この歪み等化器の一例としてトランス
バーサル型可変等化器がある。
従来のトランスバーサル型可変等化器は、あと
に詳しく説明するが、Ｎを自然数として、入力端
子から順次直列に配列された例えば2N個の遅延
回路と、入力信号以下順次遅延された合計2N＋
１個のタツプ信号に各信号対応のタツプ利得を
個々に乗算する2N＋１個の複素乗算器と、この
複素乗算器の乗算結果を合成する信号合成器を主
体とし、タツプ利得を変えることにより周波数特
性を信号の切断なく変化させることができ、回線
等化器として有効に動作する。
に詳しく説明するが、Ｎを自然数として、入力端
子から順次直列に配列された例えば2N個の遅延
回路と、入力信号以下順次遅延された合計2N＋
１個のタツプ信号に各信号対応のタツプ利得を
個々に乗算する2N＋１個の複素乗算器と、この
複素乗算器の乗算結果を合成する信号合成器を主
体とし、タツプ利得を変えることにより周波数特
性を信号の切断なく変化させることができ、回線
等化器として有効に動作する。
しかし乍らこのような構成では、タツプ利得を
変えるとそれに対応して利得も本質的に変化する
ので等化特性では充分とはいえず、またこの利得
変動を防ぐため自動利得制御回路（AGC回路）
を設けることも知られているが、AGC回路は信
号をはじめて送出する初期状態では出力信号は一
時的に過大になつて他回路に障害を与えることが
あり、好ましいものではなかつた。
変えるとそれに対応して利得も本質的に変化する
ので等化特性では充分とはいえず、またこの利得
変動を防ぐため自動利得制御回路（AGC回路）
を設けることも知られているが、AGC回路は信
号をはじめて送出する初期状態では出力信号は一
時的に過大になつて他回路に障害を与えることが
あり、好ましいものではなかつた。
したがつて本発明の目的は利得変動がなく而も
動作の安定なトランスバーサル可変等化器を提供
するにある。
動作の安定なトランスバーサル可変等化器を提供
するにある。
本発明によれば、入力端子から順次直列に配置
された複数個の遅延回路、これら遅延回路の入出
力部からのタツプ信号に各タツプ信号対応のタツ
プ利得に関連した値を乗算できる複素乗算器、お
よびこれら複素乗算器の乗算結果を合成する信号
合成器を含む可変等化部と、前記タツプ利得を入
力して特定角周波数における前記等化器部の利得
の逆数を計算するタツプ計算計算回路と、前記信
号合成器の入力側もしくは出力側に接続され、前
記計算された等化器部の利得の逆数に定数を乗じ
た値を利得とする可変利得の乗算手段とを備え、
回路全体としての利得が前記特定角周波数におい
て前記定数で表わされるトランスバーサル定利得
可変等化器が得られる。
された複数個の遅延回路、これら遅延回路の入出
力部からのタツプ信号に各タツプ信号対応のタツ
プ利得に関連した値を乗算できる複素乗算器、お
よびこれら複素乗算器の乗算結果を合成する信号
合成器を含む可変等化部と、前記タツプ利得を入
力して特定角周波数における前記等化器部の利得
の逆数を計算するタツプ計算計算回路と、前記信
号合成器の入力側もしくは出力側に接続され、前
記計算された等化器部の利得の逆数に定数を乗じ
た値を利得とする可変利得の乗算手段とを備え、
回路全体としての利得が前記特定角周波数におい
て前記定数で表わされるトランスバーサル定利得
可変等化器が得られる。
次に図面を参照して詳細に説明する。
第１図は従来のトランスバーサル型可変等化器
の構成の一例を示した図である。第１図において
１は信号入力端子、２は遅延時間がT0の2N個の
遅延回路、３は2N＋１個の複素乗算器、４は信
号合成器、５は出力端子であり、又C-N、C-N+1、
………CN-1、CN複素信号である2N＋１個のタツ
プ利得（或いはタツプ利得制御信号）である。
の構成の一例を示した図である。第１図において
１は信号入力端子、２は遅延時間がT0の2N個の
遅延回路、３は2N＋１個の複素乗算器、４は信
号合成器、５は出力端子であり、又C-N、C-N+1、
………CN-1、CN複素信号である2N＋１個のタツ
プ利得（或いはタツプ利得制御信号）である。
この第１図の等化器は、その周波数特性T(〓)が
T(〓)＝N 〓n=-N Coe-in〓T0であらわせるから、タツプ利
得Coを変える事により周波数特性を信号の切断
なく変化させる事が出来、回線等化器として有効
である。また一般に回線歪み等化効果の判定基準
として周波数特性（振幅、遅延）の平担化を目的
とするが、測定系の限界により完全に等化特性を
把握する事の難かしい回線では、受信機出力信号
の品質を最良とするように回線歪みを等化する方
法を用いる。このような回線に於いては、該等化
器は信号の切断なく回線等化が出来る為有効であ
る。
T(〓)＝N 〓n=-N Coe-in〓T0であらわせるから、タツプ利
得Coを変える事により周波数特性を信号の切断
なく変化させる事が出来、回線等化器として有効
である。また一般に回線歪み等化効果の判定基準
として周波数特性（振幅、遅延）の平担化を目的
とするが、測定系の限界により完全に等化特性を
把握する事の難かしい回線では、受信機出力信号
の品質を最良とするように回線歪みを等化する方
法を用いる。このような回線に於いては、該等化
器は信号の切断なく回線等化が出来る為有効であ
る。
然しながら該等化器利得は、先にも述べたよう
に、タツプ利得を変化させるとそれに対応して利
得も本質的に変化する。従つて送信側に該等化器
を採用し、タツプ利得を調整して受信側に於ける
再生信号品質を最良とする等化手法を用いた場
合、再生信号の品質改善量は、伝送路歪み等化の
他に受信側に於ける信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）上昇
あるいは高電力非線形増幅器動作点の移動等に依
存する為、真の回線等化を行なう事が難かしい。
また過大利得による高電力増幅器の破壊を招くこ
ともある。
に、タツプ利得を変化させるとそれに対応して利
得も本質的に変化する。従つて送信側に該等化器
を採用し、タツプ利得を調整して受信側に於ける
再生信号品質を最良とする等化手法を用いた場
合、再生信号の品質改善量は、伝送路歪み等化の
他に受信側に於ける信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）上昇
あるいは高電力非線形増幅器動作点の移動等に依
存する為、真の回線等化を行なう事が難かしい。
また過大利得による高電力増幅器の破壊を招くこ
ともある。
上記の等化器調整による利得変動を防ぐ方法と
して、自動利得制御回路（AGC）を該等化器に
従続させる事がある。AGCは信号が送出されて
いる定常状態に於いては該出力電圧（電力）を一
定に保つ事が出来るが、信号を初めて送出する初
期状態に於いては、出力信号は、無信号時に
AGCが最大利得となつている為に最初大振幅と
なり、AGC応答特性に依存する時間経過後定常
状態に収束する。このような信号が通信回線に送
出されると介在する増幅器の破壊あるいは飽和に
よる隣接信号への蔽害を与える事があつた。
して、自動利得制御回路（AGC）を該等化器に
従続させる事がある。AGCは信号が送出されて
いる定常状態に於いては該出力電圧（電力）を一
定に保つ事が出来るが、信号を初めて送出する初
期状態に於いては、出力信号は、無信号時に
AGCが最大利得となつている為に最初大振幅と
なり、AGC応答特性に依存する時間経過後定常
状態に収束する。このような信号が通信回線に送
出されると介在する増幅器の破壊あるいは飽和に
よる隣接信号への蔽害を与える事があつた。
第２図は本発明の一実施例の構成をあらわした
図であつて、１１は入力端子、１２は遅延時間
T0の遅延回路（2N個）、１３は複素乗算回路
（2N＋１個）、１４は信号合成回路、１５はタツ
プ係数計算回路、１６は乗算回路、１７は出力端
子である。この回路において、端子１１から信号
合成回路１４までの伝達関数Ｔ（ω）は、入力信
号を含む全タツプ信号について考えると、 Ｔ（ω）＝N 〓n=-N Coe-in〓T0 ……(1) であるから、ω＝ω′に於ける利得は ｜Ｔ（ω′）｜＝｜N 〓N=-N Coe-in〓′T0｜ ……(2) である。タツプ係数計算回路１５は(2)式を計算
し、その逆数β β＝１／｜T(〓′)｜ ……(3) を出力する。また乗算回路１６は入力制御信号β
に対応してその利得ｋが ｋ＝αβ ……(4) の如く変化する（αは定数）回路である。従つて
端子１１と１７間のω＝ω′に於ける利得は
T(〓′)・αβ＝αとなり、Coの変化に対し独立一定
である。
図であつて、１１は入力端子、１２は遅延時間
T0の遅延回路（2N個）、１３は複素乗算回路
（2N＋１個）、１４は信号合成回路、１５はタツ
プ係数計算回路、１６は乗算回路、１７は出力端
子である。この回路において、端子１１から信号
合成回路１４までの伝達関数Ｔ（ω）は、入力信
号を含む全タツプ信号について考えると、 Ｔ（ω）＝N 〓n=-N Coe-in〓T0 ……(1) であるから、ω＝ω′に於ける利得は ｜Ｔ（ω′）｜＝｜N 〓N=-N Coe-in〓′T0｜ ……(2) である。タツプ係数計算回路１５は(2)式を計算
し、その逆数β β＝１／｜T(〓′)｜ ……(3) を出力する。また乗算回路１６は入力制御信号β
に対応してその利得ｋが ｋ＝αβ ……(4) の如く変化する（αは定数）回路である。従つて
端子１１と１７間のω＝ω′に於ける利得は
T(〓′)・αβ＝αとなり、Coの変化に対し独立一定
である。
第３図は第２図の等化器の利得特性を示すもの
で、(a)、(b)、(c)はタツプ利得Co（ｎ＝−Ｎ、……
…Ｎ）の各種組み合わせにより得られる特性を代
表して示したもので、ω＝ω′に於いては常に一
定利得αを示す。
で、(a)、(b)、(c)はタツプ利得Co（ｎ＝−Ｎ、……
…Ｎ）の各種組み合わせにより得られる特性を代
表して示したもので、ω＝ω′に於いては常に一
定利得αを示す。
以上説明したように、本等化器を送信側に用い
て送信側歪み等化を行なつた場合、受信側に於け
るＳ／Ｎをほぼ一定としまた介在する非線形増幅
器の動作点も不変とする事が出来る。この事は受
信側再生信号品質は回線歪み量のみに依存する
事、即ち回線歪み最小が再生信号品質最良に対応
できる事を意味し、等化手法の複雑性を除去でき
る。
て送信側歪み等化を行なつた場合、受信側に於け
るＳ／Ｎをほぼ一定としまた介在する非線形増幅
器の動作点も不変とする事が出来る。この事は受
信側再生信号品質は回線歪み量のみに依存する
事、即ち回線歪み最小が再生信号品質最良に対応
できる事を意味し、等化手法の複雑性を除去でき
る。
第４図は本発明の他の実施例の構成を示した図
である。一般にタツプ利得｜Co｜は｜ｎ｜が大
きくなる程小さくなる為に、ＭＮとなるＭを選
び、 β-1＝T(〓′)｜M 〓n=-M Coe-in〓′T0｜ ……(5) とする事も可能であるから、第２図に於けるタツ
プ係数計算回路１５の入力信号数を図に示すよう
にＮからＭに減少させてタツプ計数計算回路を簡
易にする事ができる。この第４図で、１８はCo
（｜ｎ｜Ｍ、ｎは整数）を入力とするタツプ係
数計算回路で、(5)式の計算を行なう。他の回路は
第２図と同じである。
である。一般にタツプ利得｜Co｜は｜ｎ｜が大
きくなる程小さくなる為に、ＭＮとなるＭを選
び、 β-1＝T(〓′)｜M 〓n=-M Coe-in〓′T0｜ ……(5) とする事も可能であるから、第２図に於けるタツ
プ係数計算回路１５の入力信号数を図に示すよう
にＮからＭに減少させてタツプ計数計算回路を簡
易にする事ができる。この第４図で、１８はCo
（｜ｎ｜Ｍ、ｎは整数）を入力とするタツプ係
数計算回路で、(5)式の計算を行なう。他の回路は
第２図と同じである。
第５図は本発明の更に他の実施例の構成をあら
わした図であり、１９は2N＋１個の複素乗算回
路をあらわし、他の構成要素は第２図におけると
実質的に同じである。タツプ係数計算回路１５の
出力信号は(3)式で表わされ、ｎ番目の乗算回路で
ある複素乗算回路１９の出力信号Co′は Co′＝Co・β ……(6) となる。図にはＮ−１番目のタツプのところに記
入してある。従つて端子１１から１７へのω＝
ω′に於ける利得T′(〓′)は ｜T′(〓′)｜＝｜N 〓n=-N Co′e-in〓′T0｜、 ……(7) (6)式から ｜T′(〓′)｜＝｜N 〓n=-N Co・βe-in〓′T0｜、 ……(8) (3)式でβは正であるから ｜T′(〓′)｜＝β｜N 〓n=-N Coe-in〓′T0｜、 ……(9) (2)式から となり、利得はω＝ω′に於いて常に一定である。
第２図と第４図の利得T(〓′)＝αであるから、α
＝１とすれば第５図の構成と一致する。
わした図であり、１９は2N＋１個の複素乗算回
路をあらわし、他の構成要素は第２図におけると
実質的に同じである。タツプ係数計算回路１５の
出力信号は(3)式で表わされ、ｎ番目の乗算回路で
ある複素乗算回路１９の出力信号Co′は Co′＝Co・β ……(6) となる。図にはＮ−１番目のタツプのところに記
入してある。従つて端子１１から１７へのω＝
ω′に於ける利得T′(〓′)は ｜T′(〓′)｜＝｜N 〓n=-N Co′e-in〓′T0｜、 ……(7) (6)式から ｜T′(〓′)｜＝｜N 〓n=-N Co・βe-in〓′T0｜、 ……(8) (3)式でβは正であるから ｜T′(〓′)｜＝β｜N 〓n=-N Coe-in〓′T0｜、 ……(9) (2)式から となり、利得はω＝ω′に於いて常に一定である。
第２図と第４図の利得T(〓′)＝αであるから、α
＝１とすれば第５図の構成と一致する。
尚第５図に於いて、タツプ係数計算回路１５
は、利得T′(〓′)に対しあまり影響を与えないタツ
プ利得Coを除去した第４図の１８と置き換えて
もさしつかえない事は明白である。又この第５図
と第２図の違いは、タツプ係数計算回路１５の出
力βを信号合成回路１４の入力側で乗算するか出
力側で乗算するかということにある。なお、入力
側で乗算する場合乗算器１９を、第５図とは異つ
て、乗算器１３の入力側に設けてもよく、また乗
算器１３の出力側に設けてもよい。
は、利得T′(〓′)に対しあまり影響を与えないタツ
プ利得Coを除去した第４図の１８と置き換えて
もさしつかえない事は明白である。又この第５図
と第２図の違いは、タツプ係数計算回路１５の出
力βを信号合成回路１４の入力側で乗算するか出
力側で乗算するかということにある。なお、入力
側で乗算する場合乗算器１９を、第５図とは異つ
て、乗算器１３の入力側に設けてもよく、また乗
算器１３の出力側に設けてもよい。
第１図は従来のトランスバーサル型可変等化器
の構成の一例を示した図、第２図は本発明の一実
施例の構成をあらわした図、第３図は第２図の実
施例における利得特性を示した図、第４図は本発
明の他の実施例の構成を示した図、第５図は本発
明の更に他の実施例の構成を示した図である。 記号の説明：１２は遅延回路、１３は複素乗算
回路、１４は信号合成回路、１５はタツプ係数計
算回路、１６は乗算回路、１８はタツプ係数計算
回路、１９は複素乗算回路をそれぞれあらわして
いる。
の構成の一例を示した図、第２図は本発明の一実
施例の構成をあらわした図、第３図は第２図の実
施例における利得特性を示した図、第４図は本発
明の他の実施例の構成を示した図、第５図は本発
明の更に他の実施例の構成を示した図である。 記号の説明：１２は遅延回路、１３は複素乗算
回路、１４は信号合成回路、１５はタツプ係数計
算回路、１６は乗算回路、１８はタツプ係数計算
回路、１９は複素乗算回路をそれぞれあらわして
いる。
Claims (1)
- １ 入力端子から順次直列に配置された複数個の
遅延回路、これら遅延回路の入出力部からのタツ
プ信号に各タツプ信号対応のタツプ利得に関連し
た値を乗算できる複素乗算器、およびこれら複素
乗算器の乗算結果を合成する信号合成器を含む可
変等化部と、前記タツプ利得を入力して特定角周
波数における前記等化器部の利得の逆数を計算す
るタツプ係数計算回路と、前記信号合成器の入力
側もしくは出力側に接続され、前記計算された等
化器部の利得の逆数に定数を乗じた値を利得とす
る可変利得の乗算手段とを備え、回路全体として
の利得が前記特定角周波数において前記定数で表
わされるトランスバーサル定利得可変等化器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56130239A JPS5833313A (ja) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | トランスバ−サル定利得可変等化器 |
| US06/408,301 US4456893A (en) | 1981-08-21 | 1982-08-16 | Equalizer having a substantially constant gain at a preselected frequency |
| DE8282107646T DE3264561D1 (en) | 1981-08-21 | 1982-08-20 | Equalizer having a substantially constant gain at a preselected frequency |
| EP82107646A EP0073039B1 (en) | 1981-08-21 | 1982-08-20 | Equalizer having a substantially constant gain at a preselected frequency |
| CA000409838A CA1186026A (en) | 1981-08-21 | 1982-08-20 | Equalizer having a substantially constant gain at a preselected frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56130239A JPS5833313A (ja) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | トランスバ−サル定利得可変等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5833313A JPS5833313A (ja) | 1983-02-26 |
| JPS6349928B2 true JPS6349928B2 (ja) | 1988-10-06 |
Family
ID=15029442
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56130239A Granted JPS5833313A (ja) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | トランスバ−サル定利得可変等化器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4456893A (ja) |
| EP (1) | EP0073039B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5833313A (ja) |
| CA (1) | CA1186026A (ja) |
| DE (1) | DE3264561D1 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3137679A1 (de) * | 1981-09-22 | 1983-04-07 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Anordnung zur uebertragung von sprache nach dem kanalvocoderprinzip |
| EP0105072B1 (de) * | 1982-10-06 | 1987-05-06 | Deutsche ITT Industries GmbH | Integrierte Schaltung eines Digitalfilters für den Chrominanzkanal von Farbfernsehgeräten |
| GB8308843D0 (en) * | 1983-03-30 | 1983-05-11 | Clark A P | Apparatus for adjusting receivers of data transmission channels |
| JPS59228409A (ja) * | 1983-06-10 | 1984-12-21 | Nec Corp | 自動等化器 |
| JPH0721843B2 (ja) * | 1983-12-26 | 1995-03-08 | 株式会社日立製作所 | 波形等化器 |
| JPS61102813A (ja) * | 1984-10-25 | 1986-05-21 | Hitachi Denshi Ltd | 適応デイジタルフイルタ |
| JP2538941B2 (ja) * | 1987-09-30 | 1996-10-02 | 株式会社東芝 | 波形等化装置 |
| JP3011948B2 (ja) * | 1989-07-31 | 2000-02-21 | パイオニア株式会社 | ディジタル等化器 |
| US5023892A (en) * | 1990-04-06 | 1991-06-11 | Printer Systems Corporation | System for detecting and correcting signal distortion |
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