JPS59228409A - 自動等化器 - Google Patents
自動等化器Info
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- JPS59228409A JPS59228409A JP58103810A JP10381083A JPS59228409A JP S59228409 A JPS59228409 A JP S59228409A JP 58103810 A JP58103810 A JP 58103810A JP 10381083 A JP10381083 A JP 10381083A JP S59228409 A JPS59228409 A JP S59228409A
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- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は自動等化器に関し、特にディジタル無線伝送方
式において用いられる、直交振幅変調波に対して適用さ
れるトランスバーサル・フィルタを備える自動等化器の
改良に関する。
式において用いられる、直交振幅変調波に対して適用さ
れるトランスバーサル・フィルタを備える自動等化器の
改良に関する。
従来、ディジタル無線伝送方式においては、伝送路にお
いて発生するマルチパス・フヱーデイング等によ如生成
される、波形歪による回線劣化および回線瞬断等の対応
策として、トランスバーサル型等化器等を含む自動適応
型等化器が適用されている。
いて発生するマルチパス・フヱーデイング等によ如生成
される、波形歪による回線劣化および回線瞬断等の対応
策として、トランスバーサル型等化器等を含む自動適応
型等化器が適用されている。
第１図に示されるのは、上記トランスバーサル型等化器
の概念的ブロック図で、端子１０１からは中間周波数帯
の所定の直交振幅変調信号Ｓムがトランスバーサル・フ
ィルタ１に入力される。トランスバーサル・フィルタ１
の出力信号ＳＲは、復調手段３に入力されて、復調信号
Ｓｃが端子１０２を介して出力されるとともに、同時に
復調手段３かラバ、トランスバーサル・フィルタ１に対
する主タップ制御用誤差信号ｙｐ”およびＹｊと、他タ
ップ制御用誤差信号ＹＰおよびＹＱと、復調信号Ｄ′Ｐ
およびＤ≦とが、それぞれ出力される。これらのｙｄ。
の概念的ブロック図で、端子１０１からは中間周波数帯
の所定の直交振幅変調信号Ｓムがトランスバーサル・フ
ィルタ１に入力される。トランスバーサル・フィルタ１
の出力信号ＳＲは、復調手段３に入力されて、復調信号
Ｓｃが端子１０２を介して出力されるとともに、同時に
復調手段３かラバ、トランスバーサル・フィルタ１に対
する主タップ制御用誤差信号ｙｐ”およびＹｊと、他タ
ップ制御用誤差信号ＹＰおよびＹＱと、復調信号Ｄ′Ｐ
およびＤ≦とが、それぞれ出力される。これらのｙｄ。
Ｙ′Ｑｒ Ｙｐ ＋ ｙＱｌ心および６．は、制御信号
発生手段２に入力され、制御信号発生手段２における所
定の処理手順を経由してタップ係数Ｃ，（ｎ−−Ｎ。
発生手段２に入力され、制御信号発生手段２における所
定の処理手順を経由してタップ係数Ｃ，（ｎ−−Ｎ。
−Ｎ＋１．・・・、−１，０，１，−・・、Ｎ−１，Ｎ
）が生成されて出力され、トランスバーサル・フィルタ
ＩＫ入力されて、それぞれ対応するタップの可変重み付
は回路を介して、主として符号量干渉に起因する波形歪
が等化される。これらのトランスバーサル・フィルタ１
．制御信号発生手段２および復調手段３等を備える、中
間周波数帯のトランスバーサル型等化器の動作について
は、既によく知られておシ、例えば特願昭５６−２１５
２７１等においても詳記されているので詳細説明は省略
する。
）が生成されて出力され、トランスバーサル・フィルタ
ＩＫ入力されて、それぞれ対応するタップの可変重み付
は回路を介して、主として符号量干渉に起因する波形歪
が等化される。これらのトランスバーサル・フィルタ１
．制御信号発生手段２および復調手段３等を備える、中
間周波数帯のトランスバーサル型等化器の動作について
は、既によく知られておシ、例えば特願昭５６−２１５
２７１等においても詳記されているので詳細説明は省略
する。
第１図に概念ブロック図が示される中間周波数帯のトラ
ンスバーサル型等化器において、その主要構成要素の一
つであるトランスバーサル・フィルタ１については、従
来第２図にその主要部が示されているようなトランスバ
ーサル・フィルタが用いられている。このトランスバー
サル・フィルタは、２個の遅延回路によ多形成される実
用例の一つで、その主要部は遅延時間がそれぞれτ１お
よびτ２の遅延回路４および５と、（−１）タップに対
応する同相側の可変重み付は回路６および直交側の可変
重み付は回路７と、主タップに対応する同相側の可変重
み付は回路８と、（＋１）タップに対応する同相側の可
変重み付は回路９および直交側の可変重み付は回路１０
と、同相側の加算回路１４および直交側の加算回路１５
と、直交結合回路１６と、位相調整用のケーブル１１．
１２および１３とＫよ多形成されている。トランスバー
サル・フィルタの動作については、例えば前述の特願昭
５６−２１５２７１等においても記述されているが、後
述する本発明の説明にも関係があるため、その要点につ
き説明する。
ンスバーサル型等化器において、その主要構成要素の一
つであるトランスバーサル・フィルタ１については、従
来第２図にその主要部が示されているようなトランスバ
ーサル・フィルタが用いられている。このトランスバー
サル・フィルタは、２個の遅延回路によ多形成される実
用例の一つで、その主要部は遅延時間がそれぞれτ１お
よびτ２の遅延回路４および５と、（−１）タップに対
応する同相側の可変重み付は回路６および直交側の可変
重み付は回路７と、主タップに対応する同相側の可変重
み付は回路８と、（＋１）タップに対応する同相側の可
変重み付は回路９および直交側の可変重み付は回路１０
と、同相側の加算回路１４および直交側の加算回路１５
と、直交結合回路１６と、位相調整用のケーブル１１．
１２および１３とＫよ多形成されている。トランスバー
サル・フィルタの動作については、例えば前述の特願昭
５６−２１５２７１等においても記述されているが、後
述する本発明の説明にも関係があるため、その要点につ
き説明する。
第２図に訃−て、端子１０３からは中間周波数帯の変調
信号が入力され、（−１）タップにおける変調信号Ｓ−
０として遅延回路４に入力されるとと５− もに、同相側の可変重み付は回路６および直交側の可変
重みづけ回路７にも入力される。遅延回路４の出力信号
Ｓ、は主タップにおける変調信号として遅延回路５に入
力されるとともに、主タップに対応する同相側の重み付
は回路８にも入力される。遅延回路５の出力信号Ｓ１は
、ケーブル１１を経由して所定の位相推移を付与され、
変調信号Ｓ１として（＋１）タップに対応する同相側の
可変重み付は回路９および直交側の可変重み付は回路１
０の双方に入力される。（−１）タップに対応する可変
重み付は回路６および７においては、それぞれ端子１０
４および１０５から入力される同相制御信号ｒ−１およ
び直交制御信号ｄ−０［よシ、前述の（−１）タップに
おける変調信号Ｓ−１の信号入力の振幅が制御され、変
調信号Ｓ二０および阻□を生成し、それぞれケーブル１
２および１３を経由して所定の位相推移を付与された後
、変調信号Ｓ−，およびＳ−□として加算回路１４およ
び１５に入力される。また、主タップに対応する可変重
み付は回路８においては、端子１０６から入力される６
− 同相制御信号ｒ。Ｋよシ、前述の主タップにおける変調
信号Ｓ００信号入力の振幅が制御され、変調信号 Ｑと
して出力されて加算回路１４に入力される。
信号が入力され、（−１）タップにおける変調信号Ｓ−
０として遅延回路４に入力されるとと５− もに、同相側の可変重み付は回路６および直交側の可変
重みづけ回路７にも入力される。遅延回路４の出力信号
Ｓ、は主タップにおける変調信号として遅延回路５に入
力されるとともに、主タップに対応する同相側の重み付
は回路８にも入力される。遅延回路５の出力信号Ｓ１は
、ケーブル１１を経由して所定の位相推移を付与され、
変調信号Ｓ１として（＋１）タップに対応する同相側の
可変重み付は回路９および直交側の可変重み付は回路１
０の双方に入力される。（−１）タップに対応する可変
重み付は回路６および７においては、それぞれ端子１０
４および１０５から入力される同相制御信号ｒ−１およ
び直交制御信号ｄ−０［よシ、前述の（−１）タップに
おける変調信号Ｓ−１の信号入力の振幅が制御され、変
調信号Ｓ二０および阻□を生成し、それぞれケーブル１
２および１３を経由して所定の位相推移を付与された後
、変調信号Ｓ−，およびＳ−□として加算回路１４およ
び１５に入力される。また、主タップに対応する可変重
み付は回路８においては、端子１０６から入力される６
− 同相制御信号ｒ。Ｋよシ、前述の主タップにおける変調
信号Ｓ００信号入力の振幅が制御され、変調信号 Ｑと
して出力されて加算回路１４に入力される。
同様にして、（＋１）タップに対応する可変重み付は回
路９および１０においても、それぞれ端子１０７および
１０Ｂから入力される同相制御信号ｒ１および直交制御
信号ｄ１によシ、前述の（＋１）タップにおける変調信
号Ｓ１のケーブル１１１Ｃよる遅延信号Ｓ００信号入力
の振幅が制御され、それぞれ変調信号Ｓ８およびＳｌと
して出力されて加算回路１４および１５に入力される。
路９および１０においても、それぞれ端子１０７および
１０Ｂから入力される同相制御信号ｒ１および直交制御
信号ｄ１によシ、前述の（＋１）タップにおける変調信
号Ｓ１のケーブル１１１Ｃよる遅延信号Ｓ００信号入力
の振幅が制御され、それぞれ変調信号Ｓ８およびＳｌと
して出力されて加算回路１４および１５に入力される。
加算回路１４においては、前述の同相側の変調信号Ｓ−
１ｅｓ二およびＳｌが加算されて変調信号Ｓｒとして出
力され、直交結合回路１６に入力される。また、加算回
路１５においては、前述の直交側の変調信号Ｓ−１およ
びＳ、が加算されて変調信号Ｓ１として出力され、直交
結合回路１６に入力される。直交結合回路１６において
は、ｓｒ＋ ｊｓｓ （ｊ−ｙ’了）の形で前記変調信
号ＳアとＳ、とが結合されて、変調信号Ｓとして端子１
０９を介して出力される。
１ｅｓ二およびＳｌが加算されて変調信号Ｓｒとして出
力され、直交結合回路１６に入力される。また、加算回
路１５においては、前述の直交側の変調信号Ｓ−１およ
びＳ、が加算されて変調信号Ｓ１として出力され、直交
結合回路１６に入力される。直交結合回路１６において
は、ｓｒ＋ ｊｓｓ （ｊ−ｙ’了）の形で前記変調信
号ＳアとＳ、とが結合されて、変調信号Ｓとして端子１
０９を介して出力される。
第２図に示されるトランスバーサル拳フィルタにおいて
、遅延回路４および５における遅延時間τ１およびτ２
は、本来それぞれ入力変調信号の変調速度のほぼ逆数に
等価な時間に設定されており、搬送波における位相回転
が２π（ラジアン）の整数倍となるよるように調整され
て、トランスバーサル・フィルタとしての機能が達成さ
れる。しかしながら、実際には入力変調信号における搬
送波の周波数変動等によシ、遅延回路４シよび５におけ
る搬送波の位相回転は、必ずしも前述のように２πの整
数倍に等しくならない。搬送波の角周波数をωとすると
、遅延回路４および５における位相回転は、一般的には
次式のように表わされる（ｋは正整数）。
、遅延回路４および５における遅延時間τ１およびτ２
は、本来それぞれ入力変調信号の変調速度のほぼ逆数に
等価な時間に設定されており、搬送波における位相回転
が２π（ラジアン）の整数倍となるよるように調整され
て、トランスバーサル・フィルタとしての機能が達成さ
れる。しかしながら、実際には入力変調信号における搬
送波の周波数変動等によシ、遅延回路４シよび５におけ
る搬送波の位相回転は、必ずしも前述のように２πの整
数倍に等しくならない。搬送波の角周波数をωとすると
、遅延回路４および５における位相回転は、一般的には
次式のように表わされる（ｋは正整数）。
上式において、Δ０−１およびΔ０□は、それぞれ遅延
回路４および５における、搬送波の位相回転量０２にπ
からの位相変移量である。
回路４および５における、搬送波の位相回転量０２にπ
からの位相変移量である。
上記（１）式の位相回転量ωτ□およびωτ２ｔ−１主
タップにおける変調信号の位相を基準として、（−１）
タップおよび（＋１）タップにおける変調信号の相対位
相量に換算して表わすと次式によシ良く知られているよ
うに、トランスバーサル型等化器においては、例えばＺ
Ｆ法によるアルゴリズムを適用する場合には、上記（２
）式におけるΔθ−１およびΔ０□は、それぞれ下記の
制約条件下に上記（３）式の条件が成立しない場合には
、トランスバーサル型等化器を形成している制御系の極
性９− 近傍においては、入力変調信号における搬送波周波数の
変動にともなう遅延回路４シよび５における位相回転に
よシ、前記制御系の安定度が不調となシ、等化器として
の機能が全く損われる。この対応策の一つとして、第２
図に示される従来のトランスバーサル・フィルタにおい
ては、位相調整用のケーブル１１ 、１２および１３を
付与して、前記遅延回路における位相回転にともなう制
御系における不安定性要因を回避している。
タップにおける変調信号の位相を基準として、（−１）
タップおよび（＋１）タップにおける変調信号の相対位
相量に換算して表わすと次式によシ良く知られているよ
うに、トランスバーサル型等化器においては、例えばＺ
Ｆ法によるアルゴリズムを適用する場合には、上記（２
）式におけるΔθ−１およびΔ０□は、それぞれ下記の
制約条件下に上記（３）式の条件が成立しない場合には
、トランスバーサル型等化器を形成している制御系の極
性９− 近傍においては、入力変調信号における搬送波周波数の
変動にともなう遅延回路４シよび５における位相回転に
よシ、前記制御系の安定度が不調となシ、等化器として
の機能が全く損われる。この対応策の一つとして、第２
図に示される従来のトランスバーサル・フィルタにおい
ては、位相調整用のケーブル１１ 、１２および１３を
付与して、前記遅延回路における位相回転にともなう制
御系における不安定性要因を回避している。
一般に入力変調信号における等価ベースバンド信号ｆ
Ｄ （Ｄ −Ｄｐ ＋ ｊ ＤＱ ）とすると、前述の
（−１）タップ、主タップおよび（＋１）タップに対応
する、それぞれの可変重み付は回路から出力される重み
付は変調信号は、（２）式を参照して次式１０− 上式において％ Ｃ−１＋ ＣｏおよびＣ１け、それぞ
れ（−１）タップ、主タップおよび（＋１）タップにお
けるタップ係数であシ、上記（４）弐において示されて
いるように、これらのタップ係数は、それぞれ実数部ｒ
１および虚数部ｄ−１．実数部ｒｏ。
Ｄ （Ｄ −Ｄｐ ＋ ｊ ＤＱ ）とすると、前述の
（−１）タップ、主タップおよび（＋１）タップに対応
する、それぞれの可変重み付は回路から出力される重み
付は変調信号は、（２）式を参照して次式１０− 上式において％ Ｃ−１＋ ＣｏおよびＣ１け、それぞ
れ（−１）タップ、主タップおよび（＋１）タップにお
けるタップ係数であシ、上記（４）弐において示されて
いるように、これらのタップ係数は、それぞれ実数部ｒ
１および虚数部ｄ−１．実数部ｒｏ。
実数部ｒ８および虚数部ｄ１とによシ形成されている。
上記（４）式において、Δ０−１およびΔθ、が、前述
の（３）式の条件に適合しない場合には、第２図に示さ
れるように１ケーブルを用いて（−１）タップおよび（
＋１）タップに対応する変調信号の位相を推移させ、（
３）式の条件に適合させてＺＦ法によるアルゴリズムの
適用に対応させている。（４）式において、ケーブルに
よる位相推移量ｔ−１（−１）タップおよび（＋１）タ
ップについて、それぞれΔφ−１およびΔφ１とすると
、上記（４）式は次式のよう１１− 上式（５）式よシ明らかなように、各タップに対するタ
ップ係数の、それぞれの実数部（同相制御信号と言う）
と虚数部（直交制御信号と言う）とに対応して、それぞ
れの可変重み付は回路を備えることＫよシ、ケーブルを
用いて位相補正のされるトランスバーサル・フィルタが
構成されることは明らかである。第２図に示される前述
の従来例のトランスバーサル・フィルタは、その１構成
例である。
の（３）式の条件に適合しない場合には、第２図に示さ
れるように１ケーブルを用いて（−１）タップおよび（
＋１）タップに対応する変調信号の位相を推移させ、（
３）式の条件に適合させてＺＦ法によるアルゴリズムの
適用に対応させている。（４）式において、ケーブルに
よる位相推移量ｔ−１（−１）タップおよび（＋１）タ
ップについて、それぞれΔφ−１およびΔφ１とすると
、上記（４）式は次式のよう１１− 上式（５）式よシ明らかなように、各タップに対するタ
ップ係数の、それぞれの実数部（同相制御信号と言う）
と虚数部（直交制御信号と言う）とに対応して、それぞ
れの可変重み付は回路を備えることＫよシ、ケーブルを
用いて位相補正のされるトランスバーサル・フィルタが
構成されることは明らかである。第２図に示される前述
の従来例のトランスバーサル・フィルタは、その１構成
例である。
第４図（ａ） 、 （ｂ）および（Ｃ）に示されるのは
、（−１）タップ、主タップおよび（＋１）タップに対
応する変調信号の相対位相を示すベクトル図である。
、（−１）タップ、主タップおよび（＋１）タップに対
応する変調信号の相対位相を示すベクトル図である。
第４図（！Ｌ）はケーブルによる位相補正の無い状態に
おけるベクトル図で、明らかに（−１）タップお１２− よび（＋１）タップに対応する変調信号のベクトルは、
それぞれ第■象限および第■象限にあシ、前記（３）式
の条件には適合しない。第４図（ｂｌは、ケーブルを付
加して、（２）弐に示される条件に適合させた場合のベ
クトル図（前記（５）式参照）で、第２図の従来例のト
ランスバーサル・フィルタの場合に相当している。
おけるベクトル図で、明らかに（−１）タップお１２− よび（＋１）タップに対応する変調信号のベクトルは、
それぞれ第■象限および第■象限にあシ、前記（３）式
の条件には適合しない。第４図（ｂｌは、ケーブルを付
加して、（２）弐に示される条件に適合させた場合のベ
クトル図（前記（５）式参照）で、第２図の従来例のト
ランスバーサル・フィルタの場合に相当している。
しかしながら、上述のように遅延回路における変調信号
の搬送波の位相回転量を補正するために、ケーブルを付
加する従来のトランネバーサルｅフィルタを備える自動
等化量においては、本来は付加する必要の無い余分のケ
ーブルを、必須構成要素として備える必要があり、しか
も、そのケーブル長の調整についてハ、トランスバーサ
ル・フィルタの等化機能を損わない程度に短いものとす
る必要がちシ、そのケーブル長の調整工数には、位相補
正量の精度に関連して、多大の時間を必要とするという
欠点がある。
の搬送波の位相回転量を補正するために、ケーブルを付
加する従来のトランネバーサルｅフィルタを備える自動
等化量においては、本来は付加する必要の無い余分のケ
ーブルを、必須構成要素として備える必要があり、しか
も、そのケーブル長の調整についてハ、トランスバーサ
ル・フィルタの等化機能を損わない程度に短いものとす
る必要がちシ、そのケーブル長の調整工数には、位相補
正量の精度に関連して、多大の時間を必要とするという
欠点がある。
本発明の目的は上記の欠点を除去し、余分のケーブルを
用いることなく、トランスバーサル・フ１３− ィルタの主タップを除く各タップの内の、特定のタップ
に対応するタップ係数の複素位相角を制御調整すること
によシ、極めて簡易ＫＺＦ法によるアルゴリズムの適用
を可能とする。性能上および経済上の両面において著し
く改善される自動等化器を提供することｋある。
用いることなく、トランスバーサル・フ１３− ィルタの主タップを除く各タップの内の、特定のタップ
に対応するタップ係数の複素位相角を制御調整すること
によシ、極めて簡易ＫＺＦ法によるアルゴリズムの適用
を可能とする。性能上および経済上の両面において著し
く改善される自動等化器を提供することｋある。
本発明の自動等化器は、変調速度のほぼ逆数に等価を遅
延時間を有する、２Ｎ（Ｎは正の整数）個の遅延回路に
よ如形成される（２Ｎ＋１）タップ中間周波数帯トラン
スバーサル・フィルタを備える自動等化器において、前
記トランスバーサル・フィルタの主タップにおける中間
周波変調信号の位相と、この主タップを除く他の２Ｎ個
のタップにおけるそれぞれの中間周波変調信号の位相と
を参照して、前記主タップを除＜２Ｎ個のタップに対応
するタップ係数０１（ｉ−Ｎ＊ Ｎ＋１ 。
延時間を有する、２Ｎ（Ｎは正の整数）個の遅延回路に
よ如形成される（２Ｎ＋１）タップ中間周波数帯トラン
スバーサル・フィルタを備える自動等化器において、前
記トランスバーサル・フィルタの主タップにおける中間
周波変調信号の位相と、この主タップを除く他の２Ｎ個
のタップにおけるそれぞれの中間周波変調信号の位相と
を参照して、前記主タップを除＜２Ｎ個のタップに対応
するタップ係数０１（ｉ−Ｎ＊ Ｎ＋１ 。
・・・、−２，−１，１，２，・・・、Ｎ−４，Ｎ）の
内の特定のタップに対応するタップ係数の複素位相角を
制御調整する所定の位相調整手段を備えて構成される。
内の特定のタップに対応するタップ係数の複素位相角を
制御調整する所定の位相調整手段を備えて構成される。
１４−
以下、本発明について図面を参照して詳細に説明する。
第３図は本発明の一実施例に備えられるトランスバーサ
ル−フィルタの主要部を示すブロック図である。第３図
に示されるように、本発明に備えられるトランスバーサ
ル・フィルタは、遅延回路１７および１８と、（−１）
タップに対応する同相側の可変重み付は回路１９および
直交側の可変重み付は回路２０と、主タップに対応する
同相側の可変重み付は回路２１と、（＋１）タップに対
応する同相側の可変重み付は回路２２および直交側の可
変重み付は回路２３と、同相側の加算回路２４と、直交
側の加算回路２５と、直交結合回路２６とを備えている
。この一実施例は、前述の従来例の自動等化量の場合と
同様に、トランスバーサル・フィルタが２個の遅延回路
により形成される場合に相当しておシ、その従来例と異
なる構成上の主要点は、本実施例においては遅延回路に
おける位相回転に対する、前述の位相補正用のケーブル
を全く使用していないことである。
ル−フィルタの主要部を示すブロック図である。第３図
に示されるように、本発明に備えられるトランスバーサ
ル・フィルタは、遅延回路１７および１８と、（−１）
タップに対応する同相側の可変重み付は回路１９および
直交側の可変重み付は回路２０と、主タップに対応する
同相側の可変重み付は回路２１と、（＋１）タップに対
応する同相側の可変重み付は回路２２および直交側の可
変重み付は回路２３と、同相側の加算回路２４と、直交
側の加算回路２５と、直交結合回路２６とを備えている
。この一実施例は、前述の従来例の自動等化量の場合と
同様に、トランスバーサル・フィルタが２個の遅延回路
により形成される場合に相当しておシ、その従来例と異
なる構成上の主要点は、本実施例においては遅延回路に
おける位相回転に対する、前述の位相補正用のケーブル
を全く使用していないことである。
前述の（４）式において、（−１）タップおよび（＋１
）タップに対応するタップ係数ｃ−１およびＣ□におい
て、それぞれのタップ係数に対して、それぞれｅｊ〜−
１） ｊＯ・（＋１）で表わされる位相およびｅ 推移係数を考慮すると、次式が得られる。
）タップに対応するタップ係数ｃ−１およびＣ□におい
て、それぞれのタップ係数に対して、それぞれｅｊ〜−
１） ｊＯ・（＋１）で表わされる位相およびｅ 推移係数を考慮すると、次式が得られる。
上記（６）式より明らかなように１前述の従来例に見ら
れるような変調信号の搬送波に対する位相補正の代シに
、タップ係数に対する位相制御操作によっても、同等の
位相補正を行うことが可能である。この原理は、本発明
の主要事項である。
れるような変調信号の搬送波に対する位相補正の代シに
、タップ係数に対する位相制御操作によっても、同等の
位相補正を行うことが可能である。この原理は、本発明
の主要事項である。
今、上記（６）式において、０ｍ（−１）−０ｍ （１
） −−二と同様に１上記（６）において、（−１）タ
ップおよび（＋１）タップのそれぞれについてｓ Ｑａ
（−ｔ）およびＱａ（ｘ）ｔ−それぞれ−およびπとし
た場合の重み付は変調信号は下記の（８）および（９）
式によって与えられる。
） −−二と同様に１上記（６）において、（−１）タ
ップおよび（＋１）タップのそれぞれについてｓ Ｑａ
（−ｔ）およびＱａ（ｘ）ｔ−それぞれ−およびπとし
た場合の重み付は変調信号は下記の（８）および（９）
式によって与えられる。
（−１）タップ：
１７−
（＋１）タップ：
従って、（−１）タップおよび（＋１）タップに対応す
る位相変移量Δθ−１およびΔｅ、に対して、上記の’
ａ（−１）およびθ１（１）を、適宜士−シよびπのい
ずれかに設定して組合せることにょシ、（−１）タップ
および（＋１）タップにおける、重み付は変調信号の位
相を、−のステップにおいて前記（３）式が成立するよ
うに調整することが可能となる。なおり’ａ（−１）と
θ、（１）との組合せについては、明らかに下記のとお
〕である。
る位相変移量Δθ−１およびΔｅ、に対して、上記の’
ａ（−１）およびθ１（１）を、適宜士−シよびπのい
ずれかに設定して組合せることにょシ、（−１）タップ
および（＋１）タップにおける、重み付は変調信号の位
相を、−のステップにおいて前記（３）式が成立するよ
うに調整することが可能となる。なおり’ａ（−１）と
θ、（１）との組合せについては、明らかに下記のとお
〕である。
１８−
第４図（ａ）および（ｅ）は、上記の（７）式による場
合を参照して、前記（３）式に示されるＺＦ法によるア
ルゴリズム適用条件に適合させている一例のベクトル図
を示し、第４図ｔａｌにおいて、それぞれ第■象限にあ
る（−１）タップおよび（＋１）タップの変調信号は、
第４図（ｂ）に示されるように、それぞれ−一だけ位相
推移され、それぞれ第■象限に介在する重み付は変調信
号となる。この結果、これらの重み付は変調信号が、上
記アルゴリズム適用条件に適合することは明らかである
。
合を参照して、前記（３）式に示されるＺＦ法によるア
ルゴリズム適用条件に適合させている一例のベクトル図
を示し、第４図ｔａｌにおいて、それぞれ第■象限にあ
る（−１）タップおよび（＋１）タップの変調信号は、
第４図（ｂ）に示されるように、それぞれ−一だけ位相
推移され、それぞれ第■象限に介在する重み付は変調信
号となる。この結果、これらの重み付は変調信号が、上
記アルゴリズム適用条件に適合することは明らかである
。
前述の第３図に示される本発明の一実施例は、上記の（
７）式を参照して、（−１）タップおよび（＋１）タッ
プにおける変調信号の搬送波の位相回転を補正する場合
に相当しており、第２図に示される従来例との相異点は
、主要構成要素上の点については、前述のようにケーブ
ルが含まれて％／−ｈ危いことであるが、他方において
、（−１）タップおよび（＋１）タップに対応する可変
重み付は回路１９．２０および２２．２３の、それぞれ
に対する制御信号についても大きな相異点が見られる。
７）式を参照して、（−１）タップおよび（＋１）タッ
プにおける変調信号の搬送波の位相回転を補正する場合
に相当しており、第２図に示される従来例との相異点は
、主要構成要素上の点については、前述のようにケーブ
ルが含まれて％／−ｈ危いことであるが、他方において
、（−１）タップおよび（＋１）タップに対応する可変
重み付は回路１９．２０および２２．２３の、それぞれ
に対する制御信号についても大きな相異点が見られる。
すなわち、第３図の本発明の一実施例においては、端子
１１１から入力される（−１）タップの同相側の可変重
み付は回路１９に対する同相制御信号はｄ−１であシ、
端子１１２から入力される（−１）タップの直交側の可
変重み付は回路２０に対する直交制御信号は−ｒ−１で
ある。また、端子１１４から入力される（＋１）タップ
の同相側の可変重み付は回路２２に対する同相制御信号
はｄ□であシ、端子１１５から入力される（＋１）タッ
プの直交側の可変重み付は回路２３に対する直交制御信
号は−ｒ□である。このことは、前記（７）式を参照す
ることにより極めて自明のことである。勿論、同相側制
御信号と直交側制御信号の入換え操作は、制御信号をそ
のまま従来通りに、可変重み付は回路に接続し、同相側
、直交側重み付は回路の出力を、夫々、直交側、同相側
の信号合成回路に互いに、入換えて接続するのと等価で
ある。第３図の本発明の一実施例の動作については、前
記ケーブルの介在による作用および前述の可変重み付は
回路１９，２０゜２２および２３に対する制御信号以外
は全く同等であり、（−１）タップの同相側の可変重み
付は回路１９の重み付は変調信号出力Ｓ ｔ、 （Ｓｌ
、＝ Ｄ・ｄ−８・・ｊ（“１゛−・））と、主夕・プ
の同相側の可変重み付は回路２１の重み付は変調信号出
力Ｓ二（３二ｘｌ）＊ ｄ ｏ＠ ６ ｊ″ｔｈ）と、
（＋１）タリプの同相側の可変重み付は回路２２の重み
付は変調信号出力８１ （５１ｘＤｅｄｌｅｅｊ（（′
）−ＡＯｘ）＞とは、加算回路２４において加算されて
変調信号Ｓ１ として出力され、また、他方（−１）タ
ップの直交側の可変重み付は回路２０の重み付は変調信
号出力Ｓ−７（Ｓ−０−−Ｄ・−・・・ｊ（ａ＋ｔ＋ｊ
＃−・））と、 （＋１）２１− タップの直交側の可変重み付は回路２３０重み付は変調
信号出力Ｓ； （Ｓ−、ｍ Ｄ 、 ｒ、 ｊ−−ｊ
ｌｌ））とは、加算回路２５において加算されて変調信
号Ｓ、と［７て出力される。これらの変調信号ＳＦおよ
びＳ、は、直交結合回路２６ＩＣおいてＳ、＋ｊＳ＋の
形で結合され、符号量干渉の除去された変調信号Ｓとし
て、端子１１６ｔ−介して出力される。
１１１から入力される（−１）タップの同相側の可変重
み付は回路１９に対する同相制御信号はｄ−１であシ、
端子１１２から入力される（−１）タップの直交側の可
変重み付は回路２０に対する直交制御信号は−ｒ−１で
ある。また、端子１１４から入力される（＋１）タップ
の同相側の可変重み付は回路２２に対する同相制御信号
はｄ□であシ、端子１１５から入力される（＋１）タッ
プの直交側の可変重み付は回路２３に対する直交制御信
号は−ｒ□である。このことは、前記（７）式を参照す
ることにより極めて自明のことである。勿論、同相側制
御信号と直交側制御信号の入換え操作は、制御信号をそ
のまま従来通りに、可変重み付は回路に接続し、同相側
、直交側重み付は回路の出力を、夫々、直交側、同相側
の信号合成回路に互いに、入換えて接続するのと等価で
ある。第３図の本発明の一実施例の動作については、前
記ケーブルの介在による作用および前述の可変重み付は
回路１９，２０゜２２および２３に対する制御信号以外
は全く同等であり、（−１）タップの同相側の可変重み
付は回路１９の重み付は変調信号出力Ｓ ｔ、 （Ｓｌ
、＝ Ｄ・ｄ−８・・ｊ（“１゛−・））と、主夕・プ
の同相側の可変重み付は回路２１の重み付は変調信号出
力Ｓ二（３二ｘｌ）＊ ｄ ｏ＠ ６ ｊ″ｔｈ）と、
（＋１）タリプの同相側の可変重み付は回路２２の重み
付は変調信号出力８１ （５１ｘＤｅｄｌｅｅｊ（（′
）−ＡＯｘ）＞とは、加算回路２４において加算されて
変調信号Ｓ１ として出力され、また、他方（−１）タ
ップの直交側の可変重み付は回路２０の重み付は変調信
号出力Ｓ−７（Ｓ−０−−Ｄ・−・・・ｊ（ａ＋ｔ＋ｊ
＃−・））と、 （＋１）２１− タップの直交側の可変重み付は回路２３０重み付は変調
信号出力Ｓ； （Ｓ−、ｍ Ｄ 、 ｒ、 ｊ−−ｊ
ｌｌ））とは、加算回路２５において加算されて変調信
号Ｓ、と［７て出力される。これらの変調信号ＳＦおよ
びＳ、は、直交結合回路２６ＩＣおいてＳ、＋ｊＳ＋の
形で結合され、符号量干渉の除去された変調信号Ｓとし
て、端子１１６ｔ−介して出力される。
なお、上記の本発明の説明においては、トランスバーサ
ル・フィルタの遅延回路における、入力およびπの位相
ステップによる場合につき説明しツブ補正に限定される
ものではなく、一般に、任意の位相補正に対しても適用
できることは言うまでもない。
ル・フィルタの遅延回路における、入力およびπの位相
ステップによる場合につき説明しツブ補正に限定される
ものではなく、一般に、任意の位相補正に対しても適用
できることは言うまでもない。
以上詳細に説明したように１本発明は、トランスバーサ
ル・フィルタを備える自動等化量において、前記トラン
スバーサル・フィルタにおける、特定のタップのタップ
係数の複素位相角を制御調整することＫよシ、極めて簡
易ＫＺＦ法によるア２２− ルゴリズムの適用を可能とし、その性能、および調整工
数に関連する経済性の両面において著しく改善されると
いう効果がある。
ル・フィルタを備える自動等化量において、前記トラン
スバーサル・フィルタにおける、特定のタップのタップ
係数の複素位相角を制御調整することＫよシ、極めて簡
易ＫＺＦ法によるア２２− ルゴリズムの適用を可能とし、その性能、および調整工
数に関連する経済性の両面において著しく改善されると
いう効果がある。
第１図は本発明の対象とする自動等化量の概念ブロック
図、第２図は従来例の自動等化器に備えられるトランス
バーサル・フィルタの主要部を示すブロック図、第３図
は本発明の一実施例に備えられるトランスバーサル・フ
ィルタの主要部を示すブロック図、第４図（ａ） 、
（ｂｌおよび（Ｃ）は、それぞれ各タップに対応する変
調信号のベクトル図である。図において、１・・・・・
・トランスバーサル・フィルタ、２・・・・−制御信号
発生手段、３・・・・−・復調手段、４．５．１７．１
８・・・・・・遅延回路、６，７，８，９，１０゜１９
．２０，２１，２２．２３−・・・・−可変重み付は回
路、１１゜１２．１３・・・・・・ケーブル、１４，１
５，２４，２５・・・・・・加算回路、１６．２６・・
・・・・直交結合回路。
図、第２図は従来例の自動等化器に備えられるトランス
バーサル・フィルタの主要部を示すブロック図、第３図
は本発明の一実施例に備えられるトランスバーサル・フ
ィルタの主要部を示すブロック図、第４図（ａ） 、
（ｂｌおよび（Ｃ）は、それぞれ各タップに対応する変
調信号のベクトル図である。図において、１・・・・・
・トランスバーサル・フィルタ、２・・・・−制御信号
発生手段、３・・・・−・復調手段、４．５．１７．１
８・・・・・・遅延回路、６，７，８，９，１０゜１９
．２０，２１，２２．２３−・・・・−可変重み付は回
路、１１゜１２．１３・・・・・・ケーブル、１４，１
５，２４，２５・・・・・・加算回路、１６．２６・・
・・・・直交結合回路。
Claims (3)
- （１）変調速度のほは逆数に等価な遅延時間を有する、
２Ｎ（Ｎは正の整数）個の遅延回路によ多形成される（
２Ｎ＋１）タップ中間周波数帯トランスバーサル−フィ
ルタを備える自動等化器において、前記トランスバーサ
ル・フィルタの主タップにおける中間周波変調信号の位
相と、この主タップを除く他の２Ｎ個のタップにおける
それぞれの中間周波変調信号の位相とを参照して、前記
主タップを除＜２Ｎ個のタップに対応するタップ係数ｃ
、（ｎ−−Ｎ ｌ−Ｎ＋１ 。 ・・・、−２，−１，１，２，・・・、Ｎ−１，Ｎ）の
内の特定のタップに対応するタップ係数の複素位相角を
制御調整する所定の位相調整手段を備えることを特徴と
する自動等化器。 - （２）前記所定の位相調整手段が、９０度をステップと
する位相角調整機能を有し、この位相角調整機能を実現
するために、位相角調整の対象となる前記特定のタップ
係数に対応するタップの、同相側および直交側の可変重
み付は回路に対する同相制御信号および直交制御信号の
入力区分および極性を、前記９０度ステップの位相角調
整に対応して設定することを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載の自動等化器。 - （３）前記所定の位相調整手段が、９０度をステップと
する位相角調整機能を有し、この位相角調整機能を実現
するために１位相角調整の対象となる前記特定のタップ
係数に対応するタップの同相側および直交側の可変重み
付は回路に対する同相制御信号および直交制御信号の極
性と、前記同相側および直交側の可変重み付は回路の出
力を、夫々、直交側、同相側の信号としての入換操作を
、前記９０度ステップの位相角調整に対応して設定する
こと全特徴とする特許請求の範囲（１）項記載の自動等
化器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58103810A JPS59228409A (ja) | 1983-06-10 | 1983-06-10 | 自動等化器 |
| CA000456200A CA1210096A (en) | 1983-06-10 | 1984-06-08 | Equalizer modifying a phase of a gain control signal to carry out equalization |
| EP84106621A EP0129175A3 (en) | 1983-06-10 | 1984-06-08 | Equalizer modifying a phase of a gain control signal to carry out equalization |
| US06/619,426 US4627072A (en) | 1983-06-10 | 1984-06-11 | Equalizer modifying a phase of a gain control signal to carry out equalization |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58103810A JPS59228409A (ja) | 1983-06-10 | 1983-06-10 | 自動等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59228409A true JPS59228409A (ja) | 1984-12-21 |
| JPH0228923B2 JPH0228923B2 (ja) | 1990-06-27 |
Family
ID=14363752
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58103810A Granted JPS59228409A (ja) | 1983-06-10 | 1983-06-10 | 自動等化器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4627072A (ja) |
| EP (1) | EP0129175A3 (ja) |
| JP (1) | JPS59228409A (ja) |
| CA (1) | CA1210096A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4807174A (en) * | 1985-09-27 | 1989-02-21 | Cogent Systems, Inc. | Apparatus and method for quantizing a set of weights for a weighted sum signal processing system |
| US4835724A (en) * | 1985-09-27 | 1989-05-30 | Cogent Systems, Inc. | Apparatus and method of quantizing a set of weights for a weighted sun signal processing system |
| JPH0687540B2 (ja) * | 1988-11-10 | 1994-11-02 | 日本電気株式会社 | 復調装置 |
| US5050119A (en) * | 1989-10-06 | 1991-09-17 | North American Philips Corporation | Optimized sparse transversal filter |
| US5099496A (en) * | 1990-03-06 | 1992-03-24 | Otc Limited | Adaptive equalizers |
| US5659578A (en) * | 1994-11-23 | 1997-08-19 | At&T Wireless Services, Inc. | High rate Reed-Solomon concatenated trellis coded 16 star QAM system for transmission of data over cellular mobile radio |
| US5675590A (en) | 1994-11-23 | 1997-10-07 | At&T Wireless Services, Inc. | Cyclic trellis coded modulation |
| US6889356B1 (en) | 1994-11-23 | 2005-05-03 | Cingular Wireless Ii, Llc | Cyclic trellis coded modulation |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5188157A (ja) * | 1974-12-20 | 1976-08-02 | ||
| JPS53103353A (en) * | 1977-02-21 | 1978-09-08 | Mitsubishi Electric Corp | Automatic equalizing system |
| JPS57145445A (en) * | 1981-03-05 | 1982-09-08 | Toshiba Corp | Automatic equalizer |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US31351A (en) * | 1861-02-05 | Improvement in sewing-machines | ||
| JPS5023926B1 (ja) * | 1970-09-03 | 1975-08-12 | ||
| US3651316A (en) * | 1970-10-09 | 1972-03-21 | North American Rockwell | Automatic transversal equalizer system |
| JPS573242B1 (ja) * | 1971-07-27 | 1982-01-20 | ||
| US3909752A (en) * | 1971-08-16 | 1975-09-30 | Rixon | Carrier phase correction circuit for data communications system |
| JPS57109089A (en) * | 1980-12-26 | 1982-07-07 | Nec Corp | Initial value resetting circuit for operational amplifier |
| JPS5833313A (ja) * | 1981-08-21 | 1983-02-26 | Nec Corp | トランスバ−サル定利得可変等化器 |
| JPS5962228A (ja) * | 1982-10-01 | 1984-04-09 | Nec Corp | 自動等化器 |
-
1983
- 1983-06-10 JP JP58103810A patent/JPS59228409A/ja active Granted
-
1984
- 1984-06-08 EP EP84106621A patent/EP0129175A3/en not_active Ceased
- 1984-06-08 CA CA000456200A patent/CA1210096A/en not_active Expired
- 1984-06-11 US US06/619,426 patent/US4627072A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5188157A (ja) * | 1974-12-20 | 1976-08-02 | ||
| JPS53103353A (en) * | 1977-02-21 | 1978-09-08 | Mitsubishi Electric Corp | Automatic equalizing system |
| JPS57145445A (en) * | 1981-03-05 | 1982-09-08 | Toshiba Corp | Automatic equalizer |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4627072A (en) | 1986-12-02 |
| EP0129175A3 (en) | 1987-04-08 |
| JPH0228923B2 (ja) | 1990-06-27 |
| EP0129175A2 (en) | 1984-12-27 |
| CA1210096A (en) | 1986-08-19 |
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