JPH01245712A - トランスバーサルフィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、）・ランスバーザルフィルタに係わる。

本発明はより特定的には、中間周波数で作動しデジタル
マイクロ波束用時間等止器で使用されるトランスバーザ
ルフィルタの構造を最適化する。

１１ケ１１ 帯域を各チャンネル毎に大きくすることを必要とする大
容量テシタルマイクロ波束伝送は特に、多重路伝搬に起
因する選択的フェージンクを生し易い。スペクトル効率
の高いマルチステート変調を使用ずれは各チャンネルの
伝送に必要な通過周波帯を狭くすることかでき、そのた
め周波数プランの使用を最適化することができるが、こ
の種の変調は複雑であるため前記周波数プランが歪みを
生し易くなる。１云送状態か悪化するとエラーが生じ、
その結実質か低下して、ひとい時にはリンクの使用か難
しくなる。

この問題を解決する方法は色々考えられるニー　周波数
の多様化　これは、問題のあるチャンネルを予備として
（重用される重複チャンネルに切り替えることである。

残念ながら、この周波数の多様化は複数のチャンネルか
同時に問題を生した場合には不十分である。

−空間の多様［ヒ　これは最大出力での多様化、最小歪
みての多様［ヒ又はベースハン１’の切り替えによる多
様化を含み得る。この空間の多様化は効果的（但し、伝
搬に起因する欠陥の修正に限られる）ではあるか、アン
テナを使用し且つこれをマイクロ波塔−Ｌに設置しなり
れはならないために費用かかかる。

−自動適応形ｌ・＼−スハンｌ〜等化。これは、信号を
完全に（振幅及び位相）処理リーることからなり、その
有用性は多重路に起因する選択的フェージンクの補正に
は留とまらない。このような等化はＴｈｏｍｓｏｎ−Ｃ
ＳＦ　’ｒｅｃｌ＋ｎ１ｃａｌ　Ｊｏｕｒｎａｌ、ｖｏ
ｌ、１６．Ｎｏ、１゜１９８４年３月に記載の０．ｃｌ
ｅ　Ｌｕｃａによる゛”Ｓｅ　ｌ　ｆ−ａｄａｐ−Ｌｌ
ｖｅ　　ｂａｓｃｂａｎｄ　　ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ　
　ｒｏｒ　　ｄｉｇｉＬａｌ　　ｍ１ｃｒ。

ｕＩｌａ　ｖ　ｅ　ｌ］　ｅ　ａ　ｍ　ｓ　１１に記述
されている。

−中間周波数での自動適応形等化。これはベースハン１
〜等化と異なり、位相が互いに９０°ずれた２つの線路
を同時に処理することからなる。この方法を用いれは、
より簡単な、従ってより低コストの構造て類似の装置を
製造することがてきる。トランスバーサルフィルタの原
理に基づくこのタイプの等止器は、特に多重路に起因し
て信号に与えられる歪みを補正するのに有効である。

本発明の目的は、中間周波数で作動し且つ時間等止器て
使用される１〜ランスバーサルフイルタの構造を最適化
することにある。

光曹し１列贋〜 そこで本発明は、Ｈ＋し１個の信号サンプルを規定する
直列に接続されたトし個の遅延セルと、Ｍ−１，Ｌ＋１
個の分岐と、第１及び第２加算回路とを含み、前記分岐
の各々か前記信号サンプルの１つを受容ずるように接続
された中心点と、当該信号サンプルに夫々第１係数及び
第２係数を掛ける第１及び第２乗算器とを３み、前記加
算回路か夫々前記第１乗算器及び第２乗算器からの出力
を加算するように接続され、各遅延セルに広帯域移相器
が直列に接続されており、この移相器がδφ・ΩｏＴ（
モジュロ２π）のような位相偏移δφを生しさせること
を特徴とする１−ランスバーサルフィルタを提供する。

前記式中、Ωｏは中間搬送波の角周波数であり、Ｔは遅
延セルに起因する遅延の時間を表し、Ｔの値は有利には
Ｔ４ｓ［但しＴｓは１つの記号（ｓｙｍｂｏｌ）の持続
時間である］である。

本発明はまた、各遅延セルが位相偏移ｉδφ［但し−Ｈ
≦ｌ≦十囲の移相器を介して指標夏の分岐の中心点に接
続されるようなフィルタも提供する。

有利には、Ω５Ｔｓ・−π／２（モジュロ２π）の場合
にＭ＝Ｌ・２であり、指標−２の分岐か第１係数−Ｃｐ
−２及び第２係数−Ｃ（１−２を有し、指標−１の分岐
か第１係数−Ｃｑ−１及び第２１系数Ｃｐ−１を有し、
指標４］の分岐か第１係数Ｃｑ。１及び第２係数−Ｃｐ
、ｌを有し、指標１２の分岐か第１係数−Ｃｐ、２及び
第２係数−Ｃｑ＝２を有するようなフィルタを製造する
。

以下、添イー１図面に基づき非限定的具体例を挙（プて
本発明の特徴及び利点をより詳細に説明する。

羨１漣 トランスバーサルフィルタは、時間間隔Ｔをおいた複数
の異なる連続的時点でサンプリンクした信号の重み付き
組合わせによ−）でその信号を修正（補正）するのに使
用される。

例えは、第１図に示したこの種のフィルタは、１つの中
央係数Ｃ８と、Ｍ個の前方複素係数（指標−Ｈ〜−１）
と、Ｌ個の後方係数（指標＋１〜４−Ｌ）とを有する。

前方イ系数はインパルス応答の前方部分の補正に使用さ
れ、後方係数はインパルス応答の後方部分の袖正に使用
される。

この先行技術の１〜ランスバーザルフイルタは指標１［
但し、−■≦１≦珪」の分岐をＨ→し１個含む。これら
の分岐は下記の通っであるニ ー　指標Ｏの中央分岐１つ、 −正の指標１１〜ＩＬで示されるし個の分岐、−負の指
標−１〜−Ｈて示されるＭ個の分岐。

各分岐は中心点を挟んで両側に、同位相信号部分に対応
する係数自）１を掛ける第１乗算器１０と、直角位相信
号部分に対応する係数Ｃｑｉを掛ける第２乗算器１１と
を含む。

この公知のフィルタは更に、Ｈ＋Ｌ個の直列に配置され
た遅延セル１２を含み、第１遅延セルに入力信号Ｅか送
られる。各遅延セル１２は２つの分岐の隣接し合う中心
点の間に配置される。

第１乗算器１０の第２先端は第１加算回路１３の入力に
接続され、第２乗算器１１の第２先端は第２加算回路１
４の入力に接続され、第１加算回路の出力は第３加ｐ−
回路１５の第１人力に直接接続され、第２加算回路の出
力はπ／２移相器１６を介して第３加算回路１５の第２
人力に接続され、第３加算回路の出力は当該フィルタの
出力Ｓを揚成し、この出力にＨ→Ｌ個の遅延Ｔの遅延セ
ルで連続的に遅延された入力信りＥの重み１寸き総和を
構成する信号が得られる。

ここて、下記の事項を説明する。

−Ｃ１・Ｃｐ、＋ｊＣｑ□はトランスバーサルフィルタ
のに番目の複素係数である。このＩ−ランスバーザルフ
ィルタはＣ３−ＣＩ’１ｏ４ｊＣｑｏのような中央係数
Ｃ８と、Ｍ個の前方係数（−Ｈ〜−１）と、Ｌ個の後方
係数り＋１〜＋Ｌ）とを有する。

−Ｚｅ（ｔ）４ｅ（ｔ）＋ｊＹｅ（ｔ）は（Ｐ波面の）
時点しに送出されたベースハンド信号である。

−５ｒ（Ｌ）・（Ｘｒ（ｔ）＋ｊＹｒ（ｔ））、ＥＸＰ
（ｊΩ０ｔ）＝ｚｒ（ｔ）　。

ＥＸＰ（ｊΩｏし）は第１図に示すような中間周波数で
ｒ波を行うＩ・ランスバーサルフィルタの係数Ｃ６に対
応する時点ｔの受信時に存在する信号である。尚、Ωｏ
は中間周波数搬送波の角周波数である（方程式の表記を
簡単にずへく、ここては送信及び受信間の時間差を無視
するが、それによって説明の普遍性が損なわれることは
ない）。

この１ヘランスハーザルフイルタの出力信号は下５己の
式 ［ ％式％（） ： １式中、Ｔは一定の遅延であり、通常は記号時間Ｔｓに
等しい］て表され、更に式。

て表される。

は２：ｃ（Ｌ）と書き表すことにする。これは等化され
た受信信号のベースハントの複素数表現である。

送信信号を最適な状態て受信ぜしめる係数Ｃｋの５１算
は、−Ｈから罎、Ｌまてのｋに関する勾配アルゴリズム
から導いた下記のアルゴリズムに従って行われる 式中、 −Ｃｋ“は時点Ｌ＝ｉＴｓにおりるに番目の複素係数て
あり、 −μはアルゴリズムのピッチ（定数）であり、−Ｅ＋”
ＥＰ＋＋ｊ、Ｅｑ＋は時点ｔ＝ｉ、Ｔｓの複素エラー信
号であり（Ｅｉ−Ｚｃ（ｔ−ｉ、Ｔ）−Ｚｅ（ｔ：ｉ、
Ｔ）となる）５、木 −Ｚｅ＋−には時点ｔｌｉ−ｋ）　、Ｔｓに送信された
信号の共役複素数であり、従って再生信号は Ｄｉ；Ｘｃ（ｔ−ｉ、Ｔｓ）＋ｊＹｃ（ｔ−ｉ、Ｔｓ）
となる。記号へは再生時にとられる決定を表す。

等化が正確に行われれは、特定時点の受信時の再生信号
は送信信号に等しくなり、従ってＤｉ−Ｚｅ（ｔ−ｉ、
Ｔｓ） と書き表される。

一般的にはＣ，ｉｌｌを与えるアルゴリズムを、Ｚｃ（
Ｌ＝ｉ、Ｔｓ）−Ｄｉであるコのように修正し、次いて
［式中、実数のａ及びｂに関してはｓｇｎ（ａ＋ｊ、ｂ
）・ｓｇｎ（ａ）＋ｊ、５Ｂｎ（ｂ）である（但し、５
）Ｈｎ（ａ）は（ａ）のｓｉｇｎである）〕に修正する
。

ＥＸＰ　（ｊｋＱ、Ｔ）の項がこのアルゴリズムの実施
を複雑にすることは明らかである。

現在マ、イクロ波束で使用されている等化層はＴ−Ｔｓ
［Ｔｓは１つの記号の持続時間を表す］同期等化層であ
る。

ＥＸＰ　（ｊｋＱ。］゛）を簡略化する第１の方法は、
ΩｏＴ・ΩｏＴｓ＝Ｎ、２π［式中Ｎは任意の整数であ
る］となるようにすることからなる。その−具体例はＩ
ＣＣ１９８３，１４７２〜１４７７ペーシに記載のＴ、
Ｎｏｇｕｃｌ＋ｉ、　Ｔ、Ｒｙｕ、Ｙ、Ｋｏｉｚｕ＋ｎ
ｉ＋　Ｓ、旧ｚｏｇｕｃｈｉ＋　Ｍ、Ｙｏｓｌ＋ｉｍｏ
Ｌｏ、Ｋ、Ｎａｋａ−ｍｕｒａによる”６　Ｇｌ（ｚ　
１３５　ＭＢＰＳ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｒａｄｉｏ　５ｙ
ｓ−ｔｅ＋ｎ　ｕ＋ｉｔｌ＋　６４　ＱＡＭ　＋ｎｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ”に記述されている。

この論文では、フレームデータ伝送速度６／ＴｓがΩｏ
Ｔｓ・６．πという関係を満たすように調整される。

そのめな、ｋの値が何てあってもＥＸＰ　（ｊｋＱ、Ｔ
）・１となり、従ってＣＭＩ　＋　＋のアルゴリズムか
簡略化されて、 となる。

ΩｏＴｓ・（Ｎ＋ε）、２．π［但し、εは約１７１０
０又は−１／１００テあル］ノ場合には、ＥＸＰ（ｊｋ
Ｑ　ｏＴ）を簡略化する第２の方法として、ΩｏＴ＝Ｎ
、２．πとなるようにする。即ち、Ｔｓと殆と違わない
実際の遅延Ｔを使用する。このようにすれば、余り顕著
な性能の低下は生しなくなる。

しかしながら、これらの解決方法には欠点がある。例え
は第１の方法では、ΩＯＴＳを調整するためにはフレー
ムデータ伝送速度をラインデータ伝送速度より大きくし
なければならない。データ伝送−１２＝ 速度をこのように増大することは、デジタルマイクロ波
束分野ては一般的なことである。その理由は様々であり
、例えばデータ伝送速度の増加につながるエラー修正コ
ードを使用する場合に、補助チャネルの使用又は付加を
可能にするために行われる。但し、このデータ伝送速度
の増加はΩｏＴｓ・Ｎ２πという条件を満たさなくても
よいことが望ましい。この条件は極めて拘束的であり、
実際にはせいぜいＴｓに関する可能性を与えるだけにす
ぎないからである。

また、第２の方法は例えば、７０ＭＨｚ又は１４０ＭＨ
ｚの中間周波数で、１６ステー１−ＱΔＮ変調（ｑΔＬ
”Ｑｕａｄｒａ−１ｕｒｅ　Ａ＋ｎｌ＋１ｉｔｕｄｅ　
＋ｎｏｄｕｌａｔｉｏｎ”）又は６４　ＱＡＭ、又は２
５６　ＱＡＭの場合の１４０Ｍｂｉｔ／ｓに近いフレー
ムデータ伝送速度（この場合はＮ・２．３．４．６又は
８になる）のような、かなり特殊な場合にしか実施でき
ない。

加えて、性能か最適値よりやや劣る。

本発明の目的は、Ｃう１゛１を得るための簡略化された
最後のアルゴリズムを使用しながら、互いに独立したΩ
ｏ及びＴｓを得ることができるようにすることにある。

本発明では、式５ｃ（ｔ）のＥＸＰ（−ｊｋΩｏ■）の
項を相殺する広帯域移相器１７を使用する。各移相器１
７は第２図に示すように遅延セル１２と直列に接続する
。

δφはＥＸＰ（ｊδφ）＝ＥＸＰ（ｊΩｏＴｓ）のよう
な、即ちδφ＝ΩｏＴｓ（モジュロ２π）のような広帯
域移相器である。

この場合のベースバンド信号は下記の式て表され、係数
制御アルコリズムは と表される。このアルゴリズム＼は実施が容易である。

第３図は本発明の第２具体例を示している。この具体例
でも遅延セル１２は直列に接続されるが、これらのセル
はこの場合は位相偏移値ｉδφの移相器１８・を介して
指標１の種々の分岐の中心点に接続され、値１δφの各
移相器は指標ｉの分岐に接続される。但し、−Ｈ≦ｉ≦
４してある。

この具体例は先験的により複雑なＷ４造を有するか、Ω
ｏ、Ｔｓ・０（モジュロπ／２）の場合には既に回路の
一部分をなずπ／２移相器を使用できるという実用上の
大きな利点を有する。この具体例の特定実施例として、
Ｍ＝Ｌ・２及びΩｏ、Ｔｓ・−π／２（モジュロ２π）
の等化層を用いた場合の構造を第４図に示した。

この場合は、同位相係数（Ｃｐ）及び直角位相係数（Ｃ
ｑ）が任意に符号の変化を伴いながら元の分岐上に残る
か、又は任意に符号の変化を伴って９０°位相ずれした
分岐に移り得る。従って、π／２、−π／２、π　１等
の位相ずれを得るための移相器を極めて簡単に形成する
ことができる。

この場合のフィルタは指標−２の分岐が第１係数−自〕
−２及び第２係数−Ｃｑ−２を有し、指標−１の分岐が
第１係数−Ｃｑ−１及び第２係数Ｃｐ−１を有し、指標
＋１の分岐が第１係数Ｃｑ＋１及び第２係数−Ｃｐ。、
を有し、指標＋２の分岐が第１係数−Ｃ１）＋２及び第
２係数−Ｃｑ＋２を有するようなフィルタである。

ここで重要なこととして、この方法は値Ωｏ、ＴｓがＯ
（モジュロπ／２）に近い場合にも極めて有利である。

１〜ランスバーサルフイルタは、１つ以上のフィードバ
ックループを有し従って無限長インパルス応答を有する
再帰形フィルタと、ループをもたず従って有限長インパ
ルス応答を有する非再帰形フィルタとに分けられる。

直接部分及び再帰部分をもつトランスバーザルフィルタ
は前出のＯ，ｄｅ　Ｌｕｃａ著”５ｅｌｆ−ａｄａｐｔ
ｉｖｅｂａｓｅｂａｎｃｌ　ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ　ｆ
ｏｒ　ｄｉｇｉｔａｌ　１０ｉｃｒｏｕ＋ａｖｅｂ　ｅ
　ａ　ｍ　ｓ　”、１３８ページに記載されている。

この種のトランスバーサルフィルタは本発明のフィルタ
を用いて製造することができる。例えば、第５図は前方
トランスバーサル部分２０及び後方再帰部分２１を有す
るフィルタを示している。このフィルタは第２図のフィ
ルタと同し構成部材からなり、前方■・ランスバーサル
部分が指標ａを有し、後方再帰部分が指標すを有する。

再帰部分２１は信号が遅延ＴのＮ個のセル１２ｂ内て連
続的に遅延される直接部分を有する。前記遅延セルは夫
々移相器１７ｂに接続される。前述のごとく遅延された
信号の重みイ」き総和は、次いで入力加算回路１５ｂを
介してループバックされる。

以上、本発明の好ましい特定具体例を説明してきたか、
本発明はこれらの具体例には限定されず、前述の諸構成
部材は本発明の範囲内て別の等価の部材に代えることが
できると理解されたい。

従って、直接部分及び再帰部分を有する第５図のトラン
スバースフィルタは第３図及び第４図のフィルタに基づ
いて構成することもてきる。

【図面の簡単な説明】

第１図は先行技術のトランスバーザルフィルタの構造を
示す説明図、第２図は本発明のトランスバーザルフィル
タの第１具体例を示す説明図、第３図は本発明のトラン
スバーザルフィルタの第２具体例を示す説明図、第４図
は第３図のトラジスバーサルフィルタの特定実施態様を
示す説明図、第５図は本発明のトランスバーザルフィル
タの更に別の具体例を示す説明図である。 １０．１１・−・・乗算器、１２・・　遅延セル、１３
，１４，１．５・・・加算回路、１７・・・わ相器。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）Ｍ＋Ｌ＋１個の信号サンプルを規定する直列に接
   続されたＭ＋Ｌ個の遅延セルと、Ｍ＋Ｌ＋１個の分岐と
   、第１及び第２加算回路とを含み、前記分岐の各々が前
   記信号サンプルの１つを受容するように接続された中心
   点と、当該信号サンプルに夫々第１係数及び第２係数を
   掛ける第１及び第２乗算器とを含み、前記加算回路が夫
   々前記第１乗算器及び第２乗算器からの出力を加算する
   ように接続され、各遅延セルに広帯域移相器が直列に接
   続されており、この移相器がδφ＝Ω＿ｏＴ（モジュロ
   ２π）［式中Ω＿ｏは中間搬送波の角周波数であり、Ｔ
   は遅延セルに起因する遅延の時間を表す］のような位相
   偏移δφを生じさせることを特徴とするトランスバーサ
   ルフィルタ。
2. （２）遅延Ｔが記号遅延Ｔ＿ｓに等しいことを特徴とす
   る請求項１に記載のフィルタ。
3. （３）各遅延セルが位相偏移ｉδφ［但し−Ｍ≦ｉ≦＋
   Ｌ］を生じさせる移相器を介して指標ｉの分岐の中心点
   に接続されることを特徴とする請求項１に記載のフィル
   タ。
4. （４）Ω＿ｏＴ＝π／２又は−π／２（モジュロ２π）
   であることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
5. （５）Ｍ＝Ｌ＝２、Ω＿ｏＴ＝−π／２（モジュロ２π
   ）であり、且つ指標−２の分岐が第１係数−Ｃｐ＿−＿
   ２及び第２係数−Ｃｑ＿−＿２を有し、指標−１の分岐
   が第１係数−Ｃｑ＿−＿１及び第２係数Ｃｐ＿−＿１を
   有し、指標＋１の分岐が第１係数Ｃｑ＿＋＿１及び第２
   係数−Ｃｐ＿＋＿１を有し、指標＋２の分岐が第１係数
   −Ｃｐ＿＋＿２及び第２係数−Ｃｑ＿＋＿２を有するこ
   とを特徴とする請求項４に記載のフィルタ。
6. （６）前方トランスバーサル部分と後方再帰部分とを有
   することを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。