JP2828292B2 - 差分コヒーレント復調装置のための自己適応等化器回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、より一般的には「差分復調」と称される差
分コヒーレント復調（differentially coherent demodu
lation）を実行する装置のための自己適応等化器回路に
関する。本発明は特に、その伝送が演繹的（a priori）
に未知の多重経路チャネルを介してメッセージをディジ
タル伝送し、それによって受信メッセージに記号間干渉
（intersymbol interference）が惹起される伝送、例え
ば対流圏チャンネルを使用するラジオビームによるディ
ジタル伝送に適用可能である。本発明は、２進移相キー
イング（BPSK）及び４分の１移相キーイング（QPSK）の
ような、差分復調できる直線変調を使用する装置に適用
可能であり、ダイバーシチモードで作動できる受信機に
有利に適用可能である。

発明の背景 記号間干渉の存在は、ラジオビームによるディジタル
伝送に使用される受信機の性能を著しく劣化させ易い。
この影響を改善するために、コヒーレント変調を使用す
る場合は、復調器の後に自己適応フィルタを置くことに
より自己適応等化技術を使用できることが公知である。

自己適応等化は、受信した信号を、記号間干渉をでき
る限り小さくする機能を有する自己適応フィルタに通す
ことからなる公知の技術である。通常の装置において
は、このフィルタは、所謂「線形」等化器のための有限
インパルス応答を有しており、「決定帰還（decision f
eedback）」等化器においては２つの部分、即ち受信信
号に作用する部分と決定された信号に作用する部分とを
包含する。最も単純であるが故に最も一般的な装置にお
いては、フィルタ最適化基準は平均二乗誤差を最小にす
ることであり、フィルタ係数は確率勾配アルゴリズム
（stochastic gradient algorithm）によって更新され
る。

コヒーレント復調によって、係数を適応させるアルゴ
リズムは公知であり、既に多数の装置が製造されてい
る。

コヒーレント復調における欠点は、受信信号の位相を
推定する必要があることである。当該チャネルは、受信
機が位相ロックを解放する原因となる迅速な位相変化を
生じるので、推定するのは特に困難である。

位相を推定する必要を回避する１つの方法は、より一
般的には「差分復調」と称される差分コヒーレント復調
を使用することである。この技術においては、先行の信
号サンプルが、現在処理中の信号サンプルのための「ノ
イズ」位相基準の役目をする。これによって受信機は単
純化されるが、誤差率の性能の理論的低下が犠牲にされ
る。

コヒーレント復調では、伝送チャネルが完璧でないと
差分復調の性能が低下する。過去に行われた自己適応等
化についてのテストは、第１に自己適応フィルタを差分
復調器の出口に置くことが不可能であるため、第２にフ
ィルタ係数を更新するための公知のアルゴリズムが差分
復調のための回路に適用できないために不成功であっ
た。

発明の概要 本発明の目的は上記欠点を解消し、分散チャネルの存
在下に伝送性能を向上する目的で、自己適応等化の原理
を差分復調に適用できるようにすることである。このた
めに本発明は、差分コヒーレント復調装置のための自己
適応等化器回路であって、各受信経路において、自己適
応フィルタ（これ自体は公知）が差分復調器より経路上
流に設置されており、前記自己適応フィルタが、前記差
分復調器より経路下流に設置された決定及び誤差計算回
路から誤差（ｅ）を受信し且つ前記自己適応フィルタか
ら出力信号ｙ（ｋ）を受信する係数計算装置と結合して
おり、前記係数計算装置が各時点kTに前記自己適応フィ
ルタの各係数（C0（ｋ）、C1（ｋ）、C2（ｋ）、…、Ci
（ｋ）、…、Cn（ｋ））を、式： Ci（ｋ）＝Ci（ｋ−１）−μ・ｙ（ｋ−１）・ｘ（ｋ−ｉ）＊・ｅ（ｋ） ［式中、Ci（ｋ）は時点kTに係数Ciがとる値であり、Ci
（ｋ−１）は時点（ｋ−１）Ｔに同じ係数Ciがとる値で
あり、μは１より極めて小さい正の実数であってフィル
タの適合速度を定義し、ｙ（ｋ−１）は周期Ｔの記号速
度で抽出される自己適応フィルタからの出力信号であ
り、ｘ（ｋ−ｉ）＊は、前記時点kTにフィルタ内に存在
する係数Ciに関係するサンプルｘ（ｋ−ｉ）の複素共役
値であり、ｅ（ｋ）は時点kTにおける誤差である］ を用いて計算して更新する自己適応等化回路を提供す
る。

添付の図面を参照し、本発明を実施例によって説明す
る。

実施例 まず第１図を参照すると、第１のダイバーシチ経路上
で受信され中間周波数（例えば70MHz）に変換された信
号が１に与えられ、受信フィルタ３に送られる。同様
に、第２のダイバーシチ回路上で受信され中間周波数に
変換された信号が２に与えられ、もう１つの受信フィル
タ４に送られる。この段階では信号は当然のことアナロ
グ信号である。

次いで、それぞれ５及び６に現れた上記信号は２つの
通常の回路それぞれ７及び８によってベースバンド、即
ち搬送周波数０に変換され、更に２つの直角チャネル
（それぞれ９及び10と11及び12）にディジタル化され
る。上記ベースバンド及び直角ディジタル化回路７及び
８は、それぞれ、その入力信号（この場合には５または
６）に加え、クロック信号Ｈ（この周期はこの実施例で
は記号間隔Ｔに等しい）と、それぞれ経路13及び14を経
て局所発振器15によって発信される固定周波数の信号と
を受信する。９及び10と11及び12とにおけるディジタル
信号はそれぞれ信号論においては公知の複合記号であ
る。

本発明の第１の局面においては、上記２対の直角経路
（それぞれ９及び10と11及び12）上に存在する連続複合
記号はこの特定の実施例においては時点Ｔで抽出され、
それぞれ差分復調器16及び17に与えられる前に、それぞ
れ自己適応フィルタ18及び19に伝送される。自己適応フ
ィルタ18及び19は第２図に示したような極めて通常の構
造であり、これは後に説明する。

自己適応フィルタ18及び19はそれぞれ、二方向リンク
22及び23を介してフィルタ係数C0、C1、C2、…、Ci、
…、Cnを計算するための論理装置20及び21に通常の方法
で接続されている（第２図）。

自己適応フィルタ18及び19によって出力されたディジ
タル信号24及び25は次いで差分復調器16及び17に与えら
れる。

次に、差分復調器16及び17の出力信号28及び29は加算
回路30を通ることによって結合される（当然のことただ
１つのダイバーシチチャネルしかない場合には加算回路
30は省略される）。

加算回路30から出力されたディジタル信号31は決定回
路32に与えられ、決定回路32の出力33は第１図の自己適
応等化器の出力を構成する。

誤差計算回路34は、それぞれ31と33とにある決定装置
32の入力信号と出力信号とを比較し、回路34からの出力
35は、上記係数を計算するための論理装置20及び21のそ
れぞれのデータ入力36及び37に与えられる。

係数計算装置20及び21は更に、自己適応フィルタ18及
び19の出力信号24及び25をそれぞれのもう１つのデータ
入力40及び41で受信する。

第２図を参照すると、図に示した自己適応フィルタは
フィルタ18の例であるが、フィルタ19もこれと同一であ
ることを理解されたい。この図では、時点kT（ｋは整
数）にこのフィルタへ入力された複合ディジタル記号を
ｘ（ｋ）と表し、時点（ｋ−１）Ｔに入力された記号ｘ
（ｋ−１）と表し、……、時点（ｋ−ｉ）Ｔに入力され
た記号をｘ（ｋ−ｉ）と表し、……及び時点（ｋ−ｎ）
Ｔに入力された記号をｘ（ｋ−ｎ）と表す。理解し易く
するために、時点ｔ＝kTにおいて上記サンプルｘ
（ｋ）、ｘ（ｋ−１）、ｘ（ｋ−２）、…、ｘ（ｋ−
ｉ）、…、ｘ（ｋ−ｎ）が存在するフィルタ18内のポイ
ントを、第２図ではｋ、ｋ−１、ｋ−２、…、ｋ−ｉ、
…、ｋ−ｎと表す。自己適応フィルタについて一般的な
ことを言えば、これらの点は相互に、信号サンプリング
の周期Ｈ、即ちこの実施例においてはＴに等しい遅延を
導入する（及び当然のこと過剰サンプリングを使用する
のであればそれぞれがＴより小さい遅延を導入する）遅
延回路R1、R2、…によって分離されている。

通常の方法においては、各複合ディジタルサンプルｘ
（ｋ）からｘ（ｋ−ｎ）はそれぞれの乗算器M0、M1、M
2、…、Mi、…、Mnの第１の入力に与えられ、各乗算器
の第２の入力は、係数計算回路（第１図）からの係数C
0、C1、C2…、Ci、…、Cnを受信する。上記乗算器M0か
らMnの出力S0、S1、S2、…、Si、…、Snは通常は加算回
路50に与えられ、加算回路50の出力は等化信号24を発信
する。

本発明の他の必須局面によれば、フィルタの係数C0、
C1、C2、…、Ci、…、Cnの各々は、式： Ci（ｋ）＝Ci（ｋ−１）−μ・ｙ（ｋ−１）・ｘ（ｋ−ｉ）＊・ｅ（ｋ） ［式中、Ci（ｋ）は時点kTに係数Ciにとる値であり、 Ci（ｋ−１）は時点（ｋ−１）Ｔに同じ係数Ciがとる
値であり、これは時点（ｋ−１）ＴからkTまでの時間間
隔の間ずっと維持され、 μは１より極めて小さい正の実数であってフィルタ18
の適応速度を定義しており、例えば約0.001とすること
ができ、 ｘ（ｋ−１）＊は、時点kTに上記ポイント（ｋ−ｉ）
に存在するサンプルｘ（ｋ−ｉ）の複素共役値であり、 ｅ（ｋ）は時点kTに出力線35に存在する誤差である］ を使用し、各時点kTに上記回路20によって更新される。

当然のこと本発明は上記実施例に限定されることはな
く、（単一のチャネルにおける）ダイバーシチ１を有す
る受信及び２より大きいダイバーシチを有する受信にも
同等に適用可能である。しかしながら対流圏チャネルを
介して伝送する場合には特に、信号フェージング現象を
最小にするために２以上のダイバーシチを有する伝送を
使用するのが好ましい。

この等化器は、過剰サンプリング、即ちコヒーレント
復調のための等化器に使用される公知の技術に使用する
のが有利である。第１図及び第２に必要とされる変更
は、通常のコヒーレント復調装置から容易に推測され
る。以上、明確にするために同期サンプリングについて
説明した。

【図面の簡単な説明】

第１図は自己適応等化器の全体ブロック図、第２図は第
１図の等化器に使用される２つの自己適応フィルタの１
つのブロック図である。 3,4……受信フィルタ、7,8……ベースバンド、15……局
所発信器、16,17……差分復調器、18,19……自己適応フ
ィルタ、20,21……係数計算回路、30……加算回路、32
……決定回路、Ci（ｉ＝1,2,…,n）……係数、Mi（ｉ＝
1,2,…,n）……乗算器、Si（ｉ＝1,2,…,n）……出力、
ｘ（ｋ−１）（ｉ＝1,2,…,n）……サンプル。

フロントページの続き (72)発明者 ガツサン・カバス・カレ フランス国、92301・ルバロワ・プレ・ セデツクス、リユ・グレフユル、55、ア ルカテル・トランスミスイオン・パル・ フエソー・エルチアン・アー・テー・エ フ・アツシユ気付 (56)参考文献 特開 昭44−17800（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−91728（ＪＰ，Ａ) 電子情報通信学会論文誌，ＶＯＬ．Ｊ 71−Ｂ，Ｎｏ．10（昭和63−10−20) Ｐ．1119−1126 電子情報通信学会論文誌，ＶＯＬ．Ｊ 72−Ｂ−▲ＩＩ▼，Ｎｏ．10（平成１− 10−20）Ｐ．515−523 (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 3/04 - 3/18 H04B 7/005 H04B 7/02 - 7/10 H04L 1/02 - 1/06 H03H 15/00 - 17/06 H04L 27/00 H04L 27/22

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】差分コヒーレント復調装置のための自己適
   応等化器回路であって、各受信経路において、自己適応
   フィルタが差分復調器より経路上流に設置されており、
   前記自己適応フィルタが、その係数（C0、C1、C2、…、
   Ci…、Cn）を計算するための、前記差分復調器より経路
   下流に設置された決定及び誤差計算回路から誤差（ｅ）
   を受信し且つ前記自己適応フィルタから出力信号ｙ
   （ｋ）を受信する装置と結合しており、この係数計算装
   置が、初期信号間間隔（Ｔ）の倍数（ｋ）に等しい各時
   点（kT）に前記自己適応フィルタの各係数（C0、C1、C
   2、…、Ci、…、Cn）を、式： Ci（ｋ）＝Ci（ｋ−１）−μ・ｙ（ｋ−１）・ｘ（ｋ−ｉ）＊・ｅ（ｋ） ［式中、Ci（ｋ）は時点kTに係数Ciがとる値であり、Ci
   （ｋ−１）は時点（ｋ−１）Ｔに同じ係数Ciがとる値で
   あり、μは１より極めて小さい正の実数であってフィル
   タの適合速度を定義し、ｙ（ｋ−１）は時点（ｋ−１）
   Ｔにおけるフィルタからの出力信号であり、ｘ（ｋ−
   ｉ）＊は、前記時点kTにフィルタ内に存在し且つ係数
   （Ci）に関係するサンプルｘ（ｋ−ｉ）の複素共役値で
   あり、ｅ（ｋ）は時点kTにおける誤差である］を用いて
   計算して更新する自己適応等化器回路。
2. 【請求項２】前記自己適応フィルタの適応速度を定義す
   る正の実数μが約0.001の値を有する請求項１に記載の
   自己適応等化器回路。