JP2828292B2 - 差分コヒーレント復調装置のための自己適応等化器回路 - Google Patents
差分コヒーレント復調装置のための自己適応等化器回路Info
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- JP2828292B2 JP2828292B2 JP1336193A JP33619389A JP2828292B2 JP 2828292 B2 JP2828292 B2 JP 2828292B2 JP 1336193 A JP1336193 A JP 1336193A JP 33619389 A JP33619389 A JP 33619389A JP 2828292 B2 JP2828292 B2 JP 2828292B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、より一般的には「差分復調」と称される差
分コヒーレント復調(differentially coherent demodu
lation)を実行する装置のための自己適応等化器回路に
関する。本発明は特に、その伝送が演繹的(a priori)
に未知の多重経路チャネルを介してメッセージをディジ
タル伝送し、それによって受信メッセージに記号間干渉
(intersymbol interference)が惹起される伝送、例え
ば対流圏チャンネルを使用するラジオビームによるディ
ジタル伝送に適用可能である。本発明は、2進移相キー
イング(BPSK)及び4分の1移相キーイング(QPSK)の
ような、差分復調できる直線変調を使用する装置に適用
可能であり、ダイバーシチモードで作動できる受信機に
有利に適用可能である。
分コヒーレント復調(differentially coherent demodu
lation)を実行する装置のための自己適応等化器回路に
関する。本発明は特に、その伝送が演繹的(a priori)
に未知の多重経路チャネルを介してメッセージをディジ
タル伝送し、それによって受信メッセージに記号間干渉
(intersymbol interference)が惹起される伝送、例え
ば対流圏チャンネルを使用するラジオビームによるディ
ジタル伝送に適用可能である。本発明は、2進移相キー
イング(BPSK)及び4分の1移相キーイング(QPSK)の
ような、差分復調できる直線変調を使用する装置に適用
可能であり、ダイバーシチモードで作動できる受信機に
有利に適用可能である。
発明の背景 記号間干渉の存在は、ラジオビームによるディジタル
伝送に使用される受信機の性能を著しく劣化させ易い。
この影響を改善するために、コヒーレント変調を使用す
る場合は、復調器の後に自己適応フィルタを置くことに
より自己適応等化技術を使用できることが公知である。
伝送に使用される受信機の性能を著しく劣化させ易い。
この影響を改善するために、コヒーレント変調を使用す
る場合は、復調器の後に自己適応フィルタを置くことに
より自己適応等化技術を使用できることが公知である。
自己適応等化は、受信した信号を、記号間干渉をでき
る限り小さくする機能を有する自己適応フィルタに通す
ことからなる公知の技術である。通常の装置において
は、このフィルタは、所謂「線形」等化器のための有限
インパルス応答を有しており、「決定帰還(decision f
eedback)」等化器においては2つの部分、即ち受信信
号に作用する部分と決定された信号に作用する部分とを
包含する。最も単純であるが故に最も一般的な装置にお
いては、フィルタ最適化基準は平均二乗誤差を最小にす
ることであり、フィルタ係数は確率勾配アルゴリズム
(stochastic gradient algorithm)によって更新され
る。
る限り小さくする機能を有する自己適応フィルタに通す
ことからなる公知の技術である。通常の装置において
は、このフィルタは、所謂「線形」等化器のための有限
インパルス応答を有しており、「決定帰還(decision f
eedback)」等化器においては2つの部分、即ち受信信
号に作用する部分と決定された信号に作用する部分とを
包含する。最も単純であるが故に最も一般的な装置にお
いては、フィルタ最適化基準は平均二乗誤差を最小にす
ることであり、フィルタ係数は確率勾配アルゴリズム
(stochastic gradient algorithm)によって更新され
る。
コヒーレント復調によって、係数を適応させるアルゴ
リズムは公知であり、既に多数の装置が製造されてい
る。
リズムは公知であり、既に多数の装置が製造されてい
る。
コヒーレント復調における欠点は、受信信号の位相を
推定する必要があることである。当該チャネルは、受信
機が位相ロックを解放する原因となる迅速な位相変化を
生じるので、推定するのは特に困難である。
推定する必要があることである。当該チャネルは、受信
機が位相ロックを解放する原因となる迅速な位相変化を
生じるので、推定するのは特に困難である。
位相を推定する必要を回避する1つの方法は、より一
般的には「差分復調」と称される差分コヒーレント復調
を使用することである。この技術においては、先行の信
号サンプルが、現在処理中の信号サンプルのための「ノ
イズ」位相基準の役目をする。これによって受信機は単
純化されるが、誤差率の性能の理論的低下が犠牲にされ
る。
般的には「差分復調」と称される差分コヒーレント復調
を使用することである。この技術においては、先行の信
号サンプルが、現在処理中の信号サンプルのための「ノ
イズ」位相基準の役目をする。これによって受信機は単
純化されるが、誤差率の性能の理論的低下が犠牲にされ
る。
コヒーレント復調では、伝送チャネルが完璧でないと
差分復調の性能が低下する。過去に行われた自己適応等
化についてのテストは、第1に自己適応フィルタを差分
復調器の出口に置くことが不可能であるため、第2にフ
ィルタ係数を更新するための公知のアルゴリズムが差分
復調のための回路に適用できないために不成功であっ
た。
差分復調の性能が低下する。過去に行われた自己適応等
化についてのテストは、第1に自己適応フィルタを差分
復調器の出口に置くことが不可能であるため、第2にフ
ィルタ係数を更新するための公知のアルゴリズムが差分
復調のための回路に適用できないために不成功であっ
た。
発明の概要 本発明の目的は上記欠点を解消し、分散チャネルの存
在下に伝送性能を向上する目的で、自己適応等化の原理
を差分復調に適用できるようにすることである。このた
めに本発明は、差分コヒーレント復調装置のための自己
適応等化器回路であって、各受信経路において、自己適
応フィルタ(これ自体は公知)が差分復調器より経路上
流に設置されており、前記自己適応フィルタが、前記差
分復調器より経路下流に設置された決定及び誤差計算回
路から誤差(e)を受信し且つ前記自己適応フィルタか
ら出力信号y(k)を受信する係数計算装置と結合して
おり、前記係数計算装置が各時点kTに前記自己適応フィ
ルタの各係数(C0(k)、C1(k)、C2(k)、…、Ci
(k)、…、Cn(k))を、式: Ci(k)=Ci(k−1)−μ・y(k−1)・x(k−i)*・e(k) [式中、Ci(k)は時点kTに係数Ciがとる値であり、Ci
(k−1)は時点(k−1)Tに同じ係数Ciがとる値で
あり、μは1より極めて小さい正の実数であってフィル
タの適合速度を定義し、y(k−1)は周期Tの記号速
度で抽出される自己適応フィルタからの出力信号であ
り、x(k−i)*は、前記時点kTにフィルタ内に存在
する係数Ciに関係するサンプルx(k−i)の複素共役
値であり、e(k)は時点kTにおける誤差である] を用いて計算して更新する自己適応等化回路を提供す
る。
在下に伝送性能を向上する目的で、自己適応等化の原理
を差分復調に適用できるようにすることである。このた
めに本発明は、差分コヒーレント復調装置のための自己
適応等化器回路であって、各受信経路において、自己適
応フィルタ(これ自体は公知)が差分復調器より経路上
流に設置されており、前記自己適応フィルタが、前記差
分復調器より経路下流に設置された決定及び誤差計算回
路から誤差(e)を受信し且つ前記自己適応フィルタか
ら出力信号y(k)を受信する係数計算装置と結合して
おり、前記係数計算装置が各時点kTに前記自己適応フィ
ルタの各係数(C0(k)、C1(k)、C2(k)、…、Ci
(k)、…、Cn(k))を、式: Ci(k)=Ci(k−1)−μ・y(k−1)・x(k−i)*・e(k) [式中、Ci(k)は時点kTに係数Ciがとる値であり、Ci
(k−1)は時点(k−1)Tに同じ係数Ciがとる値で
あり、μは1より極めて小さい正の実数であってフィル
タの適合速度を定義し、y(k−1)は周期Tの記号速
度で抽出される自己適応フィルタからの出力信号であ
り、x(k−i)*は、前記時点kTにフィルタ内に存在
する係数Ciに関係するサンプルx(k−i)の複素共役
値であり、e(k)は時点kTにおける誤差である] を用いて計算して更新する自己適応等化回路を提供す
る。
添付の図面を参照し、本発明を実施例によって説明す
る。
る。
実施例 まず第1図を参照すると、第1のダイバーシチ経路上
で受信され中間周波数(例えば70MHz)に変換された信
号が1に与えられ、受信フィルタ3に送られる。同様
に、第2のダイバーシチ回路上で受信され中間周波数に
変換された信号が2に与えられ、もう1つの受信フィル
タ4に送られる。この段階では信号は当然のことアナロ
グ信号である。
で受信され中間周波数(例えば70MHz)に変換された信
号が1に与えられ、受信フィルタ3に送られる。同様
に、第2のダイバーシチ回路上で受信され中間周波数に
変換された信号が2に与えられ、もう1つの受信フィル
タ4に送られる。この段階では信号は当然のことアナロ
グ信号である。
次いで、それぞれ5及び6に現れた上記信号は2つの
通常の回路それぞれ7及び8によってベースバンド、即
ち搬送周波数0に変換され、更に2つの直角チャネル
(それぞれ9及び10と11及び12)にディジタル化され
る。上記ベースバンド及び直角ディジタル化回路7及び
8は、それぞれ、その入力信号(この場合には5または
6)に加え、クロック信号H(この周期はこの実施例で
は記号間隔Tに等しい)と、それぞれ経路13及び14を経
て局所発振器15によって発信される固定周波数の信号と
を受信する。9及び10と11及び12とにおけるディジタル
信号はそれぞれ信号論においては公知の複合記号であ
る。
通常の回路それぞれ7及び8によってベースバンド、即
ち搬送周波数0に変換され、更に2つの直角チャネル
(それぞれ9及び10と11及び12)にディジタル化され
る。上記ベースバンド及び直角ディジタル化回路7及び
8は、それぞれ、その入力信号(この場合には5または
6)に加え、クロック信号H(この周期はこの実施例で
は記号間隔Tに等しい)と、それぞれ経路13及び14を経
て局所発振器15によって発信される固定周波数の信号と
を受信する。9及び10と11及び12とにおけるディジタル
信号はそれぞれ信号論においては公知の複合記号であ
る。
本発明の第1の局面においては、上記2対の直角経路
(それぞれ9及び10と11及び12)上に存在する連続複合
記号はこの特定の実施例においては時点Tで抽出され、
それぞれ差分復調器16及び17に与えられる前に、それぞ
れ自己適応フィルタ18及び19に伝送される。自己適応フ
ィルタ18及び19は第2図に示したような極めて通常の構
造であり、これは後に説明する。
(それぞれ9及び10と11及び12)上に存在する連続複合
記号はこの特定の実施例においては時点Tで抽出され、
それぞれ差分復調器16及び17に与えられる前に、それぞ
れ自己適応フィルタ18及び19に伝送される。自己適応フ
ィルタ18及び19は第2図に示したような極めて通常の構
造であり、これは後に説明する。
自己適応フィルタ18及び19はそれぞれ、二方向リンク
22及び23を介してフィルタ係数C0、C1、C2、…、Ci、
…、Cnを計算するための論理装置20及び21に通常の方法
で接続されている(第2図)。
22及び23を介してフィルタ係数C0、C1、C2、…、Ci、
…、Cnを計算するための論理装置20及び21に通常の方法
で接続されている(第2図)。
自己適応フィルタ18及び19によって出力されたディジ
タル信号24及び25は次いで差分復調器16及び17に与えら
れる。
タル信号24及び25は次いで差分復調器16及び17に与えら
れる。
次に、差分復調器16及び17の出力信号28及び29は加算
回路30を通ることによって結合される(当然のことただ
1つのダイバーシチチャネルしかない場合には加算回路
30は省略される)。
回路30を通ることによって結合される(当然のことただ
1つのダイバーシチチャネルしかない場合には加算回路
30は省略される)。
加算回路30から出力されたディジタル信号31は決定回
路32に与えられ、決定回路32の出力33は第1図の自己適
応等化器の出力を構成する。
路32に与えられ、決定回路32の出力33は第1図の自己適
応等化器の出力を構成する。
誤差計算回路34は、それぞれ31と33とにある決定装置
32の入力信号と出力信号とを比較し、回路34からの出力
35は、上記係数を計算するための論理装置20及び21のそ
れぞれのデータ入力36及び37に与えられる。
32の入力信号と出力信号とを比較し、回路34からの出力
35は、上記係数を計算するための論理装置20及び21のそ
れぞれのデータ入力36及び37に与えられる。
係数計算装置20及び21は更に、自己適応フィルタ18及
び19の出力信号24及び25をそれぞれのもう1つのデータ
入力40及び41で受信する。
び19の出力信号24及び25をそれぞれのもう1つのデータ
入力40及び41で受信する。
第2図を参照すると、図に示した自己適応フィルタは
フィルタ18の例であるが、フィルタ19もこれと同一であ
ることを理解されたい。この図では、時点kT(kは整
数)にこのフィルタへ入力された複合ディジタル記号を
x(k)と表し、時点(k−1)Tに入力された記号x
(k−1)と表し、……、時点(k−i)Tに入力され
た記号をx(k−i)と表し、……及び時点(k−n)
Tに入力された記号をx(k−n)と表す。理解し易く
するために、時点t=kTにおいて上記サンプルx
(k)、x(k−1)、x(k−2)、…、x(k−
i)、…、x(k−n)が存在するフィルタ18内のポイ
ントを、第2図ではk、k−1、k−2、…、k−i、
…、k−nと表す。自己適応フィルタについて一般的な
ことを言えば、これらの点は相互に、信号サンプリング
の周期H、即ちこの実施例においてはTに等しい遅延を
導入する(及び当然のこと過剰サンプリングを使用する
のであればそれぞれがTより小さい遅延を導入する)遅
延回路R1、R2、…によって分離されている。
フィルタ18の例であるが、フィルタ19もこれと同一であ
ることを理解されたい。この図では、時点kT(kは整
数)にこのフィルタへ入力された複合ディジタル記号を
x(k)と表し、時点(k−1)Tに入力された記号x
(k−1)と表し、……、時点(k−i)Tに入力され
た記号をx(k−i)と表し、……及び時点(k−n)
Tに入力された記号をx(k−n)と表す。理解し易く
するために、時点t=kTにおいて上記サンプルx
(k)、x(k−1)、x(k−2)、…、x(k−
i)、…、x(k−n)が存在するフィルタ18内のポイ
ントを、第2図ではk、k−1、k−2、…、k−i、
…、k−nと表す。自己適応フィルタについて一般的な
ことを言えば、これらの点は相互に、信号サンプリング
の周期H、即ちこの実施例においてはTに等しい遅延を
導入する(及び当然のこと過剰サンプリングを使用する
のであればそれぞれがTより小さい遅延を導入する)遅
延回路R1、R2、…によって分離されている。
通常の方法においては、各複合ディジタルサンプルx
(k)からx(k−n)はそれぞれの乗算器M0、M1、M
2、…、Mi、…、Mnの第1の入力に与えられ、各乗算器
の第2の入力は、係数計算回路(第1図)からの係数C
0、C1、C2…、Ci、…、Cnを受信する。上記乗算器M0か
らMnの出力S0、S1、S2、…、Si、…、Snは通常は加算回
路50に与えられ、加算回路50の出力は等化信号24を発信
する。
(k)からx(k−n)はそれぞれの乗算器M0、M1、M
2、…、Mi、…、Mnの第1の入力に与えられ、各乗算器
の第2の入力は、係数計算回路(第1図)からの係数C
0、C1、C2…、Ci、…、Cnを受信する。上記乗算器M0か
らMnの出力S0、S1、S2、…、Si、…、Snは通常は加算回
路50に与えられ、加算回路50の出力は等化信号24を発信
する。
本発明の他の必須局面によれば、フィルタの係数C0、
C1、C2、…、Ci、…、Cnの各々は、式: Ci(k)=Ci(k−1)−μ・y(k−1)・x(k−i)*・e(k) [式中、Ci(k)は時点kTに係数Ciにとる値であり、 Ci(k−1)は時点(k−1)Tに同じ係数Ciがとる
値であり、これは時点(k−1)TからkTまでの時間間
隔の間ずっと維持され、 μは1より極めて小さい正の実数であってフィルタ18
の適応速度を定義しており、例えば約0.001とすること
ができ、 x(k−1)*は、時点kTに上記ポイント(k−i)
に存在するサンプルx(k−i)の複素共役値であり、 e(k)は時点kTに出力線35に存在する誤差である] を使用し、各時点kTに上記回路20によって更新される。
C1、C2、…、Ci、…、Cnの各々は、式: Ci(k)=Ci(k−1)−μ・y(k−1)・x(k−i)*・e(k) [式中、Ci(k)は時点kTに係数Ciにとる値であり、 Ci(k−1)は時点(k−1)Tに同じ係数Ciがとる
値であり、これは時点(k−1)TからkTまでの時間間
隔の間ずっと維持され、 μは1より極めて小さい正の実数であってフィルタ18
の適応速度を定義しており、例えば約0.001とすること
ができ、 x(k−1)*は、時点kTに上記ポイント(k−i)
に存在するサンプルx(k−i)の複素共役値であり、 e(k)は時点kTに出力線35に存在する誤差である] を使用し、各時点kTに上記回路20によって更新される。
当然のこと本発明は上記実施例に限定されることはな
く、(単一のチャネルにおける)ダイバーシチ1を有す
る受信及び2より大きいダイバーシチを有する受信にも
同等に適用可能である。しかしながら対流圏チャネルを
介して伝送する場合には特に、信号フェージング現象を
最小にするために2以上のダイバーシチを有する伝送を
使用するのが好ましい。
く、(単一のチャネルにおける)ダイバーシチ1を有す
る受信及び2より大きいダイバーシチを有する受信にも
同等に適用可能である。しかしながら対流圏チャネルを
介して伝送する場合には特に、信号フェージング現象を
最小にするために2以上のダイバーシチを有する伝送を
使用するのが好ましい。
この等化器は、過剰サンプリング、即ちコヒーレント
復調のための等化器に使用される公知の技術に使用する
のが有利である。第1図及び第2に必要とされる変更
は、通常のコヒーレント復調装置から容易に推測され
る。以上、明確にするために同期サンプリングについて
説明した。
復調のための等化器に使用される公知の技術に使用する
のが有利である。第1図及び第2に必要とされる変更
は、通常のコヒーレント復調装置から容易に推測され
る。以上、明確にするために同期サンプリングについて
説明した。
第1図は自己適応等化器の全体ブロック図、第2図は第
1図の等化器に使用される2つの自己適応フィルタの1
つのブロック図である。 3,4……受信フィルタ、7,8……ベースバンド、15……局
所発信器、16,17……差分復調器、18,19……自己適応フ
ィルタ、20,21……係数計算回路、30……加算回路、32
……決定回路、Ci(i=1,2,…,n)……係数、Mi(i=
1,2,…,n)……乗算器、Si(i=1,2,…,n)……出力、
x(k−1)(i=1,2,…,n)……サンプル。
1図の等化器に使用される2つの自己適応フィルタの1
つのブロック図である。 3,4……受信フィルタ、7,8……ベースバンド、15……局
所発信器、16,17……差分復調器、18,19……自己適応フ
ィルタ、20,21……係数計算回路、30……加算回路、32
……決定回路、Ci(i=1,2,…,n)……係数、Mi(i=
1,2,…,n)……乗算器、Si(i=1,2,…,n)……出力、
x(k−1)(i=1,2,…,n)……サンプル。
フロントページの続き (72)発明者 ガツサン・カバス・カレ フランス国、92301・ルバロワ・プレ・ セデツクス、リユ・グレフユル、55、ア ルカテル・トランスミスイオン・パル・ フエソー・エルチアン・アー・テー・エ フ・アツシユ気付 (56)参考文献 特開 昭44−17800(JP,A) 特開 昭60−91728(JP,A) 電子情報通信学会論文誌,VOL.J 71−B,No.10(昭和63−10−20) P.1119−1126 電子情報通信学会論文誌,VOL.J 72−B−▲II▼,No.10(平成1− 10−20)P.515−523 (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H04B 3/04 - 3/18 H04B 7/005 H04B 7/02 - 7/10 H04L 1/02 - 1/06 H03H 15/00 - 17/06 H04L 27/00 H04L 27/22
Claims (2)
- 【請求項1】差分コヒーレント復調装置のための自己適
応等化器回路であって、各受信経路において、自己適応
フィルタが差分復調器より経路上流に設置されており、
前記自己適応フィルタが、その係数(C0、C1、C2、…、
Ci…、Cn)を計算するための、前記差分復調器より経路
下流に設置された決定及び誤差計算回路から誤差(e)
を受信し且つ前記自己適応フィルタから出力信号y
(k)を受信する装置と結合しており、この係数計算装
置が、初期信号間間隔(T)の倍数(k)に等しい各時
点(kT)に前記自己適応フィルタの各係数(C0、C1、C
2、…、Ci、…、Cn)を、式: Ci(k)=Ci(k−1)−μ・y(k−1)・x(k−i)*・e(k) [式中、Ci(k)は時点kTに係数Ciがとる値であり、Ci
(k−1)は時点(k−1)Tに同じ係数Ciがとる値で
あり、μは1より極めて小さい正の実数であってフィル
タの適合速度を定義し、y(k−1)は時点(k−1)
Tにおけるフィルタからの出力信号であり、x(k−
i)*は、前記時点kTにフィルタ内に存在し且つ係数
(Ci)に関係するサンプルx(k−i)の複素共役値で
あり、e(k)は時点kTにおける誤差である]を用いて
計算して更新する自己適応等化器回路。 - 【請求項2】前記自己適応フィルタの適応速度を定義す
る正の実数μが約0.001の値を有する請求項1に記載の
自己適応等化器回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8817507 | 1988-12-30 | ||
FR8817507A FR2641922B1 (fr) | 1988-12-30 | 1988-12-30 | Dispositif d'egalisation auto-adaptative pour installation de demodulation differentiellement coherente |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02226917A JPH02226917A (ja) | 1990-09-10 |
JP2828292B2 true JP2828292B2 (ja) | 1998-11-25 |
Family
ID=9373644
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1336193A Expired - Lifetime JP2828292B2 (ja) | 1988-12-30 | 1989-12-25 | 差分コヒーレント復調装置のための自己適応等化器回路 |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5027371A (ja) |
EP (1) | EP0376250B1 (ja) |
JP (1) | JP2828292B2 (ja) |
AU (1) | AU624455B2 (ja) |
CA (1) | CA2006829C (ja) |
DE (1) | DE68916397T2 (ja) |
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