NO163929B - Kombinert adaptiv utjevnings- og demoduleringskrets. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en adaptiv utjevningsanord-ning for digitale overføringssystemer, og nærmere bestemt høyhastighetssystemer ved hvilke overføringskanalen ikke er kjent på forhånd og/eller er følsom for variasjoner med tiden. Den er derfor egnet for bruk ved digitale radiolinker, dataoverføringer over koplede telefonnettverk, digitale overføringer over kabler (nærmere bestemt nettverk av Traspac-typen, etc...).

Bruken av adaptive utjevnere ved digitale overføringssystemer av høyhastighetstypen for å kompensere for amplitude og faseforvrengninger i kanalen har blitt vanlig praksis allerede i flere år. Etter deres innføring i systemer for dataoverføring over telefonnettverk vil adaptive utjevnere være anvendt ved digitale radiolinker i nær fremtid. Utnevnerne anvendt i praksis har generelt en av følgende strukturer:

(a) et ikke-rekursivt transversalfilter,

(b) et transversalfilter som har en rekursiv del hvis

inngang består av tidligere bestemte symboler.

Adaptering av utjevneren for kanalen og dens mulige variasjoner med tiden blir generelt bevirket ved hjelp av en metode kjent som stokastisk gradient av middelkvadratfeil. De to utjevnerstrukturene nevnt ovenfor og deres tilpasning har blitt beskrevet i flere artikler, bl.a. av C. Macchi et al., "Recepteurs adaptatifs pour transmission de donnees a grande vitesse", Annales des Telecommunications, vol. 30, nr. 9-10, september-oktober 1975.

Utjevnere drives ofte i basisbåndet og virker følgelig på demodulerte signaler. På den andre siden anvender systemer med høy spektralvirkningsgrad modulasjonen til to kvadra-turbærebølger. Ved disse systemene, for å kompensere for intersymbolinterferensi i-fase og kvadratur-fasebane og for å kompensere for interferens mellom disse to banene, må utjevneren har fire grener, som hver består av et transver-salf ilter, den rekursive delen, dersom noen, innbefatter likeledes fire transversalfiltre.

En annen ulempe ved basisbåndutjevnere vil fremkomme ved betraktningen av synkroniseringen av bærebølgen nødvendig for demoduleringen. Gjenvinningen av bærebølgen i systemene som anvender modulasjon av to kvadraturbærebølger anvender virkelig basisbåndsignaler og avgjørelser (se artikkelen av A. Leclert og P. Vandamme, publisert i IEEE Transactions on Communications, vol. COM-31, nr. 1, januar 1983, side 130 til 136). Der er derfor to muligheter: (a) enten blir signalene ved utgangen til demodulatoren og avgjørelsene ved dette punktet anvendt, idet ved et slikt tilfelle er ikke systemet svært robust da det er svært følsomt for kanalforvrengninger, (b) eller de to utgangssignalene til utjevneren og deres avgjørelser blir anvendt, og ved et slikt tilfelle er systemet ikke følsomt mot kanalforvrengninger.

I sistnevnte tilfelle innbefatter imidlertid bærebølge-gjenvinningssløyfen en ytterligere forsinkelse som er utbredelsestiden for signalene gjennom utjevneren og som, når utjevneren er svært lang (som er tilfelle ved data-overføringer og kabler) har en tendens til å gjøre bære-bølgegjenvinningssløyfen ustabil. Sløyfen vil da ikke kunne spore store frekvensavvik (som beskrevet i f.eks. artikkelen av R.W. Chang og R. Srinivasagopalan, "Carrier recovery for data communication systems with adaptive equalization", publisert i IEEE Transactions on Communications, vol. COM-28, nr. 8, august 1980, side 1142-1153). De samme problemene forekommer ved digitale utjevnere selv om de ikke innbefatter mange koeffesienter, da utbredelsestiden kan bli neglisjert.

Med hensyn til dette forsinkelsesproblemet ved basisbåndutjevnere har mellomfrekvensutjevnere, betegnet IF-utjevnere, blitt innført (D.D. Falconer, "Jointly Adaptive Equalization and Carrier Recovery in Two-Dimensional Digital Communication Systems", BSTJ, vol. 55, nr. 3, mars 1976, side 317-334). Ved systemer som anvender IF-utjevning er bærebølgegjenvlnningen svært robust på grunn av dobbeltfordelen med at de utjevnede signalene ble anvendt og forsinkelsen av utjevneren blir kvitt ved styringen av bærebølgen. IF-utjevningen av Falconer-typen, som også basisbåndutjevnerne, anvender middelkvadratfeilkriteriet for tilpasningen. Dens ulempe er at den krever sampling av IF-signalet ved symbolhastigheten og for dens tilpasning ommodulering av avgjørelsen til utjevneren. Behovet for sampling av disse to IF-signalene kan bevirke problemer for en praktisk utførelse da IF-bærebølge-frekvensen er høy. Samplingen av IF-signalet er da svært følsomt for skjelving ved samplingsøyeblikket. Ved ethvert tilfelle er det vanskeligere å sample et IF-signal enn å sample et tilknyttet basisbåndsignal.

Oppfinnelsen har som formål å tilveiebringe en adaptiv utjevneranordning som virker på et ikke-samplet mellom-frekvenssignal, men som samtidig virker som en demodulator og hvis utgangssignal følgelig er et basisbåndsignal.

Ovenfornevnte formål tilveiebringes ifølge foreliggende oppfinnelse ved hjelp av adaptiv utjevneranordning av den innledningsvis nevnte art, hvis karakteristiske trekk fremgår av hhv. krav 1 og 2. Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av de øvrige uselvstendige kravene.

Ved ovenfor foreslåtte anordning har ved hver av de to utførelsesformene følgende fordeler: en enkel konstruksjon med to baner i steden for fire som ved basisbåndutjevnerne eller mellomfrekvensutjevneren av Falconer-typen, en styrer av bærebølgegjenvinningssløyfen ved hjelp av utjevnede signaler, en kompensasjon av hoveddelen for forsinkelsen til utjevneren som har for dens konsekvens, for bærebølge-gjenvinningssløyfen, muligheten til å spore store frekvensavvik uten å nå instabilitetsterskelen, ingen sampling av mellomfrekvensen og ingen remodulasjon av avgjørelsene. Sagt mer nøyaktig har denne anordningen derfor den fordelen at den er mindre følsom for samplingsfeil sammenlignet med mellomfrekvensutjevneren, gir bedre ytelse (mindre forsinkelse i sløyfen) sammenlignet med basisbåndutjevneren og har en mye enklere utførelse enn mellomfrekvensutjevneren eller basisbåndutjevneren.

Oppfinnelsen skal beskrives nærmere ved hjelp av eksempel med henvisning til medfølgende tegninger, hvor: Fig. la viser en første utførelsesform av anordningen

ifølge oppfinnelsen.

Fig. lb viser styrekretsen Innbefattet I denne utførel-sesformen. Fig. 2 viser erstatningen av digitalstyrte multiplikatorer for analoge multiplikatorer ved utførel-sesformen på fig. la. Fig. 3 viser en andre utførelsesform av anordningen

ifølge oppfinnelsen.

Før anordningen ifølge oppfinnelsen skal bli beskrevet nærmere skal det bemerkes at når det anvendes amplitude-modulasjon av to kvadraturbærebølger som transmlsjonspro-sedyre har det mottatte signalet formen:

hvor A(t) og B(t) er lavfrekvenssignaler med hensyn til frekvensen for de to bærebølgene sinagt °g cosaøt. Disse

signalene er forbundet med sendte symboler med forhold av typen:

hvor h'(t) og h"(t) er reelle og imaginære deler hhv. av kompleks impulsreaksjon for overføringskanalen og hvor uttrykket a^ og uttrykket b^ er symboltog som modulerer ved hastigheten l/T de to bærebølgene sinaQt og cosQQt hhv.

(T=symbolperioden).

Ved utførelsesformen vist på fig. la har utjevningsanordningen ifølge oppfinnelsen en ikke-rekursiv transversal-filterstruktur ved hvilken, uttrykt mer nøyaktig, utgangssignalet R(t) til overføringskanalen som erstatter inn-gangssignalet for utjevningsanordningen blir tilført en i i-fasebane 100 og også til en kvadraturbane 200, som hver innbefatter et ikke-rekursivt transversalfilter som har n grener og (n-1) forsinkelseskretser 101^ til 101n_1 og 2011 til 202n_^ mellom inngangene for disse grenene. Forsinkelsen frembrakt av disse kretsene er her lik T, intersymbol-intervallet, men kan ha en lavere verdi f.eks. T/2 uten å begrense oppfinnelsen.

Ved transversalfilteret for i-fasebanen 100 er inngangs-signalet til (m+l)st grenen:

Dette signalet blir tilført en blander 102, som ved en ytterligere inngang mottar demodulasjonssignalet sin(aQt+(p+Øm) tilført ved hjelp av en styrebane som vil bli beskrevet heretter og deretter til et lavpassfilter 103 hvis utgangssignal er gitt av

Dette signalet blir så tilført en multiplikator 104 som frembringer et signal: som blir ført til en av n inngangene til en adderer 105, ved hvis utgang utgangssighalet til transversalfilteret for i-fasebanen 100 er tilgjengelig (da denne banen innbefatter n grener, n blandere 102Q til l°2n_1t S lavpassfilter 103Q til 10<3>n_1 og n multiplikatorer 104Q til l°4n_1) • Dette utgangssignalet for addereren 105 og filteret:

blir så samplet ved hastigheten l/T ved en samplingskrets 106 og samplene dannet på denne måten blir sammenlignet med tersklene I en komparatorkrets 107 for å bestemme symbolene åtø sendt gjennom, i-fasebanen 100.

Ved transversalfilteret til kvadraturbanen 200 passerer likeledes signalet ved inngangen til (m+l)st grenene gjennom en blander 202 og etter demodulasjon av signalet cos(aQt+(p+G ) som også blir tilført av styrebanen gjennom et lavpassfilter 203 og en multiplikator 204, utgangen til kretsen 203 og 204 som da er: og

En adderer 205 kombinerer utgangen til n grener ved å tilføre et signal:

som blir samplet ved samme hastighet l/T i en krets 206,

idet sampelen tilført av kretsen blir sammenlignet med tersklene i en krets 207 for å bestemme symbolene b^ sendt gjennom kvadraturbanen 200 (hvis kvadraturbane også innbefatter n baner, idet bemerkningen gjort ovenfor med hensyn til antall kretser også gjelder her).

Demodulasjonssignalet blir tilført av disse i-fase og kvadraturbaner 100 og 200 ved hjelp av en styrebane 300, som innbefatter en spenningsstyrt oscillator 301, 2n fasedreiere 310Q til 310nl og 320Q til 320n l, og en styresløyfe for en oscillator, disse 2n fasedreierne og 2n multiplikatorne 104Q til 104 , og 204n til 204 .. n fase-dreierne 310n til

n-1 0 n-1 — 0

310 n-1. for i-fasebanen 100 ble tilført parallelt direkte ved hjelp av oscillatoren 301 og deres utganger er forbundet med den andre inngangen til korresponderende blander 102, mens n fasedreieren 320q til 320nl i kvadraturbanen 200, som også blir tilført parallelt av oscillatoren 301, men etter at den har passert gjennom en n/2 dreier 302, har deres utganger forbundet med den andre Inngangen til korresponderende blandere 202„ til 202 .. Disse fasedreierne er her enten

0 n-1

kapasitive kretser eller, som er enklere, forsinkelseskretser som kan bil styrt.

Styring av oscillatoren 301 blir tilveiebrakt ved å anvende som et kriterium søkningen for miniumsmiddelkvadratfell J, gitt av ligningen:

hvor symbolet E betegner den matematiske forklaringen, uttrykkene e'^ og e"^ er gitt av ligningene: ved hvilke tQ er samplingsøyeblikket, uttrykkene:

blir anvendt.

Gradienten for J med hensyJ n til r m blir skrevet:

eller hvor:

Likeledes ved å skrive gradienten for J med hensyn til 6m blir det funnet at:

hvor: Ved å anvende den velkjente stokastiske gradientalgoritmen (se ovenfor nevnte artikkel av C. Macchi et al.) vil tilpasningen av multiplikatoren 104Q til l°4n_1 og 204Q til 204 ^, som frembringer respektive multiplikasjoner eller dempninger rQ, r.^ rg rn_l i n grener for inn-fasebanen 100 og kvadraturbanen 200 og tilpasningen av fase-forskyveren 310Q til 310nlog 320Q til 320nl, som likeledes frembringer respektive fasedreiinger 00> 0^,0,,,..., Ønl I n grener for banene 100 og 200, bli realisert i samsvar med følgende to forhold (ved hvilke m varierer fra 0 til n-1), som gir uttrykket for signalene mottatt av disse multiplikatorne og fasedreierne hhv. (idet disse signalene er Identisk for grener av samme ordensnummer for banene 100 og 200 ):

hvor.a og & er positive konstanter som representerer algorit-metrinn og som er tilstrekkelig små for å garantere algorit-mestabilitet.

På den andre siden blir gradienten for J med hensyn til fasen cp for oscillatoren 301 uttrykt som følgende: og denne oscillatoren blir følgelig styrt ved hjelp av signalet:

eller ved hjelp av en filtrert versjon av dette signalet.

Ved eksempelet for anordningen beskrevet med henvisning til fig. la, innbefatter styrekretsen 350 på oscillatoren 301, fasedreieren 3100 til 310n_1 og 320Q til 320nl og multiplikatorne 104Q til 104nl og 204Q til 204nl innbefatter (se fig. lb): (a) for styring av oscillatoren 301 i samsvar med uttrykket (20), to multiplikatorer 351 og 352, en subtraherer 353 for å subtrahere uttrykkene e^Y^ og e"kYk ^ ^enne måten tilveiebrakt, og et lavpassløye-filter 354 hvis utgangssignal blir ført til oscillatoren 301, (b) for styring hver av faseforskyverne i samsvar med uttrykkene (18), likeledes to multiplikatorer 361 og 362, en subtraherer 363, en multiplikator 364 som mottar koeffesienten e ved dens andre Inngang og en subtraherer 365 som er tilknyttet en forsinkelseskrets 366 som produserer en tidsforsinkelse T, idet utgangen til denne subtrahereren tilføres korresponderende fasedreier i banene 100 og 200, (c) for styring hver av multiplikatorne i samsvar med uttrykket (17), likeledes to multiplikatorer 381 og 382, en adderer 383, en multiplikator 384 som mottar koeffesienten a ved dens andre inngang og en subtraherer 385 som er forbundet med en forsinkelseskrets 386, som frembringer en tidsforsinkelse T, idet utgangen til denne subtrahereren tilføres korresponderende multiplikator i banene 100 og 200.

Det skal bemerkes at foreliggende oppfinnelse ikke er begrenset til den ovenfor beskrevne utførelsesformen fra hvilke variasjoner kan bli foreslått uten å avvike fra oppfinnelsens ramme.

For tilpasningen av fasedreierne og multiplikatorne er det f.eks. tilstrekkelig å anvende fortegnene for e'k> e"k> og og for å erstatte uttrykkene (17) og (18) hhv. med uttrykkene (21) og (22), som er mye enklere å utføre:

og (siden fortegnene for e'^, e"^. Y^ i stedet for deres verdier blir anvendt, gir bruken av enten sgnxjjj eller sgn^j ekvivalente resultater og det samme gjelder for sgnY^j og sgnq^, da disse uttrykkene har samme fortegn). En forenklet styring av oscillatoren 301 kan likeledes bli tilveiebrakt ved å erstatte uttrykket (20) med:

Denne variasjonen blir tilført konkret, tilveiebrakt på basis av fig. lb ved å anordne zero-komparatorer (ikke vist her) rett før inngangene til to multiplikatorer 351 og 352 til 2n multiplikatorne 361, 362 og for 2n multiplikatorne 381, 382.

Styrekretsen 350 som beskrevet ovenfor er dessuten av analogtypen, men en digital variasjon kan bli foreslått, som modifiserer ved fig. lb kretsdelene anbrakt ved utgangen til multiplikatorne 364, 384. I dette tilfellet blir 2n multiplikatorne 104Q til 104n_1 og 204Q til 204nl erstattet (se fig. 2) av et samme antall serieanordninger som innbefatter en forsterker 404 og en digitalstyrt demper 405 hvis parallelle innganger er forbundet med utgangene (som er lik i antall) ved en oppover/nedoverteller 406 som blir styrt ved hjelp av en nullkomparator 407, idet denne komparatoren er anbrakt ved utgangene, til multiplikatorne 364 og 384.

Det skal bemerkes at ved en andre utførelsesform vist på fig. 3 kan fasedreiefunksjonen sikret av 2n fasedreierne 310Q til 310nl og 320Q til 320nl bli overført til n spenningsstyrte oscillatorer 501^ til 501n ^ , som direkte styrer blanderne 102Q til 102n_1 for i-fasebanen 100 og gjennom n/2 fasedreierne 5020 til 502nl, også styre blan-derne 302Q til 302nl i kvadraturbanen 200. Styresignalene frembrakt av styrekretsen 350 forblir identisk med unntak av styresignaler for oscillatoren 301 som ikke finnes mer, da oscillatoren Ikke lenger er tilstede.

Det skal også bemerkes at posisjonen på multiplikatoren 104 vist på fig. la ikke er den eneste mulige posisjonen, idet det er mulig å anbringe disse multiplikatorne ved enden av n grener til filteret i steden for å ha dem forut addereren 105 og 205.

Det skal dessuten bemerkes at for å forklare operasjons-prinsippene har beskrivelsen blitt begrenset til en utjevner i form av et transversalfilter uten rekursiv del, men det er likeledes mulig å innbefatte en slik rekursiv del uten å modifisere eller begrense oppfinnelsen. Når der er en rekursiv del kan dens inngangssignaler bli tidligere bestemt (ved tilfelle av en ikke-lineær utjevner) eller forsinket versjon av utgangssignalene til utjevneren (i tilfelle av en 1ineær utj evner).

Claims (5)

1. Adaptiv utjevneranordning for digitale overføringssystemer karakterisert ved at den er kjennetegnet ved at den innbefatter:

(1) en første i-fasebane anordnet ved utgangen til systemets overføringskanal og hvis struktur er den til et ikke-rekursivt transversalfilter som har n grener og (n-1) forsinkelseskretser mellom n innganger av disse grenene, hvor hver av disse n grenene innbefatter, anordnet i serie: (a) en blander, (b) et lavpassfilter, (c) en multiplikator, idet utgangene til disse ri grenene er forbundet med en adderer som er fulgt av en samplingskrets og deretter av en komparatorkrets for avgjørelse av symbolene å, for å bli sendt fra utgangen til denne i-fasebane og til anordningen,

(2) anordnet i parallell med den første banen en andre kvadraturbane som også har strukturen til et ikke-rekursivt transversalfilter som har n grener og (n-1) forsinkelseskretser mellom n innganger til disse grenene, idet hver av disse n grenene likeledes innbefatter anordnet i serie: (d) en blander, (e) et lavpassfilter (f) en multiplikator idet utgangene til disse n grenene er forbundet med en adderer som er fulgt av en samplingskrets og deretter av en komparatorkrets for å avgjøre at symbolene b^ skal bli sendt fra utgangen til denne kvadraturbanen og til denne anordningen, idet multiplikatoren til disse første og andre banene er anbrakt i hver gren enten ved fronten før korresponderende blandere, eller ved utgangen til lavpassfUtrene,

(3) en tredje styrebane innbefatter: (g) to subtraheringskretser for å bestemme differan-sen e'^ og e"^ mellom signalene før bestemmelsen, X^ og Y^, og etter bestemmelsen av og b^ i komparatorkretsene, uttrykt for i-fasebanen og kvadraturbanen ved hjelp av respektive uttrykk: og hvor X(t) og Y(t) er utgangssignalene til transversalfilteret for i-fasebanen og kvadraturbanen hhv., og tQ er samplingsøyeblikket, (h) en spenningsstyrt oscillator som frembringer et signal av typen (a^t+cp) hvor aQ korresponderer med frekvensen for bærebølgen, hvis oscillator blir styrt av signalet (i) ved utgangen til denne oscillatoren, n første parallellanordnede fasedreiere hvis utganger tilføres respektive n andre innganger for blanderne i i-fasebanen et demodulatorsignal av typen sin(o<0t + cp + Qm)> hvor Qm er fasedreieren for (m+l)st gren og m varierer fra 0 til (n-1), (j) også ved utgangen til den spenningsstyrte oscillatoren, en tt/2 fasedreier fulgt av n andre parallellanordnede fasedreiere hvis utganger tilføres n andre innganger for blanderne i kvadraturbanen et demodulasjonssignal av typen cos(aQt + <p + 6m), og (k) en styrekrets for spenningsstyrt oscillator, 2n fasedreiere og 2n multiplikatorer.

2. Adaptiv utjevneranordning for digitale overføringssystemer karakterisert ved at den er kjennetegnet ved at den Innbefatter: (1) en første i-fasebane anordnet ved utgangen til systemets overføringskanal og hvis struktur er den til et ikke-rekursivt transversalfilter som har n grener og (n-1) forsinkelseskretser mellom n innganger av disse grenene, hvor hver av disse n grenene innbefatter, anordnet i serie: (a) en blander, (b) et lavpassfilter, (c) en multiplikator, idet utgangene til disse n grenene er forbundet med en adderer som er fulgt av en samplingskrets og deretter av en komparatorkrets for avgjørelse av symbolene a^ for å bli sendt fra utgangen til denne i-fasebane og til anordningen, (2) anordnet i parallell med den første banen en andre kvadraturbane som også har strukturen til et ikke-rekursivt transversalfilter som har n grener og (n-1) forsinkelseskretser mellom n innganger til disse grenene, idet hver av disse n grenene likeledes innbefatter anordnet i serie: (d) en blander, (e) et lavpassfilter (f) en multiplikator idet utgangenetil disse n grenene er forbundet med en adderer som er fulgt av en samplingskrets og deretter av en komparatorkrets for å avgjøre at symbolene b^ skal bli sendt fra utgangen til denne kvadraturbanen og til denne anordningen , idet multiplikatoren til disse første og andre banene er anbrakt i hver gren enten ved fronten før korresponderende blandere, eller ved utgangen til lavpassfUtrene,

(3) en tredje styrebane innbefatter: (g) to subtraheringskretser for å bestemme differan-sene e'^ og e"^ mellom signalene før bestemmelsen, X^ og Y. og etter bestemmelsen å, og b^ i komparatorkretsene, uttrykt for i-fasebanen og for kvadraturbanen av respektive uttrykk: og hvor X(t) og Y(t) er utgangssignalene for transversalfilteret for i-fasebanen og kvadraturbanen hhv. og tQ er samplingsøyeblikket, (h) n spenningsstyrte oscillatorer hvis utganger tilføres direkte til respektive n andre innganger for blanderne i i-fasebanen som et demodulasjonssignal av typen sin(cx„t + (p + 0 ) hvor cx„ korresponderer med frekvensen for 0 T m 0 bærebølgen, Øm er fasedreiingen for (m+l)st gren og n varierer fra (n-1), og tilfører ved hjelp av en n /2 fasedreier et demodulasjonssignal av typen cos(aQt + cp + Gm) til respektive n andre innganger for blanderne til kvadraturbanen, og (i) en styrekrets for n spenningsstyrte oscillatorer og 2n multiplikatorer.

3. Anordning ifølge krav 1,karakterisert ved at styrekretsen innbefatter: (a) to multiplikatorer, en subtraherer og et sløyfe-filter for å tilføre styresignalet c, for den spenningsstyrte oscillatoren, definert av: (b) to multiplikatorer, en første subtraherer, en multiplikator, en andre subtraherer og en forsinkelseskrets for å tilføre styresignalet G^<+1> for 2n fasedreiere i n grener definert av: hvor 3 er en positiv konstant med e<l, og (c) to multiplikatorer, en adderer, en multiplikator, en subtraherer og en forsinkelseskrets for å tilføre styresignalet r^<+1> for 2n multiplikatorer i n grener definert av hvor a er en positiv konstant med a<l.

4. Anordning ifølge krav 2,karakterisert ved at styrekretsen innbefatter: (a) to multiplikatorer, en første subtraherer, en multiplikator, en andre subtraherer og en forsinkelseskrets for å tilføre styresignalet 6^<+>^ for n oscillatorer definert av: hvor p er en positiv konstant med e<l, og (b) to multiplikatorer, en adderer, en multiplikator, en subtraherer og en forsinkelseskrets for å tilføre styresignalet r^<+1> for 2n multiplikatorer i n grener definert av: hvor a er en positiv konstant med cx<l.

5. Anordning ifølge ett av kravene 3 og 4,karakterisert ved at multiplikatorne til styrekretsen er forutgått av samme antall nullkomparatorer.