JPS59211337A - デイジタル伝送システム用適応等化装置 - Google Patents
デイジタル伝送システム用適応等化装置Info
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- JPS59211337A JPS59211337A JP59094397A JP9439784A JPS59211337A JP S59211337 A JPS59211337 A JP S59211337A JP 59094397 A JP59094397 A JP 59094397A JP 9439784 A JP9439784 A JP 9439784A JP S59211337 A JPS59211337 A JP S59211337A
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
ャン,ネルが前もって既知でなくがっ時間と共(こ変化
しやすいか又は杓11もって既知でないかもしくけ時間
と共に変化しやすい高速ディジタル伝送システム用の適
応等化装置に関する。初って本発明の適応等化装置はデ
ィジタル無線リンク、スイッチト+ switched
) %話網を介するテータ伝送、ケーブルを介するテ
ィジタル伝送(トラスバンク( ’rraspac )
形E等の特殊なイ・ントワーク)(こおいて使用するの
Gこ好適である。 チャンネルの振幅及び位相ひずめを補正するため高速デ
ィジタル伝送システムにおいて適JrB、”D化装置を
使用することは既Gこ数イFGこわたり普通(こ行われ
ている。適応等化装置i:a、高速ティジタル伝送シス
テムへの導入後、近い将来ディジタル無線リンクにおい
て使用さオ↓るであろう。実際に使用される等化装屓は
一般に次の6゛〃造の一つの有する:(aJ非巡回11
fトランスバーサル・フィルタ、(b)先(こ決定され
たシンボルで構成された入力を供給されlる巡回部を有
するトランスバーサル・)フィルタ・チャンネル及びそ
の時間に対する変化に対し等化装置を適応させることは
一般に、平均二乗誤差の確率的勾配として知られる方法
を介して行われるd・上記2つの等化装置構造及びその
適応は数種の刊行物に記載されており、特に、(3、M
acchi他著°°Recepteurs adapt
atifs pour transmissionde
donn6es ’h gran’de vi、te
sse ” 、 Annales desTe16C
□mmunications 、 VOL、81J −
A、 9−11J ・]9775年1.−.10月に記
載さ\れている。 等化装置はしはしはベースバンドにおいて作動し、従っ
て復調された信号において作動する。一方、高スペクト
ル能率のシステムでは2つの直交搬送波の変調か使用さ
れる。かかるシステムでは同相通路及び直交位相通路に
おけるシンボル間妨害を補正しかつこわら通路の間の妨
害を補正するため等化装置にはそれぞれトランスバーサ
ル・フィルタで構成した枝路を4個設ける必要があり;
巡回部には同様に4個のトランスバーサル・フイベース
バンド等化装置の他の欠点は、復W?に必要な搬送波の
同期を考察すれは明らかである。実際上、2つの直交搬
送波の変調を使用するシステムにおける搬送波の再生に
はベースバンド信号及び決定(シンボル〕が使用さ才]
、る( A 、Leclert及びP 、 ’Vanc
lamme著の論文、工EEE Transactio
nsOn (30mmunications 、VOl
、 OOM −31、A I IJanuary ]
’988 、第130〜186ページ参照厄従って′次
の2つのケースが可能である’ taJ G 調u 1
・・の出力端子における信号及びこの点における決定を
使用し、かかる場合当該システムは、チャンネルひずみ
に杼めて敏感であるから安定ではない・(bQ又は等化
装置の2つの出力信号及びその決定を使用し、かかる場
合当該システムはチャンネルひ1ずみに感応しない。し
かし後者のケースでは搬送波再生ループが等化装置を介
する信号の伝播時間である付加的遅延を含トみ、この付
加的遅延は、等化装置が極めて長い(ケーブルを介する
データ伝送の場合の如く]場合搬送波再生ループを不安
定□・にする傾向を呈する。その場合般送波再生ループ
1は大きい周波数偏差に追随できなくなる(例えば、R
,W−、Ohang及びR,SrinivaSr1n1
vasa著の論文″Carrier recovery
for clata communications
ystems with adaptive equa
lization ” + IKEE’1”ran6a
ctions on QOmmuniCatiOnS
I VOl、 GOM −28、A8 、August
1980 、第1142〜1158ページに記載され
ている如くン。ディジタル等化装置が多数の係@を含ん
でいなくても、伝播時間は無視できないから、ディジタ
ル等化装置においても同じ問題が起る。 ベースバンド等化装置におけるこの遅延の問題につき中
間周波等化装置即ちIF等化装置が導入gnた( D、
D、 Falconer著6Jointly Adap
tiveEqualization and Carr
ier Hecovery in Two −Dime
nSiOnal Digital QOmmuniCa
tiOn SyStemEi l1IBSTJ 、Vo
l、55 、A 81March 1976 、第81
7〜884ページ参照〕。I7等化を使用するシステム
では、等化された信号が使用されかつ等化装置の遅延が
搬送波の制御において除去されるという2重の利点のた
め搬送波再生が極めて安定化さりる。ファルコナー(F
alconer )形式のIF等化装置は、ベースバン
ド等化装置と同じく、適応に対し平均二乗誤差基準を使
用する。その欠点は、IF!号をシンボルレートでサン
プリンクする必要があり、かつその適応(こ対し等化装
置の決定の再変調を必要とすることである。IF搬送波
周波数が高いので、これら2つの工F信号のサンプリン
グの必要性により実施に当り問題が起る。 ソシてIF(i号のサンプリングはサンプリング瞬時に
おけるジッタに極めて#、感である。如何なる場合にお
いても、IF倍信号サンプリングは関連Tるベースバン
ド信号のサンプリングより鄭かししゝ0 本発明の目的は、サンプリングしない中間周波信号につ
き作動すると同時に復調器として作動し、従って出力が
ベースバンド信号である適応等化装置tを提供するにあ
る〇 かかる目的を達成するため本発明のディジタル伝送シス
テム用適応等化装置は、 (]、) ディジタル伝送システムの伝送チャンイ・
ルの出力端に設けた同相通路を第1通路として備え、同
相通路の構造をn個の枝路及びこれら枝路のn個の入力
端の間の(n−1)個の遅延回路を有すル非再帰形トラ
ンスバーサルフィルタの構造とし、・これらn個の枝路
の各々には直列に (aJ混合器 (b)低域通過フィルタ (01乗算器 を配設し、これらn個の枝路の出力端を加算器に接続し
、加算器の後位
しやすいか又は杓11もって既知でないかもしくけ時間
と共に変化しやすい高速ディジタル伝送システム用の適
応等化装置に関する。初って本発明の適応等化装置はデ
ィジタル無線リンク、スイッチト+ switched
) %話網を介するテータ伝送、ケーブルを介するテ
ィジタル伝送(トラスバンク( ’rraspac )
形E等の特殊なイ・ントワーク)(こおいて使用するの
Gこ好適である。 チャンネルの振幅及び位相ひずめを補正するため高速デ
ィジタル伝送システムにおいて適JrB、”D化装置を
使用することは既Gこ数イFGこわたり普通(こ行われ
ている。適応等化装置i:a、高速ティジタル伝送シス
テムへの導入後、近い将来ディジタル無線リンクにおい
て使用さオ↓るであろう。実際に使用される等化装屓は
一般に次の6゛〃造の一つの有する:(aJ非巡回11
fトランスバーサル・フィルタ、(b)先(こ決定され
たシンボルで構成された入力を供給されlる巡回部を有
するトランスバーサル・)フィルタ・チャンネル及びそ
の時間に対する変化に対し等化装置を適応させることは
一般に、平均二乗誤差の確率的勾配として知られる方法
を介して行われるd・上記2つの等化装置構造及びその
適応は数種の刊行物に記載されており、特に、(3、M
acchi他著°°Recepteurs adapt
atifs pour transmissionde
donn6es ’h gran’de vi、te
sse ” 、 Annales desTe16C
□mmunications 、 VOL、81J −
A、 9−11J ・]9775年1.−.10月に記
載さ\れている。 等化装置はしはしはベースバンドにおいて作動し、従っ
て復調された信号において作動する。一方、高スペクト
ル能率のシステムでは2つの直交搬送波の変調か使用さ
れる。かかるシステムでは同相通路及び直交位相通路に
おけるシンボル間妨害を補正しかつこわら通路の間の妨
害を補正するため等化装置にはそれぞれトランスバーサ
ル・フィルタで構成した枝路を4個設ける必要があり;
巡回部には同様に4個のトランスバーサル・フイベース
バンド等化装置の他の欠点は、復W?に必要な搬送波の
同期を考察すれは明らかである。実際上、2つの直交搬
送波の変調を使用するシステムにおける搬送波の再生に
はベースバンド信号及び決定(シンボル〕が使用さ才]
、る( A 、Leclert及びP 、 ’Vanc
lamme著の論文、工EEE Transactio
nsOn (30mmunications 、VOl
、 OOM −31、A I IJanuary ]
’988 、第130〜186ページ参照厄従って′次
の2つのケースが可能である’ taJ G 調u 1
・・の出力端子における信号及びこの点における決定を
使用し、かかる場合当該システムは、チャンネルひずみ
に杼めて敏感であるから安定ではない・(bQ又は等化
装置の2つの出力信号及びその決定を使用し、かかる場
合当該システムはチャンネルひ1ずみに感応しない。し
かし後者のケースでは搬送波再生ループが等化装置を介
する信号の伝播時間である付加的遅延を含トみ、この付
加的遅延は、等化装置が極めて長い(ケーブルを介する
データ伝送の場合の如く]場合搬送波再生ループを不安
定□・にする傾向を呈する。その場合般送波再生ループ
1は大きい周波数偏差に追随できなくなる(例えば、R
,W−、Ohang及びR,SrinivaSr1n1
vasa著の論文″Carrier recovery
for clata communications
ystems with adaptive equa
lization ” + IKEE’1”ran6a
ctions on QOmmuniCatiOnS
I VOl、 GOM −28、A8 、August
1980 、第1142〜1158ページに記載され
ている如くン。ディジタル等化装置が多数の係@を含ん
でいなくても、伝播時間は無視できないから、ディジタ
ル等化装置においても同じ問題が起る。 ベースバンド等化装置におけるこの遅延の問題につき中
間周波等化装置即ちIF等化装置が導入gnた( D、
D、 Falconer著6Jointly Adap
tiveEqualization and Carr
ier Hecovery in Two −Dime
nSiOnal Digital QOmmuniCa
tiOn SyStemEi l1IBSTJ 、Vo
l、55 、A 81March 1976 、第81
7〜884ページ参照〕。I7等化を使用するシステム
では、等化された信号が使用されかつ等化装置の遅延が
搬送波の制御において除去されるという2重の利点のた
め搬送波再生が極めて安定化さりる。ファルコナー(F
alconer )形式のIF等化装置は、ベースバン
ド等化装置と同じく、適応に対し平均二乗誤差基準を使
用する。その欠点は、IF!号をシンボルレートでサン
プリンクする必要があり、かつその適応(こ対し等化装
置の決定の再変調を必要とすることである。IF搬送波
周波数が高いので、これら2つの工F信号のサンプリン
グの必要性により実施に当り問題が起る。 ソシてIF(i号のサンプリングはサンプリング瞬時に
おけるジッタに極めて#、感である。如何なる場合にお
いても、IF倍信号サンプリングは関連Tるベースバン
ド信号のサンプリングより鄭かししゝ0 本発明の目的は、サンプリングしない中間周波信号につ
き作動すると同時に復調器として作動し、従って出力が
ベースバンド信号である適応等化装置tを提供するにあ
る〇 かかる目的を達成するため本発明のディジタル伝送シス
テム用適応等化装置は、 (]、) ディジタル伝送システムの伝送チャンイ・
ルの出力端に設けた同相通路を第1通路として備え、同
相通路の構造をn個の枝路及びこれら枝路のn個の入力
端の間の(n−1)個の遅延回路を有すル非再帰形トラ
ンスバーサルフィルタの構造とし、・これらn個の枝路
の各々には直列に (aJ混合器 (b)低域通過フィルタ (01乗算器 を配設し、これらn個の枝路の出力端を加算器に接続し
、加算器の後位
【こサンプリング回路及び比較回路を順
次接続して同相通路及び適応等化装置の出力端から送信
すべきシンボルakを決定し、(2) 同相通路と並
列の直交位相通Mを第2通路として備え、直交位相通路
の構造をn個の枝路及びこれら枝路のn個の入力端の間
の(n−1)個の遅延四路を有する非巡回形トランスバ
ーサルフィルタの構造とし、これらn個の枝路の各々に
は市外に (d)混合器 (e)低域通過フィルタ (f)乗算器 を配設し、これらn個の枝路の出力端を加算器に接続し
、加算器の後位にサンプリング回路及び比較回路を順次
接続して直交位相通路及び適応等化。 Δ 装置の出力端から送信すべきシンボルbkを決定し、 同相通路及び直交位相通路の乗算器を各枝路において対
応する混合器の前位又は低域通過フィルタの出力端に配
設し、 (3)制御通路を第8通路として備え、制御通路には (g)2個の減算器を設け、これら減算器により、同相
通路及び直交位相通路に対し比較回路Oこおけるシンボ
ル決定前の信号xk及びYkと、シンボル△
へ 決定後のak及びbkの間の次式で示される差軽及び楡
を決定し、 e’y = Xkak(但シXk= ”(tJt=kT
+t。、 )及び ’に=Yk ’k (但しYk −Y(tJt=k
T+t 〕(ここでXi匂及びy(t)は同相通路及
び直交位相通路のトランスバーサルフィルタの出方信号
であり、toはサンプリング回時である】。 (hJ sin (uot十ψ)なる形式の信号(ωは
搬送波の周波数に対応λを発生し、信号εに−e′kY
k−CkXk によって制御されるn圧制御発振器と、(i4圧制御発
振器の出方端手に接続したn個の第1並列移相回路とを
設け、これら移相回路の出力端子から同相通路における
n個の混合器の第2の入力端子にsin (山。を十ψ
十θm)なる形式の変調信号(θ は第(m+1)番目
の枝路に対する位相推移であり、mは0がら(n −1
7まで変化する)を供給し7、 (コノπ/2移相回路を介して電圧制御発振器の出力端
子に接続したn個の第2並列移′相回路を設け、これら
移相回路の出方端子から直交位相通路におけるn個の混
合器の第2の入力端子にCOS (ω。を十ψ+θm)
なる形式の変調信号を供給し、(k) Itn圧制御発
振器合計2n個の移相回路及び2n個の乗算器に対する
制御回路 を設けたことを特徴とする。 また本発明の適応等化装置の変形では制御通路に (g)比較回路におけるシンボル決定前及びシンボル決
定後の信号の差eic及びekを決定下る2個の減算器
と、 01)、n個のn圧制御発振器を設け、これらn圧制御
発振器の、出力端子から、sin (ω。を十ψ+θm
]なる形式の責調信号(但しaJoは搬送波の周波数に
対応し、θ□は第(m“+1)番目の枝路に対する位相
推移であり、mは0から(n−1)まで変゛化するノを
同相通路におけるn個の混合器の第2の入力端子に直接
供給し、がつπ7’を移相回路を介してCOS (ω。 t+ψ十θm)なる形式の変調信号を直交位相通路にお
けるn個の混合器の第2の入力端子に供給し、 (1)n個の電圧制御発振器及び?n個の乗算器1に対
する制御回路 を設けたことを特徴とする。 上述した本発明の2つの適応等化装置は両方共次の利点
を有する。即ちベースバンド等化装置又。 けファルコナー形中Il1周波等化装置における如き4
個の通路に代えて通路の数が2になるので構造が簡単Q
こなり、搬送波再生ループの制御は等化された信号によ
って行われ、等化装置の遅延の大部分が補正されるので
搬送波再生が改善され、不安定限界値に到達することな
く大きい周波数偏移に追随することが可能となり、中間
周波数のサンプリングは行われずかつ決定の再変調も行
わnない。 簡潔に云えば本発明の適応等化装置は中間周波等化装置
に比ベサンプリングエラーに対する感度が1遥に低くな
り、ベースバンド等化装置に比べ性能が遥に良好になり
(ループにおける遅れが遥に小さい)、かつ中間周波等
化装置又はベースバンド等化装置に比べ遥に簡単に実現
できる。 次に図面につき本発明の詳細な説明する。 本発明による等化装置を説明する前0こ、次の事1柄に
留意することが重要である。即ち伝送手順として2つの
直交搬送波の振幅変調を使用する場合受信信号R(t)
は次式 %式%(1) で表わされる形状を有し、ここでA(t)及びB(tJ
+;J 2い周波数の信号である。これらの信号は下記
の形式の関係式 A(tJ = Σ〔akhτt−kT ) −
bkff(t−kTJ 〕 (
2)Bt)−Σ[’bkhτt−に’ll −akh’
(t−に’r )J (8)によって送信シ
ンボルと関連し、ここでh’(tJ及び1ft+は伝送
チャンネルの複素インパルスレスポンスの実部及を虚部
をそれぞれ示し、項鮮及び項bki12つの搬送波si
nω。を及びCOSω。tをレート1/Tでそれぞれ変
調するシンボル列である(T−シンボル周期 ン 。 第1a図(こ示した実施例では本発明の等化′装置が非
巡回形トランスバーサルフィルタを有し、更に詳細に述
べればこの非巡回杉テイジタルフィルタでは等化装置に
対する入力信号を構成する伝送チャンネルの出力信号R
(t)を同相通路100及び直交位相通路200に供給
し、同相通路I o u 4;rn個の枝路と、これら
枝路の入力端の間の(n−17個の遅延回路101□〜
1 (11n−□とを有する非巡回形トランスバーサル
フィルタも備え、直交位相通路200はn個の枝路と、
こnらの枝路の入力端の間の(n −1、)個の遅延回
路201□〜201n−。 とを有する非巡回形トランスバーサルフィルタヲ備えて
いる。これら遅延回路(こよって発生する遅延はT即ち
シンボル間隔に等しいが、これより小さい値例えは’[
’/2にすることができるも本発明はこれに限定される
ものではない。 同相通路100のトランスバーサルフィルタでは(m+
1 )番目の枝路の入力信号はR(t−mT)=I−
A(t−mT)・Sinの。(t−mT]+ B(t−
1nTJ・cO8coo(t”Tl (4)であ
る。この入力信号は混合器102(こ供給し、この混合
器の他の入力端子には後述する制御通路を介して復調信
号sin (ω。t+ψ+θmンを供給し、これによっ
て得たこの混合器の出力信号をイ氏域通過フィルタ10
8に供給し、このフィルりσ)出力信号は次式 %式% (5) で表わされる。この信号は乗算器104&こ供給し、・
この乗算器は信号 Xit] = rm−Pm(t)
(a)を発生し、この信号を加算器IQ5のn個
の入力端子のうちの1入力端子G乙供給し、こσ〕加算
器σ〕出IFft子において同相通路101JJ7))
ランスノ<−サルフィルタの出力信号が得られる(この
同相通路はn個の混合器1026〜]02n−□と、n
(ljiσ)低域通過フィルタ】08o〜108n−
□と、n個の乗算’l11u4o〜1’04n−0とを
設けたn個の枝V8、を備えているので】。加算器10
5のこの出力信号 をサンプリング回路106においてレートz/Tでサン
プリングし、これ
次接続して同相通路及び適応等化装置の出力端から送信
すべきシンボルakを決定し、(2) 同相通路と並
列の直交位相通Mを第2通路として備え、直交位相通路
の構造をn個の枝路及びこれら枝路のn個の入力端の間
の(n−1)個の遅延四路を有する非巡回形トランスバ
ーサルフィルタの構造とし、これらn個の枝路の各々に
は市外に (d)混合器 (e)低域通過フィルタ (f)乗算器 を配設し、これらn個の枝路の出力端を加算器に接続し
、加算器の後位にサンプリング回路及び比較回路を順次
接続して直交位相通路及び適応等化。 Δ 装置の出力端から送信すべきシンボルbkを決定し、 同相通路及び直交位相通路の乗算器を各枝路において対
応する混合器の前位又は低域通過フィルタの出力端に配
設し、 (3)制御通路を第8通路として備え、制御通路には (g)2個の減算器を設け、これら減算器により、同相
通路及び直交位相通路に対し比較回路Oこおけるシンボ
ル決定前の信号xk及びYkと、シンボル△
へ 決定後のak及びbkの間の次式で示される差軽及び楡
を決定し、 e’y = Xkak(但シXk= ”(tJt=kT
+t。、 )及び ’に=Yk ’k (但しYk −Y(tJt=k
T+t 〕(ここでXi匂及びy(t)は同相通路及
び直交位相通路のトランスバーサルフィルタの出方信号
であり、toはサンプリング回時である】。 (hJ sin (uot十ψ)なる形式の信号(ωは
搬送波の周波数に対応λを発生し、信号εに−e′kY
k−CkXk によって制御されるn圧制御発振器と、(i4圧制御発
振器の出方端手に接続したn個の第1並列移相回路とを
設け、これら移相回路の出力端子から同相通路における
n個の混合器の第2の入力端子にsin (山。を十ψ
十θm)なる形式の変調信号(θ は第(m+1)番目
の枝路に対する位相推移であり、mは0がら(n −1
7まで変化する)を供給し7、 (コノπ/2移相回路を介して電圧制御発振器の出力端
子に接続したn個の第2並列移′相回路を設け、これら
移相回路の出方端子から直交位相通路におけるn個の混
合器の第2の入力端子にCOS (ω。を十ψ+θm)
なる形式の変調信号を供給し、(k) Itn圧制御発
振器合計2n個の移相回路及び2n個の乗算器に対する
制御回路 を設けたことを特徴とする。 また本発明の適応等化装置の変形では制御通路に (g)比較回路におけるシンボル決定前及びシンボル決
定後の信号の差eic及びekを決定下る2個の減算器
と、 01)、n個のn圧制御発振器を設け、これらn圧制御
発振器の、出力端子から、sin (ω。を十ψ+θm
]なる形式の責調信号(但しaJoは搬送波の周波数に
対応し、θ□は第(m“+1)番目の枝路に対する位相
推移であり、mは0から(n−1)まで変゛化するノを
同相通路におけるn個の混合器の第2の入力端子に直接
供給し、がつπ7’を移相回路を介してCOS (ω。 t+ψ十θm)なる形式の変調信号を直交位相通路にお
けるn個の混合器の第2の入力端子に供給し、 (1)n個の電圧制御発振器及び?n個の乗算器1に対
する制御回路 を設けたことを特徴とする。 上述した本発明の2つの適応等化装置は両方共次の利点
を有する。即ちベースバンド等化装置又。 けファルコナー形中Il1周波等化装置における如き4
個の通路に代えて通路の数が2になるので構造が簡単Q
こなり、搬送波再生ループの制御は等化された信号によ
って行われ、等化装置の遅延の大部分が補正されるので
搬送波再生が改善され、不安定限界値に到達することな
く大きい周波数偏移に追随することが可能となり、中間
周波数のサンプリングは行われずかつ決定の再変調も行
わnない。 簡潔に云えば本発明の適応等化装置は中間周波等化装置
に比ベサンプリングエラーに対する感度が1遥に低くな
り、ベースバンド等化装置に比べ性能が遥に良好になり
(ループにおける遅れが遥に小さい)、かつ中間周波等
化装置又はベースバンド等化装置に比べ遥に簡単に実現
できる。 次に図面につき本発明の詳細な説明する。 本発明による等化装置を説明する前0こ、次の事1柄に
留意することが重要である。即ち伝送手順として2つの
直交搬送波の振幅変調を使用する場合受信信号R(t)
は次式 %式%(1) で表わされる形状を有し、ここでA(t)及びB(tJ
+;J 2い周波数の信号である。これらの信号は下記
の形式の関係式 A(tJ = Σ〔akhτt−kT ) −
bkff(t−kTJ 〕 (
2)Bt)−Σ[’bkhτt−に’ll −akh’
(t−に’r )J (8)によって送信シ
ンボルと関連し、ここでh’(tJ及び1ft+は伝送
チャンネルの複素インパルスレスポンスの実部及を虚部
をそれぞれ示し、項鮮及び項bki12つの搬送波si
nω。を及びCOSω。tをレート1/Tでそれぞれ変
調するシンボル列である(T−シンボル周期 ン 。 第1a図(こ示した実施例では本発明の等化′装置が非
巡回形トランスバーサルフィルタを有し、更に詳細に述
べればこの非巡回杉テイジタルフィルタでは等化装置に
対する入力信号を構成する伝送チャンネルの出力信号R
(t)を同相通路100及び直交位相通路200に供給
し、同相通路I o u 4;rn個の枝路と、これら
枝路の入力端の間の(n−17個の遅延回路101□〜
1 (11n−□とを有する非巡回形トランスバーサル
フィルタも備え、直交位相通路200はn個の枝路と、
こnらの枝路の入力端の間の(n −1、)個の遅延回
路201□〜201n−。 とを有する非巡回形トランスバーサルフィルタヲ備えて
いる。これら遅延回路(こよって発生する遅延はT即ち
シンボル間隔に等しいが、これより小さい値例えは’[
’/2にすることができるも本発明はこれに限定される
ものではない。 同相通路100のトランスバーサルフィルタでは(m+
1 )番目の枝路の入力信号はR(t−mT)=I−
A(t−mT)・Sinの。(t−mT]+ B(t−
1nTJ・cO8coo(t”Tl (4)であ
る。この入力信号は混合器102(こ供給し、この混合
器の他の入力端子には後述する制御通路を介して復調信
号sin (ω。t+ψ+θmンを供給し、これによっ
て得たこの混合器の出力信号をイ氏域通過フィルタ10
8に供給し、このフィルりσ)出力信号は次式 %式% (5) で表わされる。この信号は乗算器104&こ供給し、・
この乗算器は信号 Xit] = rm−Pm(t)
(a)を発生し、この信号を加算器IQ5のn個
の入力端子のうちの1入力端子G乙供給し、こσ〕加算
器σ〕出IFft子において同相通路101JJ7))
ランスノ<−サルフィルタの出力信号が得られる(この
同相通路はn個の混合器1026〜]02n−□と、n
(ljiσ)低域通過フィルタ】08o〜108n−
□と、n個の乗算’l11u4o〜1’04n−0とを
設けたn個の枝V8、を備えているので】。加算器10
5のこの出力信号 をサンプリング回路106においてレートz/Tでサン
プリングし、これ
【こよって得たサンプルを比較回路1
07において1値と比較して、同相通路△ 1ooを介して伝送されたシンボルakを決定する。 同様に直交位相通路200のトランスバーサルフィルタ
では(m+1)@目の枝路の入力端における信号を、前
記制御通路によって供給する信号COS (ω。t+ψ
十θm口こより混合器202を介して復調した後低域通
過フィルタ208及び乗算器2υ4に供給し、従ってフ
ィルタ20Bの出力端子には信号 QrAtJ= −A(t−mT) ・51n(CP+0
m + gmT l十B(1,−nrff ) −Co
s(9)+θm+ ω。mT) (8)
が生じ、乗算器204の出力端子には信号Ym(t)
= rm−Q、、7t)
(9)が生ずる。n個の枝路の出方信号をカーj算
器2 U 5により加算して信号 を発生させ、これをサンプリング回路206においてレ
ート1/Tでサンプリングし、これによって得たサンプ
ルを比較回路2u、7において恩赦と比較して、直交位
相通路200を介して伝送されたシ△ ンボルbkを決定する(この直交位相通路も同相通路に
おけると同数の回路から成るn個の枝ll!gを備えて
いる1゜ 復調信号は電圧制御発振器301と、2n個の移相回路
810 〜81 Un−□及び820o〜32 Un−
□と、この電圧制御発振器、2n個の移相回路並に2n
個の乗算器104 〜]0’4n−0及び204.、〜
204n、に対する制御ル〜ブとを備える制御通路80
0を介して同相通路10−[1及び直交位相通、路20
0にそれぞれ供給する。同相通路100のn個の移相回
路810 〜a 1’ 0n−0には発振器、80]の
出力を並列Gこ直接供給し、これら移相回路の出力端子
は対応する混合器102の第20入力端子に接続し、一
方、直交位相通路200のn個の移相回路320〜82
Un、には発振器801の出力をπ/2移相回路80
2を介して並列に供給し、移相回路32υ。〜320n
−0の出力端子は対応1゛る混合器202o〜202n
−0の第2の入力端子(こ接続し、これら移相回路は容
量性回路とするか、又は一層簡単な構成として制?a可
能な遅延回路とする。 発振器801は次式 %式%(11) で与えられる最小平均二乗誤差に対する探索を基準とし
て利用することによって制御され、ここで記号Eは数学
的期待値を示し、項e′k及びekはe7に= Xk−
ak(”’) e’k = Yk’ak(13) によって与えられ、toをサンプリング瞬時とすると Xk −””t=kT+t。 yk ” ”(tlt−kT+t。 なる関係式が使用される。rmに対する最小平均二乗誤
差Jの勾配は 又は で表わされ、ここでpm −〔”m(t) Jt=に’
I’+t 及びqm = CQm(t) Jt=kT+
toである。同様(こ、θ□に対する最小平均二乗誤差
Jの勾配は で表わされ、ここで j( ym−Ym(tJt=kT+t。 Xm ”” Xm(t)t=kT+t。 である。周知の確率的傾斜アルゴリズム(March工
他著の前記論文参照ンを用いることにより、同相通路1
00及び直交位相通路200のn個の枝路において増倍
又は減衰r。、rl、r2.・・・・・rゎ、をそれぞ
れ発生する乗算器−ro+o〜104n−□及び204
o〜204n−0の適応、並に同相通路100及び直交
位相通路200のn個の枝路において位相推移θ。、θ
□、θ2.・・・・・θ□−□をそれぞれ発生する移相
回路810o〜810n−0及び820o〜82 (1
,、の適応が次の2つの関係式(17)及びθ8)に従
って実現され(これらの関係式においてmは常に0から
n−1まで変化する)、これらの関係式はこれら乗算器
及び移相回路に供給される信号をそれぞn示しくこれら
信号は同相通路】00及び直交位相通路200の同一番
号の枝路に対してはr:”= rm−α(pR咋十q、
e’)、J (17)θ耐1−屹−β(Y
m e’に−XI716″k) (18)ここ
でα及びβはアルゴリズム・ステップを示す正の定数で
あり、アルゴリズムの安定性を保証するに充分な小さい
値である。 一方、発振器801の位相ψに対1−る最小平均二乗誤
差Jの勾配は J 、、 = 2E +ei、Yk %Xkノ
(19)で表わされ、従ってこの発振器を信号 ’k ”’ %Yk−eqkXk
Ho)又はこれをp波した信号によって
制御する。 第1a図につき説明した実施例では発m器8(+1、移
相回路81’Uo〜31 Un−0及び82 (Io〜
82on、−1並に乗算器104 〜1 u4n、7i
Q;2o4.〜204n−□の制御回路35oは次の要
素を備える(第15図参照)、即ち CaJ 式(20) Gこ従って発振器801を制御
するため2個の乗算器351及び352と、これら乗算
器によって得た項ellCYk及び’kXkを減算する
減算器35Bと、発振器301(こ供給する出力信号を
発生する低域通過ループフィルタ854と、(bl
弐〇8)に従って各移相回路を制御するため同様に2個
の乗算器861及び862と、減算器868と、第2の
入力端子(こ係数βを供給される乗p器864と、時間
遅れT′ft:発生する遅延回路866と関・連しかつ
同相通路100及び直交位相通路200における対応す
る移相回路に供給する出力を発生する減算器365と、 IC) 式07)に従って各乗算器′ft制御するた
め同様に2個の乗算器881及び882と、加算器38
8と、第2の入力端子に係数αを供給される乗算器88
4と、時間遅れTを発生する遅延回路866と関連しか
つ同相通路100及び直交位相通路200における対応
する乗算器に供給する出力を発生する減算器885とを
備える。 本発明は上述した実施例に限定されるものではなく、本
発明の範囲内で種々の変形が可能であることは明らかで
ある。 移相回路及び乗算器の適応に対しては、例えは、ek、
4.Xrn及びYmノ符号F使用り、、式(17) &
ヒ08)を実施の遥に容易な式(21)及び(22)
%式%(21) (22 によってそ2]、それ置換すればブr分でゐる(eL
・% 、 x拮、 y膏の値の代りに符号を使用するが
ら、sgnxj−又はsgnp當を使用することにより
等価な結果が得られ、これは、項sgnykn及びsg
nqWが同し符号を有するからこれらの項に対しても成
立つ)。 同様に式(20)を %式%(2) によって置換することにより発振器301の制御を簡単
化することができる。この変形は、具体的に!J、第]
b図をノ、I礎として、2個の減算器351及び352
.20個の乗算器;361及び362、並に2n個の乗
ρ一孔1’i 381及び382の入力端子の1rJ前
Gこゼロ比中2回路(lXl示1)ずノを配INTるこ
とによって得らオlる。 史も二、Fu制御回路+350Gゴ上述したようにアナ
ログ形式ので)のとしたか、ディジタル形式に1−るこ
ともでき、その場合犀、1b1文Gこおいて乗砕器;つ
64・・;38小の出力端(こ位ibする回路部分を変
更する・。 このL 合2 n 個σ)アナログ形式is t U
4・ 〜]04・n−1及び204o〜204n 1
f 1IJJ&のディジタルit;lj lit来¥?
、器(第2図参照)で置換し、このテイジタル制御乗算
器は増幅器404及びテイジクル制御減衰器405の直
列回路を備え、この減衰器405の並列入力端子はゼロ
比軸回路+ 1J 7 Gこまってill・御されるア
ンプ/タウン−カラシタ406の出力t116子(数の
等しい)に接厩し、このゼロ比ii回路は来p慴す86
4・及び384・の出力幅1子Qこ接寂11よる。 また第3図に示した第2の′i#:施例でけ2n個の移
相回路31 +Jo〜3 ] 11n、及び82 Uo
〜82 tln’=、による移相機能をn個の電、圧制
御発振器5U1゜〜。 50 ’I、、 Gこよって代替することかでき、その
場合これら電圧制御発振器は同相通路IUU&こお(−
する混合器102o〜] 02n、を直接制御し、かつ
π/2移相回路502o〜502n−1を介して旧交位
相通路200の混合器202.〜202n−□を制御[
−7、制御回路850&こよってつζ牛Tる制御信号0
11発振器801が最早やひ在しないからこの発撮益に
対する制御1バ号を除き同じである。 54うた第iatズに示した乗算器1 (14σ)配役
位)乙は一例を示すにノド”・)ぎす、%11− K”
A 1 u +は加算器]05及び2()5σ〕前段G
こ配設1゛る代りにn個の枝路Gこおいてフィルタの入
力端に配設することもできる。 また、動作原理を説明する/こめill明を、巡回TI
Sを有しないトランスバーザルフィルタσノ形I/!!
σ)等化装置(こ限定したが、本う(明は紗史又は1U
11限を伴うことなく巡回部を(ポ、えることもできる
。巡回部を備えている場合、その入力信号は先(こ決定
されたシンボル(非線形等化装置べの場合フとするか又
は初化装置の出力信号を遅延した信号(線形等化装)6
)とすることかできる。
07において1値と比較して、同相通路△ 1ooを介して伝送されたシンボルakを決定する。 同様に直交位相通路200のトランスバーサルフィルタ
では(m+1)@目の枝路の入力端における信号を、前
記制御通路によって供給する信号COS (ω。t+ψ
十θm口こより混合器202を介して復調した後低域通
過フィルタ208及び乗算器2υ4に供給し、従ってフ
ィルタ20Bの出力端子には信号 QrAtJ= −A(t−mT) ・51n(CP+0
m + gmT l十B(1,−nrff ) −Co
s(9)+θm+ ω。mT) (8)
が生じ、乗算器204の出力端子には信号Ym(t)
= rm−Q、、7t)
(9)が生ずる。n個の枝路の出方信号をカーj算
器2 U 5により加算して信号 を発生させ、これをサンプリング回路206においてレ
ート1/Tでサンプリングし、これによって得たサンプ
ルを比較回路2u、7において恩赦と比較して、直交位
相通路200を介して伝送されたシ△ ンボルbkを決定する(この直交位相通路も同相通路に
おけると同数の回路から成るn個の枝ll!gを備えて
いる1゜ 復調信号は電圧制御発振器301と、2n個の移相回路
810 〜81 Un−□及び820o〜32 Un−
□と、この電圧制御発振器、2n個の移相回路並に2n
個の乗算器104 〜]0’4n−0及び204.、〜
204n、に対する制御ル〜ブとを備える制御通路80
0を介して同相通路10−[1及び直交位相通、路20
0にそれぞれ供給する。同相通路100のn個の移相回
路810 〜a 1’ 0n−0には発振器、80]の
出力を並列Gこ直接供給し、これら移相回路の出力端子
は対応する混合器102の第20入力端子に接続し、一
方、直交位相通路200のn個の移相回路320〜82
Un、には発振器801の出力をπ/2移相回路80
2を介して並列に供給し、移相回路32υ。〜320n
−0の出力端子は対応1゛る混合器202o〜202n
−0の第2の入力端子(こ接続し、これら移相回路は容
量性回路とするか、又は一層簡単な構成として制?a可
能な遅延回路とする。 発振器801は次式 %式%(11) で与えられる最小平均二乗誤差に対する探索を基準とし
て利用することによって制御され、ここで記号Eは数学
的期待値を示し、項e′k及びekはe7に= Xk−
ak(”’) e’k = Yk’ak(13) によって与えられ、toをサンプリング瞬時とすると Xk −””t=kT+t。 yk ” ”(tlt−kT+t。 なる関係式が使用される。rmに対する最小平均二乗誤
差Jの勾配は 又は で表わされ、ここでpm −〔”m(t) Jt=に’
I’+t 及びqm = CQm(t) Jt=kT+
toである。同様(こ、θ□に対する最小平均二乗誤差
Jの勾配は で表わされ、ここで j( ym−Ym(tJt=kT+t。 Xm ”” Xm(t)t=kT+t。 である。周知の確率的傾斜アルゴリズム(March工
他著の前記論文参照ンを用いることにより、同相通路1
00及び直交位相通路200のn個の枝路において増倍
又は減衰r。、rl、r2.・・・・・rゎ、をそれぞ
れ発生する乗算器−ro+o〜104n−□及び204
o〜204n−0の適応、並に同相通路100及び直交
位相通路200のn個の枝路において位相推移θ。、θ
□、θ2.・・・・・θ□−□をそれぞれ発生する移相
回路810o〜810n−0及び820o〜82 (1
,、の適応が次の2つの関係式(17)及びθ8)に従
って実現され(これらの関係式においてmは常に0から
n−1まで変化する)、これらの関係式はこれら乗算器
及び移相回路に供給される信号をそれぞn示しくこれら
信号は同相通路】00及び直交位相通路200の同一番
号の枝路に対してはr:”= rm−α(pR咋十q、
e’)、J (17)θ耐1−屹−β(Y
m e’に−XI716″k) (18)ここ
でα及びβはアルゴリズム・ステップを示す正の定数で
あり、アルゴリズムの安定性を保証するに充分な小さい
値である。 一方、発振器801の位相ψに対1−る最小平均二乗誤
差Jの勾配は J 、、 = 2E +ei、Yk %Xkノ
(19)で表わされ、従ってこの発振器を信号 ’k ”’ %Yk−eqkXk
Ho)又はこれをp波した信号によって
制御する。 第1a図につき説明した実施例では発m器8(+1、移
相回路81’Uo〜31 Un−0及び82 (Io〜
82on、−1並に乗算器104 〜1 u4n、7i
Q;2o4.〜204n−□の制御回路35oは次の要
素を備える(第15図参照)、即ち CaJ 式(20) Gこ従って発振器801を制御
するため2個の乗算器351及び352と、これら乗算
器によって得た項ellCYk及び’kXkを減算する
減算器35Bと、発振器301(こ供給する出力信号を
発生する低域通過ループフィルタ854と、(bl
弐〇8)に従って各移相回路を制御するため同様に2個
の乗算器861及び862と、減算器868と、第2の
入力端子(こ係数βを供給される乗p器864と、時間
遅れT′ft:発生する遅延回路866と関・連しかつ
同相通路100及び直交位相通路200における対応す
る移相回路に供給する出力を発生する減算器365と、 IC) 式07)に従って各乗算器′ft制御するた
め同様に2個の乗算器881及び882と、加算器38
8と、第2の入力端子に係数αを供給される乗算器88
4と、時間遅れTを発生する遅延回路866と関連しか
つ同相通路100及び直交位相通路200における対応
する乗算器に供給する出力を発生する減算器885とを
備える。 本発明は上述した実施例に限定されるものではなく、本
発明の範囲内で種々の変形が可能であることは明らかで
ある。 移相回路及び乗算器の適応に対しては、例えは、ek、
4.Xrn及びYmノ符号F使用り、、式(17) &
ヒ08)を実施の遥に容易な式(21)及び(22)
%式%(21) (22 によってそ2]、それ置換すればブr分でゐる(eL
・% 、 x拮、 y膏の値の代りに符号を使用するが
ら、sgnxj−又はsgnp當を使用することにより
等価な結果が得られ、これは、項sgnykn及びsg
nqWが同し符号を有するからこれらの項に対しても成
立つ)。 同様に式(20)を %式%(2) によって置換することにより発振器301の制御を簡単
化することができる。この変形は、具体的に!J、第]
b図をノ、I礎として、2個の減算器351及び352
.20個の乗算器;361及び362、並に2n個の乗
ρ一孔1’i 381及び382の入力端子の1rJ前
Gこゼロ比中2回路(lXl示1)ずノを配INTるこ
とによって得らオlる。 史も二、Fu制御回路+350Gゴ上述したようにアナ
ログ形式ので)のとしたか、ディジタル形式に1−るこ
ともでき、その場合犀、1b1文Gこおいて乗砕器;つ
64・・;38小の出力端(こ位ibする回路部分を変
更する・。 このL 合2 n 個σ)アナログ形式is t U
4・ 〜]04・n−1及び204o〜204n 1
f 1IJJ&のディジタルit;lj lit来¥?
、器(第2図参照)で置換し、このテイジタル制御乗算
器は増幅器404及びテイジクル制御減衰器405の直
列回路を備え、この減衰器405の並列入力端子はゼロ
比軸回路+ 1J 7 Gこまってill・御されるア
ンプ/タウン−カラシタ406の出力t116子(数の
等しい)に接厩し、このゼロ比ii回路は来p慴す86
4・及び384・の出力幅1子Qこ接寂11よる。 また第3図に示した第2の′i#:施例でけ2n個の移
相回路31 +Jo〜3 ] 11n、及び82 Uo
〜82 tln’=、による移相機能をn個の電、圧制
御発振器5U1゜〜。 50 ’I、、 Gこよって代替することかでき、その
場合これら電圧制御発振器は同相通路IUU&こお(−
する混合器102o〜] 02n、を直接制御し、かつ
π/2移相回路502o〜502n−1を介して旧交位
相通路200の混合器202.〜202n−□を制御[
−7、制御回路850&こよってつζ牛Tる制御信号0
11発振器801が最早やひ在しないからこの発撮益に
対する制御1バ号を除き同じである。 54うた第iatズに示した乗算器1 (14σ)配役
位)乙は一例を示すにノド”・)ぎす、%11− K”
A 1 u +は加算器]05及び2()5σ〕前段G
こ配設1゛る代りにn個の枝路Gこおいてフィルタの入
力端に配設することもできる。 また、動作原理を説明する/こめill明を、巡回TI
Sを有しないトランスバーザルフィルタσノ形I/!!
σ)等化装置(こ限定したが、本う(明は紗史又は1U
11限を伴うことなく巡回部を(ポ、えることもできる
。巡回部を備えている場合、その入力信号は先(こ決定
されたシンボル(非線形等化装置べの場合フとするか又
は初化装置の出力信号を遅延した信号(線形等化装)6
)とすることかできる。
第1a図ζゴ木発明等化装置の実施例を示Tブロック図
、 第1b図は第1alズにおける制御回路の一例を示すブ
ロック図、 第2図は第1a図の実施例にお(づるアナログ乗算器と
In換するテイジタル方式で制御される乗算器の一例を
示1−プロ7..図、 第8図は本発明等化装置の他の実施例を示すブロック図
である。 1(10同相通路 101o〜i o In、 ・;llMt回路1 (1
2o〜I U 2. 、−・・混合器]03o〜] (
13n−1・・低域通過フィルタ1(14・。〜1 (
14n−1・・・乗算器105・・加算器 ]06・−リ゛ンブリング回路 107・比較回路 200・・・直交位相通路 2 U IQ〜201n、・・遅延回路202o〜20
2n−0・・・混合器 208〜2 U 3n、・・・低域通過フィルタ204
o〜204□n−1・・・乗算器205・・加算器 206・・サンプリング回路 207・・比較回路1v 300・・・制御通路 80】・・・電圧i1j制御発伽器 802・・・“π/2移相回路 3]U〜8]U 、82tl〜32tJn、−移相
回路n−10 350・・・制御回路 351.352・乗算器 353・・減′#、器 354・低域通過ループフィルタ 861.362・・・乗算器 868・・・減算器 364・・乗n器 365・・・減脚器 、366・・・遅延回路 8FJ I 、882・・乗算器 388・・加算器 384・・・乗算器 885・・減算器 886・・・遅延回路 404・・・増幅器 406・・アンプ/ダウン・カウンタ 407・・ゼロ比較回路
、 第1b図は第1alズにおける制御回路の一例を示すブ
ロック図、 第2図は第1a図の実施例にお(づるアナログ乗算器と
In換するテイジタル方式で制御される乗算器の一例を
示1−プロ7..図、 第8図は本発明等化装置の他の実施例を示すブロック図
である。 1(10同相通路 101o〜i o In、 ・;llMt回路1 (1
2o〜I U 2. 、−・・混合器]03o〜] (
13n−1・・低域通過フィルタ1(14・。〜1 (
14n−1・・・乗算器105・・加算器 ]06・−リ゛ンブリング回路 107・比較回路 200・・・直交位相通路 2 U IQ〜201n、・・遅延回路202o〜20
2n−0・・・混合器 208〜2 U 3n、・・・低域通過フィルタ204
o〜204□n−1・・・乗算器205・・加算器 206・・サンプリング回路 207・・比較回路1v 300・・・制御通路 80】・・・電圧i1j制御発伽器 802・・・“π/2移相回路 3]U〜8]U 、82tl〜32tJn、−移相
回路n−10 350・・・制御回路 351.352・乗算器 353・・減′#、器 354・低域通過ループフィルタ 861.362・・・乗算器 868・・・減算器 364・・乗n器 365・・・減脚器 、366・・・遅延回路 8FJ I 、882・・乗算器 388・・加算器 384・・・乗算器 885・・減算器 886・・・遅延回路 404・・・増幅器 406・・アンプ/ダウン・カウンタ 407・・ゼロ比較回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 J ディジタル伝送システム用の適応等化装置で−あっ
て (1) テイジタル伝送システムの伝送チャン子ルの
出力端に設けた同相通路を第1通路として備え、同相通
路の構造をn個の枝路及びこれら枝路のn個の入力端の
間の(n−z)q14の遅延回路を翁する非巡回形トラ
ンスバーヤルフィルタの構造とし、これらn個の枝路の
各々には直列に (a)混合器 (1)J低域通過フィルタ (Cj)乗算器 を配設し、こちられ個の枝路の出力端を加算器に接続し
、加分器の後位に勺ンフリング回路及び比較回路を順次
接続して同相通路及びie lit、;等化装置の出力
端から送信すべきシンポ△ ルak′ft決定し1 (2)同相通路と並列の直交位相通路を第2通路として
備え、直交位相通路の構造をn個の枝路及びこれら枝路
のn個の入力端の間Q)(n−4J個の遅延回路を有す
る非巡回形トランスバーサルフィルタの構造とし、こわ
らn個の枝路の各々には直列【こ (dJ混合器 te+低域通過フィルタ (f1乗算器 、を配設し、これらn゛個の枝路の出力端を加算’lT
r ニ接続し、加算器の後位Gこサンプリング11!1
路及び比較回路を順次接続して直交位相通路及び適応等
化装置の出力端から送信すべきシンポ2.〜ヶウヶ5、 同相通路及び直交位相通路の来Ω器を各枝路において対
応する混合器の011位又は低域通過フィルタの出力’
AGこ配設し、 (3)制御通路を第8通路として俯え、制御通路には (g)2個の減算器を設け、これら減算器Gこlより、
同相通路及び直交位相通路に対し比較回路におけるシン
ボル決定前の信号Xk及びY と、シンボル決定後のQ
k及び9にの間σ)次式で示される差e賞及びelkを
決定し、及び e’y = Ykbk(但しYk= Ytt)j= k
T+to)(ここでX(t)及びy(t;)は同相通路
及び直交位相′1[ii f、のトランスバーサルフイ
ルりσ)出力信号であり、toはサンフリンク゛瞬時で
ある〕、(b) sin (ω。を十ψ)なる形式の信
号(UJoは搬送波の周波数に対応)を発生し、信号’
k”””kYk ’kXk によって制御される電圧制御発振器と、(i) !圧制
御発振器の出力端子に接続したn個σ)第1並列移相回
路とを設け、これら移相回路の出力端子から同相通路に
お番するn(1,’glの混合器の第2の入力端子(こ
5j−n (ω。t+ψ+ f) )a ル形式cn
変:j!g4’i号t 0IllC−18’A m+I
J番目の枝路に対する位相推移であり、m6プOから(
n−1)まで変化するンを供給し、(コ)π/2移相回
路を介してi+LII−制御発番器の出力端子に接続し
たn個σ)第2並夕1」移+14回路を設け、これら移
相回路の出力ff1M千力)らtU交位相通路における
n個の混合器σ〕η52σ)入力端子にCOS (ωo
t+ψ+θm)なるノホ5配σつ変!+!!信号を供給
し、 ■電圧制御発振器、合計2n個σ)移相回路及び2n個
の乗算器に対する制御回路を設けたことを特徴と−」る
適応等化装置6,02 制御回路が (at軍圧制御発振器Gこ次式 %式% で表わされる制御信号εkを供給するため2個の乗算器
、減算器及びルー7フイルり(b) n (li’4の
枝路に巧ける2n偕σ)移相回路【こ苅1し次式 %式% ) (但しβは正の定数でβ〈1〕で表わされる1倒1制御
信号Om を供給するため2個σ)乗算器、減分器、
乗算器、減算器及び遅延回路と、(c) n個の枝路に
おける2n偕σ)乗算器(こ対し次式 %式%) (但しαは正の定数でα〈1ンで表わさオートる制御信
号rm を供給するため2個σ)乗算mf、加算器、
乗算器、減算器及び遅延回路とを侃iえる特許請求の範
囲第1項記載σ)適応環イB装置60 & 制御回路の乗算器の前位Gこ乗算器と同数σ)ゼロ
比較回路を配設する特許請求の範囲第2項記載の適応等
化装置。 瓜 ディジタル伝送システム用σ〕適応等イし装置であ
って (1) ディジタル伝送システムの伝送チャンネルの
出力端に設けた同相通路を第1通路として備え、同相通
路の構造をn (PJの枝路及びこれら枝路のn個の入
力端の間o)( n − i )個の遅延回路を有する
非巡回形トランスバーサルフィルタの構造とし、ごれら
11個の枝路の各々には直列(こ (aJ混合器 (b)低域通過フィルタ (Cl乗算器 を配設し、これらn個の枝路の出力端を加算器に接続し
、加算器の後位にサンプリング回路及び比較回路を順次
接続して同相通路及び適応等化装置の出力端から送信す
べきシンポΔ ルakを決定し、 (2)同相通路と並列の直交位相jnJ路を第2通路と
して備え、直交位q−1通路の#IV造Kn個の枝路及
びこれら枝路のn個の入力端の間の(n−1)個の遅延
回路を有する非巡回形トランスパープルフィルタの構造
とし、これらn個の枝路の各々には直列に (d)混合器 (e)低域通過フィルタ (f+乗算器 を配設し、これらn個の枝路の出力端を加算器【こ接続
し、加算器の後位にサンプリング回路及び比較回路を順
次接続して直交位相通路及び適応等化装置の出力端から
送信すべきシンボルbkを決定し、 同44T 1fri路及び1θ、変位相通路の乗算器を
各枝路において対応する混合器の前位又は低域通過フィ
ルタの出力端に配設し、 (3)制御通路を第8通路として備え、制御通路 (こ
0才 (g)2個の減′#器を設け、これら減算器により、同
相通路及び直交位相通路に苅し比較次式で示される差e
′k及び%を決定し、ei、 = Xk Mk
(イ(↓ し Xk = ”t=kT+t o+及
び △ ei = Ykbk(但しYk = ”t]t=ki、
−1−to)(ここでX1t)及びy(t)は同相通路
及び+(J変位相通路のトランスバーサルフィルタの出
力信号であり、toはサンプリング1闘時でよ)る)。 (h) n個の■圧制併発4辰姦を設け、こtLら%汗
、制御発振器の出力端子から、B1r+ (ω。を千ψ
+θm)なるノ1チ式の変陽信b・(伊しW。tゴ搬送
波の周波数に対応し、θ1nに第(m+1)布目の枝路
に対する位相推計・でaうり、m 4j Oから(n
−14まで変化するンを同相通路Gこおけるn個の混合
器の第2の入力端子に直接供給し、かつπ/2移相回路
を介してC06(” to 十ψ十θm)なる形式の変Wt1−号を直交(1’/相
血路におけるn個の混合器の第2の入力端子に供給し、 (i) n個の電圧制御発振器及び2θ個の乗算器(こ
対する制も″11回路 を設けたことを特徴とする適応等化装置。 5 制御回路が (a) n個の枝路におけるn個の電圧制御発振器(こ
対し次式 %式% ) (但しβは正の定数でβ〈1ンで表わぎれるに+1 制御信号θm を供給7−るため2個の乗算器、減算器
、乗算器、減算器及び遅延「jl路と、(al n個の
枝路における2θ個の乗貌器に対し次式 (但しαは正の定数でα〈1]で表わされる。 k+1 制御信号稲1 を供給するため2個の乗算器、加算器、
乗算器、減算器及び遅延回路を(rii+える特i!’
F請求の範囲第4項記載の適応等化装置。 6 制御1日1路の乗算器の前位に乗算器と同数のゼロ
比較回路を配設する特許請求の範囲第5項記載の適応等
化装置6゜
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