JPS59211337A - デイジタル伝送システム用適応等化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

ャン，ネルが前もって既知でなくがっ時間と共（こ変化
しやすいか又は杓１１もって既知でないかもしくけ時間
と共に変化しやすい高速ディジタル伝送システム用の適
応等化装置に関する。初って本発明の適応等化装置はデ
ィジタル無線リンク、スイッチト＋　ｓｗｉｔｃｈｅｄ
　）　％話網を介するテータ伝送、ケーブルを介するテ
ィジタル伝送（トラスバンク（　’ｒｒａｓｐａｃ　）
形Ｅ等の特殊なイ・ントワーク）（こおいて使用するの
Ｇこ好適である。 チャンネルの振幅及び位相ひずめを補正するため高速デ
ィジタル伝送システムにおいて適ＪｒＢ、”Ｄ化装置を
使用することは既Ｇこ数イＦＧこわたり普通（こ行われ
ている。適応等化装置ｉ：ａ、高速ティジタル伝送シス
テムへの導入後、近い将来ディジタル無線リンクにおい
て使用さオ↓るであろう。実際に使用される等化装屓は
一般に次の６゛〃造の一つの有する：（ａＪ非巡回１１
ｆトランスバーサル・フィルタ、（ｂ）先（こ決定され
たシンボルで構成された入力を供給されｌる巡回部を有
するトランスバーサル・）フィルタ・チャンネル及びそ
の時間に対する変化に対し等化装置を適応させることは
一般に、平均二乗誤差の確率的勾配として知られる方法
を介して行われるｄ・上記２つの等化装置構造及びその
適応は数種の刊行物に記載されており、特に、（３、Ｍ
ａｃｃｈｉ他著°°Ｒｅｃｅｐｔｅｕｒｓ　ａｄａｐｔ
ａｔｉｆｓ　ｐｏｕｒ　ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｄｅ
　ｄｏｎｎ６ｅｓ　’ｈ　ｇｒａｎ’ｄｅ　ｖｉ、ｔｅ
ｓｓｅ　　”　、　Ａｎｎａｌｅｓ　ｄｅｓＴｅ１６Ｃ
□ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　、　ＶＯＬ、８１Ｊ　−
Ａ、　９−１１Ｊ　・］９７７５年１．−．１０月に記
載さ＼れている。 等化装置はしはしはベースバンドにおいて作動し、従っ
て復調された信号において作動する。一方、高スペクト
ル能率のシステムでは２つの直交搬送波の変調か使用さ
れる。かかるシステムでは同相通路及び直交位相通路に
おけるシンボル間妨害を補正しかつこわら通路の間の妨
害を補正するため等化装置にはそれぞれトランスバーサ
ル・フィルタで構成した枝路を４個設ける必要があり；
巡回部には同様に４個のトランスバーサル・フイベース
バンド等化装置の他の欠点は、復Ｗ？に必要な搬送波の
同期を考察すれは明らかである。実際上、２つの直交搬
送波の変調を使用するシステムにおける搬送波の再生に
はベースバンド信号及び決定（シンボル〕が使用さ才］
、る（　Ａ　、Ｌｅｃｌｅｒｔ及びＰ　、　’Ｖａｎｃ
ｌａｍｍｅ著の論文、工ＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏ
ｎｓＯｎ　（３０ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　、ＶＯｌ
、　ＯＯＭ　−３１、Ａ　Ｉ　ＩＪａｎｕａｒｙ　］　
’９８８　、第１３０〜１８６ページ参照厄従って′次
の２つのケースが可能である’　ｔａＪ　Ｇ　調ｕ　１
・・の出力端子における信号及びこの点における決定を
使用し、かかる場合当該システムは、チャンネルひずみ
に杼めて敏感であるから安定ではない・（ｂＱ又は等化
装置の２つの出力信号及びその決定を使用し、かかる場
合当該システムはチャンネルひ１ずみに感応しない。し
かし後者のケースでは搬送波再生ループが等化装置を介
する信号の伝播時間である付加的遅延を含トみ、この付
加的遅延は、等化装置が極めて長い（ケーブルを介する
データ伝送の場合の如く］場合搬送波再生ループを不安
定□・にする傾向を呈する。その場合般送波再生ループ
１は大きい周波数偏差に追随できなくなる（例えば、Ｒ
，Ｗ−、Ｏｈａｎｇ及びＲ，ＳｒｉｎｉｖａＳｒ１ｎ１
ｖａｓａ著の論文″Ｃａｒｒｉｅｒ　ｒｅｃｏｖｅｒｙ
　ｆｏｒ　ｃｌａｔａ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
ｙｓｔｅｍｓ　ｗｉｔｈ　ａｄａｐｔｉｖｅ　ｅｑｕａ
ｌｉｚａｔｉｏｎ　”　＋　ＩＫＥＥ’１”ｒａｎ６ａ
ｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　ＱＯｍｍｕｎｉＣａｔｉＯｎＳ　
Ｉ　ＶＯｌ、　ＧＯＭ　−２８、Ａ８　、Ａｕｇｕｓｔ
　１９８０　、第１１４２〜１１５８ページに記載され
ている如くン。ディジタル等化装置が多数の係＠を含ん
でいなくても、伝播時間は無視できないから、ディジタ
ル等化装置においても同じ問題が起る。 ベースバンド等化装置におけるこの遅延の問題につき中
間周波等化装置即ちＩＦ等化装置が導入ｇｎた（　Ｄ、
Ｄ、　Ｆａｌｃｏｎｅｒ著６Ｊｏｉｎｔｌｙ　Ａｄａｐ
ｔｉｖｅＥｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ａｎｄ　Ｃａｒｒ
ｉｅｒ　Ｈｅｃｏｖｅｒｙ　ｉｎ　Ｔｗｏ　−Ｄｉｍｅ
ｎＳｉＯｎａｌ　Ｄｉｇｉｔａｌ　ＱＯｍｍｕｎｉＣａ
ｔｉＯｎ　ＳｙＳｔｅｍＥｉ　ｌ１ＩＢＳＴＪ　、Ｖｏ
ｌ、５５　、Ａ　８１Ｍａｒｃｈ　１９７６　、第８１
７〜８８４ページ参照〕。Ｉ７等化を使用するシステム
では、等化された信号が使用されかつ等化装置の遅延が
搬送波の制御において除去されるという２重の利点のた
め搬送波再生が極めて安定化さりる。ファルコナー（Ｆ
ａｌｃｏｎｅｒ　）形式のＩＦ等化装置は、ベースバン
ド等化装置と同じく、適応に対し平均二乗誤差基準を使
用する。その欠点は、ＩＦ！号をシンボルレートでサン
プリンクする必要があり、かつその適応（こ対し等化装
置の決定の再変調を必要とすることである。ＩＦ搬送波
周波数が高いので、これら２つの工Ｆ信号のサンプリン
グの必要性により実施に当り問題が起る。 ソシてＩＦ（ｉ号のサンプリングはサンプリング瞬時に
おけるジッタに極めて＃、感である。如何なる場合にお
いても、ＩＦ倍信号サンプリングは関連Ｔるベースバン
ド信号のサンプリングより鄭かししゝ０ 本発明の目的は、サンプリングしない中間周波信号につ
き作動すると同時に復調器として作動し、従って出力が
ベースバンド信号である適応等化装置ｔを提供するにあ
る〇 かかる目的を達成するため本発明のディジタル伝送シス
テム用適応等化装置は、 （］、）　　ディジタル伝送システムの伝送チャンイ・
ルの出力端に設けた同相通路を第１通路として備え、同
相通路の構造をｎ個の枝路及びこれら枝路のｎ個の入力
端の間の（ｎ−１）個の遅延回路を有すル非再帰形トラ
ンスバーサルフィルタの構造とし、・これらｎ個の枝路
の各々には直列に （ａＪ混合器 （ｂ）低域通過フィルタ （０１乗算器 を配設し、これらｎ個の枝路の出力端を加算器に接続し
、加算器の後位

【こサンプリング回路及び比較回路を順
次接続して同相通路及び適応等化装置の出力端から送信
すべきシンボルａｋを決定し、（２）　　同相通路と並
列の直交位相通Ｍを第２通路として備え、直交位相通路
の構造をｎ個の枝路及びこれら枝路のｎ個の入力端の間
の（ｎ−１）個の遅延四路を有する非巡回形トランスバ
ーサルフィルタの構造とし、これらｎ個の枝路の各々に
は市外に （ｄ）混合器 （ｅ）低域通過フィルタ （ｆ）乗算器 を配設し、これらｎ個の枝路の出力端を加算器に接続し
、加算器の後位にサンプリング回路及び比較回路を順次
接続して直交位相通路及び適応等化。 Δ 装置の出力端から送信すべきシンボルｂｋを決定し、 同相通路及び直交位相通路の乗算器を各枝路において対
応する混合器の前位又は低域通過フィルタの出力端に配
設し、 （３）制御通路を第８通路として備え、制御通路には （ｇ）２個の減算器を設け、これら減算器により、同相
通路及び直交位相通路に対し比較回路Ｏこおけるシンボ
ル決定前の信号ｘｋ及びＹｋと、シンボル△　　　　　
へ 決定後のａｋ及びｂｋの間の次式で示される差軽及び楡
を決定し、 ｅ’ｙ　＝　Ｘｋａｋ（但シＸｋ＝　”（ｔＪｔ＝ｋＴ
＋ｔ。、　）及び ’に＝Ｙｋ　　’ｋ　　（但しＹｋ　−Ｙ（ｔＪｔ＝ｋ
Ｔ＋ｔ　　〕（ここでＸｉ匂及びｙ（ｔ）は同相通路及
び直交位相通路のトランスバーサルフィルタの出方信号
であり、ｔｏはサンプリング回時である】。 （ｈＪ　ｓｉｎ　（ｕｏｔ十ψ）なる形式の信号（ωは
搬送波の周波数に対応λを発生し、信号εに−ｅ′ｋＹ
ｋ−ＣｋＸｋ によって制御されるｎ圧制御発振器と、（ｉ４圧制御発
振器の出方端手に接続したｎ個の第１並列移相回路とを
設け、これら移相回路の出力端子から同相通路における
ｎ個の混合器の第２の入力端子にｓｉｎ　（山。を十ψ
十θｍ）なる形式の変調信号（θ　は第（ｍ＋１）番目
の枝路に対する位相推移であり、ｍは０がら（ｎ　−１
７まで変化する）を供給し７、 （コノπ／２移相回路を介して電圧制御発振器の出力端
子に接続したｎ個の第２並列移′相回路を設け、これら
移相回路の出方端子から直交位相通路におけるｎ個の混
合器の第２の入力端子にＣＯＳ　（ω。を十ψ＋θｍ）
なる形式の変調信号を供給し、（ｋ）　Ｉｔｎ圧制御発
振器合計２ｎ個の移相回路及び２ｎ個の乗算器に対する
制御回路 を設けたことを特徴とする。 また本発明の適応等化装置の変形では制御通路に （ｇ）比較回路におけるシンボル決定前及びシンボル決
定後の信号の差ｅｉｃ及びｅｋを決定下る２個の減算器
と、 ０１）、ｎ個のｎ圧制御発振器を設け、これらｎ圧制御
発振器の、出力端子から、ｓｉｎ　（ω。を十ψ＋θｍ
］なる形式の責調信号（但しａＪｏは搬送波の周波数に
対応し、θ□は第（ｍ“＋１）番目の枝路に対する位相
推移であり、ｍは０から（ｎ−１）まで変゛化するノを
同相通路におけるｎ個の混合器の第２の入力端子に直接
供給し、がつπ７’を移相回路を介してＣＯＳ　（ω。 ｔ＋ψ十θｍ）なる形式の変調信号を直交位相通路にお
けるｎ個の混合器の第２の入力端子に供給し、 （１）ｎ個の電圧制御発振器及び？ｎ個の乗算器１に対
する制御回路 を設けたことを特徴とする。 上述した本発明の２つの適応等化装置は両方共次の利点
を有する。即ちベースバンド等化装置又。 けファルコナー形中Ｉｌ１周波等化装置における如き４
個の通路に代えて通路の数が２になるので構造が簡単Ｑ
こなり、搬送波再生ループの制御は等化された信号によ
って行われ、等化装置の遅延の大部分が補正されるので
搬送波再生が改善され、不安定限界値に到達することな
く大きい周波数偏移に追随することが可能となり、中間
周波数のサンプリングは行われずかつ決定の再変調も行
わｎない。 簡潔に云えば本発明の適応等化装置は中間周波等化装置
に比ベサンプリングエラーに対する感度が１遥に低くな
り、ベースバンド等化装置に比べ性能が遥に良好になり
（ループにおける遅れが遥に小さい）、かつ中間周波等
化装置又はベースバンド等化装置に比べ遥に簡単に実現
できる。 次に図面につき本発明の詳細な説明する。 本発明による等化装置を説明する前０こ、次の事１柄に
留意することが重要である。即ち伝送手順として２つの
直交搬送波の振幅変調を使用する場合受信信号Ｒ（ｔ）
は次式 ％式％（１） で表わされる形状を有し、ここでＡ（ｔ）及びＢ（ｔＪ
＋；Ｊ　２い周波数の信号である。これらの信号は下記
の形式の関係式 Ａ（ｔＪ　　＝　　　Σ〔ａｋｈτｔ−ｋＴ　）　　−
ｂｋｆｆ（ｔ−ｋＴＪ　〕　　　　　　　　　　　　（
２）Ｂｔ）−Σ［’ｂｋｈτｔ−に’ｌｌ　−ａｋｈ’
（ｔ−に’ｒ　）Ｊ　　　　　　（８）によって送信シ
ンボルと関連し、ここでｈ’（ｔＪ及び１ｆｔ＋は伝送
チャンネルの複素インパルスレスポンスの実部及を虚部
をそれぞれ示し、項鮮及び項ｂｋｉ１２つの搬送波ｓｉ
ｎω。を及びＣＯＳω。ｔをレート１／Ｔでそれぞれ変
調するシンボル列である（Ｔ−シンボル周期　ン　。 第１ａ図（こ示した実施例では本発明の等化′装置が非
巡回形トランスバーサルフィルタを有し、更に詳細に述
べればこの非巡回杉テイジタルフィルタでは等化装置に
対する入力信号を構成する伝送チャンネルの出力信号Ｒ
（ｔ）を同相通路１００及び直交位相通路２００に供給
し、同相通路Ｉ　ｏ　ｕ　４；ｒｎ個の枝路と、これら
枝路の入力端の間の（ｎ−１７個の遅延回路１０１□〜
１　（１１ｎ−□とを有する非巡回形トランスバーサル
フィルタも備え、直交位相通路２００はｎ個の枝路と、
こｎらの枝路の入力端の間の（ｎ　−１、）個の遅延回
路２０１□〜２０１ｎ−。 とを有する非巡回形トランスバーサルフィルタヲ備えて
いる。これら遅延回路（こよって発生する遅延はＴ即ち
シンボル間隔に等しいが、これより小さい値例えは’［
’／２にすることができるも本発明はこれに限定される
ものではない。 同相通路１００のトランスバーサルフィルタでは（ｍ＋
　１　）番目の枝路の入力信号はＲ（ｔ−ｍＴ）＝Ｉ−
Ａ（ｔ−ｍＴ）・Ｓｉｎの。（ｔ−ｍＴ］＋　Ｂ（ｔ−
１ｎＴＪ・ｃＯ８ｃｏｏ（ｔ”Ｔｌ　　　　（４）であ
る。この入力信号は混合器１０２（こ供給し、この混合
器の他の入力端子には後述する制御通路を介して復調信
号ｓｉｎ　（ω。ｔ＋ψ＋θｍンを供給し、これによっ
て得たこの混合器の出力信号をイ氏域通過フィルタ１０
８に供給し、このフィルりσ）出力信号は次式 ％式％ （５） で表わされる。この信号は乗算器１０４＆こ供給し、・
この乗算器は信号 Ｘｉｔ］　＝　ｒｍ−Ｐｍ（ｔ）　　　　　　　　　　
　　　（ａ）を発生し、この信号を加算器ＩＱ５のｎ個
の入力端子のうちの１入力端子Ｇ乙供給し、こσ〕加算
器σ〕出ＩＦｆｔ子において同相通路１０１ＪＪ７））
ランスノ＜−サルフィルタの出力信号が得られる（この
同相通路はｎ個の混合器１０２６〜］０２ｎ−□と、ｎ
　（ｌｊｉσ）低域通過フィルタ】０８ｏ〜１０８ｎ−
□と、ｎ個の乗算’ｌ１１ｕ４ｏ〜１’０４ｎ−０とを
設けたｎ個の枝Ｖ８、を備えているので】。加算器１０
５のこの出力信号 をサンプリング回路１０６においてレートｚ／Ｔでサン
プリングし、これ

【こよって得たサンプルを比較回路１
０７において１値と比較して、同相通路△ １ｏｏを介して伝送されたシンボルａｋを決定する。 同様に直交位相通路２００のトランスバーサルフィルタ
では（ｍ＋１）＠目の枝路の入力端における信号を、前
記制御通路によって供給する信号ＣＯＳ　（ω。ｔ＋ψ
十θｍ口こより混合器２０２を介して復調した後低域通
過フィルタ２０８及び乗算器２υ４に供給し、従ってフ
ィルタ２０Ｂの出力端子には信号 ＱｒＡｔＪ＝　−Ａ（ｔ−ｍＴ）　・５１ｎ（ＣＰ＋０
ｍ　＋　ｇｍＴ　ｌ十Ｂ（１，−ｎｒｆｆ　）　−Ｃｏ
ｓ（９）＋θｍ＋　ω。ｍＴ）　　　　　　　　（８）
が生じ、乗算器２０４の出力端子には信号Ｙｍ（ｔ）　
＝　ｒｍ−Ｑ、、７ｔ）　　　　　　　　　　　　　　
　　（９）が生ずる。ｎ個の枝路の出方信号をカーｊ算
器２　Ｕ　５により加算して信号 を発生させ、これをサンプリング回路２０６においてレ
ート１／Ｔでサンプリングし、これによって得たサンプ
ルを比較回路２ｕ、７において恩赦と比較して、直交位
相通路２００を介して伝送されたシ△ ンボルｂｋを決定する（この直交位相通路も同相通路に
おけると同数の回路から成るｎ個の枝ｌｌ！ｇを備えて
いる１゜ 復調信号は電圧制御発振器３０１と、２ｎ個の移相回路
８１０　〜８１　Ｕｎ−□及び８２０ｏ〜３２　Ｕｎ−
□と、この電圧制御発振器、２ｎ個の移相回路並に２ｎ
個の乗算器１０４　〜］０’４ｎ−０及び２０４．、〜
２０４ｎ、に対する制御ル〜ブとを備える制御通路８０
０を介して同相通路１０−［１及び直交位相通、路２０
０にそれぞれ供給する。同相通路１００のｎ個の移相回
路８１０　〜ａ　１’　０ｎ−０には発振器、８０］の
出力を並列Ｇこ直接供給し、これら移相回路の出力端子
は対応する混合器１０２の第２０入力端子に接続し、一
方、直交位相通路２００のｎ個の移相回路３２０〜８２
　Ｕｎ、には発振器８０１の出力をπ／２移相回路８０
２を介して並列に供給し、移相回路３２υ。〜３２０ｎ
−０の出力端子は対応１゛る混合器２０２ｏ〜２０２ｎ
−０の第２の入力端子（こ接続し、これら移相回路は容
量性回路とするか、又は一層簡単な構成として制？ａ可
能な遅延回路とする。 発振器８０１は次式 ％式％（１１） で与えられる最小平均二乗誤差に対する探索を基準とし
て利用することによって制御され、ここで記号Ｅは数学
的期待値を示し、項ｅ′ｋ及びｅｋはｅ７に＝　Ｘｋ−
ａｋ（”’） ｅ’ｋ　＝　Ｙｋ’ａｋ（１３） によって与えられ、ｔｏをサンプリング瞬時とすると Ｘｋ　−””ｔ＝ｋＴ＋ｔ。 ｙｋ　”　”（ｔｌｔ−ｋＴ＋ｔ。 なる関係式が使用される。ｒｍに対する最小平均二乗誤
差Ｊの勾配は 又は で表わされ、ここでｐｍ　−〔”ｍ（ｔ）　Ｊｔ＝に’
Ｉ’＋ｔ　及びｑｍ　＝　ＣＱｍ（ｔ）　Ｊｔ＝ｋＴ＋
ｔｏである。同様（こ、θ□に対する最小平均二乗誤差
Ｊの勾配は で表わされ、ここで ｊ（ ｙｍ−Ｙｍ（ｔＪｔ＝ｋＴ＋ｔ。 Ｘｍ　””　Ｘｍ（ｔ）ｔ＝ｋＴ＋ｔ。 である。周知の確率的傾斜アルゴリズム（Ｍａｒｃｈ工
他著の前記論文参照ンを用いることにより、同相通路１
００及び直交位相通路２００のｎ個の枝路において増倍
又は減衰ｒ。、ｒｌ、ｒ２．・・・・・ｒゎ、をそれぞ
れ発生する乗算器−ｒｏ＋ｏ〜１０４ｎ−□及び２０４
ｏ〜２０４ｎ−０の適応、並に同相通路１００及び直交
位相通路２００のｎ個の枝路において位相推移θ。、θ
□、θ２．・・・・・θ□−□をそれぞれ発生する移相
回路８１０ｏ〜８１０ｎ−０及び８２０ｏ〜８２　（１
，、の適応が次の２つの関係式（１７）及びθ８）に従
って実現され（これらの関係式においてｍは常に０から
ｎ−１まで変化する）、これらの関係式はこれら乗算器
及び移相回路に供給される信号をそれぞｎ示しくこれら
信号は同相通路】００及び直交位相通路２００の同一番
号の枝路に対してはｒ：”＝　ｒｍ−α（ｐＲ咋十ｑ、
　ｅ’）、Ｊ　　　　　　（１７）θ耐１−屹−β（Ｙ
ｍ　ｅ’に−ＸＩ７１６″ｋ）　　　　　（１８）ここ
でα及びβはアルゴリズム・ステップを示す正の定数で
あり、アルゴリズムの安定性を保証するに充分な小さい
値である。 一方、発振器８０１の位相ψに対１−る最小平均二乗誤
差Ｊの勾配は Ｊ 、、　　＝　　２Ｅ　　＋ｅｉ、Ｙｋ　　　％Ｘｋノ　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　（１９）で表わされ、従ってこの発振器を信号 ’ｋ　”’　％Ｙｋ−ｅｑｋＸｋ　　　　　　　　　　
　　　　　　　Ｈｏ）又はこれをｐ波した信号によって
制御する。 第１ａ図につき説明した実施例では発ｍ器８（＋１、移
相回路８１’Ｕｏ〜３１　Ｕｎ−０及び８２　（Ｉｏ〜
８２ｏｎ、−１並に乗算器１０４　〜１　ｕ４ｎ、７ｉ
Ｑ；２ｏ４．〜２０４ｎ−□の制御回路３５ｏは次の要
素を備える（第１５図参照）、即ち ＣａＪ　　式（２０）　Ｇこ従って発振器８０１を制御
するため２個の乗算器３５１及び３５２と、これら乗算
器によって得た項ｅｌｌＣＹｋ及び’ｋＸｋを減算する
減算器３５Ｂと、発振器３０１（こ供給する出力信号を
発生する低域通過ループフィルタ８５４と、（ｂｌ　　
弐〇８）に従って各移相回路を制御するため同様に２個
の乗算器８６１及び８６２と、減算器８６８と、第２の
入力端子（こ係数βを供給される乗ｐ器８６４と、時間
遅れＴ′ｆｔ：発生する遅延回路８６６と関・連しかつ
同相通路１００及び直交位相通路２００における対応す
る移相回路に供給する出力を発生する減算器３６５と、 ＩＣ）　　式０７）に従って各乗算器′ｆｔ制御するた
め同様に２個の乗算器８８１及び８８２と、加算器３８
８と、第２の入力端子に係数αを供給される乗算器８８
４と、時間遅れＴを発生する遅延回路８６６と関連しか
つ同相通路１００及び直交位相通路２００における対応
する乗算器に供給する出力を発生する減算器８８５とを
備える。 本発明は上述した実施例に限定されるものではなく、本
発明の範囲内で種々の変形が可能であることは明らかで
ある。 移相回路及び乗算器の適応に対しては、例えは、ｅｋ、
４．Ｘｒｎ及びＹｍノ符号Ｆ使用り、、式（１７）　＆
　ヒ０８）を実施の遥に容易な式（２１）及び（２２）
％式％（２１） （２２ によってそ２］、それ置換すればブｒ分でゐる（ｅＬ　
・％　、　ｘ拮、　ｙ膏の値の代りに符号を使用するが
ら、ｓｇｎｘｊ−又はｓｇｎｐ當を使用することにより
等価な結果が得られ、これは、項ｓｇｎｙｋｎ及びｓｇ
ｎｑＷが同し符号を有するからこれらの項に対しても成
立つ）。 同様に式（２０）を ％式％（２） によって置換することにより発振器３０１の制御を簡単
化することができる。この変形は、具体的に！Ｊ、第］
ｂ図をノ、Ｉ礎として、２個の減算器３５１及び３５２
．２０個の乗算器；３６１及び３６２、並に２ｎ個の乗
ρ一孔１’ｉ　３８１及び３８２の入力端子の１ｒＪ前
Ｇこゼロ比中２回路（ｌＸｌ示１）ずノを配ＩＮＴるこ
とによって得らオｌる。 史も二、Ｆｕ制御回路＋３５０Ｇゴ上述したようにアナ
ログ形式ので）のとしたか、ディジタル形式に１−るこ
ともでき、その場合犀、１ｂ１文Ｇこおいて乗砕器；つ
６４・・；３８小の出力端（こ位ｉｂする回路部分を変
更する・。 このＬ　合２　ｎ　個σ）アナログ形式ｉｓ　ｔ　Ｕ　
４・　〜］０４・ｎ−１及び２０４ｏ〜２０４ｎ　１　
ｆ　１ＩＪＪ＆のディジタルｉｔ；ｌｊ　ｌｉｔ来￥？
、器（第２図参照）で置換し、このテイジタル制御乗算
器は増幅器４０４及びテイジクル制御減衰器４０５の直
列回路を備え、この減衰器４０５の並列入力端子はゼロ
比軸回路＋　１Ｊ　７　Ｇこまってｉｌｌ・御されるア
ンプ／タウン−カラシタ４０６の出力ｔ１１６子（数の
等しい）に接厩し、このゼロ比ｉｉ回路は来ｐ慴す８６
４・及び３８４・の出力幅１子Ｑこ接寂１１よる。 また第３図に示した第２の′ｉ＃：施例でけ２ｎ個の移
相回路３１　＋Ｊｏ〜３　］　１１ｎ、及び８２　Ｕｏ
〜８２　ｔｌｎ’＝、による移相機能をｎ個の電、圧制
御発振器５Ｕ１゜〜。 ５０　’Ｉ、、　Ｇこよって代替することかでき、その
場合これら電圧制御発振器は同相通路ＩＵＵ＆こお（−
する混合器１０２ｏ〜］　０２ｎ、を直接制御し、かつ
π／２移相回路５０２ｏ〜５０２ｎ−１を介して旧交位
相通路２００の混合器２０２．〜２０２ｎ−□を制御［
−７、制御回路８５０＆こよってつζ牛Ｔる制御信号０
１１発振器８０１が最早やひ在しないからこの発撮益に
対する制御１バ号を除き同じである。 ５４うた第ｉａｔズに示した乗算器１　（１４σ）配役
位）乙は一例を示すにノド”・）ぎす、％１１−　Ｋ”
Ａ　１　ｕ　＋は加算器］０５及び２（）５σ〕前段Ｇ
こ配設１゛る代りにｎ個の枝路Ｇこおいてフィルタの入
力端に配設することもできる。 また、動作原理を説明する／こめｉｌｌ明を、巡回ＴＩ
Ｓを有しないトランスバーザルフィルタσノ形Ｉ／！！
σ）等化装置（こ限定したが、本う（明は紗史又は１Ｕ
１１限を伴うことなく巡回部を（ポ、えることもできる
。巡回部を備えている場合、その入力信号は先（こ決定
されたシンボル（非線形等化装置べの場合フとするか又
は初化装置の出力信号を遅延した信号（線形等化装）６
）とすることかできる。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図ζゴ木発明等化装置の実施例を示Ｔブロック図
、 第１ｂ図は第１ａｌズにおける制御回路の一例を示すブ
ロック図、 第２図は第１ａ図の実施例にお（づるアナログ乗算器と
Ｉｎ換するテイジタル方式で制御される乗算器の一例を
示１−プロ７．．図、 第８図は本発明等化装置の他の実施例を示すブロック図
である。 １（１０同相通路 １０１ｏ〜ｉ　ｏ　Ｉｎ、　・；ｌｌＭｔ回路１　（１
２ｏ〜Ｉ　Ｕ　２．　、−・・混合器］０３ｏ〜］　（
１３ｎ−１・・低域通過フィルタ１（１４・。〜１　（
１４ｎ−１・・・乗算器１０５・・加算器 ］０６・−リ゛ンブリング回路 １０７・比較回路 ２００・・・直交位相通路 ２　Ｕ　ＩＱ〜２０１ｎ、・・遅延回路２０２ｏ〜２０
２ｎ−０・・・混合器 ２０８〜２　Ｕ　３ｎ、・・・低域通過フィルタ２０４
ｏ〜２０４□ｎ−１・・・乗算器２０５・・加算器 ２０６・・サンプリング回路 ２０７・・比較回路１ｖ ３００・・・制御通路 ８０】・・・電圧ｉ１ｊ制御発伽器 ８０２・・・“π／２移相回路 ３］Ｕ〜８］Ｕ　　　、８２ｔｌ〜３２ｔＪｎ、−移相
回路ｎ−１０ ３５０・・・制御回路 ３５１．３５２・乗算器 ３５３・・減′＃、器 ３５４・低域通過ループフィルタ ８６１．３６２・・・乗算器 ８６８・・・減算器 ３６４・・乗ｎ器 ３６５・・・減脚器 、３６６・・・遅延回路 ８ＦＪ　Ｉ　、８８２・・乗算器 ３８８・・加算器 ３８４・・・乗算器 ８８５・・減算器 ８８６・・・遅延回路 ４０４・・・増幅器 ４０６・・アンプ／ダウン・カウンタ ４０７・・ゼロ比較回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｊ　ディジタル伝送システム用の適応等化装置で−あっ
   て （１）　　テイジタル伝送システムの伝送チャン子ルの
   出力端に設けた同相通路を第１通路として備え、同相通
   路の構造をｎ個の枝路及びこれら枝路のｎ個の入力端の
   間の（ｎ−ｚ）ｑ１４の遅延回路を翁する非巡回形トラ
   ンスバーヤルフィルタの構造とし、これらｎ個の枝路の
   各々には直列に （ａ）混合器 （１）Ｊ低域通過フィルタ （Ｃｊ）乗算器 を配設し、こちられ個の枝路の出力端を加算器に接続し
   、加分器の後位に勺ンフリング回路及び比較回路を順次
   接続して同相通路及びｉｅ　ｌｉｔ、；等化装置の出力
   端から送信すべきシンポ△ ルａｋ′ｆｔ決定し１ （２）同相通路と並列の直交位相通路を第２通路として
   備え、直交位相通路の構造をｎ個の枝路及びこれら枝路
   のｎ個の入力端の間Ｑ）（ｎ−４Ｊ個の遅延回路を有す
   る非巡回形トランスバーサルフィルタの構造とし、こわ
   らｎ個の枝路の各々には直列【こ （ｄＪ混合器 ｔｅ＋低域通過フィルタ （ｆ１乗算器 、を配設し、これらｎ゛個の枝路の出力端を加算’ｌＴ
   ｒ　ニ接続し、加算器の後位Ｇこサンプリング１１！１
   路及び比較回路を順次接続して直交位相通路及び適応等
   化装置の出力端から送信すべきシンポ２．〜ヶウヶ５、 同相通路及び直交位相通路の来Ω器を各枝路において対
   応する混合器の０１１位又は低域通過フィルタの出力’
   ＡＧこ配設し、 （３）制御通路を第８通路として俯え、制御通路には （ｇ）２個の減算器を設け、これら減算器Ｇこｌより、
   同相通路及び直交位相通路に対し比較回路におけるシン
   ボル決定前の信号Ｘｋ及びＹ　と、シンボル決定後のＱ
   ｋ及び９にの間σ）次式で示される差ｅ賞及びｅｌｋを
   決定し、及び ｅ’ｙ　＝　Ｙｋｂｋ（但しＹｋ＝　Ｙｔｔ）ｊ＝　ｋ
   Ｔ＋ｔｏ）（ここでＸ（ｔ）及びｙ（ｔ；）は同相通路
   及び直交位相′１［ｉｉ　ｆ、のトランスバーサルフイ
   ルりσ）出力信号であり、ｔｏはサンフリンク゛瞬時で
   ある〕、（ｂ）　ｓｉｎ　（ω。を十ψ）なる形式の信
   号（ＵＪｏは搬送波の周波数に対応）を発生し、信号’
   ｋ”””ｋＹｋ　　’ｋＸｋ によって制御される電圧制御発振器と、（ｉ）　！圧制
   御発振器の出力端子に接続したｎ個σ）第１並列移相回
   路とを設け、これら移相回路の出力端子から同相通路に
   お番するｎ（１，’ｇｌの混合器の第２の入力端子（こ
   ５ｊ−ｎ　（ω。ｔ＋ψ＋　ｆ）　　）ａ　ル形式ｃｎ
   変：ｊ！ｇ４’ｉ号ｔ　０ＩｌｌＣ−１８’Ａ　ｍ＋Ｉ
   Ｊ番目の枝路に対する位相推移であり、ｍ６プＯから（
   ｎ−１）まで変化するンを供給し、（コ）π／２移相回
   路を介してｉ＋ＬＩＩ−制御発番器の出力端子に接続し
   たｎ個σ）第２並夕１」移＋１４回路を設け、これら移
   相回路の出力ｆｆ１Ｍ千力）らｔＵ交位相通路における
   ｎ個の混合器σ〕η５２σ）入力端子にＣＯＳ　（ωｏ
   ｔ＋ψ＋θｍ）なるノホ５配σつ変！＋！！信号を供給
   し、 ■電圧制御発振器、合計２ｎ個σ）移相回路及び２ｎ個
   の乗算器に対する制御回路を設けたことを特徴と−」る
   適応等化装置６，０２　制御回路が （ａｔ軍圧制御発振器Ｇこ次式 ％式％ で表わされる制御信号εｋを供給するため２個の乗算器
   、減算器及びルー７フイルり（ｂ）　ｎ　（ｌｉ’４の
   枝路に巧ける２ｎ偕σ）移相回路【こ苅１し次式 ％式％ ） （但しβは正の定数でβ〈１〕で表わされる１倒１制御
   信号Ｏｍ　　を供給するため２個σ）乗算器、減分器、
   乗算器、減算器及び遅延回路と、（ｃ）　ｎ個の枝路に
   おける２ｎ偕σ）乗算器（こ対し次式 ％式％） （但しαは正の定数でα〈１ンで表わさオートる制御信
   号ｒｍ　　を供給するため２個σ）乗算ｍｆ、加算器、
   乗算器、減算器及び遅延回路とを侃ｉえる特許請求の範
   囲第１項記載σ）適応環イＢ装置６０ ＆　制御回路の乗算器の前位Ｇこ乗算器と同数σ）ゼロ
   比較回路を配設する特許請求の範囲第２項記載の適応等
   化装置。 瓜　ディジタル伝送システム用σ〕適応等イし装置であ
   って （１）　　ディジタル伝送システムの伝送チャンネルの
   出力端に設けた同相通路を第１通路として備え、同相通
   路の構造をｎ　（ＰＪの枝路及びこれら枝路のｎ個の入
   力端の間ｏ）（　ｎ　−　ｉ　）個の遅延回路を有する
   非巡回形トランスバーサルフィルタの構造とし、ごれら
   １１個の枝路の各々には直列（こ （ａＪ混合器 （ｂ）低域通過フィルタ （Ｃｌ乗算器 を配設し、これらｎ個の枝路の出力端を加算器に接続し
   、加算器の後位にサンプリング回路及び比較回路を順次
   接続して同相通路及び適応等化装置の出力端から送信す
   べきシンポΔ ルａｋを決定し、 （２）同相通路と並列の直交位相ｊｎＪ路を第２通路と
   して備え、直交位ｑ−１通路の＃ＩＶ造Ｋｎ個の枝路及
   びこれら枝路のｎ個の入力端の間の（ｎ−１）個の遅延
   回路を有する非巡回形トランスパープルフィルタの構造
   とし、これらｎ個の枝路の各々には直列に （ｄ）混合器 （ｅ）低域通過フィルタ （ｆ＋乗算器 を配設し、これらｎ個の枝路の出力端を加算器【こ接続
   し、加算器の後位にサンプリング回路及び比較回路を順
   次接続して直交位相通路及び適応等化装置の出力端から
   送信すべきシンボルｂｋを決定し、 同４４Ｔ　１ｆｒｉ路及び１θ、変位相通路の乗算器を
   各枝路において対応する混合器の前位又は低域通過フィ
   ルタの出力端に配設し、 （３）制御通路を第８通路として備え、制御通路　（こ
   　０才 （ｇ）２個の減′＃器を設け、これら減算器により、同
   相通路及び直交位相通路に苅し比較次式で示される差ｅ
   ′ｋ及び％を決定し、ｅｉ、　　＝　　Ｘｋ　　Ｍｋ　
   （イ（↓　し　Ｘｋ　　＝　　”ｔ＝ｋＴ＋ｔ　ｏ＋及
   び △ ｅｉ　＝　Ｙｋｂｋ（但しＹｋ　＝　”ｔ］ｔ＝ｋｉ、
   −１−ｔｏ）（ここでＸ１ｔ）及びｙ（ｔ）は同相通路
   及び＋（Ｊ変位相通路のトランスバーサルフィルタの出
   力信号であり、ｔｏはサンプリング１闘時でよ）る）。 （ｈ）　ｎ個の■圧制併発４辰姦を設け、こｔＬら％汗
   、制御発振器の出力端子から、Ｂ１ｒ＋　（ω。を千ψ
   ＋θｍ）なるノ１チ式の変陽信ｂ・（伊しＷ。ｔゴ搬送
   波の周波数に対応し、θ１ｎに第（ｍ＋１）布目の枝路
   に対する位相推計・でａうり、ｍ　４ｊ　Ｏから（ｎ　
   −１４まで変化するンを同相通路Ｇこおけるｎ個の混合
   器の第２の入力端子に直接供給し、かつπ／２移相回路
   を介してＣ０６（”　ｔｏ 十ψ十θｍ）なる形式の変Ｗｔ１−号を直交（１’／相
   血路におけるｎ個の混合器の第２の入力端子に供給し、 （ｉ）　ｎ個の電圧制御発振器及び２θ個の乗算器（こ
   対する制も″１１回路 を設けたことを特徴とする適応等化装置。 ５　制御回路が （ａ）　ｎ個の枝路におけるｎ個の電圧制御発振器（こ
   対し次式 ％式％ ） （但しβは正の定数でβ〈１ンで表わぎれるに＋１ 制御信号θｍ　を供給７−るため２個の乗算器、減算器
   、乗算器、減算器及び遅延「ｊｌ路と、（ａｌ　ｎ個の
   枝路における２θ個の乗貌器に対し次式 （但しαは正の定数でα〈１］で表わされる。 ｋ＋１ 制御信号稲１　を供給するため２個の乗算器、加算器、
   乗算器、減算器及び遅延回路を（ｒｉｉ＋える特ｉ！’
   Ｆ請求の範囲第４項記載の適応等化装置。 ６　制御１日１路の乗算器の前位に乗算器と同数のゼロ
   比較回路を配設する特許請求の範囲第５項記載の適応等
   化装置６゜