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Die Erfindung bezieht sich auf ein Transversalfilter:
Die Erfindung stellt eine Optimisierung der Struktur eines
Transversalfilters im Zwischenfrequenzbereich dar, das in
einem für den digitalen Richtfunkverkehr bestimmten
Zeitentzerrer verwendet wird.
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Die selektiven Schwunderscheinungen aufgrund der
Fortpflanzung über mehrere Pfade beeinträchtigen insbesondere die
digitale Richtfunkübertragung mit großer Kapazität, für die
das je Kanal erforderliche Frequenzband sehr breit ist. Die
Verwendung einer Mehrzustandsmodulation mit hoher spektraler
Wirksamkeit erlaubt zwar die für die Übertragung jedes Kanals
erforderliche Breite des Durchlaßbandes zu reduzieren und die
Verwendung der Frequenzpläne zu optimisieren, aber die
Komplexität dieser Modulationen macht sie für Verzerrungen
anfällig. Die Verschlechterung der Übertragung führt zum Auftreten
von Fehlern und damit einer Verringerung der Qualität sowie in
schweren Fällen der Verfügbarkeit der Verbindung.
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Verschiedene Lösungen können vorgeschlagen werden:
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- Frequenzdiversity, d.h. die Umschaltung von einem gestörten
Kanal auf einen redundanten Hilfskanal. Diese Lösung ist
leider unzureichend, wenn mehrere Kanäle gleichzeitig gestört
sind.
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- Raumdiversity, und zwar entweder:
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* Diversity bezüglich maximaler Leistung,
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* Diversity bezüglich der geringsten Verzerrung,
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* Diversity durch Umschalten im Basisband.
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Wenngleich die Raumdiversity wirkungsvoll ist (aber
begrenzt auf die Korrektur von ausbreitungsbedingten
Störungen), erfordert sie eine teure und viel Platz auf den
Sendetürmen in Anspruch nehmende Antenne.
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- Autoadaptive Entzerrung im Basisband, was eine vollständige
Verarbeitung des Signals (Amplitude und Phase) bedeutet und
Möglichkeiten eröffnet, die über die Korrektur der selektiven
Schwunderscheinungen aufgrund von Mehrfachpfaden hinausgehen.
Eine solche Entzerrung wird in dem Aufsatz von O. de Luca mit
dem Titel "Egaliseurs auto-adaptatifs en bande de base pour
faisceaux hertziens numériques" beschrieben, der in der Revue
Technique Thomson-CSF, Band 16, Nº 1, März 1984 veröffentlicht
wurde;
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- Autoadaptive Entzerrung im Zwischenfrequenzbereich. Im
Gegensatz zur Entzerrung im Basisband werden gleichzeitig die
beiden in Quadratur liegenden Kanäle bearbeitet, so daß sich
weniger schwerfällige und so preiswertere Strukturen für
entsprechende Anwendungsfälle ergeben.
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Ein derartiger Entzerrer, der auf dem Prinzip des
Transversalfilters beruht, vermag die Verzerrungen des Signals
insbesondere aufgrund von Mehrfachpfaden zu korrigieren.
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Ziel der Erfindung ist es, eine Optimisierung der
Struktur eines Transversalfilters zu erreichen, das für den
Zwischenfrequenzbereich bestimmt ist und in einem
Zeitentzerrer verwendet wird.
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Zu diesem Zweck betrifft die Erfindung ein
Transversalfilter mit M+L+1 Zweigen, die je zu beiden Seiten eines
Mittelpunkts einen ersten Multiplizierer zum Multiplizieren
mit einem ersten Faktor und einen zweiten Multiplizierer zum
Multiplizieren mit einem zweiten Faktor besitzen, wobei jeder
Zweig mit seinen beiden Enden mit einem ersten Summierer bzw.
einem zweiten Summierer verbunden ist und wobei das
Transversalfilter weiter M+L Verzögerungszellen in Reihe enthält, die
je mit dem Mittelpunkt eines der Zweige verbunden sind,
dadurch gekennzeichnet, daß jeder Verzögerungszelle in Reihe ein
Breitbandphasenschieber zugeordnet ist, dessen
Phasenverschiebung Δφ so gewählt ist, daß Δφ = X&sub0;T[modulo 2π] ist, wobei X&sub0;
die Trägerzwischenfrequenz im Zwischenfrequenzbereich ist und
T die Verzögerungsdauer aufgrund einer Verzögerungszelle,
deren Verzögerungszeit T gleich Ts gewählt wird, wobei Ts die
Dauer eines Symbols bildet.
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In einer zweiten Ausführungsform schlägt die Erfindung
ein Filter vor, in dem jede Verzögerungszelle an den
Mittelpunkt eines Zweigs mit dem Index i über einen Phasenschieber
angeschlossen ist, dessen Wert der Phasenverschiebung gleich
iΔφ gewählt ist, wobei -M ≤ i ≤ +L gilt.
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Vorzugsweise erzeugt man ein Filter, bei dem gilt
M=L=2, wenn gilt X&sub0;Ts= -π/2, wobei der Zweig mit dem Index -2
einen ersten Koeffizienten -Cp&submin;&sub2; und einen zweiten
Koeffizienten -Cq&submin;&sub2; besitzt, während der Zweig mit dem Index -1 einen
ersten Koeffizienten -Cq&submin;&sub1; und einen zweiten Koeffizienten Cp&submin;&sub1;
sowie der Zweig mit dem Index +1 einen ersten Koeffizienten
Cq&sbplus;&sub1; und einen zweiten Koeffizienten -Cp&sbplus;&sub1; und der Zweig mit dem
Index +2 einen ersten Koeffizienten -Cp&sbplus;&sub2; und einen zweiten
Koeffizienten -Cq&sbplus;&sub2; besitzt.
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Die Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der
nachfolgenden nicht beschränkend zu verstehenden Beschreibung
unter Bezugnahme auf die beiliegenden Figuren hervor.
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Figur 1 zeigt eine Struktur eines bekannten
Transversalfilters.
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Figur 2 zeigt eine erste Ausführungsform des
Transversalfilters gemäß der Erfindung.
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Figur 3 zeigt eine zweite Ausführungsform des
erfindungsgemäßen Transversalfilters.
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Figur 4 zeigt einen Sonderfall des Transversalfilters
aus Figur 3.
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Figur 5 zeigt eine andere Ausführungsform des
erfindungsgemäßen Transversalfilters.
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Ein Transversalfilter kann das Signal durch eine
gewichtete Kombination dieses zu verschiedenen einen Zeitabstand
T aufweisenden Zeitpunkten abgegriffenen Signals modifizieren.
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Ein solches Filter, das in Figur 1 gezeigt ist,
besitzt nämlich einen zentralen Koeffizienten C&sub0;, M komplexe
Koeffizienten, Vorkoeffizienten genannt, mit den Indices -M
bis -1, die den vorderen Teil der Impulsantwort korrigieren,
und L Nachkoeffizienten (mit den Indices +1 bis +L), die den
rückwärtigen Teil der Impulsantwort korrigieren.
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Dieses bekannte Transversalfilter enthält M+L+1 Zweige
mit den Indices i (-M≤i≤+L), nämlich
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- einen zentralen Zweig mit dem Index 0,
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- L Zweige mit positivem Index +1 bis +L,
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- M Zweige mit negativem Index -1 bis -M,
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wobei jeder Zweig zu beiden Seiten eines Mittelpunkts einen
ersten Multiplizierer 10 mit einem Faktor Cpi entsprechend dem
in Phase liegenden Teil des Signals und einen zweiten
Multiplizierer 11 mit einem Faktor Cqi entsprechend dem in
Phasenquadratur liegenden Signalteil aufweist.
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Dieses Filter enthält außerdem M+L Verzögerungszellen
12 in Reihe, von denen die erste das Eingangssignal E empfängt
und jede Verzögerungszelle 12 zwischen den Mittelpunkten
zweier benachbarter Zweige liegt.
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Die ersten Multiplizierer 10 sind mit ihrem zweiten
Ende an einen Eingang eines ersten Summierers 13
angeschlossen, während die zweiten Multiplizierer 11 mit ihrem zweiten
Ende an einen Eingang eines zweiten Summierers 14
angeschlossen sind. Der Ausgang des ersten Summierers ist direkt an
einen ersten Eingang eines dritten Summierers 15
angeschlossen, während der Ausgang des zweiten Summierers an einen
zweiten Eingang dieses dritten Summierers 15 über einen
π/2-Phasenschieber 16 angeschlossen ist. Der Ausgang dieses dritten
Summierers ist der Ausgang S des Filters, an dem ein Signal
erhalten wird, das die gewichtete Summe des Eingangssignals E
bildet, das nacheinander in M+L Verzögerungszellen mit der
Verzögerung T verzögert wurde.
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Es sollen folgende Angaben gelten:
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* Ck = Cpk + jCqk ist der komplexe Koeffizient des Rangs
k des Transversalfilters. Das Transversalfilter besitzt einen
zentralen Koeffizienten C&sub0; derart, daß gilt: C&sub0; = Cp&sub0; + jCq&sub0;,
sowie M Vorkoeffizienten (von -M bis -1) und L
Nachkoeffizienten (von +1 bis +L).
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* Ze(t) = Xe(t) + jYe(t) ist das ausgesandte
Basisbandsignal (vor der Filterung) im Zeitpunkt t.
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* Sr(t)=(Xr(t)+jYr(t)).EXP(jX&sub0;t)=Zr(t).EXP(jX&sub0;t)
ist
das beim Empfang im Zeitpunkt t vorliegende Signal in Höhe des
Koeffizienten C&sub0; des Transversalfilters im
Zwischenfrequenzbereich, das in Figur 1 gezeigt ist, wobei X&sub0; die
Träger-Kreisfrequenz im Zwischenfrequenzbereich ist (aus Gründen der
einfacheren Schreibweise der Gleichungen wird auf die Darstellung
der zeitliche Verschiebung zwischen Sendung und Empfang
verzichtet, was die allgemeine Gültigkeit der Darlegung nicht
einschränkt).
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Das Signal am Ausgang des Transversalfilters hat
folgende Form
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Hierbei ist T eine feste Verzögerung, die meist gleich einer
Symbolperiode Ts gewählt wird.
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Dann gilt
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Es sei Zc(t) die Größe
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Dies bildet die komplexe Darstellung des entzerrten
empfangenen Signals im Basisband.
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Die Berechnung der Koeffizienten Ck, die den besten
Empfang des ausgesandten Signals erlaubt, erfolgt gemäß einem
aus dem Rhythmus des Gradienten für k zwischen -M und +L
abgeleiteten Algorithmus: Cki+1 = Cki - u.Ei.Zei-k*EXP(jkX&sub0;T)
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Hierbei variiert k von -M bis +L,
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* Cik ist der komplexe Koeffizient des Rangs k zum Zeitpunkt
t=iTs
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* u ist der (konstante) Algorithmusschritt
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* Ei = Epi + jEqi ist das komplexe Fehlersignal zum Zeitpunkt
t=i.Ts (es gilt Ei=Zc(t=i.T)-Ze(t=i.T))
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* Zei-k* ist der komplexe konjugierte Wert des zum Zeitpunkt
t=(i-k).Ts ausgesandten Signals
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Es sei nun Di = Xc(t=i.Ts)+j c(t=i.Ts) das regenerierte
Signal, wobei das Symbol die bei der Regenerierung
getroffene Entscheidung darstellt. Wenn die Entzerrung korrekt
durchgeführt wird, dann ist das beim Empfang regenerierte Signal zu
den charakteristischen Zeitpunkten gleich dem ausgesandten
Signal:
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Di=Ze(t=i.Ts).
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Es ist üblich, den Algorithmus für Cki+1 zu verändern in
Cki+1= Cki - u. i.Di-k* EXP(jkX&sub0;T)
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Hierbei gilt i=Zc(t=i.Ts)-Di
und weiter in:
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Cki+1 = Cki - u.sgn( i).sgn(Di-k*EXP(jkX&sub0;T))
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Hierbei bedeutet sgn(a+j.b)=sgn(a)+j.sgn(b) für reelle Werte
von a und b, und sgn(a) bedeutet das Vorzeichen von a.
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Es ergibt sich, daß die Terme mit EXP(jkX&sub0;T) die
praktische Durchführung des Algorithmus kompliziert machen.
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Die üblicherweise verwendeten Entzerrer in der
Richtfunktechnik sind Synchronentzerrer, für die gilt T=Ts, wobei
Ts die Periodendauer eines Symbols bildet.
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Ein erstes Mittel zur Vereinfachung von EXP(jkX&sub0;T)
besteht darin, zu setzen X&sub0;T = X&sub0;Ts = N.2π, wobei N eine
beliebige ganze Zahl ist. Ein Ausführungsbeispiel hierfür ist in
dem Aufsatz von T. Noguchi, T. Ryu, Y. Koizumi, S. Mizoguchi,
M. Yoshimoto, K. Nakamura mit dem Titel "6GHz 135 MBPS digital
radio System with 64 QAM modulation", veröffentlicht in ICC
1983, Seiten 1472 bis 1477 beschrieben, in dem der
Rahmendurchsatz 6/Ts so festgelegt ist, daß die Gleichung X&sub0;Ts = 6π
erfüllt ist. Dann gilt EXP(jkX&sub0;T) = 1 für alle Werte von k,
wodurch der Algorithmus für Cki+1 vereinfacht wird und lautet:
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Cki+1=Cki- u.sgn( i).sgn(Di-k)*
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Ein zweites Mittel zur Vereinfachung von EXP(jkX&sub0;T) für
X&sub0;Ts = (N+ε).2π, wobei ε in der Größenordnung von 1/100 oder
-1/100 liegt, besteht darin, X&sub0;T=N.2π zu setzen, d.h. eine
praktische Verzögerung T zu verwenden, die sich sehr wenig von
Ts unterscheidet, wobei dann die Verschlechterung der
Leistungen nicht sehr erheblich ist.
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Aber diese Lösungen bringen diverse Nachteile mit
sich:
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In der ersten Lösung kann man X&sub0;Ts nur festlegen, indem
ein Rahmendurchsatz gewählt wird, der größer als der Durchsatz
auf der Strecke ist. Diese Erhöhung des Durchsatzes ist im
übrigen im Bereich der digitalen Richtfunkverbindungen aus
mehreren Gründen üblich, nämlich um die Auswertung von
Hilfskanälen zu erlauben, um Hilfskanäle hinzuzufügen, im Fall des
Vorliegens eines fehlerkorrigierenden Kodes, der zu einer
Erhöhung des Durchsatzes führt usw. Es ist jedoch günstig,
wenn diese Erhöhung des Durchsatzes nicht die Bedingung
X&sub0;Ts=N.2π erfüllen muß, die sehr einschränkend ist, da sie im
besten Fall praktisch nur eine Möglichkeit für Ts bietet.
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Die zweite Lösung kann nur in sehr speziellen Fällen
in Betracht gezogen werden, beispielsweise, wenn die
Rahmendurchsätze sehr nahe bei 140 Mbit/s liegen für
Mehrzustandsmodulationen MAQ 16 (oder 16 QAM =
"Quadratur-Amplitudenmodulation" mit 16 Zuständen) oder MAQ 64 oder MAQ 256 und bei
Zwischenfrequenzen von 70 oder 140 MHz (dann hat man N=2, 3,
4, 6 oder 8). Außerdem sind die Leistungen geringfügig
schlechter als im Optimalfall.
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Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, X&sub0; und Ts
unabhängig voneinander festlegen zu können und doch den
einfachen letztgenannten Algorithmus für Cki+1 verwenden zu können.
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Die Erfindung besteht darin, Breitbandphasenschieber
17 zu verwenden, die die Terme mit EXP(-jkX&sub0;T) in dem Ausdruck
für Sc(t) kompensieren. Jeder Phasenschieber 17 ist in Reihe
mit einer Verzögerungszelle 12 angeordnet, die in Figur 2 zu
sehen ist.
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Δφ ist ein Breitbandphasenschieber derart, daß gilt:
EXP(jΔφ)=EXP(jX&sub0;Ts), d.h. daß gilt: Δφ = X&sub0;Ts [modulo 2π].
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Das Basisbandsignal hat dann folgende Form:
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Der Algorithmus zur Kontrolle der Koeffizienten
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Cki+1 = Cki - u.sgn( i).sgn(Di-k*)
ist also von einfacher Ausführung.
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Ein zweites Ausführungsbeispiel ist in Figur 3
gezeigt. Die Verzögerungszellen 12 sind wie bisher in Reihe
geschaltet, aber sie sind an die Mittelpunkte der
verschiedenen Zweige mit den Indices i über Phasenschieber 18 des Werts
iΔφ angeschlossen, wobei jeder Phasenschieber iΔφ anden Zweig
mit dem Index i angeschlossen ist und gilt: -M ≤ i ≤ L.
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Diese Ausführungsform, die an sich komplizierter ist,
besitzt großes praktisches Interesse, wenn gilt X&sub0; . Ts = 0
[modulo π/2]. Dann kann man den π/2 Phasenschieber verwenden,
der in der Schaltung schon vorhanden ist. Ein praktisches
Beispiel einer solchen Ausführungsform ist in Figur 4 für den
Fall eines Entzerrers angegeben, in dem M=L=2 und
X&sub0;.Ts=-π/2[modulo 2π] gilt.
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Man erkennt, daß die Koeffizienten Cp in Phase und die
Koeffizienten Cq in Quadratur nun entweder in ihrem
ursprünglichen Zweig bleiben können, ggf. mit einer Veränderung des
Vorzeichens, oder in den Quadraturzweig, ggf. mit einer
Veränderung des Vorzeichens, gebracht werden können. Die
Phasenverschiebungen um π/2, -π/2, π lassen sich dann auf besonders
einfache und elegante Art realisieren.
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Das Filter ist dann so ausgebildet, daß der Zweig mit
dem Index -2 einen ersten Koeffizienten -Cp&sub2; und einen zweiten
Koeffizienten -Cq&sub2; besitzt, daß der Zweig mit dem Index -1
einen ersten Koeffizienten -Cq&submin;&sub1; und eine zweiten Koeffizienten
Cp&submin;&sub1; besitzt, daß der Zweig mit dem Index +1 einen ersten
Koeffizienten Cq&sbplus;&sub1; und einen zweiten Koeffizienten -Cp&sbplus;&sub1; und der
Zweig mit dem Index +2 einen ersten Koeffizienten -Cp&sbplus;&sub2; und
einen zweiten Koeffizienten -Cq&sbplus;&sub2; besitzt.
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Es ist erwähnenswert, daß diese Lösung auch in der
Praxis sehr interessant ist, wenn der Wert von X&sub0;.Ts in der
Nähe von Null [modulo π/2) ist.
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Unter den Transversalfiltern unterscheidet man die
rekursiven Filter, die eine oder mehrere Schleifen besitzen
und so eine unendliche Impulsantwort bieten, und die nicht
rekursiven Filter, die ohne Schleifenbildung eine endliche
Impulsantwort besitzen.
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Ein Transversalfilter mit einem direkten Teil und
einem rekursiven Teil ist in dem oben erwähnten Aufsatz von O.
de Luca mit dem Titel "Egaliseurs auto-adaptatifs en bande de
base pour faisceaux hertziens numériques" auf Seite 138
beschrieben.
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Man kann ein solches Transversalfilter mit Hilfe eines
erfindungsgemäßen Filters realisieren. So zeigt Figur 5 ein
Filter mit einem vorderen Teil 20 als Transversalfilter und
einem hinteren Teil 21 als Rekursivfilter. Dieses Filter
besitzt dieselben Elemente wie in Figur 2, wobei die Elemente
des vorderen Transversalteils einen Index a und die des
hinteren Rekursivteils einen Index b tragen.
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So besitzt der Rekursivteil 21 einen direkten Teil,
dessen Signal nacheinander in N Zellen 12b je einer
Verzögerung T unterworfen wird, wobei diesen Zellen je ein
Phasenschieber 17b zugeordnet ist. Die gewichtete Summe dieser
verzögerten Signale wird dann auf einen Eingangssummierer 15B
zurückgeschleift.
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Es ist klar, daß die Erfindung nur anhand eines
bevorzugten Ausführungsbeispiels beschrieben wurde und daß ihre
konstitutiven Elemente durch äquivalente Elemente ersetzt
werden können, ohne daß der Rahmen der Erfindung verlassen
würde.
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So könnte das Transversalfilter aus Figur 5, das einen
direkten und einen rekursiven Teil besitzt, auch aufgrund der
Filter gemäß den Figuren 3 und 4 aufgebaut sein.