DE60303998T2

DE60303998T2 - Wandlerschaltung, Tunerschaltung und Demodulator

Info

Publication number: DE60303998T2
Application number: DE60303998T
Authority: DE
Inventors: Bernard N21 1PD Arambepola; Philip Hackney
Original assignee: Zarlink Semiconductor Ltd
Current assignee: Microchip Technology Caldicot Ltd
Priority date: 2002-08-07
Filing date: 2003-08-07
Publication date: 2006-11-16
Anticipated expiration: 2023-08-08
Also published as: GB0218298D0; US20040028151A1; EP1388942B1; EP1388942A3; EP1388942A2; GB2391731A; DE60303998D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Umsetzschaltung zum Umsetzen analoger In-Phase- und Quadratur-Basisbandsignale in digitale Signale. Die vorliegende Erfindung betrifft außerdem Funkfrequenz-Tuner und -Demodulatoren mit einer solchen Umsetzschaltung.
Bekannt ist ein Funkempfänger zum Beispiel für orthogonale frequenzmultiplexierte (OFDM-)Signale, zum Beispiel für den digitalen terrestrischen Fernsehempfang. Als Teil der Demodulationsfunktion der Signale dieser und anderer Arten werden In-Phase- und Quadratur-Signale erzeugt. In bekannten Anordnungen wird der ausgewählte Kanal für den Empfang in eine hinreichend niedrige Zwischenfrequenz oder in das Basisband umgesetzt, und das resultierende Mischsignal wird dann an einen Analog/Digital-Umsetzer (ADC) übergeben, der das Eingangssignal abtastet und digitalisiert, um ein digitales Mischsignal bereitzustellen. Die Trennung der In-Phase- und Quadraturkomponenten wird dann im digitalen Bereich durchgeführt.
EP-A-0800266 offenbart eine Umsetzschaltung zum Umsetzen analoger In-Phase- und Quadratur-Basisbandsignale in digitale Signale.
Es gibt Vorteile gegenüber der Ableitung der In-Phase- und Quadratur-Komponenten im analogen Bereich vor der Digitalisierung in einem ADC. In einer solchen Anordnung wird die Quadraturumsetzung durch die Funkfrequenzschaltung durchgeführt und führt zu analogen In-Phase- und Quadratur-Basisbandsignalen oder -signalkomponenten, die dann in den digitalen Bereich umgesetzt werden müssen. Ein Beispiel dieser Art von Anordnung ist in 1 der beigefügten Zeichnungen dargestellt. Ein Breitband-Funkfrequenz-(RF-)Signal, zum Beispiel von einer terrestrischen Antenne, einem Satellitenantennensystem oder einem Kabel-Verteilungssystem, wird an einem Eingang 1 eines Tuners empfangen und an In-Phase- und Quadratur-Mischer 2 und 3 übergeben. Ein lokaler Oszillator (OSC) 4 übergibt ein lokales Oszillatorsignal direkt an den Mischer 2 und über einen 90°-Phasenschieber 5 an den Mischer 3. Der Oszillator 4 ist über einen hinreichend großen Frequenzbereich abstimmbar, um imstande zu sein, jedes erwünschte Signal aus dem Breitband-Eingangssignal für den Empfang auszuwählen.
Die Mischer 2 und 3 setzen den ausgewählten Kanal in In-Phase- und Quadratur-Basisbandkomponenten um, die an Antialiasing-Tiefpaßfilter (LPF) 6 und 7 übergeben werden, welche die In-Phase- und Quadratur-Signale filtern, bevor sie an die jeweiligen ADCs 8 bzw. 9 übergeben werden. Damit die folgende digitale Demodulationsverarbeitung durchgeführt werden kann, tasten die ADCs 8 und 9 die In-Phase- und Quadratur-Signale zu den gleichen Zeitpunkten ab.
Wenngleich eine Schaltungsanordnung der in 1 dargestellten Art eine akzeptable Leistungsfähigkeit bietet, erfordert sie zwei ADCs. Schnelle ADCs nehmen einen beträchtlichen Betrag an Siliziumfläche in einem integrierten Schaltkreis in Anspruch und verbrauchen einen relativ großen Betrag an Strom, was dazu führt, daß eine solche Anordnung wegen der Kosten und des Stromverbrauchs unvorteilhaft ist.
Unter einem ersten Aspekt der Erfindung wird eine Umsetzschaltung zum Umsetzen analoger In-Phase- und Quadratur-Basisbandsignale in digitale Signale bereitgestellt, die folgendes umfaßt: eine erste Abtastschaltung zur Abtastung eines der analogen In-Phase- und Quadratur-Signale in einer ersten Serie von ersten Zeitpunkten, um erste Abtastwerte bereitzustellen; eine zweite Abtastschaltung zum Abtasten des anderen der analogen In-Phase- und Quadratur-Signale in einer zweiten Serie von zweiten Zeitpunkten, die sich von den ersten Zeitpunkten unterscheiden, um zweite Abtastwerte bereitzustellen; einen einzelnen Analog/Digital-Umsetzer zum Umsetzen der ersten und zweiten Abtastwerte in erste und zweite digitale Abtastwerte; und einen Interpolator zum Interpolieren mindestens eines der ersten und zweiten Abtastwerte, um erste und zweite digitale Ausgangs-Abtastwerte zu erzeugen, die das eine bzw. das andere der analogen In-Phase- und Quadratur-Signale in einer dritten bzw. vierten Serie von dritten bzw. vierten Zeitpunkten darstellen, wobei die Differenz zwischen jedem dritten Zeitpunkt und dem entsprechenden vierten Zeitpunkt geringer als der Unterschied zwischen den entsprechenden ersten und zweiten Zeitpunkten ist.
Die Differenz zwischen jedem dritten Zeitpunkt und dem entsprechenden vierten Zeitpunkt kann im wesentlichen null betragen.
Der Interpolator kann dafür eingerichtet sein, nur die zweiten digitalen Abtastwerte zu interpolieren.
Die Schaltung kann eine Verzögerungsschaltung zur Verzögerung der ersten digitalen Abtastwerte um eine zeitliche Verzögerung umfassen, die im wesentlichen gleich der Latenzzeit des Interpolators ist.
Jeder der zweiten Zeitpunkte kann zwischen den ersten Zeitpunkten eines zusammenhängenden Paares liegen. Jeder der zweiten Zeitpunkte kann in der Mitte zwischen den ersten Zeitpunkten des zusammenhängenden Paares liegen.
Der Interpolator kann dafür eingerichtet sein, eine bandbegrenzte Interpolation durchzuführen. Die Interpolation kann eine Sinc-Interpolation mit Fensterfunktion sein. Das Fenster kann ein Hamming-Fenster sein. Als Alternative kann die Interpolation eine Spline-Interpolation sein.
Der Interpolator kann dafür eingerichtet sein, die Differenz zwischen jedem dritten Zeitpunkt und dem entsprechenden vierten Zeitpunkt entsprechend einem Rückkopplungssignal zu steuern, das eine Empfangsqualität darstellt. Die Empfangsqualität kann mindestens eines von folgendem sein: Signal-Rausch-Verhältnis und Bitfehlerrate.
Die Schaltung kann als ein einzelner monolithischer integrierter Schaltkreis ausgebildet sein.
Unter einem zweiten Aspekt der Erfindung wird ein Funkfrequenz-Tuner bereitgestellt, der eine Schaltung unter dem ersten Aspekt der Erfindung und einen Frequenzumsetzer zum Umsetzen eines ausgewählten Funkfrequenzkanals in die analogen In-Phase- und Quadratur-Basisbandsignale umfaßt.
Der Tuner kann einen digitalen Demodulator umfassen, der dafür eingerichtet ist, die ersten und dritten digitalen Abtastwerte zu empfangen.
Unter einem dritten Aspekt der Erfindung wird ein Demodulator bereitgestellt, der eine Schaltung unter dem ersten Aspekt der Erfindung und eine Demodulationsanordnung, die dafür eingerichtet ist, die ersten und dritten digitalen Abtastwerte zu empfangen, umfaßt.
Somit ist es möglich, eine Anordnung bereitzustellen, die analoge In-Phase- und Quadratur-Basisbandsignale in digitale Abtastwerte umsetzt und nur einen einzelnen ADC erfordert. Dies führt zu einer wesentlichen Ersparnis an Siliziumfläche auf einem integrierten Schaltkreis und minimiert oder verringert den Stromverbrauch im Vergleich zu anderen Methoden. Eine solche Anordnung macht digitale In-Phase- und Quadratur-Abtastwerte verfügbar, die effektiv zu den gleichen Zeitpunkten abgetastet wurden, um eine anschließende Verarbeitung im digitalen Bereich zu ermöglichen, und ermöglicht, daß die Standardmethoden zum Abrufen von Modulationssignalen verwendet werden.
Die Erfindung wird zu Beispielzwecken mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen weiter beschrieben. Darin zeigen:
1 stellt schematisch eine mögliche Architektur für einen Funkfrequenz-Tuner dar;
2 ist ein Blockschaltbild einer Analog/Digital-Umsetzanordnung als Vergleichsbeispiel;
3 ist ein Zeitablaufdiagramm bezüglich der Anordnung von 2;
4 ist ein Blockschaltbild einer anderen Analog/Digital-Umsetzanordnung als Vergleichsbeispiel;
5 ist ein Zeitablaufdiagramm für die Anordnung von 4;
6 stellt den durch die Anordnung von 4 durchgeführten Abtastvorgang dar;
7 stellt die Frequenzspektren eines empfangenen Funkfrequenzkanals, eines wiederherzustellendes Basisband-Modulationssignals und der In-Phase- und Quadratur-Basisbandkomponenten in der komplexen Ebene dar;
8 stellt die Frequenzspektren abgetasteter Basisbandsignale und -komponenten dar;
9 stellt einen Abtastvorgang an In-Phase- und Quadratur-Komponenten dar;
10 ist ein Blockschaltbild eines Teils einer Umsetzschaltung, die eine Ausführungsform der Erfindung bildet;
11 stellt eine Variante des Zeitablaufdiagramms von 5 dar;
12 ist ein Blockschaltbild eines Tuners und Demodulators, der eine Umsetzschaltung einschließlich des in 10 dargestellten Teils einschließt und eine Ausführungsform der Erfindung bildet; und
13 ist eine grafische Darstellung wie 12, die eine andere Ausführungsform der Erfindung darstellt.
Gleiche Bezugszeichen bezeichnen gleiche Teile in sämtlichen Zeichnungen.
2 stellt ein mögliches Beispiel für die Durchführung der Umsetzung analoger In-Phase- und Quadratur-Signale in digitale Signale unter Verwendung eines einzelnen Analog/Digital-Umsetzers dar. Die In-Phase-(I)- und Quadratur-(Q-)Signale von einer Tuneranordnung werden an Abtast- und Halteschaltungen 10 und 11 übergeben, die schematisch als Reihenschalter und Speicherkondensatoren dargestellt sind. Die Ausgangssignale der Schaltungen 10 und 11 werden an jeweilige Eingänge eines Multiplexierers 12 übergeben, dessen Ausgangssignal an einen ADC 13 übergeben wird. Das Ausgangssignal des ADC 13 wird an Schaltungen mit getakteter Verzögerung oder Register 14 und 15 übergeben, die als Demultiplexierer zum Trennen der digitalen In-Phase- und Quadratur-Abtastwerte vom Umsetzer 13 fungieren.
Die Steuer- und Taktsignale, die an die verschiedenen Teile der Schaltung von 2 übergeben werden, sind in 3 mit Bezug auf ein System-Taktsignal dargestellt. Damit die I- und Q-Signale zu den gleichen Zeitpunkten abgetastet werden können, werden zum Zeitpunkt T1 Steuersignale an die Abtast- und Halteschaltungen 10 und 11 übergeben. Zu einem Zeitpunkt T2 wird ein Steuersignal an den Multiplexierer 12 übergeben, der den I-Abtastwert zum Umsetzer 13 weitergibt. Der Umsetzer 13 führt eine Analog/Digital-Umsetzung durch, und der digitalisierte I-Abtastwert wird dann in das Register 14 eingetaktet.
Zum Zeitpunkt T3 übergibt der Multiplexierer 12 den Q-Abtastwert an den Umsetzer 13, der ihn in einen digitalen Abtastwert umsetzt und diesen das Register 15 eintaktet.
In einer solchen Anordnung werden die I- und Q-Abtastwerte mit unterschiedlichen Zeitverzögerungen in digitale Abtastwerte umgesetzt. Das beeinträchtigt die Genauigkeit des Analog/Digital-Umsetzungsvorgangs, welche sowohl durch die resultierende gesamte harmonische Verzerrung (THD) als auch durch das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) begrenzt wird.
Praktische Abtast- und Halteschaltungen wie 10 und 11 haben eine endliche Ausgangs-Einschwingantwort, die eine Begrenzung der harmonischen Verzerrung des Umsetzvorgangs bildet, die von der verfügbaren Einschwingzeit abhängig ist. In dem in 2 und 3 dargestellten Beispiel ist die für den I-Abtastwert verfügbare Einschwingzeit eine halbe Taktperiode, wohingegen die für die Q-Abtastwerte verfügbare Einschwingzeit drei halben Taktperioden entspricht, und das führt zu einer Fehlanpassung der harmonischen Verzerrung zwischen den Kanälen. Um sicherzustellen, daß eine solche Fehlanpassung vernachlässigbar ist, müßten die Abtast- und Halteschaltungen 10 und 11 eine festgelegte Genauigkeit erfüllen, wenn sie mit einer maximalen Einschwingzeit von einer halben Taktperiode arbeiten.
Auch das SNR der Analog/Digital-Umsetzung kann sich zwischen den beiden Kanälen unterscheiden. Wenn zum Beispiel die Abtast- und Halteschaltungen 10 und 11 und der ADC 13 mit Strom- und Masseversorgungen endlicher Impedanz verbunden sind, die auch eine Logikschaltung versorgen, die auf ein Mastertaktsignal mit der halben ADC-Abtastrate synchronisiert ist, wird eine gedämpfte Schwingung an den Leistungs- und Masseanschlüssen der Schaltungen erzeugt. Praktische Schaltungen haben nur einen begrenzten Grad von Stromversorgungsrauschunterdrückung, und da die Amplitude von Stromversorgungsschwingungen für den Q-Kanal wesentlich kleiner sein kann als für den I-Kanal, können sich Unterschiede im SNR ergeben. Das ruft Probleme hervor, da die Genauigkeit der Analog/Digital-Umsetzung sehr wichtig ist, um eine hohe Leistungsfähigkeit von digitalen Signalverarbeitungssystemen zu erhalten.
4 und 5 stellen eine alternative Anordnung dar, bei der die I- und Q-Signale nicht zu den gleichen Zeitpunkten abgetastet werden. Somit werden an die Abtast- und Halteschaltungen Steuerungssignale mit unterschiedlicher Phasenlage (Phase 1 und Phase 2) übergeben. Wie in 5 gezeigt, wird das I-Signal zum Zeitpunkt 74 abgetastet. Zum Zeitpunkt T5 wird der I-Abtastwert in einen digitalen Abtastwert umgesetzt und das Q-Signal wird abgetastet. Zum Zeitpunkt T6 wird der Q-Abtastwert in einen digitalen Abtastwert umgesetzt und das I-Signal wird erneut abgetastet, und so weiter.
Somit ist für jeden der I- und Q-Kanäle eine Einschwingzeit von einem Taktzyklus vorgesehen. Diese Erhöhung der Einschwingzeit für die Schaltungen 10 und 11 verringert die Entwurfsanforderungen und die Verlustleistung und sorgt für eine Analog/Digital-Umsetzung hoher Leistungsfähigkeit. Jedoch werden die I- und Q-Komponenten, wie in 6 dargestellt, zu unterschiedlichen Zeiten abgetastet, und die resultierenden digitalen Abtastwerte sind nicht für eine nachfolgende digitale Signalverarbeitung geeignet.
Das oberste Diagramm in 7 stellt das Spektrum des ausgewählten Kanals oder Signals bei einer Funkfrequenz mit einer Trägerfrequenz Fc und einer Bandbreite F dar. Das nächste Diagrammn stellt das Signal nach der Umsetzung ins Basisband und nach einer Tiefpaßfilterung, um Aliasing in nachfolgenden Signalverarbeitungsschritten zu verhindern, dar. Die beiden nächsten Diagramme stellen die individuellen Spektren für die I- und Q-Komponenten dar.
Obwohl das Spektrum der Basisbandsignale (I + jQ) hauptsächlich asymmetrisch ist, zeigen die Spektren der individuellen I- und Q-Komponenten eine konjugierte Symmetrie im Bereich der Nullfrequenz dar. Mit anderen Worten X(f) = X^*(–f) und Y(f) = Y^*(–f).
Die Spektren, die sich aus der Abtastung des Basisbandsignals bei einer Frequenz F ergeben, sind in 8 dargestellt, und die individuellen Spektren werden mit einer Periode F wiederholt. Weil jedoch die Signale I und Q nicht zu den gleichen Zeiten abgetastet werden, gelten die durch die folgenden Gleichungen gegebenen erwarteten Beziehungen nicht: Z(f) = X(f) + jY(f) für f ≥ 0 und Z(f) = X*(f) + jY*(f) für f < 0wobei ^* die konjugiert-komplexe Größe bezeichnet.
Wie in 7 dargestellt, sind der I- oder "Real"-Teil und der Q- oder "Imaginär"-Teil des komplexen Basisbandsignals beides reellwertige Signale mit einer maximalen Frequenz von F/2. Für die Abtastfrequenz von F erfüllen beide Teile das Nyquist-Kriterium für reellwertige Signale, wie in 8 dargestellt. Somit kann jedes dieser Signale unabhängig interpoliert werden, um jeden beliebigen Zwischenwert des in 6 dargestellten entsprechenden analogen Signals zu erhalten. Mit anderen Worten, jeder Punkt des analogen Signals I oder Q kann durch digitale Interpolation der abgetasteten Werte des entsprechenden Signals rekonstruiert werden. Wie in 9 dargestellt, kann das Q-Signal interpoliert werden, um die Werte bei den Abtastzeiten des I-Signals zu erhalten, wobei die Abtastperiode T gleich 1/F ist.
Zum Beispiel kann die Abtastfolge des Quadratur-(Q-)Kanals interpoliert werden, um die Werte des entsprechenden analogen Kanals Q zu Zeitpunkten in der Mitte zwischen Abtastzeitpunkten zu erhalten.
Für diesen Zweck kann Jede bekannte Interpolationsmethode verwendet werden. Das bekannteste Verfahren für bandbegrenzte Interpolation nutzt die Sinc-Funktion sin(πx)/πx. Dies ist zeitlich eine sehr lange Funktion, und deshalb wird eine "gefensterte" Version dieser Funktion verwendet, die durch die folgende Gleichung gegeben ist: h(i) = W(i)[sin(π(i + 0,5))/π(i + 0,5)] für i – 0, 1, ..., N/2 – 1 (1)wobei W die Fensterfunktion ist. In diesem Beispiel wird ein Hamming-Fenster ausgewählt, und die Gleichung dafür ist: W(i) = 0,54 – 0,46cos(2π(i + N/2)/(N – 1)) für i = 0, 1, ..., N/2 – 1 (2)
Jedoch gibt es andere Fensterfunktionen, die verwendet werden können, um den "Schwanz" der Sinc-Funktion schrittweise bis Null zuzuspitzen.
Die Interpolationsfunktion ist um den Mittelpunkt symmetrisch, und deshalb gilt: h(i) = h(–i –1) (3)
Die Asymmetrie im Index besteht, weil h(–1) = h(0).
Der interpolierte Wert zu einem spezifischen Zeitpunkt wird durch die gewichtete Addition von N Abtastwerten erlangt, N/2 zur Linken des Punkts und N/2 zu seiner Rechten, wie durch die folgende Gleichung gezeigt. Die Wichtungsfunktion ist h(i).
Diese Interpolationsoperation ist nicht ideal. Bei der Interpolation treten Fehler auf, die durch Erhöhung des Werts von N verringert werden können. Bei einer digitalen Hardware-Implementierung werden weitere Fehler durch die Notwendigkeit der Quantisierung der Koeffizienten der Wichtungsfunktion in endliche Wortlängen hervorgerufen. Diese Fehler können als ein Vorgang mit weißem Rauschen behandelt werden. Die Wortlängen und die Interpolationslänge N müssen so ausgewählt werden, daß das Grundrauschen des Interpolationsvorgangs deutlich unterhalb des thermischen Grundrauschens der Signale I und Q liegt.
Bei terrestrischer Demodulation wird erwartet, daß das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) im Betrieb bei ungefähr 20 dB liegt. Bei sehr hohen Codierraten (um eine maximale Datenmenge zu senden) kann es sein, daß das SNR auf ungefähr 30 dB erhöht werden muß. Daher kann das SNR der Interpolation als Entwurfsparameter gleich 45 dB gemacht werden. Das Interpolations-Grundrauschen liegt 25 dB unterhalb des typischen Eingangs-Grundrauschens. In diesem Fall ist die Verschlechterung des SNR durch die Interpolation zu vernachlässigen. Wenn das Eingangs-SNR 30 dB beträgt, dann liegt das Interpolations-Grundrauschen 15 dB unterhalb des Eingangs-Grundrauschens, und die SNR-Verschlechterung durch die Interpolation liegt bei ungefähr 0,13 dB. Ein Interpolations-SNR von 45 dB kann unter Verwendung einer Interpolationslänge N von 20 und einer Koeffizienten-Wortlänge von 10 Bit erreicht werden.
Satellitenempfänger arbeiten mit viel schlechteren SNRs, normalerweise unterhalb von 10 dB. Dadurch kann der gleiche Interpolator in einer Satellitendemodulationsanwendung mit vernachlässigbarem Verlust von Leistungsfähigkeit verwendet werden. Tatsächlich kann für eine solche Anwendung die Interpolationslänge wesentlich verringert werden, ohne die Leistungsfähigkeit zu beeinträchtigen.
Bei QAM64-Kabelsystemen liegt das Betriebs-SNR unterhalb 30 dB und somit ist dieser Interpolator hinreichend. Bei QAM256-Kabelsystemen kann das Betriebs-SNR bei ungefähr 35 dB liegen. Dann würde dieser Interpolator das SNR um ungefähr 0,5 dB herabsetzen, was inakzeptabel sein kann, so daß längere Interpolatoren und größere Wortlängen erforderlich sein können.
10 stellt einen Interpolator dieser Art zum Empfangen der demultiplexierten digitalen I- und Q-Abtastwerte vom ADC schematisch dar. In diesem Fall wird eine Interpolation an den Q-Abtastwerten durchgeführt, aber sie kann ebenso gut an den I-Abtastwerten durchgeführt werden. Tatsächlich könnte die Interpolation auch für beide Mengen von Abtastwerten verwendet werden, so daß die resultierenden digitalen Abtastwerte die I- und Q-Komponenten zu gemeinsamen Abtastzeiten darstellen.
Der Interpolator umfaßt einen Satz von kaskadierten Registern, wie etwa 20, die so angeordnet sind, daß sie ein Schieberegister bilden, so daß jeder Abtastwert durch jedes Register 20 um eine Taktperiode verzögert wird. Die unverzögerten Q-Abtastwerte und die Abtastwerte von den Registern 20 werden über Multiplizierer, wie etwa 21, an eine Addier- oder Summationsschaltung 22 übergeben. Jeder der Multiplizierer 21 multipliziert den Eingangs-Abtastwert durch einen entsprechenden Term der Interpolationsfunktion h(i). Das Ausgangssignal der Addierschaltung 22 wird über ein weiteres Verzögerungsregister 23 übergeben, um die interpolierten Abtastwerte des Q-Signals bereitzustellen.
Die I-Abtastwerte werden in eine Schaltung 24 zur Verzögerung um zehn Abtastwerte, zum Beispiel in Form eines Schieberegisters, eingegeben, was eine Verzögerung ergibt, die im wesentlichen der Latenzzeit des Interpolators entspricht. Diese Latenzzeit kann mehr als zehn Abtastwerte betragen, zum Beispiel wenn in den Multiplizierern 21 und der Summationsschaltung 22 Operationen mit verknüpfter Befehlsausführung durchgeführt werden. In so einem Fall stellt die Schaltung 24 zusätzliche Abtastverzögerungen bereit, um die zusätzliche Latenzzeit auszugleichen. Infolgedessen sind digitale I- und Q-Abtastwerte, die der gleichen Abtastzeit entsprechen, an den Ausgängen 25 bzw. 26 gleichzeitig verfügbar.
10 stellt eine Hardware-Implementierung des Interpolators dar, aber es ist auch möglich, daß eine solche Anordnung in Software implementiert wird. Auch stellt 10 eine mögliche Architektur für einen Hardware-Interpolator dar. Andere Architekturen und Implementierungen sind ebenfalls möglich. Zum Beispiel kann eine andere Implementierung aus der in 10 gezeigten durch zeitliche Multiplexierung eines Hardware-Multiplizierers zwischen mehreren Multiplikationen abgeleitet werden, wenn die Geschwindigkeit des Multiplizierers hinreichend größer ist als die Abtastfrequenz. Es ist auch möglich, die Symmetrie des Interpolators dafür auszunutzen, die Anzahl der Multiplikationen zu halbieren, indem die Q-Abtastwerte vor den Multiplikationen mit den gleichen Koeffizienten addiert werden.
Im Fall von Hardware-Implementierungen nimmt der Interpolator eine viel kleinere Siliziumfläche auf dem integrierten Schaltkreis ein und hat einen viel kleineren Stromverbrauch, als ein zweiter ADC erfordern würde. Der Interpolator kann auch im gleichen Bereich des integrierten Schaltkreises wie andere digitale Logikschaltungen mit zugeordneten unsauberen Takten und Stromversorgungen angeordnet sein und erfordert daher nicht die Bereitstellung von Stromversorgungen und Taktsignalen hoher Qualität. Im Vergleich zu alternativen Methoden kann deshalb eine wesentliche Ersparnis an Siliziumfläche, Stromverbrauch und Entwurfskomplexität erreicht werden.
Bei der in 10 gezeigten Anordnung werden nur die Q-Abtastwerte interpoliert, um somit zu den I-Abtastzeiten analoge Q-Werte darzustellen. Jedoch ist die Anordnung im allgemeinen symmetrisch, so daß die Q-Abtastwerte nichtinterpoliert sein können und stattdessen die I-Abtastwerte zu Werten zu den Q-Abtastzeiten interpoliert werden können. Auch ist es möglich, daß sowohl die I- und Q-Abtastwerte zu Werten der analogen Signale zu anderen Zeiten als den I- und Q-Abtastzeiten interpoliert werden.
11 stellt eine alternative Anordnung dar, die der in 5 dargestellten Taktung gleicht, bei der aber die Taktfrequenz halbiert ist und die Abtast- und Umsetzvorgänge die steigenden und fallenden Flanken des Taktsignals nutzen. In diesem Fall kann es sein, daß das Impuls-Pausen-Verhältnis des Taktsignals nicht genau 50:50 ist; zum Beispiel kann es bei 60:40 liegen. Es kann die gleiche Interpolationsmethode verwendet werden, abgesehen davon, daß die Interpolationspunkte nicht genau in der Mitte der Abtastintervalle liegen. Dies kann durch Änderung der Interpolationskoeffizienten in Gleichung (1) ausgeglichen werden. Zum Beispiel wird die Interpolationsfunktion bei einem Impuls-Pausen-Verhältnis von 60:40 gegeben durch: h(i) = W(i)[sin(π(i + 0,6))/π(i + 0,6)] für i = –N/2, ..., 0, 1, ..., N/2 – 1 (5)
In diesem Fall ist die Wichtungsfolge der Interpolation nicht mehr um den Mittelpunkt symmetrisch.
12 stellt einen Empfänger dar, der die Umsetzschaltung 10-15, 20-26, wie in 4 und 10 dargestellt, zusammen mit einem Demodulator 28 zur Verarbeitung der I- und Q-Abtastwerte an den Ausgängen 25 und 26 umfaßt, um ein demoduliertes Signal zu extrahieren und es an einen Ausgang 30 zu übergeben. Jede geeignete Demodulationsanordnung entsprechend dem Modulationsstandard des empfangenen Signals kann verwendet werden. Der Empfänger umfaßt ferner eine Vorstufen- Tuneranordnung der in 1 dargestellten Art, aber unter Weglassung der individuellen ADCs 8 und 9, deren Funktion durch die Umsetzschaltung ausgeführt wird. Der in 12 gezeigte Empfänger kann teilweise oder vollständig als ein einzelner monolithischer integrierter Schaltkreis ausgeführt werden.
13 stellt einen Empfänger dar, der sich von dem in 12 gezeigten insofern unterscheidet, als der Interpolator 35 vom Demodulator 28 ein Steuerungssignal 36 zur Steuerung der Interpolationsphase empfängt. Somit werden die Taktzeitpunkte, zu denen Abtastwerte interpoliert werden, entsprechend einem durch den Demodulator 28 erzeugten Empfangsqualitätssignal gesteuert. Zum Beispiel kann der Demodulator 28 eines oder mehrere von folgendem erzeugen: einen differentiellen Taktfehler zwischen den I- und Q-Kanälen, einen Schätzwert des Signal-Rausch-Verhältnisses, ein Bitfehlerratensignal. Das Signal 36 kann aus einem oder mehreren dieser Maße der Empfangsqualität abgeleitet werden und wird als Rückkopplungssignal verwendet, um die Interpolationsphase des Interpolators 35 zu steuern. Alternativ kann das Signal 36 die Differenz zwischen einem tatsächlichen Empfangsqualitätssignal und einem akzeptablen Schwellwert für ein solches Signal darstellen.
Entsprechend dem Wert des vom Demodulator 28 rückgekoppelten Signals 36 ändert der Interpolator 35 die Zeitpunkte der interpolierten Abtastwerte, bis die Empfangsqualität maximiert ist oder größer als der akzeptable Schwellwert ist. Dies führt dazu, daß die Abtastzeitpunkte der interpolierten Abtastwerte näher an den tatsächlichen Abtastzeitpunkten der nichtinterpolierten Abtastwerte liegen. Wenn die Rückkopplung verwendet wird, um die Empfangsqualität zu maximieren, werden die interpolierten Abtastwerte genau oder fast zu den Zeitpunkten der nichtinterpolierten Abtastwerte interpoliert. Wenn eine akzeptable Empfangsqualität erreicht wird, ohne unbedingt die Empfangsqualität zu optimieren oder maximieren, stimmen die interpolierten Abtastwerte im allgemeinen nicht mit den nichtinterpolierten Abtastwerten überein, liegen aber zeitlich viel näher, als es ohne Interpolation erreicht werden könnte.

Claims

Umsetzschaltung zum Umsetzen analoger In-Phase- und Quadratur-Basisbandsignale in digitale Signale, gekennzeichnet durch: eine erste Abtastschaltung (10) zum Abtasten eines der In-Phase- und Quadratursignale in einer ersten Serie von ersten Zeitpunkten, um erste Abtastwerte bereitzustellen; eine zweite Abtastschaltung (11) zum Abtasten des anderen der In-Phase- und Quadratursignale in einer zweiten Serie von zweiten Zeitpunkten, die sich von den ersten Zeitpunkten unterscheiden, um zweite Abtastwerte bereitzustellen; einen einzelnen Analog/Digital-Umsetzer (13) zum Umsetzen der ersten und zweiten Abtastwerte in erste und zweite digitale Abtastwerte; und einen Interpolator (21-23, 35) zum Interpolieren mindestens eines der ersten und zweiten digitalen Abtastwerte, um erste und zweite digitale Ausgangs-Abtastwerte zu erzeugen, die das eine bzw. das andere der analogen In-Phase- und Quadratur-Basisbandsignale in einer dritten bzw. vierten Serie von dritten bzw. vierten Zeitpunkten darstellen, wobei die Differenz zwischen jedem dritten Zeitpunkt und dem entsprechenden vierten Zeitpunkt viermal kleiner als die Differenz zwischen den entsprechenden ersten und zweiten Zeitpunkten ist.
Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz zwischen jedem dritten Zeitpunkt und dem entsprechenden vierten Zeitpunkt im wesentlichen null ist.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Interpolator (21-23, 35) dafür eingerichtet ist, nur die zweiten digitalen Abtastwerte zu interpolieren.
Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Verzögerungsschaltung (24) zum Verzögern der ersten digitalen Abtastwerte um eine zeitliche Verzögerung, die im wesentlichen gleich der Latenzzeit des Interpolators (21-23, 35) ist, umfasst.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der zweiten Zeitpunkte zwischen den ersten Zeitpunkten eines zusammenhängenden Paares liegt.
Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der zweiten Zeitpunkte in der Mitte zwischen den ersten Zeitpunkten des zusammenhängenden Paares liegt.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Interpolator (21-23, 35) dafür eingerichtet ist, eine bandbegrenzte Interpolation durchzuführen.
Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolation eine Sinc-Interpolation mit Fensterfunktion ist.
Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Fenster ein Hamming-Fenster ist.
Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolation eine Spline-Interpolation ist.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Interpolator (21-23, 35) dafür eingerichtet ist, die Differenz zwischen jedem dritten Zeitpunkt und dem entsprechenden vierten Zeitpunkt entsprechend einem Rückkopplungssignal (36) zu steuern, das eine Empfangsqualität darstellt.
Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangsqualität mindestens eines von folgendem ist: Signal-Rausch-Verhältnis und Bitfehlerrate.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie als ein einzelner monolithischer integrierter Schaltkreis ausgebildet ist.
Funkfrequenz-Tuner, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Schaltung (10-15, 20-26, 35, 36) nach einem der vorhergehenden Ansprüche und einen Frequenzumsetzer (1-7) zum Umsetzen eines ausgewählten Funkfrequenzkanals in die analogen In-Phase- und Quadratur-Basisbandsignale umfasst.
Tuner nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß er einen digitalen Demodulator (28) umfasst, der dafür eingerichtet ist, die digitalen Ausgangs-Abtastwerte zu empfangen.
Demodulator, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Schaltung (10-15, 20-26, 35, 36) nach einem der Ansprüche 1 bis 13 und eine Demodulatoranordnung (28), die dafür eingerichtet ist, die digitalen Ausgangs-Abtastwerte zu empfangen, umfasst.