CN102291343B - 模拟基带电路 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种模拟基带电路，包括：双转单的低通滤波器，接收一模拟基带信号，并滤除该模拟基带信号中频率高于基带的部分，同时将该模拟基带信号由两路信号转换为单路信号；无源高通滤波器，接收经双转单的低通滤波器得到的单路信号，并将其中频率低于基带的部分滤除；阈值比较器，接收经无源高通滤波器得到的信号，并将其与一预设的阈值电压进行比较，从而将模拟基带信号转换为数字信号；输出缓冲器，将经阈值比较器得到的数字信号整形后输出。以上模拟基带电路充分考虑到无线传感器网络应用中的低数据率和低精度的特点，采用阈值比较器代替传统的模数转换器，将模拟信号转换为数字信号，进而大大降低了电路的复杂度，减少了功率消耗元件的数量，进而降低了电路的功率消耗。

Description

模拟基带电路

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，特别是涉及一种应用于无线传感器网络的模拟基带电路。

背景技术

无线传感器网络是集信息采集、信息传输、信息处理于一体的综合性智能化信息系统，具有非常广泛的应用前景，其发展和应用将会对人类生活和生产的各个领域带来深远的影响。无线传感器网络是由多学科高度交叉的新兴前沿研究热点，能够通过各类集成化的微型传感器互相协作并实时监测、感知和采集各种环境和监测对象的信息，并对收集到的信息进行处理后通过无线通信的方式发送给终端用户，真正实现物理环境、信息世界、人类社会的交互和融合。

无线传感器网络是由大量小体积、低成本、具有独立无线通信、传感、数据处理能力的传感器节点组成。具体，无线传感器网络的节点一般由四个部分组成：传感器模块、处理模块、无线收发模块和能量供应模块。其中，传感器模块负责信息采集和数据转换；处理模块控制整个传感器节点的操作，处理本身采集的数据和其他节点发来的数据，运行高层网络协议；无线收发模块负责与其他传感器节点进行通信；能量供应模块为传感器节点提供运行所需的能量。

无线传感器网络具有低成本、自组织、体积小和布撒灵活等特点，因此在军事侦察、环境信息检测、空间探索、农业生产、医疗健康监护、建筑与家居、工业生产控制、交通控制以及商业等领域有着广阔的应用前景。然而，要实现无线传感器网络的大规模应用，在无线传感器网络的节点设计上还存在一个主要的问题——功耗较高的问题。这个问题主要存在在无线收发模块，即收发机芯片设计方面。

为此，对于无线传感器网络而言，最重要的研究领域之一便是如何实现收发机的超低功耗，以及如何有效利用能量。而模拟基带电路是无线传感器网络中功率消耗的主要模块，为此减少模拟基带电路的功率消耗就显得尤为重要。

具体，如图1所示，以无线接收机为例，其主要包括射频前端电路10，模拟基带电路20，其中射频前端电路10包括低噪声放大器11和混频器12，模拟基带电路20包括滤波器21、可变增益放大器22和模数转换器(ADC)23。其中，射频前端电路10对接收到的信号进行处理，以将需要的射频宽带信号放大，同时干扰信号被抑制。经过放大的有用信号和经过衰减的干扰信号通过模拟基带电路20对混频后落入直流频域和高频的信号进行模拟基带滤波以及对干扰信号的抑制；最终，将得到的信号通过模数转换器23转换为数字基带信号。其中，现有的模数转换器23结构复杂、功能强大，能够满足高数据率(如100Mbps)和高精度(如10bits)的应用需求。对于无线传感器网络而言，其数据率通常在1Mbps的量级，因此，没有必要通过非常复杂的ADC来进行模数转换，而有必要根据无线传感器网络的特点重新设计该基带电路，以降低电路的复杂度。此外，采用ADC通常能将信号采样成高精度的数字信号，对后续数字基带电路的要求较高，导致后续数字基带电路较为复杂。

因此，针对无线传感器网络应用中的低数据率和低精度等特点，设计出较为简单的模拟基带电路，以降低模拟基带电路的复杂度，进而降低其功率消耗变显得尤为重要。

此外，现有的模拟基带电路20需要把信号分成I/Q两路信号(其中每路信号又包含差分两个反相信号)，因此I/Q两路上分别都需要相应的滤波器和放大器，而滤波器和放大器又是功率消耗的主要元件，因此该模拟基带电路功率消耗较大，相应的收发机功率消耗也较大，为无线传感器网络的节点设计带来了功耗较高的问题。

因此，如何实现一种超低功耗的模拟基带是无线传感器网络领域的研究热点之一。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种模拟基带电路，以解决现有模拟基带电路结构复杂、功率消耗较高等技术问题。

为解决以上技术问题，本发明提供一种模拟基带电路，其包括：双转单的低通滤波器，接收一模拟基带信号，并滤除该模拟基带信号中频率高于基带的部分，同时将该模拟基带信号由两路信号转换为单路信号；高通滤波器，接收经双转单的低通滤波器得到的单路信号，并将该单路信号中频率低于基带的部分滤除；阈值比较器，接收经无源高通滤波器得到的信号，并将其与一预设的阈值电压进行比较，从而将模拟基带信号转换为数字信号；输出缓冲器，将经阈值比较器得到的数字信号整形后输出。

进一步的，所述双转单的低通滤波器的截止频率选择在所述模拟基带信号带宽的一半处。

进一步的，所述高通滤波器的截止频率为2～20MHz。

进一步的，所述高通滤波器的截止频率为10MHz。

进一步的，所述双转单的低通滤波器包括：第一NMOS，其栅极耦接一直流源，源极接地；第二NMOS与第三NMOS，其源极相连且耦接至第一NMOS的漏极，栅极分别通过第一电容与第二电容耦接模拟基带信号，且栅极分别通过第一电阻与第二电阻耦接一直流源；第一PMOS与第二PMOS，其源极相连且电连接供电电源，栅极相连并耦接至第二NMOS的漏极，第一PMOS的漏极耦接第二NMOS的漏极，第二PMOS的漏极耦接第三NMOS的漏极。

进一步的，所述双转单的低通滤波器还包括第一状态控制单元，其包括：第三PMOS，其栅极耦接一脉冲控制信号，源极耦接至所述供电电源，漏极耦接至所述第一PMOS与第二PMOS的源极。

进一步的，所述高通滤波器为无源高通滤波器。

进一步的，所述无源高通滤波器包括：第三电阻，一端电连接供电电源；第三电容，其一端耦接第二PMOS的漏极，另一端耦接第三电阻的另一端。

进一步的，所述无源高通滤波器还包括：第二状态控制单元，其包括：第四PMOS，其源极耦接所述供电电源，栅极耦接一脉冲控制信号；第四NMOS，其栅极和漏极耦接所述第四PMOS的漏极；第五NMOS，其源极接地，栅极和漏极耦接所述第四NMOS的源极与所述第三电阻的一端。

进一步的，所述无源高通滤波器还包括开关单元，其包括：第六NMOS，其栅极耦接一脉冲控制信号，源极接地，漏极耦接所述第三电阻与第三电容之间。

进一步的，所述阈值比较器包括：第七NMOS，其栅极耦接一直流源，源极接地；第八NMOS与第九NMOS，其源极相连且耦接至第七NMOS的漏极，第八NMOS的栅极耦接所述第三电阻与第三电容之间，第九NMOS的栅极通过第四电容接地并通过第四电阻耦接所述阈值电压；第五PMOS与第六PMOS，其源极相连且电连接供电电源，栅极相连并耦接至第八NMOS的漏极，第五PMOS的漏极耦接第八NMOS的漏极，第六PMOS的漏极耦接第九NMOS的漏极。

进一步的，所述阈值比较器还包括第三状态控制单元，其包括：第七PMOS，其栅极耦接一脉冲控制信号，源极耦接至所述供电电源，漏极耦接至所述第五PMOS与第六PMOS的源极。

进一步的，所述输出缓冲器包括：第十NMOS与第八PMOS，其漏极相连，且栅极相连并耦接所述第六PMOS的漏极与第九NMOS的漏极，第十NMOS的源极接地，第八PMOS的源极耦接供电电源；第十一NMOS与第九PMOS，其栅极相连且耦接所述第十NMOS与第八PMOS的漏极，所述第十一NMOS的源极接地，第九PMOS的源极耦接供电电源，且第十一NMOS与第九PMOS的漏极相连且引出整形后的数字信号。

可见，以上模拟基带电路充分考虑到无线传感器网络应用中的低数据率和低精度的特点，采用阈值比较器代替传统的模数转换器，将模拟信号转换为数字信号，进而大大降低了电路的复杂度，减少了功率消耗元件的数量，进而降低了电路的功率消耗。

此外，以上模拟基带电路通过一个双转单电路同时实现低通滤波器功能，并通过无源网络来实现高通滤波。通过上述低通滤波器和高通滤波器，可以得到一个带通特性的模拟基带，虽然该模拟基带电路的带通特性不像其他有源RC滤波器那样具有明显低通或高通截止频率，但是值得指出的是，由于从系统角度出发，接收机架构是基于阈值比较的，以上模拟基带电路所表现的带通特性完全能够超低功耗地满足实际应用要求、顺利解调出所需要的宽带射频信号。

附图说明

图1为一种现有的无线接收机的功能方块图；

图2为本发明一实施例所提供的模拟基带电路的功能方块图；

图3为本发明一实施例所提供的模拟基带电路的带通特性的示意图；

图4为本发明一较佳实施例所提供的模拟基带电路示意图。

图5为现有技术与本发明一实施例所提供的模拟基带电路所采样得到的数字信号的比较示意图。

具体实施方式

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举示例性实施例，并配合附图，作详细说明如下。

现有的模拟基带电路利用模数转换器(ADC)实现模数转换，其结构复杂、功能强大，能够满足高数据率(如100Mbps)和高精度(如10bits)的应用需求。对于无线传感器网络而言，其数据率通常在1Mbps的量级，因此，没有必要通过非常复杂的ADC来进行模数转换，为此，本发明充分考虑到以上问题，重新设计了模拟基带电路，利用阈值比较器将模拟信号转换为数字信号，降低了电路的复杂度，而且得到的数字信号更为简洁，因此对于后方数字基带电路的要求也大大降低，简化了后方数字基带的设计复杂度。进而降低了电路中功率元件的数量，从而减少了电路的功率消耗。

具体通过以下实施例和附图详加说明。

请参考图2，其为本发明一实施例所提供的模拟基带电路的功能方块图。如图所示，该模拟基带电路200包括双转单的低通滤波器210、高通滤波器220、阈值比较器230和输出缓冲器240，其中双转单的低通滤波器210接收一模拟基带信号，并滤除该模拟基带信号Vout中频率高于基带的部分，同时将该模拟基带信号由两路信号转换为单路信号；高通滤波器220接收经双转单的低通滤波器210得到的单路信号，并将该单路信号中频率低于基带的部分滤除；阈值比较器230接收经无源高通滤波器220得到的信号，并将其与一预设的阈值电压进行比较，从而将模拟基带信号转换为数字信号；输出缓冲器240将经阈值比较器得到的数字信号整形后输出。

在传统的模拟基带电路中，如图1所示，采用模数转换器(ADC)23将经过滤波与放大后的信号转变成数字信号，传统的ADC23结构复杂、功能强大，能够满足高数据率(如100Mbps)和高精度(如10bits)的应用需求。对于本申请的应用背景即无线传感器网络而言，其数据率通常在1Mbps的量级，因此，完全没有必要通过非常复杂的ADC来进行模数转换，在本发明的模拟基带中，采用了阈值比较器230将模拟信号转换为数字信号，并通过进一步的输出缓冲器240整形成可被数字基带识别和处理的标准数字信号。此外，对于传统结构中采用的ADC而言，通常能将信号(如图5(a)所示)采样成高精度的数字信号(如图5(b)所示)，由于传感器网络的应用背景对精度降低了要求，因此采用本发明的阈值比较器方式，便能将信号转换为1、0两位的数字信号(如附图5(c)所示)。

可见，传统的模拟基带之后采用的是标准的数字基带电路，通过数字基带电路对采样得到的数字信号进行解调处理。对于本发明的模拟基带电路而言，得到的数字信号更为简洁，因此对于后方数字基带电路的要求大大降低，简化了后方数字基带的设计复杂度。

另外，在传统的模拟基带中，通常需要把信号分成I/Q两路信号(其中每路信号又包含差分两个反相信号)，因此I/Q两路上分别都需要相应的滤波器和放大器，而在本发明的模拟基带结构中，由于基于传感器网络的应用，并不需要采用I/Q两路的复杂结构，所以设计出双转单的低通滤波器210，既实现了滤波功能，又实现了双转单的功能，从而降低了电路的复杂度。

此外，为了实现低功耗的低通滤波器和高通滤波器，本发明通过上述低通滤波器(LPF)和高通滤波器(HPF)，就可以得到一个带通特性的模拟基带，图3示意性地给出了这一带通特性的频率示意图，其中双转单的低通滤波器的截止频率选择在模拟基带信号带宽的一半处，无源高通滤波器的截止频率在2～20MHz的范围内选取，较佳的，例如选取10MHz，则上截止频率f1为10MHz，下截止频率f2为二分之一信号带宽，通频带为10MHz～二分之一信号带宽，在本实施例中以信号带宽为500MHz为例，则通频带为10MHz～250MHz。虽然该模拟基带电路的带通特性不像其他有源RC滤波器那样具有明显低通或高通截止频率，但是从系统角度出发，接收机架构是基于阈值比较的，图中所示的带通特性完全能够超低功耗地满足实际要求、顺利解调出所需要的模拟基带信号。

下面通过具体实例来描述以上模拟基带电路的原理：

如背景技术所述，在无线接收机中，模拟基带电路前端为射频前端电路10，其对接收到的信号进行处理，将模拟基带信号放大，且干扰信号被抑制，在这里，混频器采用射频自混频技术，通过自混频方式，将高频载波调制信号直接下变频到直流区域，从而将高频载波信号去除，并进一步交给模拟基带电路的低通滤波器和高通滤波器进行处理。经过放大的有用信号和经过衰减的干扰信号，通过模拟基带电路200对混频后落入直流频域和高频的信号进行模拟基带滤波以及对干扰信号的抑制，从而将得到的信号交给阈值比较器比较后产生数字基带信号。具体如下：

假设混频器接收到的信号为：

r(t)＝A·p_T(t)cos(2πf_ut)+I·cos(2πf_it) (1)

那么经过混频器的自混频，将得到如下信号传输给模拟基带电路200：

$r^2\left(t\right)={[{\mathrm{Ap}}_T\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{u}t\right)+I\·\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{i}t\right)]}^2$

$=p_T\left(t\right)[\frac{A^2}{2}+\frac{A^2}{2}\cos \left(2\mathrm{\π}2f_{u}t\right)+\mathrm{AI}\cos \left(2\mathrm{\π}(f_u+f_i)t\right)$

$+\mathrm{AI}\cos \left(2\mathrm{\π}(f_u-f_i)t\right)]+\frac{I^2}{2}+\frac{I^2}{2}\cos \left(2\mathrm{\π}2f_{i}t\right)---\left(2\right)$

从上式可以看出，模拟基带电路200接收到的信号主要由以下几部分构成：

①混频后中心频率落入DC的宽带射频信号和干扰信号：A²p_T(t)/2与I²/2；

②混频后中心频率落入非常高频的宽带射频信号和干扰信号：

$p_T\left(t\right)[\frac{A^2}{2}\cos \left(2\mathrm{\π}2f_{u}t\right)+\mathrm{AI}\cos \left(2\mathrm{\π}(f_u+f_i)t\right)]+\frac{I^2}{2}\cos \left(2\mathrm{\π}2f_{i}t\right)$

③混频后中心频率落入较高频的干扰信号：AI·p_T(t)cos(2π(f_u-f_i)t)。

其中，真正蕴含有用数据信息的信号是在直流(DC)处的具有超宽带频谱宽度的宽带射频信号：A²p_T(t)/2，而其他信号都需要被模拟基带电路的滤波器滤除。

首先，通过双转单的低通滤波器210将上述②和③部分的信号的中心滤除，为了能够充分保留有用的宽带射频信号，将双转单的低通滤波器210的截止频率选择在模拟基带信号带宽的一半处。此时，由于②部分信号的中心频率通常都在好几个GHz以上，而③部分的中心频率由宽带射频信号和干扰信号的频率差决定，通常也在模拟基带信号带宽以上，因此②和③部分的信号能非常有效地被该双转单的低通滤波器210滤除。此外，该双转单的低通滤波器210还能实现双转单的信号放大功能，使得从混频器出来两路信号转换为单路信号交给后续电路处理。

接着，通过RC高通无源滤波网络220将①部分中的有用信号部分滤出来。在①部分中同样落入DC频域的还有干扰信号，但是值得指出的是，这些干扰信号相对宽带射频信号来说都是窄带信号，经过平方后的这些信号的能量分布通常都集中于DC到～2到20MHz(例如10MHz)之间，而接收到的宽带射频信号的能量则在DC到二分之一信号带宽之间都存在。因此只要将RC无源高通滤波网络的截止频率设计在2到20MHz之间便能够实现高通滤波功能。

可见，以上模拟基带电路通过一个双转单电路同时实现低通滤波器功能，并通过无源网络来实现高通滤波。通过上述低通滤波器和高通滤波器，可以得到一个带通特性的模拟基带，虽然该模拟基带电路的带通特性不像其他有源RC滤波器那样具有明显低通或高通截止频率，但是值得指出的是，由于从系统角度出发，接收机架构是基于阈值比较的，以上模拟基带电路所表现的带通特性完全能够超低功耗地满足实际应用要求、顺利解调出所需要的宽带射频信号。

经过双转单的低通滤波器210和无源高通滤波器220构成的带通滤波电路处理后，信号便通过阈值比较器230与预设的阈值(Vthreshold)进行比较。前级的无源高通滤波器220通过交流耦合的方式使阈值比较器230的一端不仅接收到了有用信号而且也提供了直流偏置，阈值比较器230的另一个输入端连接系统预设的阈值(Vthreshold)。通过阈值比较器230，便能将模拟基带信号顺利转换为数字信号，并通过后级的输出缓冲器240将信号整形后(Vrectified)交给数字基带处理。

下面通过一较佳实施例详细描述以上模拟基带电路的各个组成部分的详细电路构成，该电路构成简单，功耗得到了进一步的减少。

具体，请参考图4，双转单的低通滤波器210可进一步包括第一NMOS N1、第二NMOS N2与第三NMOS N3，第一PMOS P1与第二PMOS P2。其中，第一NMOS N1的栅极耦接一直流源，源极接地；第二NMOS N2与第三NMOS N3的源极相连且耦接至第一NMOS N1的漏极，栅极分别通过第一电容C1与第二电容C2耦接模拟基带信号(即混频器的输出信号Mixer Vout)，且栅极分别通过第一电阻R1与第二电阻R2耦接一直流源；第一PMOS P1与第二PMOS P2的源极相连且电连接供电电源Vdd，栅极相连并耦接至第二NMOS N2的漏极，第一PMOS P1的漏极耦接第二NMOS N2的漏极，第二PMOS P2的漏极耦接第三NMOS N3的漏极。

从图中可以看出，第一PMOS P1与第二PMOS P2的源极并非直接电连接供电电源Vdd，而是通过第三PMOS P3与供电电源Vdd连接的。具体该第三PMOS P3构成第一状态控制单元，其栅极耦接一脉冲控制信号Power-off，源极耦接至供电电源Vdd，漏极耦接至第一PMOS P1与第二PMOS P2的源极。引人该第一状态控制单元的好处在于，可以通过调整脉冲控制信号的占空比，设置该双转单的低通滤波器210工作/休息状态的转换，从而进一步降低功耗。例如，在未引入该第一控制单元时，双转单的低通滤波器210100％的时间都在工作，假设脉冲控制信号的占空比为10％，则由于该控制单元的作用，双转单的低通滤波器21010％的时间在工作，90％的时间在休息，从而节约了90％的功耗。

同样的，可以对无源高通滤波器220和阈值比较器230引入控制单元，以达到进一步降低功耗的效果。

继续参考图4，无源高通滤波器220包括第三电阻R3和第三电容C3，其中第三电阻R3一端电连接供电电源Vdd，另一端耦接第三电容C3，第三电容则耦接第二PMOS P2的漏极。如以上所述，该无源高通滤波器220也可以引入控制单元来进一步降低功耗。具体，第三电阻并非直接电连接供电电源Vdd，而是通过第二状态控制单元连接供电电源Vdd。该第二状态控制单元包括第四PMOS P4、第四NMOS N4、第五NMOS N5，其中第四PMOS P4的源极耦接供电电源Vdd，栅极耦接一脉冲控制信号Power-off；第四NMOS N4的栅极和漏极耦接第四PMOS P4的漏极；第五NMOS N5的源极接地，栅极和漏极耦接第四NMOS N4的源极与第三电阻R3的一端。

较佳的，无源高通滤波器还包括开关单元，其包括第六NMOS N6，其栅极耦接一脉冲控制信号Power-off，源极接地，漏极耦接第三电阻R3与第三电容C3之间。引入该开关单元是为了防止前级可能出现的毛刺而造成误码，进而可以通过接地NMOS N6对其进行了彻底关断。

请继续参考图4，阈值比较器230包括第七NMOS N7、第八NMOS N8与第九NMOS N9、以及第五PMOS P5与第六PMOS P6。其中，第七NMOS N7的栅极耦接一直流源，源极接地；第八NMOS N8与第九NMOS N9的源极相连且耦接至第七NMOS N7的漏极，第八NMOS N8的栅极耦接至第三电阻R3与第三电容C3之间，第九NMOS N9的栅极通过第四电容C4接地并通过第四电阻R4耦接所述阈值电压(Vthreshold)；第五PMOS P5与第六PMOS P6的源极相连且电连接供电电源Vdd，栅极相连并耦接至第八NMOS N8的漏极，第五PMOS P5的漏极耦接第八NMOS N8的漏极，第六PMOS P6的漏极耦接第九NMOS N9的漏极。

如以上所述，该阈值比较器230也可以引入控制单元来进一步降低功耗。具体，该第三状态控制单元包括第七PMOS P7，其栅极耦接一脉冲控制信号Power-off，源极耦接至供电电源Vdd，漏极耦接至第五PMOS P5与第六PMOSP6的源极。即第五PMOS P5与第六PMOS P6的源极通过第七PMOS P7电连接供电电源Vdd。

请继续参考图5，输出缓冲器240包括第十NMOS N10与第八PMOS P8、第十一NMOS N11与第九PMOS P9。其中，第十NMOS N10与第八PMOS P8的漏极相连，栅极相连并耦接第六PMOS P6的漏极与第九NMOS N9的漏极，第十NMOS N10的源极接地，第八PMOS P8的源极耦接供电电源Vdd；第十一NMOS N11与第九PMOS P9的栅极相连且耦接第十NMOS N10与第八PMOSP8的漏极，第十一NMOS N11的源极接地，第九PMOS P9的源极耦接供电电源Vdd，且第十一NMOS N11与第九PMOS P9的漏极相连且引出整形后的数字信号。

以上为整个超低功耗接收机中模拟基带电路的设计，其中，双转单的低通滤波器210和无源高通滤波器220的总功耗为55uA，提供的增益约为10dB；整个模拟基带消耗功耗为264uA。加上前级的射频基带部分，整个射频和模拟前端对有用信号可以提供的最大增益约为47dB。通过上述模拟基带电路对干扰信号的滤除，加上射频前端电路，能够充分抑制干扰信号，从而顺利地使有用的宽带射频信号转换为基带短脉冲信号交给下面的数字基带模块进一步处理。

此外，对于本发明的模拟基带电路而言，得到的数字信号更为简洁，因此对于后方数字基带电路的要求大大降低，简化了后方数字基带的设计复杂度。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本领域的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明的范围内。本发明要求的保护范围由所附的权利要求书及其等同物界定。

Claims (13)

1.一种模拟基带电路，其特征是，包括：

双转单的低通滤波器，接收一模拟基带信号，并滤除该模拟基带信号中频率高于基带的部分，同时将该模拟基带信号由两路信号转换为单路信号；

高通滤波器，接收经双转单的低通滤波器得到的单路信号，并将该单路信号中频率低于基带的部分滤除；

阈值比较器，接收经无源高通滤波器得到的信号，并将其与一预设的阈值电压进行比较，从而将模拟基带信号转换为数字信号；

输出缓冲器，将经阈值比较器得到的数字信号整形后输出；

其中，所述阈值比较器包括：

第七NMOS，其栅极耦接一直流源，源极接地；

第八NMOS与第九NMOS，其源极相连且耦接至第七NMOS的漏极，第八NMOS的栅极接收经所述无源高通滤波器得到的信号，第九NMOS的栅极接收所述阈值电压的信号；

第五PMOS与第六PMOS，其源极相连且电连接供电电源，栅极相连并耦接至第八NMOS的漏极，第五PMOS的漏极耦接第八NMOS的漏极，第六PMOS的漏极耦接第九NMOS的漏极。

2.根据权利要求1所述的模拟基带电路，其特征是，所述双转单的低通滤波器的截止频率选择在所述模拟基带信号带宽的一半处。

3.根据权利要求1所述的模拟基带电路，其特征是，所述高通滤波器的截止频率为2～20MHz。

4.根据权利要求1所述的模拟基带电路，其特征是，所述高通滤波器的截止频率为10MHz。

5.根据权利要求1所述的模拟基带电路，其特征是，所述双转单的低通滤波器包括：

第一NMOS，其栅极耦接一直流源，源极接地；

第二NMOS与第三NMOS，其源极相连且耦接至第一NMOS的漏极，栅极分别通过第一电容与第二电容耦接模拟基带信号，且栅极分别通过第一电阻与第二电阻耦接一直流源；

第一PMOS与第二PMOS，其源极相连且电连接供电电源，栅极相连并耦接至第二NMOS的漏极，第一PMOS的漏极耦接第二NMOS的漏极，第二PMOS的漏极耦接第三NMOS的漏极。

6.根据权利要求5所述的模拟基带电路，其特征是，所述双转单的低通滤波器还包括第一状态控制单元，其包括：

第三PMOS，其栅极耦接一脉冲控制信号，源极耦接至所述供电电源，漏极耦接至所述第一PMOS与第二PMOS的源极。

7.根据权利要求6所述的模拟基带电路，其特征是，所述高通滤波器为无源高通滤波器。

8.根据权利要求7所述的模拟基带电路，其特征是，所述无源高通滤波器包括：

第三电阻，一端电连接供电电源；

第三电容，其一端耦接第二PMOS的漏极，另一端耦接第三电阻的另一端。

9.根据权利要求8所述的模拟基带电路，其特征是，所述无源高通滤波器还包括：第二状态控制单元，其包括：

第四PMOS，其源极耦接所述供电电源，栅极耦接一脉冲控制信号；

第四NMOS，其栅极和漏极耦接所述第四PMOS的漏极；

第五NMOS，其源极接地，栅极和漏极耦接所述第四NMOS的源极与所述第三电阻的一端。

10.根据权利要求8所述的模拟基带电路，其特征是，所述无源高通滤波器还包括开关单元，其包括：

第六NMOS，其栅极耦接一脉冲控制信号，源极接地，漏极耦接所述第三电阻与第三电容之间。

11.根据权利要求8所述的模拟基带电路，其特征是，所述第八NMOS的栅极耦接所述第三电阻与第三电容之间，第九NMOS的栅极通过第四电容接地并通过第四电阻耦接所述阈值电压。

12.根据权利要求11所述的模拟基带电路，其特征是，所述阈值比较器还包括第三状态控制单元，其包括：

第七PMOS，其栅极耦接一脉冲控制信号，源极耦接至所述供电电源，漏极耦接至所述第五PMOS与第六PMOS的源极。

13.根据权利要求11所述的模拟基带电路，其特征是，所述输出缓冲器包括：

第十NMOS与第八PMOS，其漏极相连，且栅极相连并耦接所述第六PMOS的漏极与第九NMOS的漏极，第十NMOS的源极接地，第八PMOS的源极耦接供电电源；

第十一NMOS与第九PMOS，其栅极相连且耦接所述第十NMOS与第八PMOS的漏极，所述第十一NMOS的源极接地，第九PMOS的源极耦接供电电源，且第十一NMOS与第九PMOS的漏极相连且引出整形后的数字信号。