DE3830338A1

DE3830338A1 - Modem-kommunikationssystem mit haupt- u. sekundaerkanaelen

Info

Publication number: DE3830338A1
Application number: DE3830338A
Authority: DE
Inventors: Adriaan Kamerman; Johannes Petrus Norbertu Haagh
Original assignee: NCR Corp
Current assignee: NCR International Inc
Priority date: 1987-09-10
Filing date: 1988-09-07
Publication date: 1989-03-23
Also published as: FR2620583A1; GB2209648A; FR2620583B1; CA1297599C; DE3830338C2; US4860308A; GB2209648B; GB8721260D0

Description

Die Erfindung betrifft mit Modem (Modulator-Demodulator) arbeitende Übertragungs- oder Kommunikationssysteme.

Bekannte Übertragungssysteme dieser Art verwenden einen Hauptkanal mit einer verhältnismäßig hohen Datenübertragungsgeschwindigkeit oder -rate und einem Sekundärkanal mit einer verhältnismäßig niedrigen Datenübertragungsrate, wobei die beiden Kanäle sich in ein gemeinsames Übertragungsmedium teilen. Die US-PS 42 73 955 offenbart ein Datenübertragungssystem, das einen Hauptübertragungskanal mit 2400 Bits/s und einen Hilfskanal mit 110 Bits/s für Fernmessungsinformationen verwendet. Empfängerseitig werden Hochpaß- und Tiefpaßfilter dazu verwendet, die Signale auf den entsprechenden Übertragungskanälen zu trennen.

Der Einsatz einer Sekundärkanalübertragung in mit Modem arbeitenden Übertragungssystemen mit Hauptkanaldatenübertragungsraten, die wesentlich höher als die vorgenannten Raten von 2400 Bits/s, etwa 14 400 Bits/s ist, wird komplizierter als mit einer niedrigen Hauptkanaldatenübertragungsrate mit etwa 2400 Bits/s, und zwar auf Grund der Bandbreitenbeschränkungen des Übertragungsmediums, das normalerweise eine Telefonleitung ist und auf Grund der höheren Empfindlichkeit auf Störungen bei der höheren Datenübertragungsrate.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein mit Modem arbeitendes Datenübertragungssystem mit einem Haupt- und einem Sekundärkanal anzugeben, das geeignet ist, für eine hohe Datenübertragungsrate auf dem Hauptkanal und das ein Miniumum an eine Digitalsignalverarbeitung verwendenden Schaltungsaufwand aufweist.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch ein Übertragungssystem mit den Merkmalen des Kennzeichens des Patentanspruchs 1.

Bei dem erfindungsgemäßen Übertragungssystem wird durch die Verwendung eines einzigen Analog-/Digitalwandlers sowohl für den Haupt- als auch für den Sekundärkanal und die Verwendung eines einzigen Tiefpaßfilters in dem Sekundärempfänger, das eine Vielzahl von Malen mit unterschiedlichen Abtastraten eingesetzt wird, eine wirksame Unterdrückung der Hauptkanalsignale bei einem Minimum an eine Digitalsignalverarbeitung verwendender Schaltung erreicht.

Bevorzugte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Systems sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnung. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Datenmodemübertragungssystems mit einem Haupt- und einem Sekundärkanal,

Fig. 2 eine Darstellung von Kurven der Leistungsspektraldichte für den Haupt- und den Sekundärkanal,

Fig. 3 ein Blockschaltbild der Anordnung der Haupt- und Sekundärkanal-Sender und -Empfänger in jedem der Modem,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Sekundärkanalsenders,

Fig. 5 ein Schema zur Veranschaulichung eines IIR- Digitalfilters im Sekundärkanalsender,

Fig. 6A und 6B des Signalspektrums an unterschiedlichen Positionen in dem Sekundärkanalsender,

Fig. 7 ein Blockschaltbild zur Erläuterung der Theorie des Filtervorgangs in dem Sekundärkanalempfänger,

Fig. 8A, 8B und 8C des Signalspektrums an drei Stellen in dem Sekundärkanalempfänger,

Fig. 9 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Verwendung eines einzigen IIR-Digitalfilters bei der Filterung in dem Sekundärkanalempfänger,

Fig. 10 den Aufbau des IIR-Digitalfilters nach Fig. 9,

Fig. 11A und 11B Kurven zur Veranschaulichung der Amplitudenverzerrung und der Verzögerungsverzerrung in dem Sekundärkanal und

Fig. 12 den in dem Sekundärkanalempfänger verwendeten Detektor.

Fig. 1 zeigt ein Vielpunkt-Modemnetzwerk 10, bei dem ein Steuermodem 10 in Kommunikation mit drei untergeordneten Modems 14, 16 und 18 ist. In der Praxis kann eine größere oder geringere Anzahl von nebengeordneten Modems verwendet werden. Das Steuermodem 12 ist über eine Vierdraht-Telefonleitung 20 verbunden, die eine Zweidrahtsendeleitung 22 und eine Zweidrahtempfangsleitung 24 aufweist. Die Vierdrahttelefonleitung 20 ist an Abzweigleitungen 20 A, 20 B, 20 C angeschlossen, die mit den entsprechenden nebengeordneten Modems 14, 16 und 18 gekoppelt sind. Dies bedeutet, daß die Zweidrahtsendeleitung 22 über den Abzweigpunkt 26 mit den Zweidrahtsendeleitungen 22 A, 22 B, 22 C verbunden ist, die mit den entsprechenden nebengeordneten Modems 14, 16, 18 in Verbindung stehen, und daß die Zweidrahtempfangsleitung 24 über den Abzweigpunkt 28 mit Zweidrahtempfangsleitungen 24 A, 24 B, 24 C verbunden sind, die zum Empfang von Signalen von den entsprechenden nebengeordneten Modems 14, 16, 18 geschaltet sind.

Eine Übertragung in dem Vielpunkt-Netzwerk 10 wird über einen Hauptkanal mit einer verhältnismäßig hohen Bitrate, etwa 14 400 Bits/s und über einen Sekundärkanal mit einer verhältnismäßig niedrigen Bitrate von etwa 75 Bits/s durchgeführt. Der Hauptkanal verwendet eine QAM-Modulation, das heißt eine 90°- Modulation, obgleich auch andere Modulationsarten für die Hauptkanalmodulation verwendet werden können. Der Sekundärkanal kann Status-, Diagnose- und Netzwerksteuerinformationen führen. Somit übertragen und empfangen die vier Drahtleitungen 20, 20 A, 20 B, 20 C Informationen sowohl über den Haupt- als auch über den Sekundärkanal. Für bestimmte Anwendungen kann jedoch die Anordnung modifiziert werden. So können bei einer alternativen Anordnung die nebengeordneten Modems 14, 16, 18 alle Informationen von dem Steuermodem über den Haupt- und Sekundärkanal empfangen, jedoch das nebengeordnete Modem 14 kann nur über den Sekundärkanal senden, das nebengeordnete Modem 16 hat überhaupt keine Sendefähigkeit, und das nebengeordnete Modem 18 kann sowohl über den Haupt- als auch über den Sekundärkanal senden.

Es wird auf Fig. 2 Bezug genommen, die Kurven bezüglich der Leistungsspektraldichte über der Frequenz zeigt. Die allgemeine Form der Leistungsspektraldichte für den Hauptkanal ist durch die durchgezogene Linie 30 und die allgemeine Form der Leistungsspektraldichte für den Sekundärkanal ist durch die gestrichelte Linie 32 dargestellt. Der vertikale Maßstab für beide Kurven ist in dB relativ zu 0 dBm (0 Dezibel mW) für 2400 Hz. Es zeigt sich anhand der Kurven 30, 32, daß der Hauptkanal (600-3000 Hz-Band) ein verhältnismäßig breites Spektrum und der Sekundärkanal (300-350 Hz-Band) ein verhältnismäßig enges Spektrum besitzen.

Es wird nun auf Fig. 3 Bezug genommen, die ein Blockschaltbild der Sender und Empfänger in dem Steuermodem 12 zeigt, wobei die entsprechende Konfiguration der nebengeordneten Modems 14, 16, 18 identisch mit derjenigen der Fig. 3 ist. Im Senderteil überträgt der Hauptkanalsender 40 und der Sekundärkanalsender 42 Signale auf entsprechende Ausgangsleitungen 44, 46, welche Signale in einem Addierer 48 addiert werden, dessen Ausgang über eine Leitung 50 mit dem Eingang eines Digital-/Analogwandlers 52 verbunden ist, dessen Ausgang an die Sendeleitung 22 gekoppelt ist.

Die Empfangsleitung 24 ist an einen Analog-/Digitalwandler 54 angeschlossen, dessen Ausgang über eine Leitung 56 mit einem Digitalsperrfilter 58 in Verbindung steht, dessen Ausgang wiederum mit dem Hauptkanalempfänger 60 verbunden ist. Das Sperrfilter 58 ist ein Bandsperr-Digitalfilter, das das Sekundärkanalsignal (300-350 Hz-Band) eliminiert und das Hauptkanalsignal (600-3000 Hz-Band) zu dem Hauptkanalempfänger 60 durchläßt. Das Sperrfilter 58 wirkt somit als Hochpaßfilter, aber ein Sperrfilter (Bandsperre) wird deshalb verwendet, weil es sich leichter realisieren läßt als ein Hochpaßfilter. Der Aufbau derartiger Sperrfilter ist allgemein bekannt und wird hier nicht beschrieben.

Die Ausgangsleitung 56 des Analog-/Digitalwandlers 54 ist auch mit dem Sekundärkanalempfänger 62 verbunden, in dem eine Filterung dahingehend durchgeführt wird, daß das Hauptkanalsignal in einer Weise möglichst gut unterdrückt wird, die nachstehend im einzelnen beschrieben wird.

Es wird nun auf Fig. 4 Bezug genommen, die ein Blockschaltbild des Sekundärkanalsenders 42 zeigt. Ein Markierungs- oder Lücke- Symbol (beispielsweise ein Signal mit einem hohen oder niedrigen Pegel) wird von einer Eingangsleitung 70 an einen Komplexsignalgenerator 72 angelegt. Der Komplexsignalgenerator 72 ist ein binärer FSK-Modulator mit kontinuierlicher Phase, d. h. mit einer Modulation mit Frequenzumtastung mit Phasenumkehrung entsprechend zweier Frequenzen und mit kontinuierlichen Phasenänderungen zwischen aufeinanderfolgenden Symbolintervallen. Die Verwendung einer FSK-Modulation mit kontinuierlicher Phase führt dazu, daß eine geringere Bandbreite verwendet werden kann, wodurch der Einfluß von Störungen und Verzerrungen beschränkt wird. Der Komplexsignalgenerator 72 erzeugt Komplexwert-Abtastungen bei 9600 Hz auf einer Ausgangsleitung 74. Es ist zu beachten, daß in den Zeichnungen eine Doppellinienverbindung für komplexe Größen verwendet wird, während eine Einzellinienverbindung für reelle Größen steht. Jedes Komkplexwert-Abtastsignal hat bezüglich des vorhergehenden Abtastwertes eine Phasendrehung von -2π · 20/9600 oder +2π · 30/9600 Radian entsprechend einer negativen Frequenz von -20 Hz bzw. einer positiven Frequenz von +30 Hz, abhängig davon ob das Signal auf der Eingangsleitung ein Markierungssymbol oder ein Lückesymbol darstellt. Ein Markierungssymbol entspricht 128 Phasendrehungen von -2π · 20/9600 während des Symbolintervalls, und ein Lückesymbol entspricht 128 Phasendrehungen von +2π · 20/9600 während des Symbolintervalls. Nach jedem Symbolintervall (1/75 s, 128 Abtastungen) kann das gleiche Symbol und die entsprechende Anzahl von Phasendrehungen auftreten oder das andere Symbol und die entsprechende Anzahl von Phasendrehungen.

Das komplexe Ausgangssignal des Komplexsignalgenerators wird über die Leitung 74 an ein IIR-Digitaltiefpaßfilter 76 angelegt, wobei IIR unendliches Impulsverhalten bedeutet und das Filtersignal Anteile aus den spektralen Seitenkeulen, die das Hauptkanalsignal stören würden. Unter kurzer Bezugnahme auf Fig. 5 sei darauf hingewiesen, daß das IIR-Filter 76 Addierer 90, 92, Multiplizierer 94, 96, 98 und eine Verzögerungseinheit 100 aufweist, die in der in Fig. 5 gezeigten Weise durch Komplexwertsignalleitungen verbunden sind. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel haben die Koeffizienten die Werte

c₁₁ = 0,02395,
c₁₂ = 0,95209,
c₁₃ = 0,5.

Diese Koeffizienten werden dadurch bestimmt, daß zu Beginn ein Analogtiefpaßfilter mit minimaler Beeinträchtigung der Sekundärkanal-Bandanteile (-37,5 Hz bis +37,5 Hz) und hoher Unterdrückung von Anteilen außerhalb des Bandes über 150 Hz gewählt wird. In bekannter Weise wird dann das Analogtiefpaßfilter in ein Digitaltiefpaßfilter umgewandelt.

Es wird nun wieder auf Fig. 4 Bezug genommen gemäß der das Komplexwertausgangssignal des IIR-Filters 76 über eine Leitung 78 einem Frequenzwandler 80 zugeführt wird, der die Form eines Komplexwertmultiplizierers besitzt, der über eine Leitung 82 ein Signal

exp (+ j 2π (320 n/9600))

empfängt das ein Komplexwertträgersignal mit 320 Hz für aufeinanderfolgende Abtastungen mit einer 9600-Hz-Abtastrate darstellt. Der Frequenzwandlermultiplizierer 80 erzeugt Reellwertsignalabtastungen auf einer Ausgangsleitung 84. Es ist ersichtlich, daß der Frequenzwandler 80 dazu dient, eine Spektralverschiebung von 320 Hz im Signalspektrum zu bewirken. Es wird nun kurz auf die Fig. 6A Bezug genommen, die das Signalspektrum des Signals am Eingang des IIR-Filters 76 zeigt. Dieses Signalspektrum ist um 0 Hz zentriert. Fig. 6B zeigt das Signalspektrum auf der Ausgangsleitung 84 des Frequenzwandlers 80 nach Spektralverschiebung und Entfernung der Seitenkeulen und damit eine genauere Darstellung der gestrichelten Linie 32 in Fig. 2, die die allgemeine Form des Sekundärkanalsignalspektrums wiedergibt. Die Ausgangsleitung 84 ist mit der Leitung 46 (Fig. 3) verbunden, wobei die Reellwertsignalabtastungen des Sekundärkanals durch den Addierer 48 zu den Reellwertabtastungen auf der Ausgangsleitung 44 des Hauptkanalsenders 40 zum Anlegen an den Digital-/Analogwandler 52 addiert werden.

Es ist ersichtlich, daß der Hauptkanalsender 40 ebenfalls mit einer 9600-Hz-Abtastrate arbeitet.

Unter besonderer Bezugnahme auf die Fig. 7 und 9 wird nun der Filtervorgang in dem Sekundärkanalempfänger erläutert. Fig. 7 veranschaulicht die theoretische Grundlage der Filterung, während Fig. 9 eine praktische Realisierung für eine derartige Filterung zeigt. Es wird zuerst auf Fig. 7 Bezug genommen, gemäß der das Signal auf der Leitung 56 von dem Analog-/Digitalwandler 54 an ein Tiefpaß-IIR-Digitalfilter 110 A angelegt wird, in der das Signal mit einer 9600-Hz-Abtastrate verarbeitet wird und Frequenzen über 800 Hz eliminiert werden. Am Ausgang des Filters 110 A wird jeder vierte Abtastwert ausgewählt, damit sich ein Reellwertsignal mit einer Abtastrate von 2400 Hz auf einer Ausgangsleitung 112 des Filters 110 A ergibt. Dieses in der Abtastrate reduzierte Signal auf der Leitung 112 wird an einen Frequenzwandler 114 in Form eines Multiplizierers angelegt, dem auf einer Leitung 116 ein Eingangssignal

exp - j · 2π (320 · n · 4)/9600))

zugeführt wird. Das sich ergebende Komplexwertausgangssignal wird über eine Leitung 118 einem Tiefpaß-IIR-Digitalfilter 110 B zugeführt, das identisch mit dem Filter 110 A ist, jedoch mit einer 2400-Hz-Rate verarbeitet wird. Das Filter 110 B eliminiert Frequenzen oberhalb 200 Hz entsprechend den Hauptkanalanteilen über 520 Hz vor der Frequenzumwandlung in dem Frequenzwandler 114.

Am Ausgang des Filters 110 B wird jeder zweite (geradzahlige) Abtastwert ausgewählt, so daß sich auf einer Leitung 120 ein Abtastwert mit einer Abtastrate von 1200 Hz ergibt. Das Signal auf der Leitung 120 wird an ein Tiefpaß-IIR-Digitalfilter 110 C angelegt, das den Filtern 110 A und 110 B gleicht, jedoch mit einer 1200-Hz-Rate arbeitet. Das Filter 110 C eliminiert Frequenzen oberhalb 100 Hz entsprechend den Hauptkanalanteilen oberhalb 420 Hz bevor die Frequenzumwandlung in dem Frequenzwandler 114 stattfindet. Am Ausgang des Filters 110 C wird jeder zweite (geradzahlige) Abtastwert ausgewählt, so daß sich ein Signal mit einer 600-Hz-Abtastrate ergibt, das über eine Leitung 122 an einen Detektor 124 angelegt wird, der nachstehend noch im einzelnen beschrieben wird und ein Ausgangssignal auf Ausgangsleitung 126 angibt, das das detektierte Datenbit ergibt. Im Zusammenhang mit der vorangehenden Beschreibung der Filter 110 A, 110 B, 110 C ist zu beachten, daß jedes der Filter Frequenzen größer als das 0,08fache der Abtastrate eliminiert, mit der das Filter betrieben wird. Somit werden alle Frequenzanteile oberhalb der Hälfte der neuen Abtastrate eliminiert, wodurch eine Degradierung durch Frequenzfaltung vermieden wird. Da ferner die Filter 110 A, 110 B, 110 C mit Abtastraten von 9600 Hz, 2400 Hz und 1200 Hz betrieben werden, hat das Tiefpaßverhalten der Filter Übergangsbänder bei 500-800 Hz, 125-200 Hz bzw. 62-100 Hz. Für derartige Filter ist das Verhalten bezüglich der Abtastrate das gleiche. Somit macht es eine derartige Filterung möglich, ein verhältnismäßig einfaches Filter mit einer niedrigen Sperrfrequenz und einem schmalen Übergangsband zu verwenden.

Das Verständnis der Sekundärkanalempfängerfilterung gemäß der voranstehenden Beschreibung wird unter Bezugnahme auf die Fig. 8A, 8B und 8C erleichtert. Fig. 8A zeigt einen Graphen des Signalspektrumswertes über der Frequenz am Eingang des Filters 110 A. Die ausgezogenen Linienabschnitte 130, 132 stellen das Hauptkanalsignalspektrum dar. Die gestrichelten Liniensegmente 134, 136 stellen das Sekundärkanalsignalspektrum dar, während das Punktliniensegment 138 die Filterkennlinie darstellt.

Fig. 8B ist ein Graph, der den Signalspektrumswert über der Frequenz am Eingang des Filters 110 B zeigt. Die ausgezogenen Liniensegmente 140, 142 stellen das Hauptkanalsignalspektrum, die gestrichelten Liniensegmente 144, 146, das Sekundärkanalsignalspektrum und die Punktlinie 148, die Filterkennlinie dar.

Fig. 8C ist ein Graph, der den Signalspektrumswert über der Frequenz am Eingang des Filters 110 C zeigt. Die gestrichelte Linie 150 stellt das Sekundärkanalsignalspektrum und die Punktlinie 152 gefüllte Kennlinie dar.

Die in den Filtern 110 A, 110 B und 110 C während eines Symbolintervalls von ¹/₇₅ s durchgeführte Verarbeitung wird durch folgende Tabelle A veranschaulicht:

Tabelle A

Die Filter 110 A, 110 B und 110 C haben den gleichen Aufbau und die gleichen Koeffizienten. Es kann somit ein einziges Filter 110 bei der Realisierung der unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschriebenen Filterung verwendet werden. Eine derartige Realisierung ist in Fig. 9 gezeigt, die veranschaulicht, wie ein einziges IIR-Digitalfilter 110 bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfinder zu der Verarbeitung verwendet wird, die theoretisch unter Bezugnahme auf die Fig. 7 beschrieben wurde.

Gemäß Fig. 9 ist das IIR-Filter 110, das die Funktionen der Filter 110 A, 110 B und 110 C (Fig. 7) ausführt, verbunden zwischen einer Eingangsleitung 160, die mit einem Dreistellungs- Eingangsschalter 162 gekoppelt ist, und einer Ausgangsleitung 164, die mit einem Dreistellungs-Ausgangsschalter 166 verbunden ist. Die drei Kontakte eines dritten Dreistellungsschalters 168 sind mit entsprechenden Speichervorrichtungen 170, 172 und 174 verbunden. Die Speichervorrichtung 170, 172, 174 werden zum internen Speichern von Abtastwerten von Verzögerungselementen in dem Filter 110 entsprechend den Zeitintervallen verwendet, während der das Filter 110 zur Verarbeitung mit unterschiedlichen Verarbeitungsraten dient, wie dies nachstehend beschrieben wird. Es ist verständlich, daß die Schalter 162, 166, 168 derart synchron betrieben werden, daß die entsprechenden Kontakte mit der mit 1, 2, 3 bezeichneten Position jeweils gleichzeitig aktiv sind.

Es ist zu beachten, daß die in Fig. 7 gezeigten Filter 110 A, 110 B, 110 C dem Filter 110 (Fig. 9) entsprechen mit den Schaltern 162, 166, 168 in Positionen 1, 2 bzw. 3. Für jedes Abtastintervall von ¹/₉₆₀₀ s befinden sich die Schalter 160, 164, 168 in der Stellung 1, in der die gespeicherten Werte der Verzögerungselemente aus der Speichervorrichtung 170 ausgelesen und den Verzögerungselementen in dem Filter 110 zugeführt und dort verarbeitet werden und der neue Inhalt der Verzögerungselemente in die Speichervorrichtung 170 zurückgebracht wird. Für jedes vierte Abtastintervall wird das Ausgangssignal des Filters 110 in der Schalterstellung 1 als Eingangssignal für den Frequenzwandler 114 verwendet, und mit Schaltern in der Stellung 2 wird das Eingangssignal zum Filter 110 von der Stellung 2 des Eingangsschalters 162 abgeleitet, der Inhalt der Speichervorrichtung 172 wird in die Verzögerungselemente in dem Filter 110 eingelesen, und das Filter wird bearbeitet, und der Inhalt der Verzögerungselemente wird ausgelesen und in der Speichervorrichtung 172 gespeichert.

Für ungerade Ausgangsabtastsignale des Filters 10 bei in Stellung 2 befindlichen Schaltern erfolgt eine Rückkehr zur Verarbeitung in der Schalterstellung 1, während für jeden geradzahligen Ausgangsabtastwert des Filters 110 der Ausgangsabtastwert des Filters mit den Schaltern in Position 2 (einmal pro 8 Intervalle von ¹/₉₆₀₀ s) als Eingangssignal für das Filter 110 bei Schaltern in Stellung 3 verwendet wird. Befinden sich die Schalter in Position 3, dann wird der Inhalt der Speichervorrichtung 274 in die Verzögerungselemente in dem Filter 110 eingelesen, das Filter wird verarbeitet, und der Inhalt der Verzögerungselemente wird in der Speichervorrichtung 174 gespeichert.

Für die ungeradzahligen Ausgangsabtastwerte des Filters 110 bei Schaltern in Position 3 erfolgt eine Rückkehr zur Verarbeitung des Filters 110 mit den Schaltern in Position 1, während für jeden geradzahligen Ausgangsabtastwert des Filters mit den Schaltern in Position 3 der Ausgangsabtastwert des Filters (1× pro 16 Intervalle von ¹/₉₆₀₀ s) als Eingangssignal für den Detektor 124 verwendet wird.

Fig. 10 zeigt die Realisierung des IIR-Tiefpaßfilters 110 gemäß Fig. 9. Das Filter 110 ist zwischen die Eingangsleitung 160 und die Ausgangsleitung 164 geschaltet und enthält Addierer 180, 182, 184, 186, 188, 192, 194, 196, 198, 200, 202, 204, 206, 208, 210, Multiplizierer 212, 214, 216, 218 und 220, die Koeffizienten C₂₁, C₂₂, C₂₃, C₂₄ bzw. C₂₅ verwenden, und Verzögerungselemente 222, 224, 226, 228 und 230. Die verschiedenen Einheiten des Filters 110 sind in der in Fig. 10 gezeigten Weise miteinander verbunden. Das IIR-Tiefpaßfilter 110 ist ein elliptisches Filter, und der Aufbau des Filters 110 entspricht vorzugsweise den Prinzipien und Filterstrukturen, wie sie in dem Aufsatz von R. Ansari und B. Lui "A Class of Low Noise Computationally Efficient Recursive Digital Filters", Proceedings of the IEEE International Symposium on Circuits and Systems, April 1981, Seiten 550-553, beschrieben wurden. Die bevorzugten Ausführungsbeispiele der Erfindung verwendeten Koeffizienten haben folgende Werte:

C₂₁ = -0,79235,
C₂₂ = 0,91922,
C₂₃ = -0,94024,
C₂₄ = 0,74005,
C₂₅ = -0,95751.

Diese Koeffizienten werden mittels einer Berechnungstechnik für elliptische Filter gemäß den gewünschten Erfordernissen für Durchlaß und Sperrbandverhalten abgeleitet, wie es in dem vorgenannten Aufsatz von Ansari und Liu und in einem anderen Aufsatz der gleichen Autoren mit der Bezeichnung "Class of Low- Noise Computationally Efficient Recursive Digital Filters with Applications to Sampling Rate Alterations", IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, Band ASSP-33, Nr. 1, Februar 1985, Seiten 90 bis 97, diskutiert ist.

Es wird nun auf die Fig. 11A und 11B Bezug genommen, die Kurven zeigen die Übertragungsfunktion (Amplitudenverzerrung in Fig. 11A und Verzögerungsverzerrung in Fig. 11B) des gesamten Sekundärkanalsendeweges einschließlich der Telefonleitungsverzerrung. In Fig. 11A (Amplitudenverzerrung) stellt die durchgezogene Linie 240 den Fall ohne Verzerrung und die gestrichelte Linie 242 den Fall der größten Verzerrung dar. In Fig. 11B (Verzögerungsverzerrung) zeigt die durchgezogene Linie 250 den Fall ohne Verzerrung und die gestrichelte Linie 252 den Fall der größten Verzerrung. Für unterschiedliche Telefonleitungen variieren die Amplituden- und Verzögerungsverzerrung bei 300 Hz im Vergleich zu einer Verzerrung bei 350 Hz wie folgt:

Amplitudenverzerrung: 0 bis 1,5 dB,
Verzögerungsverzerrung: 0 bis 1,3 ms.

Die gesamte Amplituden- und Verzögerungskennlinie der Filterung in dem Sekundärkanalsender und -empfänger zentriert sich um 320 Hz. Dies ergibt Differenzen in der Amplituden- und Verzögerungskennlinie bei 300 Hz bezüglich derjenigen bei 350 Hz wie folgt:

Amplitudenkennlinie: -0,5 dB,
Verzögerungskennlinie: -0,3 ms.

Somit variiert die Summe zusammengesetzt aus den Anteilen der Senderfilterung, der Telefonleitungsverzerrung und der Empfängerfilterung für unterschiedliche Telefonleitungen bei 300 Hz relativ zu 350 Hz wie folgt:

Amplitudenverzerrung: -0,5 bis 1,0 dB,
Verzögerungsverzerrung: -0,3 bis 1,0 ms.

Es zeigt sich somit, daß die beim bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendete Filterung eine Vorkompensation für die Differenzen in der Verzerrung zwischen 300 Hz und 350 Hz erzielt und dmait eine zuverlässige Detektion für Telefonleitungen ergibt, wo eine hohe Verzerrung eingeführt wird.

Es wird nun auf Fig. 12 Bezug genommen, die ein Blockschaltbild des Detektors 124 der Fig. 7 und 9 zeigt. Der Detektor 124 besitzt eine Eingangsleitung 122, die mit einem -20-Hz- Korrelator 260 und einem +30-Hz-Korrelator 262 gekoppelt ist. Der -20-Hz-Korrelator 260 umfaßt einen Multiplizierer 264, der das Eingangssignal von der Leitung 122 mit einer 600-Hz- Abtastrate und über eine Leitung 266 den Multiplikationsfaktor

exp (- j · 2π (- 20 · 1 · 16)/9600))

empfängt, wobei 1=0, 1, . . . 7 ist.

Im Ausgang des Multiplizierers 264 ist mit einem Addierer 268 verbunden, der aufeinanderfolgende Additionen von acht aufeinanderfolgenden Abtastwerten gemäß der Formel durchführt:

und zwar einmal pro ¹/₇₅ s mit acht Eingangsabtastwerten

s _n = s _k , s _k+1, . . . s _k+7.

Der +30-Hz-Korrelator 260 enthält einen Multiplizierer 270, der das Eingangssignal auf der Leitung 122 mit 600 Hz und über eine Leitung 272 den Multiplikationsfaktor

exp (- j · 2π (30 · 1 · 16)/9600) ,

wobei 1=0, 1, . . . 7 ist.

Der Ausgang des Multiplizierers 270 ist mit einem Addierer 274 verbunden, der aufeinanderfolgende Additionen 48 aufeinanderfolgende Abtastwerte gemäß der Formel durchführt:

und zwar 1× pro ¹/₇₅ s mit 8 Eingangsabtastwerten

s _n = s _k , s _k+1, . . . 2_k+7.

Die Komplexwert-Ausgangssignale 276 und 278 der entsprechenden Addierer 268, 274 enthalten Signale mit einer 75-Hz-Rate und werden an einen Normiervergleicher 280 angelegt. Der Normiervergleicher 280 berechnet die quadrierten Vektorlängen der Korrelatorausgangssignale und vergleicht diese. Der Normiervergleicher 280 entscheidet dann, ob während der letzten ¹/₇₅ s der Wert -20 Hz wahrscheinlicher war als der Wert +30 Hz als Eingang zum Detektor 124. Somit ergeben sich bei

Ausgangswert des Korrelators 260 = x₁ + jY₁,
Ausgangswert des Korrelators 262 = x₂ + jY₂,

die quadrierten Vektorlängen

v₁² = x₁² + y₁²,
v₂² = x₂² + y₂².

Ist v₁²<v₂² dann wird -20 Hz entsprechend einem Markierungssymbol festgestellt. Ist v₁¹<v₂² dann wird +30 Hz entsprechend einem Lückesymbol detektiert.

Die vorangehende Beschreibung bezieht sich auf eine Normierungsoperation des Detektors 124 während der Signalübertragung. Um jedoch eine effiziente Anfangsdetektierung zu erhalten, wenn ein Anfangsmuster aus zwanzig Markierungssymbolen gefolgt von zwei Lückesymbolen ausgesandt wird, werden die beiden Korrelatoren anfangs auf -20 Hz jedoch mit einer Halbsymbolverschiebung (¹/₁₅₀ s)-Zeitgabedifferenz abgestimmt. Somit bewirkt der Addierer 268 in dem Korrelator 260 die Addition

Der Addierer 274 in dem Korrelator 262 bewirkt die Addition.

Wenn die Korrelation bezüglich -20 Hz abfällt, entsprechend dem Vorhandensein eines Lückensymbols, dann ändert sich der Korrelator 262 auf eine Korrelation bei +30 Hz. Somit wird ein erster optimaler Abtastwert für den Start des Normiervorgangs des Detektors 124 abgeleitet, basierend auf dem zuvorgenannten Abfall der Korrelation bei -20 Hz. Somit werden die beiden Korrelationsmessungen während der folgenden Normieroperation des Detektors 124 mit der geeigneten Zeitgabe durchgeführt.

Zusammenfassend zeigt sich somit, daß das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung einen Sekundärkanalempfänger verwendet, der durch eine digitale Komplexwertsignalverarbeitung realisiert ist und den Vorteil besitzt, daß er ein Minimum an Schaltung zum Erzielen einer hohen Leistung besitzt. Somit wird nur ein einziger Analog-/Digitalwandler bei dem empfangenden Modem erforderlich, da die gleichen Signalabtastwerte für den Sekundärkanalempfänger wie für den Hauptkanalempfänger verwendet werden. Ferner ist eine genaue Filterung und eine gute Unterdrückung der Hauptkanalsignalfrequenz ohne Frequenzfaltung unter Verwendung eines einzigen Filters möglich, das mehrere Male bei unterschiedlichen Abstastraten verarbeitet wird. Außerdem ist die Signalgabe und Zeitgabe in dem Sekundärkanal unabhängig von dem Hauptkanal, und der Sekundärkanal arbeitet ohne Interferenzen mit dem Hauptkanal und ohne daß eine Degradierung in dem Hauptkanal während der Sekundärkanalübertragung auftritt.

Claims

1. Ein mit Datenmodem arbeitendes Kommunikationssystem, das aufweist: Modemsendevorrichtungen (40, 42) zum Aussenden von Daten auf einem Übertragungsmedium, das geeignet ist, einen Hauptdatenkanal, auf dem Daten mit einer verhältnismäßig hohen Bitrate übertragen werden, und einen Sekundärdatenkanal zu führen, auf dem Daten mit einer verhältnismäßig niedrigen Bitrate übertragen werden, und Modemempfängervorrichtungen (60, 62), die mit dem Übertragungsmedium gekoppelt sind, und wobei die Modemempfängervorrichtungen einen Hauptkanalempfänger (60) und einen Sekundärkanalempfänger (62) aufweisen, dadurch gekennzeichnet, daß das Übertragungsmedium mit einem Analog-/Digitalwandler (54) gekoppelt ist, dessen Ausgang mit einer ersten Filtervorrichtung (58) verbunden ist, die Signale in dem Sekundärkanal unterdrücken kann und deren Ausgang mit dem Hauptkanalempfänger (60) verbunden ist, daß der Ausgang des Analog-/Digitalwandlers (54) weiterhin mit zweiten Filtervorrichtungen (110, 162, 166, 168) verbunden ist, die in dem Sekundärkanalempfänger (62) enthalten sind, und daß die zweiten Filtervorrichtungen (110, 162, 166, 168) ein Tiefpaßdigitalfilter (110) enthalten, das Signalabtastwerte mit aufeinanderfolgend absteigenden Abtastraten verarbeitet.

2. Datenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Tiefpaßdigitalfilters (110) nach Verarbeitung mit einer ersten der Abtastraten einer Frequenzwandlung in einem Frequenzwandler (114) unterworfen wird, um eine negative Frequenzverschiebung vor der Verarbeitung bei einer zweiten der Abtastraten zu bewirken.

3. Datenübertragungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Filtervorrichtungen (110, 162, 166, 168) einen ersten Mehrpositionsschalter (162), der an einen Eingang des Tiefpaßfilters (110) gekoppelt ist, und einen zweiten Mehrpositionsschalter (166) aufweisen, der an einen Ausgang des Tiefpaßdigitalfilters (110) gekoppelt ist, wobei ausgewählte Kontakte des zweiten Mehrpositionsschalters (166) mit ausgewählten Kontakten des ersten Mehrpositionsschalters (162) gekoppelt sind, daß das Tiefpaßdigitalfilter eine Vielzahl von Verzögerungselementen (222-230) enthält und daß die zweite Filtervorrichtung einen dritten Mehrpositionsschalter (168) aufweist, der mit einer Vielzahl von Speichervorrichtungen (172, 174) gekoppelt ist, die zum Speichern des Inhalts der Verzögerungselemente (222-230) dienen.

4. Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter (110) ein IIR-Tiefpaß-Digitalfilter ist.

5. Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Filtervorrichtung ein digitales Bandsperrfilter (58) aufweist.

6. Datenübertragungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Detektorvorrichtung (124), die mit einem Ausgang der zweiten Filtervorrichtungen (110, 162, 166, 168) verbunden sind, wobei dei Detektorvorrichtung (124) einen ersten und zweiten Korrelator enthält, mit denen die Korrelation bezüglich einer ersten und zweiten vorbestimmten Frequenz des Ausgangssignals des Tiefpaßdigitalfilters bestimmt wird.

7. Datenübertragungssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorvorrichtung (124) einen Normiervergleicher (280) aufweist, der zum Vergleich der quadrierten Vektorlänge der Ausgangssignale der Korrelatoren (260, 262) dient.

8. Datenübertragungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Modemsendervorrichtungen (40, 42) einen Sekundärkanalsender (42) aufweisen, und daß der Sekundärkanalsender (42) einen Komplexsignalgenerator (72) zur Abgabe von FSK-modulierten Signalen mit kontinuierlicher Phase, eine dritte Filtervorrichtung (76) zum Entfernen von spektralen Seitenkeulen von den FSK-modulieren Signalen und einen Frequenzwandler (80) zum Verschieben des Signalspektrums der Ausgangssignale der dritten Filtervorrichtung (76) aufweist.