DE2201391C3

DE2201391C3 - Anordnung für Frequenzumsetzung von analogen Signalen

Info

Publication number: DE2201391C3
Application number: DE2201391A
Authority: DE
Inventors: R J Sluyter; Gerwen P J Van
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1971-01-27
Filing date: 1972-01-13
Publication date: 1979-10-11
Also published as: DE2201391A1; AU3820772A; JPS5335424B1; FR2123460B1; BE778465A; CH549310A; IT948920B; AU458797B2; FR2123460A1; US3753115A; SE373468B; CA954628A; GB1373717A; NL7101037A; DE2201391B2

Description

zahlig und ungleich m + 1 ist, wenn dieser Phasenunterschied im Intervall 0,2 ■ π liegt, und der Phasenunterschied zwischen den Phasenwinkeln, um welche der genannte Träger für die Modulatoren in aufeinanderfolgenden Korrekturanordnungen verschoben wird, ebenfalls gleich 1--- ist.

tn 4- ι

4. Anordnung mich Anspruch I. 2 oder 3 zur Frequenzumsetzung einer Λη/.aril in verschiedenen Frequenzteilbändern eines Frequenzmultiplexsignals Hegender analoger Signale, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung einen allen Frequenzteilbändern gemeinsamen Analog-Digital-Umsetzer und ein daran angeschlossenes gemeinsames Schieberegister enthält.

Die Erfindung betrifft eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.

In der DE-OS 15 41 947 ist das Filter für analoge Signale bereits allgemein beschrieben, wobei dessen Aufbau im Grunde für eine vollständige Integration in einem Halbleiterkörper geeignet ist, da nur logische Schaltungen und Widerstände und keine reaktiven Elemente verwendet werden. Bei Anwendung dieses Filters für die Anordnung für Frequenzumsetzung von analogen Signalen stellt es sich heraus, daß jedoch Schwierigkeiten von grundsätzlicher Art auftreten, die in der Praxis die vollständige Integration in einem Halbleiterkörper nicht ausführbar machen. Es wurde nämlich nach eingehenden Untersuchungen festgestellt, daß insbesondere bei Bandpaßfiltern vom erwähnten Typ eine Vielzahl, beispielsweise 150 bis 200 Schieberegisterelemente mit. zugehörenden Wägungsnetzwerken zur Verwirklichung einer Übertragungskennlinie von akzeptierbarer Qualität erforderlich ist. Diese Qualität nimmt schnell ab, wenn für die vollständige Integration in einem Halbleiterkörper die Anzahl Schieberegisterelemente verringert wird. Insbesondere stellt es sich heraus, daß diese Verringerung der Anzahl Schieberegisterelemente eine starke asymmetrische Verzerrung in der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters zur Folge hat. Diese besonders stC.ende Verzerrung verursacht in dem in der Frequenz umgesetzten analogen Signal ernstliche Verzerrungen, die insbesondere bei einem analogen Signal in Form eines einem Träger aufmodulierten Datensignals unzulässig sind.

Die Erfindung bezweckt, eine für vollständige Integration in einem Halbleiterkörper geeignete Anordnung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, in der trotz einer wesentlichen Verringerung der Anzahl Schieberegisterelemente mit zugehörenden Wägungsnetzwerken der Einfluß der asymmetrischen Verzerrung in der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters aufgehoben wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Dadurch ist es möglich, die durch die geringe Anzahl von Schieberegisterelementen im Filter erzeugten unsymmetrischen Verzerrungen mit geringem Aufwand weitgehend zu kompensieren.

Aus der GB-PS 1159 909 ist ein digitales Filter bekannt, bei dem an die Ausgänge der Schieberegisterelemente zwei getrennte Netzwerke angeschlossen sind, deren Ausgänge zusammengefügt werden. Dabei führen jedoch die Ausgänge der Schieberegisterelemente jeweils auf einen digitalen Multiplizierer, wobei das eine Netzwerk für die Durchführung der Multiplikationen mit positiven Koeffizienten und das andere Netzwerk für die Multiplikation mit negativen Koeffizienten dient. Dadurch wird der Aufwand bei der vorzeichenrichtigen Multiplikation verringert. Eine

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Anwendung für Frequenzumsetzung und insbesondere eine Kompensation nichtlinearer Verzerrungen bei einer geringen Anzahl von Schieberegisterelementen ist dabei jedoch nicht angegeben.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine erfindungsgeinäße Frequenzumsetzungsanordnung,

F i g. 2 und 3 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 1,

F i g. 4 eine Abwandlung der Anordnung nach F i g. 1.

Die in F i g. 1 dargestellte Frequenzumsetzungsanordnung ist in einen Empfänger für analoge Signale aufgenommen, die durch einen Träger von beispielsweise 2,8 kHz mit Hilfe von Einseitenbandmodulation aufmodulierte Datensignale gebildet werden und im Frequenzband zwischen beispielsweise 0,4 und 2,8 kHz liegen. Bei der Anordnung in F i g. 1 wird das eintreffende analoge Signal einer Kaskadenschaltung eines Bandpaßfilicrs 1 mit einer Übertragungsker.nünic zur Selektion des genannten Frequenzbandes -on 0,4 bis 2,8 kHz und einer Frequenzumsetzstufe 2 mit einem von einem Träger von 2,8 kHz gespeisten Modulator 3 zugeführt, wobei das durch Frequenzumsetzung erhaltene modulierte Datensignal im Basisband von 0 bis 2,4 kHz zur Weiterverarbeitung im Empfänger dem Ausgang der Frequenzumsetzstufe 2 entnommen wird. Der 2,8-kHz-Träger rührt von einem Trägergenerator 4 her, der beispielsweise als Oszillator ausgebildet ist, der auf die Trägerfrequenz des empfangenen analogen Signals, beispielsweise mit Hilfe eines mitgesandten Pilotsignals oder auf eine andere bekannte Weise, genau synchronisiert wird.

Zur Verwirklichung einer Frequenzumsetzung mit optimaler Selektion, d. h. einer verzerrungsfreien Übertragung der innerhalb des Durchlaßbandes von 0,4 bis 2,8 kHz liegenden analogen Signale und einer völligen Unterdrückung sämtlicher außerhalb dieses Bandes liegenden Signale, wird nach einer Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters 1 mit einer Amplitudenkennlinie /4β(ω) der in F i g. 2 bei a dargestellten Form gestrebt. Hinzu kommt noch die insbesondere für einem Träger aufmodulierte Datensignale wichtige Anforderung, daß die Phasenkennlinie Φ(ω) innerhalb dieses Durchlaßbandes linear verlaufen muß.

Hat dieses idealisierte Bandpaßfilter 1 eine Mittelfrequenz tOmirad/s) und eine Bandbreite 2 co^rad/s), so kann die Amplitudenkennlinie wie folgt mathematisch umschrieben werden:

Γ 1. IX₁₁₁ — ri_h < fi

I 0, anderswo

wobei im erwähnten Beispiel gilt (vergleiche a in F ig. 2):

ω™ = 2 π ■ 1600 rad/s; 2 ω/, = 2 π ■ 2400 rad/s.
Für die Phasenkennlinie läßt sich schreiben:
Φ{οή = -ο) ίο + Φο,

wobei ίο die konstante Laufzeit des Bandpaßfilters darstellt und Φο ein konstanter Phasenwinkel ist.

In der Praxis ist eine derartige rechteckige Amplitudenkennlinie nicht ver.iirklichbar, da ja die Flanken eine endliche Flankenbreite Δω haben, wie in F i g. 2 bei a durch gestrichelte Linien dargestellt ist, wobei die Flankensteilheit k durch

k = (ub/Δο)

gekennzeichnet wird. Für die Anordnung in F i g. 1 beträgt die Flankensteilheit k beispielsweise 5.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Anordnung ist für die Ausbildung des Bandpaßfilters 1 der allgemeine Filteraufbau, wie dieser in der niederländischen Patentanmeldung 66 02 900 beschrieben worden ist, verwendet worden. Dementsprechend ist das Bandpaßfilter 1 mit einer Kaskadenschaltung eines Analog-Digital-Umsetzers 5, eines Schieberegisters 6 und eines Digital-Analog-Umsetzers 7 versehen, wobei das eintreffende analoge Signal im Analog-Digital-Umsetzer 5 in eine Impulsreihe umgesetzt wird, in der die Impulse durch ihr Vorhandensein bzw. Fehlen das analoge Signal kennzeichnen. Die Impulsreihe wird dem Schieberegister 6 zugeführt, das eine Anzahl Schieberegisterelemente 8, 9, 10, 11, 12, 13 e· :iält, deren Inhalt vjürCn einen impulsgenerator 14 mit ciäcr Schicbcpcnöde τ weitergeschoben wird, die kleiner ist als die halbe Periode der höchsten Frequenz im genannten Frequenzband von 0,4 bis 2,8 kHz, wobei die Schieberegistereler^ente 8,9,10,11,12,13 über Wägungsnetzwerke 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21 an ein Zusammenfügungsnetzwerk 22 angeschlossen sind, um die in den Schieberegisterelementen um jeweils ein Zeitintervall τ weitergeschobenen Impulsreihen zusammenzufügen. Dabei ist der Digital-Analog-Umsetzer 7, was seinen Einfluß auf das zu filternde analoge Signal anbelangt, invers zum Analog-Digital-Umsetzer 5 ausgebildet, d. h., daß bei einem unmittelbaren Zuführen der Ausgangsimpulsreihe des Analog-Digital-Umsetzers 5 zum Digital-Analog-Umsetzer 7 am Ausgang dieses Digital-Analog-Umsetzers ein analoges Signal entsteht, das, abgesehen von der Quantifizierungsungenauigkeit, dem dem Analog-Digital-Umsetzer 5 zugeführten analogen Sign:! entspricht.

In der obengenannten Patentanmeldung ist bereits erli.jtert worden, daß bei einem derartigen Aufbau eines Filters für analoge Signale die Filterwirkung in der durch das Schieberegister 6, die Wägungsnetzwerke 15 bis 21 und das Zusammenfügungsnetzwerk 22 gebildeten Anordnung erfolgt und daß diese Filterwirkung von dem bei der Analog-Digital-Umsetzung angewandten Impulskode völlig unabhängig ist. Die Beschreibung des betreffenden Bandpaßfilters 1 wird deswegen auf nur einen Impulskode beschränkt, während für andere Impulskodes auf die obengenannte Patentanmeldung verwiesen wird.

Bei der Anordnung nach F i g. 1 ist als Analog-Digital-Umsp*zfir 5 ein Deltamodulator verwendet worden, der durch einen an einen Impulsgenerator angeschlossenen Impulskodemodulator 23 gebildet wird, Jessen Ausgangsimpulse über einen Impulsgenerator 24 einem Digital-Analog-Umsetzer 25 in Form eines integrierenden Netzwerks zugeführt werden. Das Ausgangssignal des integrierendet. Netzwerks 25 wird ebenso wie das eintreffende analoge Signal einem Differenzerzeuger 26 zur Erzeugung eines Differenzsignals, das den '.mpulskodemodulator 23 steuert, zugeführt. Liiu Impulse für den Deltamodulator 5 werden bei der vorliegenden Ausführungsform demselben Impulsgenerator 14 entnommen, der, gegebenenfalls über einen Frequenzvervielfacher 27, die Schiebeimpulse für das Schieberegister 6 liefert. Der zum Deltamodulator 5 gehörende Digital-Analog-Umsetzer 7 hat die Form eines integrie-

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renden Netzwerks, das dem integrierenden Net/werk 25 im Deltamodulator 5 entspricht.

In dem durch den Deltamodulator gebildeten Analog-Digital-Umsetzer 5 werden vom Impulsgenerator 14 dem Impulskodemodulator 23 Impulse abgegeben, deren Wiederholungsfrequenz (o^rad/s) wenigstens zweimal höher ist als die höchste Frequenz im genannten Frequenzband des analogen Signals; diese Impulswiederholungsfrequenz beträgt beispielsweise 48 kHz. Jc nachdem, ob der Augenblickswert des Ausgangssignals des integrierenden Netzwerks 25 kleiner oder größer ist als das ebenfalls dem Differenzerzeuger 26 zugeführte analoge Signal, entsteht am Ausgang des Differenzerzeugers 26 ein Üifferenzsignal negativer oder positiver Polarität. Abhängig von dieser Polarität des Differenzsignals treten die vom Impulsgenerator 14 herrührenden Impulse wohl oder nicht am Ausgang des Impulskodemoouiaiors 23 auf. Diese impulse weiden üuei ciiicii Impulsregenerator 24 zur Unterdrückung der im Impulskodemodulator 23 entstandenen Änderungen in der Amplitude, Dauer oder Form dem integrierenden Netzwerk 25 zugeführt. Die Zeitkonstantc dieses integrierenden Netzwerks beträgt beispielsweise 0,25 ms.

Der obenstehend beschriebene Deltamodulator 5 hat die Neigung, das Differenzsignal Null zu machen, wodurch das Ausgangssignal des integrierenden Netzwerks 25 eine quantifizierte Annäherung des analogen Signals bildet. Denn bei einem Differenzsignal negativer Polarität führt der Impulskodemodulator 23 dem integrierenden Netzwerk 25 einen Impuls zu, wodurch dem negativen Differenzsignal entgegengewirkt wird, während umgekehrt bei einem Differenzsignal positiver Polarität der Impulskodemodulator 23 dem integrierenden Netzwerk 25 keinen Impuls zuführt, so daß auf diese Weise dem Fortbestehen des positiven Differenzsignals entgegengewirkt wird. Der Deltamodulator 5 bildet auf diese Weise eine Impulsreihe, in der die Impulse durch ihr Vorhandensein bzw. Fehlen das eintreffende analoge Signal kennzeichnen.

Γι!** \i/-.m rtrvlt amn/ii ilatr\r ^ σρΐιρίρτίί⁵ Imnillcrplhf¹

wird über eine.i Impulsdehner 28 dem Schieberegister 6 zugeführt, dessen F.lemente 8 bis 13 über die Wägungsnetzwerke 15 bis 21 an das Zusammenfügungsnetzwerk 22 angeschlossen sind. Danach wird das dem Zusammenfügungsnetzwerk 22 entnommene Signal dem Digital-Analog-Umsetzer 7 zugeführt. In der obengenannten Patentanmeldung ist eingehend erläutert, wie die Filterung des analogen Signals ausschließlich durch die Fikjrwirkung, welche die durch das Schieberegister 6. die Wägungsnetzwerke 15 bis 21 und das Zusammenfügungsnetzwerk 22 gebildete Anordnung auf die vom Deltamodulator 5 gelieferte Impulsreihe ausübt, bewirkt wird. Hat das eintreffende analoge Signal ein Frequenzspektrum 5(ω) und hat die durch das Schieberegister 6, die Wägungsnetzwerke 15 bis 21 und das Zusammenfügungsnetzwerk 22 gebildete Anordnung für die ihr zugeführte Impulsreihe eine Übertragungskennlinie H(a>), so tritt am Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 7 ein analoges Signal auf. das. abgesehen vom Quantifizierungsrauschen ein Frequenzspektrum der nachstehenden Form hat:

//(...) ■ Si<>). i3l

Die gewünschte Übertragungskennlinie Η{ω) wird dabei dadurch erhalten, daß bei einer bestimmten .Schiebeperiode r die ÜbcrtragungskoeffizicntenC ,, C 2. C ι. C(i. Ci, CL C] der Wägungsnetzwerke 15, 16, 17, 18, 19, 20 bzw. 21 auf geeignete Weise bemessen werden.

In der obengenannten Patentanmeldung ist auf mathematische Weise dargelegt, dal) mit 2 NSchieberegisterelementen und mit Wägiingsnetzwerken. die, ausgehend von den Fnden des Schieberegisters 6, je zwei und zwei einander entsprechen, wobei ihre Übertragungskoeffizienten C_n der nachfolgenden Gleichung entsprechen:

C ,, C,, mit /' I. .I V |4|

cine fherlraiitmuskeniilinie

I (-

l-llldlHII UItU. ^ » M re I 1.1 | ^ r Λ I 11 j » I I I ΜΛ I e Il 1\ e 11 I I 11 f IIL 1|'

die (mm hat:

I ('-I C, t ]£ : C₁. UlS Ip-. rl (5|

ρ . 1

und die I'hasenkennlinie '/M-.I einen ueiiau line.ncn Verhüll aufweist

Die Amplitudenker.nlinic bilde; auf diese Weise eine in Λ/Cosinusgliedern entwickelte Fourier-Reihe, deren Periodizität Ω gegeben ist durch:

Zur Verwirklichung der gewünschten Amplitudenkennlinie /4fl(a>) nach der Formel (1) lassen sich die Koeffizienten C_n in der Fourier-Reihe mit Hilfe der untenstehenden Beziehung bestimmen:

C₁,

ll./.'l j

•Ι,,Ι-.Ι ■ cos ./>-. rl df*.

Negative Koeffizienten C_p in der Fourier-Reihe lassen sich dadurch verwirklichen, daß den Schieberegisterelementen die invertierten Impulsreihen entnommen werden, die bei Ausbildung dieser Elemente als bistabile Kippschaltungen außer den Impulsreihen verfügbar sind.

Das periodische Verhalten der Fourier-Reihe hat zur Folge, daß die gewünschte Ampüiudenkennünie sich mit einer Periodizität Ω wiederholt, wodurch zusätzliche Durchlaßbänder des Bandpaßfilten; 1 entstehen. In der Praxis sind diese zusätzlichen Durchlaßbänder jedoch nicht störend, da bei einem ausreichend großen Wert der Periodizität Ω, also bei ausreichend kleinem Wert der Schiebeperiode r. das Frequenzintervall zwischen dem gewünschten und dem nächsten zusätzlichen Durchlaßband groß genug ist, um die zusätzlichen Durchlaßbänder mit einem einfachen Unterdrückungsfilter 29 zu unterdrücken, ohne dtoei die Amplitudenkenp.linie und die lineare Phasenkennlinie im gewünschten Durchlaßband merkbar zu beeinflussen. Das Unterdrückungsfilter 29 wird beispielsweise durch ein aus einem Widerstand und einem Kondensator bestehendes Tiefpaßfilter gebildet.

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Λ11 s dom mit dein beschriebenen Bandpaßfillcr I selektierten analogen Signal im Frequenzband vom 0.4 bis 2,8 kl I/ wird nun mit Hilfe der Frequenz.umsetzstiife 2 das demoduliertt Datensignal im Basisband von 0 bis 2.4 ki I/erhalten, das auf bekannte Weise im Empfänger verarbeitet wird.

Im Grunde eignet sich die beschriebene Anordnung /ur ν«';.tändigen Integration in einem Halbleiterkörper; es stellt sich heraus, daß bei der praktischen Ausbildung jedoch Schwierigkeiten grundsätzlicher Art auftreten. Nach weitgehenden Versuchen hat die Anmeldend nämlich festgestellt, daß völlig anders als bei ilen in der obengenannten niederländischen Patentanmeldung 66 02 900 beschriebenen Tiefpaßfiltern bei der beschriebenen Anordnung ein Bandpaßfilter mit einer Übertragungskennlinie akzeptierbarer Güte nur verwirklichbar ist unter Verwendung einer, sehr großen Anzahl Schieberegisterelemente. So sind beispielweise im CTvVtiniucM Aüsfüni'ÜMgSuci-Spiei UiIZU 150 bis 200 Sehieberegisterelementc erforderlich, was einer Annäherung der Übertragungskennlinie durch eine F^:ourier-Reihe mit 75 bis 100 Gliedern entspricht, welche große Anzahlen von Schieberegisterelemcnten mit zugehörenden genauen Wägungsnetzwerken einer praktischen Integration in einem Halbleiterkörper im Wege stehen. Die für eine praktische Integration zulässigen Grenzen werden ja einerseits durch die Oberfläche und die Toleranzen bestimmt, andererseits werden diese Grenzen durch den dabei erforderlichen .Speisegleichstrom, der bei 200 Schieberegisterelementen b'.spielsweise 125 mA beträgt, weitgehend überschritten mit u. a. den Folgen einer wesentlichen Überschreitung der zulässigen Verlustleistung von beispielsweise 250 mW und wesentlicher Spannungsverluste in den Speiseleitungen, die Ungleichheiten in der Speisegleichspannung für die verschiedenen Schieberegisterelemente verursachen. Außerdem werden bei einer Fourier-Annäherung mit 75 bis 100 Gliedern die Verhältnisse der Übertragungskoeffizienten der Wägungsnetzwerke untereinander so groß, daß sie bei einer praktischen Integration kaum verwirklichbar sind. Zur Erläuterung ist bei b in F i e. 2 dip Amnlitiirlpnlipnnlinie Α£ω) des beschriebenen Bandpaßfilters für eine Anzahl Schieberegisterelemente 2 N = 200 dargestellt, wobei die minimale Sperrdämpfung 45 bis 5OdB beträgt.

Wird nun diese Anzahl Schieberegisterelemente 2 N auf 40 oder 50 verringert, d. h., wird die Fourier-Annäherung der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters 1 nach 20 bis 25 Gliedern abgebrochen, um eine vollständige integration in einem Halbleiterkörper zu ermöglichen, so stellt es sich heraus, daß ein störendes PhaiiüiTiün aufii'üi. liu iuT die Founer-Annäherung eines Bandpaßfilters kennzeichnend ist. In der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters 1 tritt nämlich sowoh! im durchlaßband als in den Flanken bei dieser Verringerung der Anzahl Fourier-Glieder eine Verzerrung um 20% auf, die gegenüber der Mittelfrequenz m.~ asymmetrisch ist und die besonders störende Verzerrungen in dem in der Frequenz umgesetzten analogen Signal verursacht, insbesondere beim beschriebenen Empfänger für einem Träger aufmodulierte Datensignale sind diese Verzerrungen unzulässig, da sie die Abmessungen der Augenöffnung des Augenmusters der demodulierten Datensignale stark abnehmen lassen, d. h. den Unterschied zwischen den unterschiedlichen Amplitudenwerten in den Datensignalen stark verringern lassen. Gleichzeitig mit der Verringerung der Anzahl .Sehieberegisterelementc nimmt auch die minimale .Sperrdämpfung auf etwa 2OdB ab, welcher Wert jedoch für die Selektion durch das Bandpaßfiltcr 1 in der beschriebenen Anordnung für Frequenzumsetzung von modulierten Datensignalen noch ausreicht.

Zur Erläuterung der asymmetrischen Verzerrung in der Übetragungskcnnlinie des beschriebenen Bandpaßfilters bei Verringerung der Anzahl Schieberegisterelemente ist bei fin Fi g. 2 die Ampliludenkennlinie Αι{ω) für eine Anzahl .Schieberegisterelemente 2 /V = 40 dargestellt.

Nach der Erfindung wird für das obenstehend erwähnte Problem einer vollständigen Integration der beschriebenen Frequenzumset/ariordnung in einem Halbleiterkörper eine besonders elegante Lösung gegeben, und zwar dadurch, daß zur Korrektur der asymmetrischen Verzerrung in der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters und unter Beibehaltung der minimalen Sperrdämpfung in die Anordnung ein Korre'p.iurkreis JO aufgenommen ist, der mit zusätzlichen, an die Schieberegisterelemente 8 bis 13 angeschlossenen Wägungsnetzwerken 31 bis 37 versehen ist. die mit einem zweiten Zusammenfügungsnetzwerk 38 zur Erhaltung einer Übertragungskennlinie verbunden sind, die, von asymmetrischer Verzerrung abgesehen, eine über einen festen Phasenwinkel verschobene Version der erstgenannten Übertragungskennlinie ist, wobei der Korrekturkreis 30 weiter mit einem zweiten Modulator 39 versehen ist, der aus dem genannten Träger von 2,8 kHz über ein Phasenverschiebungsnetzwerk 40 gespeist wird und dem ein Zusammenfügungsnetzwerk 41 folgt, das die Ausgangssignale der beiden Modulatoren 3, 39 zusammenfügt und in Zusammenarbeit mit dem genannten Phasenverschiebungsnetzwerk 40 die Auswirkung der asymmetrischen Verzerrung in der erstgenannten Übertragungskennlinie auf das in der Frequenz umgesetzte analoge Signal korrigiert.

Bei der dargestellten Ausführungsform wird mit Hilfe der Wägungsnetzwerke 31 bis 37 im Korrekturkreis 30 eine Übertragungsker nlinie verwirklicht, die über .τ/2 in ihrer Phase gegenüber der Übertragungskennlinie des

RanHnpflfiltprQ 1 vprsrhnhpn kt An rlpn Anctrano Hpc

zweiten Zusammenfügungsnetzwerks 38 ist ein zweiter Digital-Analog-Umsetzer 42 in Form eines integrierenden Netzwerks angeschlossen, der ebenso wie das integrierende Netzwerk 7 dem integrierenden Netzwerk 25 im Deltamodulator 5 entspricht. In Kaskade mit diesem integrierenden Netzwerk 42 ist ein Unterdrükkungsfilter 43 aufgenommen, das dem Unterdrückungsfilter 29 entspricht. Weiter beträgt der Phasenwinkel, über den das Netzwerk 40 den Träger des Trägergener?tors 4 verschiebt, ebenfalls π/2. Das mit Hufe der urn π/2 in ihrer Phase verschobenen übertragungskennlinie selektierte analoge Signal wird im zweiten Modulator 39 dem um π/2 in seiner Phase verschobenen Träger von 2,8 kHz aufmoduliert, wonach das Ausgangssignal des zweiten Modulators 39 im Zusammenfügungsnetzwerk 4? vnm Alisgangssigna! des Modulators 3 subtrahiert wird. Das demodulierte Datensigna! im Basisband von 0 bis 2,4 kHz wird unmittelbar dem Zusarnrncnfügungsnctzwerk 41 entnommen, wobei die durch die asymmetrische Verzerrung in der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters 1 (vergleiche c in F i g. 2) verursachte Verzerrung im demodulierten Datensignal genau korrigiert ist, wie nachfolgend detaillierter erläutert wird.

Zur Verwirklichung der um π/2 in ihrer Phase verschobenen Übertragungskennlinie wird der ge-

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wünschten Amplitiidenkcnnlinic Αι{ω) nach der Formel (1) durch eine Fourier-Reihe mit N Siniisglicdern angenähert, wobei zwecks einer linearen Phasenkennlinie die Übertragungskoeffizienlen der WägungsnetzwerkeJI bis 37, zur Unterscheidung 5,, genannt, nun der nachfolgenden Gleichung entsprechen:

i.V

I.S'n 0

S₁, mil ρ 1.2 ,V

Durch diese louiicr-Annahmmg mil ,V Siiiusgliedcrn ^^ iixt eine nixTlraiurngskennlinie

erhallen, deren Aniplitudenkcnnlinie .·Ι(->) die Form

,v

Ti,·,} V 2 .V₁, MIl (/>-. r) I l()|

ρ - ι

und die Phasenkennlinie '/'(",) ebenfalls einen linearen Verlauf hai. und /war uemäß:

Il Il

wobei Φ(ιη) gemäß der Formel (11) gegenüber Φ(ω) gemäß der Formel (6) um πΙ2 in der Phase verschoben ist. Die Koeffizienten S_p in der Fourier-Reihe lassen sich mit Hilfe der der Formel (8) analogen Beziehung bestimmen, und zwar:

Bei einer Phasenverschiebung um πΙ2 zwischen den aus Cosinusgliedern bzw. Sinusgliedern zusammengestellten Übertragungskennlinien hat die Anmelderin das überraschende Phänomen festgestellt, daß durch eine Fourier-Annäherung der gewünschten Amplitudenkennlinie Ädfi)) mit einer beschränkten Anzahl von

OltpHprn \I HlP oci/mm^>vric/->Vi*i Vpr^Pi-rijnir in rlpn

beiden Amplitudenkennlinien Α£ω) und Λ^ω) genau dieselbe Größe, jedoch ein entgegengesetztes Vorzeichen haben. Dies dürfte auch aus einem Vergleich der Amplitudenkennlinie Α£ω) bei c in Fig. 2 mit der Amplitudenkennlinie Α£ω) bei d in Fig. 2, welche die Fouriersche Annäherung der gewünschten Amplitudenkemiünie Α^ω) mit 20 Sinusgliedern darstellt, also ebenso wie bei c für eine Anzahl Schieberegisterelemente 2/V= 40, hervorgehen.

Nach Modulation der auf diese Weise irn Bandpaßfilter 1 und im Korrekturkreis 30 selektierten analogen Signale auf Trägern mit einer Phasenverschiebung um .t/2 untereinander und nach Zusammenfügung der Ausgangssignale der Modulatoren 3, 39 im Zusammenfügungsnetzwerk 41 stellt es sich heraus, daß die durch asymmetrische Verzerrung ve-rürsarhien Verzerrungen in dem in seiner Frequenz umgesetzten analogen Signal genau korrigiert sind. Das bedeutet also, daß der Korrekturkreis 3Ö bewirkt, daß die Frequenzumsetzanordnung gleichsam das gewünschte Frequenzband mit einer gegenüber der Mittelfrequenz m_m genau symmetrischen Amplitudenkennlinie der bei e in F i g. 2 dargestellten Form selektiert

Durch Anwendung der erfmdungsgemäßen Maßnahmen wird in der dargestellten Anordnung eine Frequenr ii:Vv.'?zung ho hf ·■.■■:· .P.ci mil günstiger minimaler Sperrdämpfung bei der Selektion verwirklicht, und zwar trotz einer Verringerung der Anzahl Schieberegisterelemente um Faktoren in der Größenordnung von 3 bis 5. So hat es sich beispielsweise aus Versuchen mit dem beschriebenen Empfänger für einem Träger aufmodulierte Datensignale herausgestellt, daß trotz einer Verringerung der Anzahl Schieberegisterelemente von 200 auf 40 beim Augenmuster der demodulierten Datensignale die Augenöffnung nicht nennenswert beeinflußt wird, d. h., die unterschiedlichen Amplitudenwerte in den Datensignalen lassen sich ausgezeichnet unterscheiden. Einerseits ist also die Frequenzumsetzung hoher Güte gewährleistet und andererseits sind durch die wesentliche Verringerung der Anzahl Schieberegisterelemente die Bedingungen für eine praktische integration in einem Halbleiterkör per weitgehend erfüllt, und zwar in bezug auf den zulässigen Speisegleichstrom sowie in bezug auf die AjMUi'ucrürigcn απ uiC \_jenuuigiCCii ucF tv ctgüngSnCiA-werke. Dadurch hat die Anmelderin als erste eine derartige Frequenzumsetzanordnung völlig in einem Halbleiterkörper integrieren können.

Zur Erläuterung der bereits oben genannten neuen Phänomene, die in der Frequenzumsetzanordnung infolge der Annäherung der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters 1 durch eine Fourier-Reihe mit einer beschränkten Anzahl von Gliedern auftreten, folgt nun eine mathematische Erläuterung, die an Hand einiger Frequenzdiagramme in F i g. 3 näher erläutert wird.

Ausgangspunkt für diese Erläuterung der asymmetrischen Verzerrung in der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters 1 ist die Fourier-Entwicklung Ad₁U)) der bei a in F i g. 2 dargestellten Amplitudenkennlinie Afa)) mit einer beschränkten Anzahl von Cosinusgliedern. Entsprechend der Formel (5) läßt sich für Α£ω) schreiben:

A„U«) = C_n + ^) 2 C,, cos (/),., r). (13)

P = 1

Wenn nun in der Formel (13) für die Koeff :ienten C_p

Hip narhfnlapnHp Snh^titiltinn Hiirrhopführt u/irH-

(14)

wobei ium wieder die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters 1 ist, so stellt es sich heraus, daß die Fourier-Reihe (13) als die Summe zweier aus Cosinusgliedern zusammengestellter Fourier-Reihen mit als Veränderlichen •■so (ω — <u_m) bzw. (ω + <u_m) statt ω geschrieben werden kann, während die Koeffizienten in den beiden Reihen

- ^fV^cos [/""' - '"-J ^T~\

g
Insbesondere gilt:

+ Ci; + >'. 2 ('„, COS Ip Ir·, + ,.,_.l rl (IS)
ρ = 1

v.orür mit Einführung der vereinfachten Schreibar::

-4;.('·Ί = few. +2 2 C,,,. cos (/j-, τ·) (16)
ρ = ι

geschrieben werden kann:

A_Ht';l = A, I- - ,·,,„) ■ -I, I-, - ,·,..,. I. ( ]7j

In Fig. 3 sind bei a für eine große Anzahl Fourier-Gli^der, und zwar für N = 100, der beiden Fourier-Reihen

Αι{ω - (D_m)und Ai{o) + ('),„)

die ersten Durchlaßbänder dargestellt, wobei also ebenso wie im obenslehenden von dem periodischen Benehmen der Fourier-Reihen abgesehen worden ist. Die erste Fourier-Reihe Α,{ω — o)_m) resultiert dabei in der gewünschten Amplitudenkennlinie .v des Bandpaßfilters I und die zweite Fourier-Reihe Α,.(ω + o)_w) in der Amplitudenkennlinie w, der dem Anschein nach keine physikalische Bedeutung beigemessen zu werden braucht, weil s!e im Bereich der negativen Frequenzen liegt. Diese Amplitudenkennlinie w im negativen Frequenzbereich gibt im Durchlaßband der gewünschten Amplitudenkennlinie α im positiven Frequenzbereich keinen einzigen praktischen Beitrag.

Ganz ander": -,vird die Situation bei einer beschränkten Anzahl Furier-Glieder, beispielsweise für N = 20, wie bei b in F i g. 3 dargestellt ist, wobei die Fourier-Reihen

in Amplitudenkennlinien x' bzw. w' resultieren. Die Amplitudenkennlinie w', die zu Αι^ω + ω_π:) gehört, läuft nämlich nun bis über das Durchlaßband der gewünschten Amplitudenkennlinie x' im positiven Frequenzbereich weiter und liefert folglich in diesem Durchlaßband einen Beitrag Ο(ω). Ks ist dieser Beitrag Ο(ω), der die asymmetrische Verzerrung in der Amplitudenkennlinie Α/{ω) des Bandpaßfilters 1 bei ein Fig. 2 verursacht; diese Amplitudenkennlinie läßt sich wie folgt darstellen:

HSi

Die Größe dieser asymmetrischen Verzerrung Ο(ω), die bei einer beschränkten Anzahl Schieberegisterelemente auftritt, hängt von der Form der gewünschten Amplitudenkennlinie des Bandpaßfilters 1 ab. So nimmt LAfX)) mit der relativen öandDreite [Z CtVw_n,) und mit der Flankensteilheit (k = ω^Δω) zu, d. h., D(o>) nimmt gerade große Werte an in denjenigen Umständen, in denen das Problem der Integration der Frequenzumsetzanordnung auftritt und in denen das erwähnte Phänomen der asymmetrischen Verzerrung Γ\ω) denn auch zum ersten Mal festgestellt wurde. Da diese für die beschriebene Anordnung kennzeichnende asymmetrische Verzerrung D{m), wie es sich aus den Frequenzdiagrammen in Fig. 2 herausstellt, immer genau aufgehoben v/erden kann, bildet die minimale Dämpfung im Sperrbereich des Bandpaßfilters 1 eine Grenze für die Verringerung der Anzahl Schieberegisterelemente, da ja die minimale Sperrdämpfung bei Verringerung der Anzahl Schieberegisterelemente abnimmt. Die erfindungsgemäßen Maßnahmen sind insbesondere bei minimalen Dämpfungen im Sperrbereich von 15 bis 30 dB, die entsprechend 35 bis 70 Schieberegisterelementen im beschriebenen Ausführungsbeispiel, vorteilhaft.

Wie ebenfalls obenstehend erwähnt wurde, wird entsprechend der Erfindung diese asymmetrische Verzerrung D(<u) gerade unter Verwendung eines Korrekturgiiedes, das im Korrekturkreis 30 von einer in der Phase verschobenen Version der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters 1 hergeleitet wird, aufgehoben. Insbesondere wird bei der Anordnung nach F i g. 1 dazu von der um π/2 in der Phase verschobenen Version ausgegangen, die nach der Formel (10) durch die Fourier-Entwicklung Α£ω) der bei a in F i g. 2 dargestellten Amplitudenkennlinie Äi{m) mit einer beschränkten Anzahl von Sinusgliedern verwirklicht wird; für Α^ω) läßt sich dann schreiben:

ρ= ι

Wenn nun in der Formel (19) für die Koeffizienten S₁-die nachfolgende Substitution durchgeführt wird:

S₁, = 2 sin (/)-..„ r| · S₁,, . (201

so stell! es sich heraus, daß die Fourier-Reihe (19) sich als den Unterschied zwischen zwei Fourier-Reihen schreiben läßt, mit der Besonderheit, daß diese zwei Fourier-Reihen ebenso wie die zwei Fourier-Reihen für die Übertragungskennlinie Α^ω) des Bandpaßfilters 1 nach der Formel (15) aus Cosinusgliedern mit als Veränderlichen (ω — w_m) bzw. (ω + io_m) zusammengestellt s'nd und daß die Koeffizienten in den beiden Reihen durch S_n/. gegeben werden. Insbesondere gilt:

,Ϊ,,Ι-Ι S₁₁₁ t-£ 2.V COS [pi,; - ,.,,I
P ' I

- -.S_n, -Τ] ²⁵W « P = 1

- I r]

Als zweite Besonderheit stellt es sich heraus, daß ii zugleich die Koeffizienten C_pl und S_Pi. in den Fourier-Reihen (15) und (21) einander gleich sind. Dies läßt sich rein mathematisch beweisen, es ist jedoch auch an Hand der Frequenzdiagramme aus Fig. 1 ersichtlich. Bei ein F i g. 3 sind für eine Vielzahl von Fourier-Gliedern, und ti, zwar ebenso wie bei a für N= 100 der beiden Fourier-Reihen in der Formel (21) die ersten Durchlaßbander dargestellt, woDei die AmpntudenKenniinien y und ζ zur ersten bzw. zweiten Fourier-Reihe .,*. der Formel (21) gehören. Weil die Amplitudenkennlinien a 4-, und vbei abzw. ein Fig. 3 einander gleich sind, da sie ja beide die Amplitudenkennlinie des Bandpaßfilters 1 darstellen, und weil weiter die beiden ersten Fourier-Reihen in den Formeln (15) und (21) in denselben Gliedern

'" cos[p(a) - (I)_nJr]

entwickelt worden sind, sind auch die Kueifizi"n!cri S_:,: und CpL in diesen Fourier-Reihen einander gleich. folglich gilt:

liiui für .{«If'i! nach der Formel !2Ii:

CO A_Hi,;\ = C„l_ +2_! -C_nLCOf, [pi,; - ■;„.) τ)

P = ι

Λ'

P =

-r - Γ,, ,.-Σ2Γ_ρ/. cos [pi

Wenn man die Amplitudenkennlinie -4^ω) des Bandpaßfilters 1 nach der Formel (15) mit der Amplitudenkennlinie A^o>) der im Korrekturkreis 30

erhaltenen, um jt/2 in Phase verschobenen Version nach der Formel (21) vergleicht, so fällt es auf, daß die zusammenstellenden Fourier-Reihen in den beiden Formeln (15) und (21) gleich sind, aber in der Formel (15) mit gleichem Vorzeichen und in der Formel (21) mit entgegengesetztem Vorseichen auftreten.

Mit Hilfe der in der Formel (16) gegebenen vereinfachten Schreibart läßt sich für die Amplitudenkennlinie Α£ω) nach der Formel (23) schreiben:

= A ,,[tu - tu,,,) - A₁JtU + t;

|24|

In Fig. 3 sind bei ei für eine beschrankte Anzahl von Fourier-GIiedern, und zwar ebenso wie bei b für N = 20, die Amplitudenkennlinien y'und z'dargestellt, die zu den Fourier-Reihen

Adfi) — w_m)bzw. — Aijfi) + ω™)

gehören. Ebenso wie bei b in Fig.3 läuft auch hier die Amplitudenkennlinie z' in dem negativen Frequenzbereich weiter bis über das Durchlaßband der gewünschten Amplitudenkennlinie y' im positiven Frequenzbereich und liefert auf diese Weise in diesem Durc'ilaßband einen Beitrag. Dieser Beitrag ist in seiner Größe gleich, aber im Vorzeichen dem Beitrag D(m), den die Amplitudenkennlinie w' bei b in Fig. 3 liefert, entgegengesetzt, da ja in den Formeln (17) und (24) für die Amplitudenkennlinien des Bandpaßfilters 1 bzw. die in. Korrekturkreis 30 erhaltene, um πΙ2 in Phase verschobene Version die zusammenstellende Fourier-Reihen untereinander gleich sind, aber in der Formel (17) mit gleichem Vorzeichen und in der Formel (24) mit entgegengesetztem Vorzeichen auftreten.

Dementsprechend tritt in der Amplitudenkennlinie Ad^i)) bei d \n Fig. 2 eine asymmetrische Verzerrung mit - D(ui) auf; diese Amplitudenkennlinie läßt sich dann wie folgt darstellen:

CM

Wenn auf diese Weise entsprechend der Erfindung /ur Korrektur der asymmetrischen Verzerrung ΰ(ω) von der um r/2 in Phase verschobenen Version der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters 1 ausgegangen wird, wird, abgesehen von der Phasenverschiebung um --r/2, ein Korrekturglied — D(w) mit derselben Größe, aber mit einem der zu korrigierenden asymmetrischen Verzerrung ΰ(ω) entgegengesetzten Vorzeichen erhalten, welches Korrekturglied — D(ai) nach Modulation auf einem um ;r/2 in Phase verschobenen Träger im Modulator 40 im Zusammenfügungsnetzwerk 4) die Auswirkung der asymmetrischen Verzerrung ö(oj) auf das analoge Ausgangssignal der Frequenzumsetzanordnung genau korrigiert. Die endgültige Selektion in der Frequenzumsetzanordnung erfolgt mit einer Übertragungskennlinie, in der die für Übertragungsqualität besonders störende asymmetrische Verzerrung völlig aufgehoben ist, wie dies aus der bei c in F i g. 2 dargestellten Amplitudenkennlinie hervorgehen dürfte.

In der obenstehenden Erläuterung ist die Art des Phänomens der asymmetrischen Verzerrung infolge einer beschränkten Anzahl von Gliedern in der Fourier-lint wicklung der gewünschten Übertragung¹.· kennlinie klargestellt. Zugleich ist der durch Anwen dung der erfindungsgemäßen Maßnahmen verwirklich te Kffetk deutlich gemacht und namentlich der bemerkenswerte Effekt der genauen Aufhebung des Einflusses der besonders störenden asymmetrischen

Verzerrung, wodurch die beschriebene

Frequenzumsetzanordnung durchaus innerhalb der Möglichkeiten für eine praktische Integration in einem Halbleiterkörper liegt Denn durch die genaue Aufhebung der asymmetrischen Verzerrung wird trotz einei wesentlichen Verringerung der Anzahl Schieberegisterelemente, beispielsweise von 200 auf 40, dennoch eine Frequenzumsetzung hoher Güte bewirkt

Die beschriebene Anordnung, in der der Analog-Digital-Umsetzer 5 durch einen Deltamodulator gebildet wird, weist in ihrer Ausbildung nicht nur den Vorteil einer bemerkenswerten Einfachheit im Aufbau, sondern auch den Vorteil einer großen Flexibilität in ihrer Anwendung auf. Insbesondere kann in der Frequenzumsetzanordnung auf einfache Weise eine Anpassung an unterschiedliche Pegel des eintreffenden analogen Signals dadurch bewirkt werden, daß die Größe der Impulse, die dem integrierenden Netzwerk 25 im Deltamodulator 5 zugeführt werden, mit dem Pegel des eintreffenden analogen Signals geändert wird. Dazu können die dem Impulsregenerator 24 entnommenen Impulse über einen Amplitudenmodulator 44 dem integrierenden Netzwerk 25 zugeführt werden, wobei der Amplitudenmodulator 44 an einen durch das eintreffende Signal gesteuerten Pegelregelspannungsgenerator 45 angeschlossen ist Dieser Pegelregelspan· nungsger.erator 45 ist beispielsweise durch einen Pilotempfänger zur Selektion eines mit dem übertragenen analogen Signal mitgesandten Pilotsignals gebildet welcher Pilotempfänger mit einer Kaskadenschaltung eines Selektionsfilters, eines Gleichrichters mit einem zugehörenden Glättungsfilter und eines Verstärkers gebildet wird, wobei das Pegelregelsignal dem Verstärker entnommen wird. Ohne weiteres kann die beschriebene Frequenzumsetzanordnung für mehrere Modulationsarten verwendet werden, beispielsweise außer der bereits erwähnten Anwendung für einseitenbandmodulierte Signale auch für frequenzmodulierte phasenmodulierte oder aber restseitenbandmoduliertc Signale.

Außer der in Fig. 1 detailliert dargestellten Ausfüh rungsform sind im Rahmen der Erfindung noch andere Ausführungsformen möglich. So können die al; integrierendes Netzwerk ausgebildeten Digital-Analog Umsetzer 7, 42 durch nur ein integrierendes Netzwerl· ersetzt werden, das beispielsweise hinter dem Zusam menfügungsnetzwerk 41 liegt. So kann auch dei Analog-Digital-Umsetzer 5 als Delta-Sigmamodulatoi ausgebildet werden, indem das integrierende Netzwerk 25 zwischen den Differenzerzeuger 26 und der Impulskodemodulator 23 aufgenommen wird, in wel chem Fall die zugehörenden Digital-Analog-Umsetzei durch Tiefpaßfilter gebildet werden, die mit der Unterdrückungsfiltern 29, 43 kombinierba>· sind. Eine andere Möglichkeit besteht darin, daß die Übertra gungskennlinien /(o>) der integrierenden Netzwerke 7 42 zugleich mit Hilfe der Wägungsnetzwerke 15 bis 21 22 bzw. 31 bis 37; 38 verwirklicht werden, indem ihre Übertragungskoeffizienten nun für die Übertragungs kennlinien

Ai^üt) ■ Ι(ω) und λ/(<)>) ll<>)

bestimmt werden, wodurch die integrierenden Netzwcr ke 7,42 als gesonderte Elemente entfallen können.

F i g. 4 zeigt eine weitere Abwandlung der Frequenz Umsetzanordnung nach Fig. I, wobei jedoch anstelli eines einzigen Korrekturkreises JO /wci Korrckturkrei se 30' und 30" verwendet werden, die in Purallclschal

tung an die Schieheregislerelemenle 8 bis 11 mil tue gleiche Weise wie der Korreklurkreis 30 in I i g. I angeschlossen sind. Die l'lemenie in I ig.4, die denen nach ['ig. 1 entsprechen, sind mil denselben Heziigs/eichen angedeutei, jedoch im Korrekturkreis .30' mil einem Akzent und im Korrekiurkrcis 30" mil einem doppelten Akzent versehen.

Auf gleiche Weise wie bei der Anoi dnung nach I" i g. 1 wird bei der Anordnung nach Iig. 4 die Auswirkung der asymmetrischen Verzerrung M'") auf das in der Frequen? umgeseizte analoge Ausgangssignal unter Verwendung der Korrekturgliedcr, die in den Korrckturkreiscn 30' und 30" von unterschiedlich in ihrer Phase verschobenen Versionen der Überiragungskennlinie des Bandpaßfiliers 1 hergeleitet werden,genau aufgehoben. Insbesondere werden mit Hilfe der Wägungsnetzwerke 3Γ bis 37'; 38' und 31" bis 37"; 38" um -τ/3 und um 2 .t/3 in ihrer Phase verschobenen Versionen der ilbertragungskennlinie des Bandpaßfiliers 1 dadurch verwirklicht, daß die Ubenragungskoeiiizicnicii für eine lineare Überlagerung der beiden I ouricr-Fntwieklungen Αι{ω) und Ai{n>) nach den Formeln (5) und (K)) bemessen wird, während mit Hilfe der Phasenvcrschiebungsncizwerke 40' und 40" ebenfalls um .τ/3 b/w. 2 .τ/i in ihrer Phase verschobene Träger erhalten werden.

Völlig entsprechend der !-!läuterung bei der Anordnung nach Γ ig. I lal.lt sich bei der Anordnung nach I" ig. 4 darlegen, daß. ausgehend von ilen um .τ/3 und 2.t/3 in der Phase verschobenen Versionen der Ilbertragungskennlinie des Handpaßfilters 1. ebenfalls die Korrekturglieder I)[m) b/w. 1)'{αή erhalten werden. die. abgesehen von einer Phasenverschiebung um — 2.t/3 b/w. -4.t/3. dieselbe eirolle haben wie die /ti korrigierende asymmetrische Verzerrung M<")· Beide Korn.-kttirglicder D[u>) und Ο'{ι·ή ergeben nach Modulation auf den um .τ/3 b/w. 2 .τ/3 in der Phase verschobenen Trägern in den Modula'oren 39' und 39" und nach Zusammenfügung im Zusammenliigiingsnetzwcrk 41 zusammen gerade ein Korrekturglied - M"')-das ebenso wie bei der Anordnung nach I i g. I die Auswirkung der asymmetrischen Verzerrung Mi") genau korrigiert. In dieser Anordnung können die Modulatoren 3. 39' und 39" als Schaltmodulatorcn ausgebildet werden.

Die Anzahl Korrekiurkreise /ur Korrektur der asymmetrischen Verzerrung kann ohne weiteres auf eine willkürliche Anzahl in erweitert werden. Im allgemeinen sollen hier unmittelbar aufeinanderfolgende, in ihrer Phase verschobene Versionen der libertragungskennlinie einen Phascnuntcrschicd ψ = qn/(m + I) mit q Φ (m + 1) und q = 1, 2, 3 ... aufweisen, wenn q> im Intervall 0 < φ < 2 .τ liegt, während für den Phasenunterschied der zugehörenden einander unmittelbar nachfolgenden Träger ebenfalls der Wert ψ oder der Wert —q< genommen werden muß, je nachdem, ob dai untere Seilenband oder das obere Seitenband selektiert wird. Außer der Möglichkeit zum Gebrauch der Schallmodulatoren tritt dabei der Vorteil auf, daß kleine Abweichungen der gewünschten Phasenunterschiede ψ zwischen aufeinanderfolgenden Korrekturkreisen bei einer zunehmenden Anzahl von Korrekturkreisen immer weniger wichtig werden.

Mit Vorteil lassen sich die beschriebenen Anordnungen zur frequenzumsetzung einer Anzahl in unterschiedlichen Teiibänderu eines Frequenzveneiiungsmultiplexes liegender analoger Signale verwenden, wobei dann auf die bei der lirläuterung der I" i g. 1 und 2 bereits dargelegte Art und Weise die unterschiedlichen Teilbänder mit einem Randpaßfilier selektiert werden und jedes selektierte Teilband in das gewünschte Frequenzgebiet umgesetzt wird. Bei dieser Ausführung der Anordnung nach der Erfindung kann eine wesentliche Einsparung an Apparatur bewerkstelligt werden, und zwar kanu hier statt eines gesonderten Analog-Digital-Umsetzers und eines gesonderten Schieberegisters für jedes der unterschiedlichen Teilbänder ein allen Frequenzteilbändern gemeinsamer Analog-Digital-Umsetzer und ein gemeinsames .Schieberegister verwendet werden, wodurch auch hier eine vollständige Integration in einem Halbleiterkörper möglich wird.

Auf diese Weise stellt es sich heraus, daß durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen nicht nur der Weg zu einer vollständigen Integration einer Frequenzumsetzanordming für nur einen Frequenzkanal offcngelcgt wird, sondern auch der Weg zu einer vollständigen Integration einer Frequcnzumsctzanordnung für unterschiedliche Ircqiicnzkanälc. so daß sogar Empfänger des Frcquen/vcrleiliingsmultiplexcs in einem 1 lalbleiterkörper integriert werden können.

-I HI,ill /eicliniinücn

Claims

Patentansprüche:

1. Anordnung zur Frequenzumsetzung von analogen Signalen, gebildet aus einem von einem Träger gesteuerten Modulator und einem vorgeschalteten Bandpaßfilter zur Unterdrückung von außerhalb eines vorgegebenen Frequenzbandes liegenden Signalanteilen des umzusetzenden Signals, wobei das Bandpaßfilter die Reihenschaltung eines Analog-Digital-Umsetzers, eines Schieberegisters und eines Digital-Analog-Umsetzers enthält und das analoge Signal im Analog-Digital-Umsetzer in eine dieses Signal kennzeichnende Impulsreihe umgewandelt wird, die dem Schieberegister zugeführt wird, das eine Anzahl Schieberegisterelemente enthält, deren Inhalt durch einen Schiebeimpulsgenerator mit einer Schiebeperiode weitergeschoben wird, die kleiner ist als die halbe Periode der höchsten Frequenz im genannten Frequenzband, und die Sciiieberegisterelemente über Wägungsnetzwerke an ein Zusarnrr.cr.fügungsnetzwerk angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Frequenzumsetzung zur Korrektur der bei einem Bandpaßfilter mit geringer Anzahl von Schieberegisterelementen auftretenden asymmetrischen Verzerrungen in der Übertragungskennlinie eine Korrekturanordnung vorgesehen ist, die zusätzliche, an die Schieberegisterelemente angeschlossene Wägungsnetzwerke aufweist, die mit einem zweiten Zusammenfügungsnetzwerk verbunden sind, wodurr-Ί eine Übertragungskennlinie erzeugt wird, die, abgesehen von asymmetrischer Verzerrung, eine um einen festen Phasenwinkel verschobene Version der erstgenannten Übertragungskennlinie ist, daß in der Korre*turanordnung das Ausgangssignal des zweiten Zusarnmenfügurigsnelzwerks einem zweiten Modulator zugeführt wird, der von dem genannten Träger über ein Phasenverschiebungsnetzwerk gespeist wird, und daß die Ausgangssignale der beiden Modulatoren einem dritten Zusammenfügungsnetzwerk zugeführt werden, das das in der Frequenz umgesetzte analoge Signal abgibt.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl Schieberegisterelemente auf Werte verringert ist, bei denen die minimale Dämpfung im Sperrbereich der Übertragungskennlinie des Bandpaßfilters im Bereich von 15 bis 30 dB liegt.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Anzahl m Korrekturanordnungen vorgesehen sind, die je Übertragungskennlinien erzeugen, die, abgesehen von asymmetrischer Verzerrung, um feste Phasenwinkel verschobene Versionen der erstgenannten Übertragungskennhnie sind, wobei der Phasenunterschied zwischen den Phasenwinkeln aufeinanderfolgender

Übertragungskennlinien gleich

mit q ganz-