DE69535211T2

DE69535211T2 - Einrichtung zur kontinuierlichen phasenmodulation mit frequenzsynthetisierer mit phasenregelscheife

Info

Publication number: DE69535211T2
Application number: DE69535211T
Authority: DE
Inventors: Lionel Thomson-CSF SCPI FOUSSET; Marc Chelouche; Jean-Luc De Gouy; Laurent Collin
Original assignee: Remote Access Los Altos LLC; Remote Access LLC
Current assignee: Remote Access Los Altos Calif Us LLC
Priority date: 1994-02-11
Filing date: 1995-02-02
Publication date: 2007-07-19
Anticipated expiration: 2015-02-03
Also published as: JPH09508770A; EP0744095A1; US5729182A; WO1995022196A1; DE69535211D1; EP0744095B1; FR2716312A1; FR2716312B1

Description

Die kontinuierliche Phasenmodulation durch Frequenzsynthetisierer mit Phasenverriegelungsschleife ist bekannt; die modulierenden Signale sind Signale, die kontinuierliche Phasenübergänge aufweisen, und sie können sowohl vom analogen als auch vom digitalen Typ sein. Unter den verwendeten digitalen Signalen gibt es unter anderen die nach ihrer Bezeichnung in der englischen Literatur "Minimum Shift Keying" MSK-Signale genannten Signale, was sich durch Modulation mit minimaler Umtastung, oder besser, durch Modulation mit minimalem Phasengradienten übersetzt; eine ebenfalls verwendbare Variante der MSK-Signale besteht aus den nach ihrer Bezeichnung in der englischen Literatur "Gaussian Minimum Shift Keying" GMSK-Signale genannten Signalen.
Ein Frequenzsynthetisierer mit Phasenverriegelungsschleife weist hauptsächlich einen Oszillator mit gesteuerter Frequenz und eine Phasenverriegelungsschleife auf. Der Oszillator, der in der nachfolgenden Beschreibung variabler Oszillator genannt wird, heißt in der englischen Literatur "Voltage Controlled Oscillator" oder VCO. Die Regelschleife weist nacheinander zwischen dem Ausgang und dem Eingang des variablen Oszillators eine Frequenzteilerschaltung, einen Phasenkomparator und ein Tiefpassfilter auf; im Komparator wird das Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung mit dem Signal verglichen, das von einem Bezugsoszillator geliefert wird. Um eine kontinuierliche Phasenmodulation des Ausgangssignals des variablen Oszillators durchzuführen, ist es bekannt, das Modulationssignal entweder in Addition an das vom Filter an den variablen Oszillator gelieferte Signal, oder in Subtraktion an das vom Phasenkomparator an das Tiefpassfilter gelieferte Signal, oder als Steuerung des Teilungsgrads der Teilerschaltung anzulegen; diese drei Vorgehensweisen haben verschiedene Nachteile, die weiter unten aufgeführt werden, und unter diesen Nachteilen einen gemeinsamen Nachteil: Das Modulationsband wird vom Band der Schleife beeinträchtigt.
Es ist bekannt, diese Nachteile dadurch zu reduzieren, dass das Modulationssignal nicht nur in Addition an das vom Filter an den Oszillator gelieferten Signal angelegt wird, sondern auch, um die Wirkungen der Modulation in der Schleife zu kompensieren, entweder in Subtraktion an das vom Phasenkomparator an das Tiefpassfilter gelieferte Signal oder als Steuerung des Teilungsgrads der Teilerschaltung angelegt wird, siehe zum Beispiel die Druckschrift EP 0 408 238 A . Trotzdem bleibt immer ein Modulationsrest im von der Schleife ausgearbeiteten Steuersignal, und dies insbesondere aufgrund der Temperatur- und Zeitabweichung der Komponenten.
Die vorliegende Erfindung hat zum Ziel, diesen Rest zu reduzieren, sogar zu annullieren.
Dies wird insbesondere erhalten, indem permanent ein Korrektursignal erarbeitet wird, also anders, als es in der Patentanmeldung GB 2 228 840 vorgeschlagen wird, wo der Betrieb eines Synthetisierers angehalten wird, um anstelle des Modulationssignals ein spezifisches Testsignal an ihn anlegen zu können und die Schleife zu regeln; daraus folgt nicht nur, dass der Betrieb des Synthetisierers unterbrochen werden muss, sondern auch, dass der Synthetisierer sich nach der Regelung in Abhängigkeit von der Abweichung seiner Komponenten verstellt.
Die vorliegende Erfindung hat eine Vorrichtung zur kontinuierlichen Phasenmodulation durch Frequenzsynthetisierer mit Unterdrückung des Modulationsrests in der Schleife zum Gegenstand, wie sie insbesondere im Anspruch 1 definiert ist.
Die vorliegende Erfindung wird besser verstanden werden und weitere Merkmale gehen aus der nachfolgenden Beschreibung und der sich darauf beziehenden Figuren hervor. Es zeigen:
die 1 bis 3 Modulationsvorrichtungen gemäß dem Stand der Technik,
4 ein allgemeines Schema, das zur Einführung für die Darstellung der Erfindung dient,
die 5 bis 9 schematische Darstellungen elektronischer Schaltbilder, die das Schema der 4 ergänzen.
In den verschiedenen Figuren tragen die entsprechenden Elemente die gleichen Bezugszeichen.
1 zeigt eine Modulationsvorrichtung des Stands der Technik, die ausgehend von einem Frequenzsynthetisierer mit Phasenverriegelungsschleife hergestellt ist, d.h. einem Synthetisierer mit einem variablen Oszillator 1 und einer Phasenregelungsschleife des variablen Oszillators. Die Schleife enthält eine Frequenzteilerschaltung mit Phasenakkumulator 2, einen Phasenkomparator 3, einen Bezugsoszillator 4, der ein festes Frequenzsignal Fr liefert, und ein Tiefpassfilter 5. Der variable Oszillator 1 liefert ein Signal mit der Frequenz (N + K/M)Fr, wobei N eine ganze Zahl und K/M ein Bruchteil kleiner als 1 ist, wobei K und M ganze Zahlen größer als –1 bzw. 1 sind; dieses Signal bildet das Ausgangssignal des Synthetisierers und das Eingangssignal der Frequenzteilerschaltung 2. Der Phasenkomparator 3 vergleicht die von der Teilerschaltung 2 und vom Bezugsoszillator 4 gelieferten Signale und liefert ein Signal, das nach Filterung im Tiefpassfilter 5 ein Spannungssteuerungssignal der Frequenz des variablen Oszillators 1 bildet.
Der variable Oszillator 1 wird von einer Spannung spannungsgesteuert, die von der zu erhaltenden Frequenz Fo, also von N + K/M, abhängt. Die Frequenzteilerschaltung mit Phasenakkumulator 2 enthält einen Frequenzteiler mit variablem Teilungsgrad, der voreingestellt ist, um durch N zu teilen, und einen Modulo-M-Phasenakkumulator, der den Ausgang des Teilers mit einem Steuereingang dieses gleichen Teilers koppelt. Der Teiler hat einen Signaleingang und einen Signalausgang, die den Signaleingang und Signalausgang der Frequenzteilerschaltung 2 bilden. Der Phasenakkumulator hat einen Steuereingang, an den der Wert K angelegt wird, damit der Phasenakkumulator an den Teiler K Impulse für M Perioden des Ausgangssignals des Teilers liefert. Je nachdem, ob der Teiler einen Impuls an seinem Steuereingang empfängt oder nicht, geht sein Teilungsverhältnis auf den Wert N + 1 oder bleibt auf dem Wert N. Wenn der Synthetisierer, der nur als Synthetisierer verwendet wird, also ohne Modulationssignal, synchronisiert wird, d.h., wenn das Ausgangssignal des Teilers auf der Frequenz Fr des Ausgangssignals des Bezugsoszillators 4 ist, ist die Frequenz des Eingangssignals des Teilers gleich (N + K/M)Fr. Die durch die Phasenschleife durchgeführte Regelung erzeugt am Ausgang des Filters 5 eine Steuerspannung des variablen Oszillators 1, die diesen Oszillator dazu bringt, ein Signal der Frequenz Fo = (N + K/M)Fr zu liefern. Es ist anzumerken, dass die Regelung vereinfacht und die Leistungen verbessert werden können durch eine Voreinstellung der Steuerung des variablen Oszillators in der Nähe der Frequenz Fo, mit Hilfe einer Gleichspannung, die zur von der Regelschleife gelieferten Steuerspannung hinzugefügt wird.
Der von den Elementen 1 bis 5 gebildete Frequenzsynthetisierer wird mit Hilfe einer Addierschaltung 6 als Modulationsvorrichtung verwendet, die es ermöglicht, die Frequenz des Oszillators 1 durch ein Signal zu steuern, das die Summe des vom Filter 5 gelieferten Schleifensignals und eines Modulationssignals V_i(t) ist, das für zu übertragende Informationen repräsentativ ist. In Abwesenheit des Signals V_i(t) liefert die Vorrichtung gemäß 1 das Signal mit der oben erwähnten Frequenz Fo, und, wenn das Signal V_i(t) vorhanden ist, liefert sie ein Signal mit der Frequenz Fo + f_i(t), wobei f_i(t) die Modulation darstellt, die durch V_i(t) um die zentrale Frequenz Fo herum erzeugt wird.
Es ist anzumerken, dass 1, wie übrigens die anderen Figuren dieser Druckschrift, ein vereinfachtes Schaltbild ist, auf dem nur die Elemente dargestellt sind, die zum Verständnis der im vorliegenden Text gegebenen Erklärungen notwendig sind. So wurde die von N + K/M abhängende Voreinstellungsspannung, die an den Oszillator 1 angelegt wird, nicht dargestellt, wie auch die digitalen Signale des Werts N und K, die an den Frequenzteiler bzw. an den Phasenakkumulator der Teilerschaltung 2 angelegt werden, nicht dargestellt sind.
Die Modulationsvorrichtung gemäß 1 hat bestimmte Nachteile:

– die Komponente f_i(t) der modulierten Frequenz Fo + f_i(t) entspricht dem Modulationssignal V_i(t), aber gefiltert durch ein Hochpassfilter, dessen Grenzfrequenz durch das Schleifenband bestimmt wird, da V_i(t) für die Phasenverriegelungsschleife als ein zu entfernendes Störsignal empfunden wird,
– die Komponente f_i(t) hängt von den Veränderungen der Ausgangsfrequenz-/Steuerspannungskurve des variablen Oszillators 1 ab.

2 zeigt eine zweite Modulationsvorrichtung gemäß dem Stand der Technik, die ebenfalls ausgehend von einem Frequenzsynthetisierer mit Phasenverriegelungsschleife hergestellt ist. Diese Modulationsvorrichtung unterscheidet sich von derjenigen der 1 durch das Weglassen der Addierschaltung 6, die durch eine direkte Verbindung zwischen dem Tiefpassfilter 5 und dem variablen Oszillator 1 ersetzt wurde; sie unterscheidet sich von ihr auch durch das Zwischenschalten einer Subtrahierschaltung 7 zwischen den Phasenkomparator 3 und das Tiefpassfilter 5, mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des Phasenkomparators verbunden ist, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der mit dem Eingang des Tiefpassfilters 5 verbunden ist. An den zweiten Eingang der Subtrahierschaltung wird ein Modulationssignal φ_i(t) angelegt, das für die zu übertragenden Informationen repräsentativ ist, und das sich in diesem Fall nicht mehr wie eine Steuerspannung des variablen Oszillators 1, sondern wie eine Phasenabweichung zwischen dem modulierten Signal Fo + f_i(t) nach der Teilung und dem Signal des Bezugsoszillators 4 verhält.
Diese Art von Modulationsschaltung weist zwei Hauptnachteile auf:

– es gibt eine Filterung des Modulationssignals durch ein Filter mit einer Breite gleich dem Band der Schleife,
– f_i(t) kann dem Differenzquotienten φ_i(t) oder dem Modulationsindex gleichgesetzt werden, d.h. die Spitze-zu-Spitze-Abweichung in Radian der Frequenz- oder Phasenmodulation ist auf N·2π begrenzt, wobei N der Teilungsfaktor der Frequenzteilerschaltung 2 ist; tatsächlich werden jenseits von N·2π die Grenzen des Phasenkomparators überschritten.

3 bezieht sich auf eine dritte Modulationsvorrichtung gemäß der Erfindung, die ausgehend von dem gleichen Frequenzsynthetisierer wie die Modulationsvorrichtungen der 1 und 2 hergestellt ist. Bei dieser dritten Vorrichtung wird das Modulationssignal an den Steuereingang der Frequenzteilerschaltung 2 in Form eines Teilungsgrad-Steuersignals n_i(t) angelegt, das für die zu übertragenden Informationen repräsentativ ist; das Signal n_i(t) wird von Impulsen gebildet, die in der Frequenzteilerschaltung ein Komplement der Impulse sind, die vom Phasenaddierglied an den Frequenzteiler geliefert werden, wie weiter oben gesagt wurde. Im Vergleich mit dem Schaltbild der 1 wurde die Addierschaltung 6 weggelassen, und der Ausgang des Filters 5 ist direkt mit dem Steuereingang des variablen Oszillators 1 verbunden.
Die Modulationsvorrichtung gemäß 3 hat ebenfalls den Nachteil, ein auf das Schleifenband begrenztes Modulationsband zu haben.
Die Frequenz Fo + f_i(t) des Ausgangssignals der Modulationsschaltung gemäß 3 wird durch n_i(t) × Fr gegeben, und n_i(t) führt also eine in Schrittebenen 2π und in Schrittzeit 1/Fr quantifizierte Modulationssteuerung durch. Diese Quantifizierung führt ein Quantifizierungsrauschen in das Ausgangssignal der Modulationsschaltung ein. In dieser Modulationsvorrichtung ist anzumerken, dass das Schleifenband deutlich unter Fr liegt, und dies in einem Verhältnis von mindestens gleich 10, und dass die von n_i(t) durchgeführte Steuerung daher eine übergetastete Steuerung bezüglich des ersten Theorems von Shannon darstellt; es ist also möglich, an das Signal n_i(t) einen Algorithmus anzuwenden, wie den Sigma-Delta-Algorithmus oder den Algorithmus mit mehreren Teilschritten, der es ermöglicht, das Quantifizierungsrauschen zu verringern, ohne es aber ganz verschwinden zu lassen.
Die mit Hilfe der 1, 2 und 3 beschriebenen Modulationen werden nachfolgend Modulationen vom Typ 1, 2, 3 genannt, um ihre Bezeichnung zu vereinfachen.
Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf Modulationsschaltungen, die die Modulation vom Typ 1 mit der Modulation vom Typ 2 oder 3 kombinieren, um praktisch die Phasenmodulation der Kette "Frequenzteilerschaltung-Phasenkomparator" unterdrücken zu können, indem nur noch ein Modulationsrest übrig gelassen wird; so ist es möglich, insbesondere zu verhindern, dass das Band des modulierenden Signals durch das Schleifenband begrenzt wird. Im Fall der Kombination von Modulationen der Typen 1 und 2 bleibt eine Modulationsindexbegrenzung, die von einer Phasenspitzenwertabweichung bestimmt wird, die auf N·2π begrenzt ist, wobei N das Teilungsverhältnis der Teilerschaltung 2 ist. Im Fall der Kombination von Modulationen der Typen 1 und 3 gibt es keine Modulationsindexbegrenzung mehr, aber wie bei der Modulation des Typs 3 bleibt ein Quantifizierungsrauschen übrig. Wenn die Kombination der drei Typen von Modulationen perfekt durchgeführt wird, verhindert sie die Modulationsindexbegrenzung und das Quantifizierungsrauschen, jedoch auf Kosten etwas komplizierterer Herstellungsweisen.
4 wiederholt die Elemente 1 bis 7 der 1, 2 und 3, um zu zeigen, wie die drei Modulationstypen kombiniert werden können:

– Modulation vom Typ 1 durch das Signal V_i(6t), das an die Addierschaltung 6 angelegt wird,
– Modulation vom Typ 2 durch das Signal φ_i(t), das an die Subtrahierschaltung 7 angelegt wird,
– Modulation 3 durch das Signal n_i(t), das an die Frequenzteilerschaltung 2 angelegt wird.

In 4 sind die Mittel zur Einführung der Modulationen der Typen 2 und 3, d.h. die Subtrahierschaltung 7 und die Zufuhrverbindung des Signals φ_i(t) zur Subtrahierschaltung 7 einerseits, und die Zufuhrverbindung des Signals n_i(t) zur Frequenzteilerschaltung 2 andererseits, gestrichelt dargestellt, um so anzuzeigen, dass die eine oder die andere der Modulationen vom Typ 2 und 3 vorhanden sein kann, dass sie aber auch gleichzeitig vorhanden sein können; wenn die Modulation vom Typ 2 nicht vorhanden ist, ist der Ausgang des Phasenkomparators 3 direkt mit dem Eingang des Tiefpassfilters 5 verbunden; wenn die Modulation vom Typ 3 nicht vorhanden ist, wird die Verbindung, die am Steuereingang der Frequenzteilerschaltung 2 mündet, weggelassen, und die Steuerung des Teilungsgrads des Frequenzteilers durch N oder N + 1 erfolgt in üblicher Weise, d.h. nur mit Hilfe des Phasenakkumulators, den die Frequenzteilerschaltung enthält.
5 zeigt, wie die Signale V_i(t), φ_i(t) und n_i(t) erhalten werden können, die für den Betrieb der Vorrichtung gemäß 4 notwendig sind; diese Figur bezieht sich auf eine Modulation durch MSK- oder GMSK-Signale. Zu übertragende Daten d werden in üblicher Weise in einer MSK-Codierschaltung 8 im Takt eines Taktsignals h codiert, d.h., um das Signal V_i(t) zu liefern, das in der Modulation vom Typ 1 verwendet wird. Ein Vorwärts-Rückwärts-Zähler 9 zählt im Takt des Signals h, und seine Zählung erhöht sich bei jeder hohen Frequenz des MSK-Signals um eine Einheit, und verringert sich bei jeder niedrigen Frequenz des MSK-Signals um eine Einheit. Da die MSK-Modulation aus kontinuierlichen Phasenübergängen des Werts +π/2 oder –π/2 besteht, je nachdem, ob die durch den Übergang zugeführte neue Frequenz eine hohe oder eine niedrige Frequenz ist, können zwei niederwertige Bits des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 9 ausreichen, um mit Hilfe eines Digital/Analog-Wandlers 10 ein Signal φ_i(t) der Modulation vom Typ 2 zu liefern, das eine Phasenmodulation mit 2π Radian gewährleistet. Dieser Wandler mit zwei Bits reicht aus in dem Fall, in dem das Spektrum des Signals φ_i(t) in seinem Bereich um die Frequenz h herum vom Filter 5 entfernt wird. Wenn dies nicht der Fall ist, besteht eine erste Lösung darin, diese störenden Spektralkomponenten mit einer 2ⁿ mal höheren Frequenz umzusetzen, wobei n eine ausreichend hohe ganze Zahl ist; hierzu muss der Zähler 9 mit einer 2ⁿ mal höheren Frequenz arbeiten und er muss 2ⁿ mal seine Eingangstastproben wiederholen; der Wandler 10 wird ein Wandler mit n + 2 Bits. Eine zweite Lösung besteht darin, ein analoges Tiefpassfilter am Eingang des Wandlers 10 einzufügen und die für die Schaltung 6 bestimmte Steuerung V_i(t) um einen Wert gleich der durch dieses Tiefpassfilter verursachten Verzögerung zu verzögern. Die Plus- oder Minus-Überläufe außerhalb dieses Bereichs von 2π Radian werden von einer Komparatorschaltung 11 berücksichtigt, die im Takt des Taktsignals h die aufeinanderfolgenden Werte vergleicht, die die beiden niederwertigen Bits des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 9 annehmen; die Komparatorschaltung 11 liefert einen Impuls an einem ersten Ausgang beim Übergang des Zählens des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 9 vom Wert 11 auf den Wert 00, wobei dieser Übergang für einen positiven Überlauf charakteristisch ist, und einen Impuls an einem zweiten Ausgang beim Übergang des Werts 00 auf den Wert 11; diese beiden Impulse bilden das Signal n_i(t), das in einer Modulation vom Typ 3 verwendet wird, und lassen den Teilungsgrad der Teilerschaltung 2 der 4 auf den Wert N + 1 bzw. N – 1 übergehen.
Das Signal n_i(t) gemäß 5 kann alleine verwendet werden, d.h. ohne dass das Signal φ_i(t) ebenfalls verwendet wird, aber das Gegenteil gilt nicht, es sei denn, φ_i(t) wird auf eine Phasenveränderung von 2π Radian begrenzt. Wenn der Bereich der Spitze-Spitze-Phasenabweichung unter N·2π Radian liegt, ist es aber möglich, indem die Montage der 5 verändert wird, eine Modulation vom Typ 2 ohne Modulation vom Typ 3 durchzuführen; hierzu muss der Digital/Analog-Wandler 10 in der Lage sein, jede Phasenabweichung im betrachteten Bereich analog umzuwandeln, d.h. dass, wenn dieser Bereich zwischen ±kπ liegt, wobei k eine positive ganze Zahl ist, der Digital/Analog-Wandler 10 in der Lage sein muss, digitale Werte umzuwandeln, die aus einer Anzahl von Bits gleich 2 + log k oder gleich der ganzen Zahl direkt über 2 + log₂k besteht, wenn log₂k keine ganze Zahl ist. 6 zeigt diese Variante für k = 4; diese Figur unterscheidet sich von 5 durch das Weglassen der Komparatorschaltung 11 und durch einen Wandler 10 mit vier statt zwei Eingängen.
Es ist anzumerken, dass, wenn die Charakteristik der Frequenz des variablen Oszillators 1 bezüglich seiner Steuerspannung zum Beispiel in Abhängigkeit von der Temperatur oder der Alterung variiert, im Filter 5 der 4 ein Signalrest bleibt, der mit der Modulation korreliert ist, und die Modulation ist nicht auf dem vorgesehenen Wert. 7 zeigt, wie man diesen Fehler korrigieren kann, indem der Modulationsrest verwendet wird, um die Übertragungsfunktion der Verbindung zwischen dem Eingang der Modulationsvorrichtung und dem Ausgang des variablen Oszillators 1 einzustellen; im mit Hilfe der 7 beschriebenen Beispiel wird dies nicht durch Steuerung der Verstärkung des variablen Oszillators 1, sondern, was einfacher durchzuführen ist, durch Steuerung der Verstärkung eines variablen Verstärkers 16a oder 16b erhalten, der entweder in der Eingangsschaltung oder in der Ausgangsschaltung der Addierschaltung 6 der 4 angeordnet ist; um diese Wahlmöglichkeit zu markieren, wurden die Verstärker 16a, 16b gestrichelt dargestellt, wobei klar ist, dass nur einer der beiden eingesetzt wird, während der andere durch einen Kurzschluss ersetzt wird. Da der Modulationsrest wahlweise aus dem Eingangs- oder Ausgangssignal des Schleifenfilters 5, oder sogar aus einem Signal entnommen werden kann, das im Schleifenfilter genommen wird, wurden diese drei Möglichkeiten durch drei Verbindungen in gleicher Weise in unterbrochenen Linien 5a, 5b, 5c dargestellt; und nur eine dieser drei Möglichkeiten wird in einem Aufbau angewendet.
Um einen repräsentativen Wert des Modulationsrests zu erhalten, wird das in Höhe des Schleifenfilters 5 abgenommene Signal an den ersten Eingang einer Multiplizierschaltung 12 angelegt, deren zweiter Eingang über ein Kompensationsfilter 17 an den Modulationseingang vom Typ 1 der Modulationsvorrichtung gekoppelt ist, d.h. an den Modulationseingang, der das Signal V_i(t) empfängt. Das Filter 17 ist ausgebildet, um die gleiche Filterwirkung wie die Schleife bei einem Modulations-Kompensationsfehler zu erzeugen. Die Zusammenfügung der Multiplizierschaltung 12 und des Filters 13 erzeugt tatsächlich die Korrelation zwischen den beiden Eingangssignalen der Multiplizierschaltung 12, was die Entnahme eines Signals proportional zum Fehler aufgrund der Veränderungen der Eigenschaften des variablen Oszillators 1 ermöglicht.
Nach Filterung in einem Bandpassfilter 13 liefert das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 12 das Signal proportional zum Verstärkungsfehler des variablen Oszillators 1, um die Verstärkung des Verstärkers 16a oder 16b zu steuern.
Der soeben beschriebene Aufbau zur Korrektur der Verstärkungsfehler des variablen Oszillators 1 kann zwischen dem Ausgang des Filters 13 und dem Steuereingang des variablen Verstärkers 16a oder 16b durch einen Analog/Digital-Wandler 14, gefolgt von einem einem Speicher zugeordneten Akkumulator 15 vervollständigt werden; unter Verwendung eines Analog/Digital-Wandlers 14, der nur das Vorzeichenbit liefert, reduziert sich der Akkumulator 15 auf einen Vorwärts-Rückwärts-Zähler. Der Akkumulator liefert das Steuersignal des variablen Akkumulators 16a oder 16b. Der Speicher des Akkumulators 15 ermöglicht es seinerseits, zum Beispiel in dem Fall, in dem die Modulationsvorrichtung zyklisch mit verschiedenen zentralen Frequenzen Fo betrieben wird, von einer Benutzung jeder Frequenz Fo zur nächsten den Wert des Vorwärts-Rückwärts-Zählers beizubehalten, und so eine Modulation mit einer gegebenen Frequenz Fo mit einer Vorregelung der Korrektur des Modulationsrests beginnen zu können; hierzu enthält der Speicher des Akkumulators 15 ebenso viele Adressen, an denen Werte des Vorwärts-Rückwärts-Zählers gespeichert sind, wie es unterschiedliche Frequenzen Fo gibt, und die Adressierung wird mit den digitalen Werten N, K der zu erhaltenden zentralen Frequenzen Fo durchgeführt. Da die Schaltungen 14 und 15 nicht immer bei der Korrektur des Modulationsrests eingesetzt werden, wurden sie in 7 gestrichelt gezeichnet, und wenn sie nicht verwendet werden, genügt es, die 7 dahingehend zu verändern, dass sie durch eine direkte Verbindung zwischen dem Ausgang des Filters 13 und dem Steuereingang des variablen Verstärkers 16a oder 16b ersetzt werden.
Es ist anzumerken, dass das Signal am Ausgang des Kompensationsfilters 17 der 7 die Form des Fehlers angibt, d.h. des Modulationsrests. Um die Multiplizierschaltung 12 zu vereinfachen, ist es also möglich, sich mit zwei Pegeln
–1 negative Werte
+1 positive Werte
Oder mit drei Pegeln
–1 negative Werte
0 Wert Null
+1 positive Werte
für das Ausgangssignal des Kompensationsfilters zu begnügen, und dies unter Beibehaltung einer Information proportional zum Verstärkungsfehler des variablen Oszillators.
Beim Aufbau gemäß 7 hat der Fall, in dem die Entnahme des Modulationsrests ausgehend von dem am Ausgang des Tiefpassfilter 5 abgenommenen Signal erfolgt, den Vorteil, ein in der Bandbreite genau begrenztes Signal zu verwenden. Dieses Signal besitzt eine kontinuierliche Komponente, die dazu bestimmt ist, den variablen Oszillator auf die Frequenz Fo einzustellen; das Einfügen von Voreinstellungsmitteln der Steuerspannung des Oszillators 1 zwischen dem Filter 5 und der Addierschaltung 6 ermöglicht es gleichzeitig, die kontinuierliche Komponente des Ausgangssignals des Filters 5 zu minimieren und die Frequenzumschaltzeit des variablen Oszillators 1 zu verringern.
Das Schaltbild einer Ausführungsform dieser Voreinstellungsmittel der Steuerspannung des variablen Oszillators 1 wird in 8 angegeben. Bei dieser Ausführungsform ist der Ausgang des Filters 5 mit dem ersten Eingang der Multiplizierschaltung 12 gemäß 7 verbunden, und dieser Ausgang des Filters 5 ist nicht mehr direkt mit der Addierschaltung 6 verbunden, sondern mit ihr über Voreinstellungsmittel gekoppelt, die aus einer Addierschaltung 30, einem Analog/Digital-Wandler 31, einer Speicherschaltung 32 und einem Digital/Analog-Wandler 33 bestehen. Der Ausgang des Filters 5 ist mit einem ersten Eingang der Addierschaltung 30 verbunden, deren Ausgang mit der Addierschaltung 6 verbunden ist; der Ausgang der Schaltung 30 ist mit ihrem zweiten Eingang über den Wandler 31, gefolgt von der Speicherschaltung 32, auf die selbst der Wandler 33 folgt, verbunden. Nach der Stabilisierung der Regelschleife gibt es am Ausgang der Addierschaltung 30 nur noch eine Gleichspannung, deren in der Schaltung 32 gespeicherter Wert verfügbar ist, um eine Voreinstellung des variablen Oszillators 1 durchzuführen, sobald die Parameter N und K nach Frequenzsprüngen wieder über die Werte gehen, die dieser Speicherung entsprechen; die Parameter N, K liefern die Adresse in der Speicherschaltung 32; der Augenblick der Änderung von N, K, verzögert um die Stabilisierungszeit der Schleife, ergibt den Augenblick der Speicherung an der Adresse N, K; der Zeitpunkt der Änderung von N, K ergibt den Augenblick des Lesens an der Adresse N, K.
9 zeigt, wie die Signale V_i(t), φ_i(t) und n_i(t) im Fall einer analogen Frequenzmodulation erhalten werden können.
In 9 ist gestrichelt ein variabler Verstärker 16 dargestellt, der die Verstärker 16a, 16b für die mögliche Anwendung des Restkorrekturaufbaus gemäß 7 im Aufbau der 9 ersetzen würde.
Die Daten d, die den zu übertragenden Informationen entsprechen, werden an den Eingang eines Digital/Analog-Wandlers 20 angelegt, um ein analoges Modulationssignal des Typs 1, V_i(t) zu erhalten; dieses Signal wird an die Addierschaltung 6 gemäß 4 angelegt. Die Daten d werden ebenfalls an den Eingang eines Modulo-2π-Phasenakkumulators 18 angelegt, dessen Nulldurchgänge und 2π-Durchgänge das Modulationssignal n_i(t) des Typs 2 liefern, und dessen durch einen Digital/Analog-Wandler 19 analog umgewandelte Zählung das Modulationssignal φ_i(t) des Typs 3 liefert.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen Beispiele beschränkt; sie betrifft insbesondere alle kontinuierlichen Phasenmodulationen durch einen Frequenzsynthetisierer mit Phasenverriegelungsschleife, unabhängig vom Modulationssignal und vom Synthetisierer.

Claims

Vorrichtung zur kontinuierlichen Phasenmodulation durch Frequenzsynthetisierer, die eine Addierschaltung (6) mit einem ersten Eingang, der das Modulationssignal V_i(t) empfängt, einen variablen Oszillator (1) mit einem zum Empfang einer Steuerspannung mit dem Ausgang der Addierschaltung verbundenen Steuereingang und mit einem Ausgang, und eine Regelschleife (2–5) aufweist, deren Eingang mit dem Ausgang des Oszillators (1) gekoppelt ist und deren Ausgang mit dem zweiten Eingang der Addierschaltung (6) gekoppelt ist, die einen Bezugsoszillator (4) und nacheinander zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Schleife eine Frequenzteilerschaltung (2), einen Phasenkomparator (3) und ein Schleifenfilter vom Tiefpass-Typ (5) aufweist, wobei der Komparator (3) die Ausgangssignale der Teilerschaltung (2) und des Bezugsoszillators (4) vergleicht, und die Schleife einen von zwei Modulationszugängen aufweist, die von einem mit dem Eingang des Schleifenfilters (5) gekoppelten Eingang bzw. von einem Steuereingang der Teilerschaltung (2) gebildet werden, dadurch gekennzeichnet, dass sie Mittel (12–17) zur permanenten Korrektur der Modulationsreste in der Schleife aufweist, wobei diese Mittel ein Kompensationsfilter (17), von dem ein Eingang mit dem ersten Eingang gekoppelt ist, wobei dieses Filter die gleiche Filterwirkung erzeugt wie die Schleife, und eine Korrelationsschaltung (12, 13) aufweisen, von der zwei Eingänge mit dem Ausgang des Kompensationsfilters bzw. mit dem Schleifenfilter gekoppelt sind und ein Ausgang mit dem Steuereingang des variablen Oszillators gekoppelt ist, um ein Korrektursignal zu liefern.
Modulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelationsschaltung eine Multiplizierschaltung (12) gefolgt von einem Filter (13) aufweist.
Modulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrekturmittel einen variablen Verstärker (16a, 16b; 16) aufweisen, der vor dem Steuereingang des variablen Oszillators mit einem Steuereingang angeordnet ist, und dass die Kopplung zwischen dem Ausgang der Korrelationsschaltung und dem Steuereingang des variablen Oszillators über den Steuereingang des variablen Verstärkers verläuft.
Modulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sie Mittel (14, 15) zum Speichern des Korrektursignals aufweist, um das Korrektursignal zu speichern, wenn die Vorrichtung mit einer zentralen Frequenz (Fo) eines gegebenen Werts arbeitet, und um das gespeicherte Signal wiederherzustellen, wenn die zentrale Frequenz, nachdem sie verändert wurde, wieder zum gegebenen Wert zurückkehrt.
Modulationsvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie Voreinstellungsmittel (30–33) aufweist, um die Steuerspannung des variablen Oszillators (1) voreinzustellen, wenn die Vorrichtung mit einer zentralen Frequenz (Fo) eines gegebenen Werts arbeitet, wobei diese Mittel zwischen dem Ausgang des Schleifenfilters (5) und dem Steuereingang des variablen Oszillators (1) angeordnet sind und einerseits eine Zusatz-Addierschaltung (30), deren erster Eingang mit dem Ausgang des Schleifenfilters gekoppelt ist und deren Ausgang mit dem Eingang des variablen Oszillators gekoppelt ist, und andererseits in Reihe zwischen dem Ausgang der Zusatz-Addierschaltung und einem zweiten Eingang der Zusatz-Addierschaltung einen Analog-Digital-Wandler (31), eine Speicherschaltung (32), die in Abhängigkeit (N, K) von der durch die Vorrichtung zu erreichenden zentralen Frequenz (Fo) gesteuert wird, und einen Digital-Analog-Wandler (33) aufweisen.