DE3208480A1

DE3208480A1 - Traegerfrequenzrueckgewinnungseinrichtung fuer modulationssignale mit 2- oder -4-stufiger phasenverschiebung

Info

Publication number: DE3208480A1
Application number: DE19823208480
Authority: DE
Inventors: Léon Clayes-sous-Bois Horbacio; Antoine Montrouge Laures
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1981-03-27
Filing date: 1982-03-09
Publication date: 1982-10-07
Also published as: GB2096420B; GB2096420A; US4491805A; FR2502872B1; FR2502872A1; DE3208480C2

Description

Trägerfrequenzrückgewinnungseinrichtung für. Modulationssignale mit 2- oder 4-stufiger Phasenverschiebung

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Trägerfrequenzrückgewinnungseinrichtung für Modulationssignale mit 2- oder 4-stufiger P lianonvorschiebung.

Die Phasenmodulationssysteme, die auf einer zweistufigen Phasenverschiebung (MDP2) oder auf einer vierstufigen Phasenverschiebung (MDP4) beruhen, werden heutzutage zur digitalen Informationsübertragung benutzt. Eine wesentliche Einrichtung des koherenten Demodulators, der diesen Übertragungssystemen zugeordnet ist, hat die Aufgabe, die Trägerwelle bzw. die Trägerfrequenz wieder zu gewinnen, d.h. ein periodisches Signal mit derselben Frequenz wie das modulierte Signal und mit konstanter Phase zu erzeugen. Dieses Signal, das als "wiedergewonnene Trägerfrequenz" bezeichnetwird, dient als Bezug für. die Phasenortskurv.e .·

Man erhält üblicherweise die rückgewonnene Trägerfrequenz auf die nachstehend beschriebene Weise. Man legt das modulierte Signal mit der Frequenz f für eine Nennfrequenz f an einen Frequenzmultiplikator mit Faktor η an, und wählt η = 2 für ein Signal MDP2 und gleich' 4 für ein Signal MDP4. Der Multiplikator liefert nun ein modulations- ■ freies Signal,· weil, die Phasensprünge bei MDP2 π und bei MDP4 a/2 sind, und da die Multiplikation dieselben in Sprünge von 2η umwandelt. Das Ausgangssignal des Multipli-

F * ι ■ r m »

kators, das nachstehend allgemein als Bezugssignal bezeichnet wird, wird dann an den Eingang eines Bandpaßfilters angelegt, der über der Frequenz ^η^_ο' zentriert ist und der das Signal von dem begleitenden Rauschen befreit. Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters setzt sich aus einem Sinussignal mit der Frequenz nf und einem Rauschen mit einem Phasenabstand η cTu> zusammen,-das man vernachlässigen kann, wenn man ein Filter mit einem Bandpaß wählt, der relativ schmal ist. Das gefilterte Signal wird dann an einen· Frequenzdividxerer mit Divisor η angelegt, der ein Signal mit der Frequenz f liefert, das von einem Phasenrauschen' ' (!Ία begleitet ist.

In Wirklichkeit ist die Rückgewinnung der Trägerfrequenz, wie sich aus der. nachstehenden Beschreibung ergibt, schwierig, da man zur ausreichenden Reduzierung von Oy für das Filter einen so schmalen Bandpaß verwenden muß, daß das Signal mit der Frequenz nf ebenfalls ausgefiltert wird, wenn es geringfügig vom Nennwert f. abweicht. Diese Schwierigkeit wird bisher dadurch gelöst, daß man das Filter durch eine Phasensperrschleife ersetzt. Die Einrichtung zur Rückgewinnung der Trägerfrequenz weist einen lokalen spannungsgesteuerten Oszillator auf, dessen Ruhefrequenz nf ist, ferner einen Phasenkomparator, dessen einer Eingang das Ausgangssignal des lokalen Oszillators erhält und dessen anderer Eingang das Ausgangssignal des Multiplikators mit Faktor η erhält, sowie einen Tiefpaßfilter, dessen Eingang das vom Ausgang des !Comparators gelieferte Fehlersignal erhält und einen Verstärker, dessen Eingang das Ausgangssignal des Filters erhält, und dessen Ausgang mit dem Steuereingang des Oszillators verbunden ist. Der Tiefpaßfilter eliminiert einen Großteil des Rauschens, das das Fehlersignal begleitet. Man kann zeigen, daß eine Sperrschleife zweiter Ordnung, die einen Tiefpaßfilter erster

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Ordnung aufweist, ermöglicht, daß man eine genaue Filterung des Ausgangssignals des Multiplikators erhält, indem einausreichender Variationsbereich für die Frequenz f des modulierten Signals erhalten bleibt. Im allgemeinen ist der für f mögliche Variationsbereich durch den Störschwingungsbereich der Schleife begrenzt, dessen Wert um das 10- bis 100-fache größer als das Rauschäquivalenzband der Schleife ist.

In Figur 1 ist schematisch eine Einrichtung zur Rückgewinnung der Trägerfrequenz gezeigt, die für Modulationssysteme MDP2 und MDP4 verwendbar ist. Die Einrichtung weist einen Multiplikator 1 mit Faktor 2 auf, dessen Eingang mit dem Eingang E des Modulationssignals verbunden ist, ferner einen Inverter 2, dessen Eingang mit dem Ausgang des Multiplikators 1 und dessen Ausgang "2" mit dem Eingang eines Bandpaßfilters 3 und dessen anderer Ausgang "4" mit dem Eingang eines Multiplikators 4 mit Faktor 2 verbunden ist. Der Ausgang des Dividierers 4 ist mit dem Eingang eines Bandpaßfilters 5 verbunden. Der Ausgang der Filter 3 und 5 ist jeweils mit den Eingängen "2" und "4" eines Inverters 6 verbunden, dessen Ausgang mit dem ersten Eingang eines Phasenkomparator 7 verbunden ist. Der Ausgang des Komparators 7 ist mit dem Eingang eines Tiefpaßfilters 8 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Verstärkers' 9 verbunden ist, dessen Ausgang mit dem Steuereingang eines spannungsgesteuerten lokalen Oszillators 10 verbunden ist. Der Ausgang des Oszillators 10 ist einerseits mit dem .Eingang "4" eines Inverters 11 und andererseits mit dem Eingang eines Dividierers 12 mit Divisor 2 verbunden. Der Ausgang des Dividierers 12 ist einerseits mit dem Eingang "2" des Inverters 11 und andererseits mit dem Eingang eines Dividierers 13 mit Divisor 2 verbunden, dessen Ausgang die wiedergewonnene Trägerfrequenz liefert. Der Ausgang des

Inverters 11 ist mit dem zweiten Eingang des Komparators 7 verbunden.

Zur Verarbeitung eines Modulationssignals MDP2 sind die Inverter 2, 6 und 11 so gesteuert, daß ihr gemeinsamer Eingang mit ihrem Ausgang "2" und umgekehrt verbunden Lsi . Zur Verarbeitung eines Modulationssignals MDP4 sind die Inverter so gesteuert, daß ihr gemeinsamer Eingang mit' ihrem Ausgang "4" und umgekehrt verbunden ist.

Wenn die Inverter in der Position "2" sind, liefert der Multiplikator 1 über den Inverter 2, das Bandpaßfilter und den Inverter 6 dem Phasenkomparator 7 das Bezugssignal R. Der Filter 3, der um 2f zentriert ist, wobei der Bandpaß geringfügig größer als der doppelte Variationsbereich

von f ist, sei angenommen mit 2 Af , läßt das Bezugsmax

signal durch und eliminiert einen Teil des P-auschens am Ausgang des Multiplikators 1 derart, daß die Rauschleistiing · am Eingang des Phasenkomparator 7 limitiert wird. Die Anordnung, bestehend aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 10 mit einer Zentralfrequenz 4f und aus einem Dividierer 12 mit Divisor 2 ist gleichwertig mit einem spannungsgesteuerten Oszillator mit der Zentralfrequenz 2f . Man findet dennoch die übliche Sperrschleife wieder. Der Dividierer mit Divisor 2 liefert die wiedergewonnene Trägerfrequenz.

Wenn die Inverter in der Position "4" sind, gewährleisten die beiden Multiplikatoren 1 und 4 eine Multiplikation des eintretenden Signals mit 4 und der Multiplikator 4 legt über den Bandpaßfilter 5 und den Inverter 6 an den Komparator 7 das'Bezugssignal R. Das Ausgangssignal des Oszillators 10 wird direkt an den Komparator 7 angelegt. Die Teilung der Frequenz des Ausgangs des Oszillators durch 4 wird durch die beiden Dividierer 12 und 13

-Sr-

Der Filter 5 ist über 4f■· zentriert und sein Bandpaß beläuft sich wenigstens auf 8^

Wie ersichtlich, sind die Filter 3 und 5 vor dem Phasenkomparator 7 angeordnet, d.h. außerhalb der Sperrschleife. Hieraus ergibt sich, daß die Phasenabweichung bzw. .der Phasenfehler oder die Phasenverschiebung von dem einen oder dem anderen Filter in das Bezugssignal R eingeführt, die wiedergewonnene Trägerfrequenz beeinflußt. Diese Phasenverschiebung läßt sich abschätzen. Das Filter 3 führt beispielsweise eine Verzögerung bzw. Nacheilung ⁽ΤΊ ein, .die etwa im Bandpaß 4 ZLf konstant ist und beträgt:

^c max

Ti

^2/r

^4Afmax

Das Signal R wird somit um eine Größe X n/c gleich ¹L _Λ ver-

K/ ο I

zögert. Man erhält daher eine Phasenverschiebung ^#1 ,_ς, die oine Funktion des reellen Abstands £\ f ist, der zwischen f und dem Nennwert f vorhanden ist und beträgt:

/r/s' ⁼

A/s *

max /If

A/S ^ Af

** max

Im ungünstigsten Fall, für Betrag/4f/= f hat man eine

, . ' max

Phasenverschiebung Betrag/^-,„|in der Größenordnung von (^ LruMU Rad i aiii on . Hin solcher Phasenfehler ist schädlich und kann nicht einfach kompensiert werden. Man kann nicht

zu selektive Filter stromaufwärts von der Sperrschleife verwenden, da man hierbei am Phasenkomparator eine nennenswerte Rauschleistung anlegt. Hieraus resultiert, daß der Zweck der Schleife verfehlt ist und die Arbeitsweise derselben gestört ist. Insbesondere bei einigen Digitalsignalübertragungsfallen mittels Satelliten ist der Rauschabstand der Leitung sehr klein, d.h. in der Nähe von 1, so daß man die Auslegung nach Figur 1 nicht verwenden kann.

Die Erfindung zielt daher darauf ab, eine Einrichtung zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz für ein Modulations-, signal MDP2 oder MDP4 zu schaffen, wobei eine Sperrschleife vorgesehen ist, an die das Bezugssignal angelegt wird und wobei diese Einrichtung die Schwierigkeiten beim Stand der Technik überwindet.

Ferner soll nach der Erfindung eine Sperrschleife vorgesehen werden-, die ohne Änderung sowohl mit einem Modulationssignal MDP2 als auch mit einem Modulationssignal MDP4 arbeitet.

Erfindungsgemäß zeichnet sich eine Einrichtung zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz für ein Modulationssignal MDP2 oder MDP4 mit einer Einrichtung zum Multiplizieren des empfangenen Signals mit zwei oder vier in Abhängigkeit davon, ob es sich bei dem empfangenen Signal um ein Modulationssignal MDP2 oder MDP4 handelt, wobei die Multipliziereinrichtung das Bezugssignal liefert, und mit einer Sperrschleife, die einen spannungsgesteuerten Oszillator und einen Frequenzdividierer aufweist, dessen Eingang mit'dem Ausgang des Oszillators und dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang eines !Comparators verbunden ist, dessen Ausgang mit dem Steuereingang des Oszillators verbunden ist, dadurch aus, daß die Zentralfrequenz des Oszillators gleich dem 3-fachen der Nennfrequenz f des empfangenen modulierten Signals ist, daß der Ausgang des Oszillators mit einem Ein-.

AO

gang eines Mischers verbunden ist, dessen anderer Eingang das Bezugssignal erhält und dessen Ausgang mit dem ersten Eingang eines Phasenkomparators verbunden ist, daß der Frequenzdividierer ein Dividierer mit Divisor ist/ dessen Ausgang die wiedergewonnene Trägerfrequenz liefert, und das identische Bandpaßfilter mit einer Zentralfrequenz gleich f jeweils zwischen dem Ausgang des Mischers und dem ersten Eingang des Phasenkomparators und zwischen dem Ausgang des Dividierers mit Divisor und dem zweiten Eingang des Phasenkomparators vorgesehen sind.

Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachstehenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung. Darin zeigt:

Figur 1 ein Blockdiagramm einer Einrichtung zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz nach dem Stand der Technik,

Figur 2 ein Blockdiagramm einer Einrichtung zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz, die eine Sperrschleife nach der Erfindung aufweist,

Figur 3 eine detaillierte schematische Ansicht einer Ausführungsform der Sperrschleife von Figur 2, und

Figur 4 ein Blockdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform der Einrichtung zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz von Figur 2.

In Figur 2 ist ein Multiplikator 14 mit Faktor 2 gezeigt, dessen Eingang mit dem Eingang des modulierten Signals E und dessen Ausgang mit dem Eingang eines Inverters 15 verbunden ist, dessen einer Ausgang mit einem Eingang eines

φ ψ

ΛΑ

zweiten Inverters 16 und dessen anderer Ausgang mit dem Eingang eines zweiten Multiplikators 17 mit Faktor 2 verbunden ist. Der Ausgang des Multiplikators 17 ist mit dem anderen Eingang des Inverters 16 verbunden. Dieser Teil der Einrichtung ist sehr ähnlich jenem Teil der Einrich- ' tung in Figur 1, der die Bauteile 1, 2, 5 und 6 umfaßt,, jedoch fehlen die Bandpaßfilter 3 und 5. Das vom Inverter 16 gelieferte Signal bildet das nicht filtrierte Bezugssig-nal R.

Der Ausgang'des Inverters 16 ist mit dem ersten Eingang eines Mischers 18 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Bandpaßfilters 19 mit der Zentralfrequenz f verbunden ist. Der Ausgang des Filters 19 ist mit dem ersten Eingang eines Phasenkomparators 20 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Tiefpaßfilters 21 verbunden ist. Der Ausgang des Filters 21 ist mit dem Eingang eines Verstärkers

22 verbunden, dessen Ausgang mit dem Steuereingang eines spannungsgesteuerten Oszillators 23 verbunden ist, dessen Zentralfrequenz 3f beträgt. Der Ausgang des Oszillators

23 ist einerseits mit dem zweiten Eingang des Mischers und andererseits mit dem Eingang eines Dividierers 24 mit Divisor 3 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Bandpaßfilters 25 verbunden ist, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des Komparators 20 verbunden ist. Ferner ist der Ausgang des Dividierers 24 mit dem Ausgang PR verbunden, der die wiedergewonnene Trägerfrequenz liefert.

Wenn das am Eingang E anliegende Signal ein Modulationssignal MDP2 ist, legen die Inverter 15 und 16 direkt an den Eingang des Mischers Ϊ 8 das Ausgangssignal des Multiplikators 14 mit Faktor 2 an, d.h. ein Signal mit der Frequenz 2f. Wenn der Mischer 18 an seinem zweiten Eingang ein Signal mit der Frequenz 3f, geliefert vom Oszillator 23, erhält, liefert er unter anderem ein Signal R^ mit der Fre-

quenz f. Der Filter 19 mit der Zentralfrequenz f hat einen Bandpaß von 8 Af / so daß dieser Filter ermöglicht,

max

das notwendige Auftreffen des vom Mischer gelieferten Signals auszuwählen und einen großen Teil des Rauschens auszufiltern. Der Bandpaßfilter 25 ist gleich wie der Filter 19 derart gewählt, daß er eine Nacheilung bzw. Verzögerung einführt, die gleich der Verzögerung des vom Mischer 18 gelieferten Signals ist. Der Komparator 20 ermittelt die Phasenverschiebung zwischen dem Signal R_T und der wiedergewonnenen Trägerfrequenz PR genau, die in geeigneter Weise verzögert ist.

Wenn das am Eingang E anliegende Signal ein Modulationssignal MDP4 ist, schalten die Inverter 15 und 16 den Multiplizierer 17 mit dem Faktor 2 zwischen 14 und 18 um.' Das am ersten Eingang des Mischers 18 anliegende Signal hat somit eine Frequenz 4f. Dieses mit dem Signal mit einer Frequenz 3f, geliefert vom Oszillator 23, vermischte Signal ergibt am Ausgang von 18 ein Signal mit einer Frequenz f. Somit erhält man nach dem Ausgang von 18 dieselbe Arbeitsweise, die zuvor im Zusammenhang mit der Signalmodulation MDP2 erläutert .worden ist.

Man kann zeigen, daß die Sperrschleife, die die Schaltungen 18 bis 25 in Figur 2 umfaßt, äquivalent mit der Sperrschleife der Einrichtung nach Figur 1 sowohl bei der Modulation MDP2 als auch bei der Modulation MDP4 ist, vorausgesetzt, daß der verwendete Oszillator 23 eine Verstärkung von 3/4 des Oszillators 10 in Figur 1 hat. Bei dieser Verdeutlichung wird der Einfluß der Verzögerungen der Filter 19 und 25 vernachlässigt.

Auch ist ersichtlich, daß wenn einerseits die Filter 19 und 25 mit minimaler Phase sind und andererseits nicht zu steil sind, d.h. daß die Anzahl der Pole der übertragungsfunktion

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-reäquivalenten Tiefpasses kleiner oder gleich 3 ist, die eingebrachte Verzögerung nur einen schwachen Einfluß auf den Störschwinungsbereich und keinen Einfluß auf die anderen wesentlichen Parameter der Sperrschleife hat.

Die Filter 19 und 25, die identisch sind, lassen sich einfacher als die Filter 3 und 5 der Einrichtung nach Figur 1 verwirklichen, die verschieden ausgebildet sind, da die Zentralfrequenz von 19 und 25 wenigstens zweimal kleiner für ein und denselben Bandpaß ist. Dies ermöglicht die Verwendung von Komponenten mit geringerem Gütekoeffizienten, die weniger teuer sind.

Wenn die wiedergewonnene Trägerfrequenz vor dem Filter 25 entnommen wird, hat sie infolge der Vorfiltrierung zwischen dem an 18 anliegenden Signal und der wiedergewonnenen Trägerfrequenz keine Verzögerung. Auf diese Weise wird die katastrophale Phasenverschiebung eliminiert, die man bei bisher üblichen Einrichtungen dieser Art festgestellt hat.

Schließlich ist in der Sperrschleife kein Kommutator vorhanden, so daß die Schleife mit denselben Kennwerten für die Modulation MDP2 sowie für die Modulation MDP4 verwendbar ist.

In Figur 3 ist ein Ausführungsbeispiel· der Sperrschleife von Figur 2 gezeigt, die als Teil für einen koherenten Demodulator für Satellitenverbindungen bestimmt ist, wobei das erhaltene Signal eine Nennfrequenz von 7 0 MHz mit einer Abweichung von +50 kHz nach der Zwischenfrequenzumsetzung hat. Die Sperrschleife nach Figur 3 enthält die Bauteile .14 bis 17 von Figur 2, so daß das am ersten Eingang des Mischers 18 angelegte Signal 140 MHz für ein Modulationssignal MDP2 oder 280 MHz für ein Modulationssignal MDP4

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haben kann. Diese Signale sind frei von Phasensprüngen.· Sie sind aber begleität von einer Rauschleistung in der Größenordnung von dem 1 0-fachen des nutzbaren Signals-,

Beim Mischer 18 ist der zweite Eingang mit dem Ausgang des Oszillators 23 durch einen Leistungsdividierer 26 mit zwei Ausgängen verbunden. Der zweite Ausgang des Leistungsdividierers 26 ist über einen Leitungskondensator C1 zu den Eingängen H der beiden Kippschaltungen B1 und B2 parallel geschaltet. Der Ausgang Q der Kippschaltung B1 j st einerseits mit dem Eingang D der Kippschaltung B2 und andererseits mit Masse über einen Widerstand R1 verbunden. Der Ausgang Q der Kippschaltung B2 ist einerseits mit .dem Eingang des Filters 25 unter Zwischenschaltung eines Leitungskondensators C2 und andererseits mit Masse über einen Widerstand R2 verbunden. Die Ausgänge Q der Kippschaltungen B1 und B2 sind einerseits parallel zum Eingang D der Kippschaltung B1 geschaltet und andererseits mit Masse über einen Widerstand R3 verbunden und schließlich mit dem Eingang eines Bandpaßfilters 27 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Leistungsverstärkers 28 verbunden ist. Die Eingänge H der Kippschaltungen B1 und B2 sind durch einen Spannungsteiler polarisiert', der von zwei Widerständen R4 und R5 gebildet wird, die zwischen · einer Polaritätsquelle und der Masse in Serie geschaltet sind. Der gemeinsame Punkt von R4 und R5 sind mit den Eingängen H verbunden.

Der Ausgang des Mischers 18 ist mit dem Eingang des Bandpaßfilters 19 verbunden, dessen Ausgang mit dem ersten Eingang des Phasenkomparators 20 unter Zwischenschaltung eines Verstärkers 29 verbunden ist. Der Ausgang des Bandpaßfilters 25 ist mit dem'zweiten Eingang des Phasenkomparators. 20 unter Zwischenschaltung eines Verstärkers 30 verbunden. Der Ausgang des Komparators 20 ist einerseits mit Masse über den

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Ladungswiderstand R6 und andererseits mit dem Eingang des aktiven Filters 31 verbunden, dessen Ausgang mit dem Spannungssteuereingang des Oszillators 23 verbunden ist.

Die Bandpaßfilter 19 und 25 sind identisch, wie dies bereits zuvor erwähnt worden ist und über 7 0 MHz zentriert. Sie haben einen Bandpaß mit 1 dB gleich 500 kHz. Die Verstärker 29 und 30 sind ebenfalls identisch und haben einen Verstärkungsfaktor von 30 dB. Die Kippschaltungen BT und B2 bilden in Verbindung mit ihren Ladungswiderständen R1 bis R3 und ihren Eintrittswiderständen R4 und R5 den Dividierer 24 mit Divisor 3 entsprechend Figur 2. Der aktive Filter 31 weist einen Serieneintrittswiderstand R7 auf, der mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 32 ver- ■ bunden ist, dessen Ausgang mit dem Eingang einerseits über einen Widerstand R8 und andererseits über eine Serienschaltung, bestehend aus einem Kondensator C3 und einem Widerstand R9, verbunden ist. Der Filter 31 hat folgende Kennwerte:

- eine, konstante Verstärkung von 200 bei der Frequenz O bis zu einer Frequenz von 0,7 Hz,

- eine Steigung von 6 dB/Oktav von 0,7 Hz bis 14 .kHz, und

- eine konstante Verstärkung gleich 10, ausgehend von 14 kHz.

Die wiedergewonnene Trägerfrequenz PR wird über einen Hilfsausgang des Dividierers mit Divisor 3, wie den Ausgang Q der Kippschaltung B2 entnommen. Das Bandpaßfilter 27 ist ein Filter mit 77 , im Serienzweig drei Kondensatoren C4 bis C6, im ersten Eintrittszweig einen Kondensator C7 und eine Induktanz L1/ und im zum Ausgang parallelen Zweig einen Kondensator C8 und eine Induktanz L2. Der Leistungsverstärker 28 hat eine Verstärkung von 18 dB und bringt die wieder-

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gewonnene Trägerfrequenz auf das für den Demodulator notwendige Leistungsniveau.

Bei der abgewandelten Ausführungsform der Einrichtung zur Wiödergewinnung der Trägerfrequenz nach Figur 4 sind die Schaltungen 14 bis 22 von Figur 2 ebenfalls vorhanden, die in identischer Weise vorgesehen sind. Der Ausgang des Verstärkers 22 ist mit dem Steuereingang eines spannungsgesteuerten Oszillators 32 verbunden, dessen Zentralfrequonz I J Ht. Der Ausgang des Oszillators 32 ist einerseits mit dem Eingang eines Frequenzmultiplikators 33 mit Faktor 3 und andererseits mit dem Eingang eines Bandpaßfilters 25 und schließlich mit dem Ausgang PR verbunden, der die wieder· gewonnene Trägerfrequenz liefert. Der Ausgang des Multiplikators 33 ist mit dem zweiten Eingang des Mischers 18 und der Ausgang des Filters 25 mit dem zweiten Eingang des Phasenkomparators 20 verbunden.

Der Oszillator 32 hat eine Zentralfrequenz von f und liefert an seinem Ausgang ein Signal mit der Frequenz f. Der Multiplikator 33 legt an den Mischer 18 auch ein Signal mit der Frequenz 3f an. So erhält man die gleiche Funktion wie bei der Einrichtung nach Figur 2.

Claims

Patentansprüche

Trägerfrequenzrückgewinnungseinrichtung für Modulationssignale mit 2- oder 4-stufiger Phasenverschiebung mit einer- Einrichtung zum Multiplizieren des empfangenen Signals mit zwei oder vier in Abhängigkeit davon, ob es sich bei dem empfangenen Signal um ein Modulationssignal MDP2 oder MDP4 handelt, wobei die Multipliziereinrichtung das Bezugssignal liefert, und mit einer Sperrschleife, die einen spannungsgesteuerten Oszillator und einen Frequenzdividierer aufweist, dessen Eingang mit dem Ausgang des Oszillators und dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang eines !Comparators verbunden ist, dessen Ausgang mit dem Steuereingang des Oszillators verbunden ist, dadurch gekennzeichnet , daß die

Zentralfrequenz des Oszillators (23) gleich dem 3-fachen der Nennfrequenz f des empfangenen· modulierten Signals ist, daß der Ausgang des Oszillators (23) mit einem Eingang eines Mischers (18) verbunden ist, dessen anderer Eingang das'Bezugssignal erhält und dessen Ausgang mit dem ersten' Eingang eines Phasenkomparators (20) verbunden ist, daß der Frequenzdividierer (24) ein Dividierer mit. Divisor drei ist, dessen Ausgang die wiedergewonnene Tr«"i()or I requonz liefert, und da identische Bandpaßfilter. (19, 25) mit einer Zentralfrequenz gleich f jeweils zwischen dem Ausgang des Mischers (18) und dem ersten Eingang des Phasenkomparators (20) und zwischen dem Ausgang des Dividierers (24) mit Divisor (3) und dem zweiten Eingang des Phasenkomparators (20) vorgesehen sind.
2. Einrichtung zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkung des Oszillators (23) in der Größenordnung von 3/4 des üblichen Oszillators bei der bekannten Sperrschleifen liegt.
3. Einrichtung zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß identische Verstärker (29, 30) jeweils zwischen den Bandpaßfiltern (19, 25) und dem Phasenkomparator (20) vorgesehen sind.
4. Einrichtung zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz nach einorn flor Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang des Phasenkomparators (20) und dem Oszillator (23) in Serie ein Tiefpaßfilter und ein Verstärker vorgesehen sind.
5. Einrichtung zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch g e k e η η -

zeichnet, daß der Oszillator (23) durch einen Os-zillator (32) mit einer Zentralfrequenz gleich der Nennfrequenz f verbunden mit einem Frequenzmultiplizierer (33) mit Faktor 3 ersetzt ist, dessen Ausgang "mit dem entsprechenden Eingang des Mischers (18) verbunden ist, und daß der Ausgang des Oszillators (32) direkt die wiedergewonnene Trägerfrequenz liefert.