DE2821082A1

DE2821082A1 - Quadraturueberlagerungsstufe

Info

Publication number: DE2821082A1
Application number: DE19782821082
Authority: DE
Inventors: Johannes Otto Voorman
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1977-05-20
Filing date: 1978-05-13
Publication date: 1978-11-23
Also published as: NL7705552A; FR2391593B1; SE7805612L; AU513425B2; US4193033A; JPS53144652A; GB1563187A; DE2821082C3; AU3619878A; DE2821082B2; JPS6056006B2; CA1135801A; FR2391593A1

Description

"Quadraturüberlagerungsstufe"

Die Erfindung bezieht sich auf eine Quadraturüberlagerungsstufe mit einem ersten und einem zweiten Signalweg mit Je einem Modulator, dem ein mit mindestens einem Resonanzkreis versehenes Filter nachgeschaltet ist, mit einem Eingangskreis, der einen ersten Eingang jedes der Modulatoren mit einem gemeinsamen Eingang koppelt, einem Ortsoszillator, dessen Ausgangssignal mit einer derartigen Phase einem zweiten Eingang jedes der Modulatoren zugeführt wird, daß das Ausgangssignal des Filters im ersten Signalweg mit dem Ausgangssignal des Filters im zweiten Signalweg in Quadratur ist, und mit einem Ausgangskreis, der den Ausgang jedes der Filter mit einem gemeinsamen Ausgang koppelt.

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Eine Quadraturüberlagerungsstufe der obengenannten Art ist bekannt und wird auf der Sende- und/oder Empfangsseite von Übertragungssystemen, beispielsweise bei der Erzeugung und Detektion von Einseitenbandsignalen nach der dritten bzw. "Weaver"-Methode, wie diese in "Proceedings of the IRE", Dezember 1956, Seiten 1703-1705 und bei der Detektion von FSK-Signalen, wie z.B. aus der US-PS 3,568,067 bekannt, verwendet.

Eine derartige Quadraturüberlagerungsstufe weist die Schwierigkeit auf, daß durch Ungleichheit der beiden Signalwege Signalverzerrung auftreten kann. Mit Ausnahme der frequenzabhängigen Ungleichheit der in den beiden Signalwegen verwendeten Filter, welche Ungleichheit auch bei sehr sorgfältiger Auswahl der Filterelemente infolge Temperatureinflüsse und Alterungserscheinungen auftritt, können die übrigen Ungleichheiten durch einfache Amplituden- und/oder Phasenkorrekturen in einem der Signalwege korrigiert werden.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Quadraturüberlagerungsstufe zu schaffen, wobei die genannte Ungleichheit der beiden Filter verringert und nahezu frequenzunabhängig wird.

Diese Aufgabe wird bei einer Quadraturüberlagerungsstufe der eingangs genannten Art nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die genannten Resonanzkreise in den beiden Filtern durch je eine Impedanz und eine imaginäre Konduktanz gebildet werden und daß die genannten imaginären Konduktanzen in den Resonanzkreisen durch einen Gyrator mit einem ersten Tor, das mit der dem Resonanzkreis des einen Filters zugeordneten Impedanz abgeschlossen ist und mit einem zweiten Tor, das mit der dem Resonanzkreis des andren Filters zugeordneten Impedanz abgeschlossen ist, eingeführt werden.

Bei Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen wird durch PHN 8805 - 6 -

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die mit Hilfe des Gyrators verwirklichte Kopplung zwischen den beiden Filtern automatisch bewirkt, daß diese Filter dieselben Pole und nahezu dieselben Nullpunkte erhalten. Der Erfindung liegt dabei die Erkenntnis zugrunde, daß, wenn an der dem Resonanzkreis des einen Filters zugeordneten Impedanz eine Spannung V\. cos {w t - ^ ) vorhanden ist, an der entsprechenden Impedanz des Resonanzkreises des anderen Filters eine Spannung V"_L sin (w t - ψ) vorhanden ist und daß daher ein einziger Gyrator verwendet werden kann, um die beiden imaginären Konduktanzen zu simulieren, da bei einem an beiden Toren mit gleichen Impedanzen abgeschlossenen Gyratorresonanzkreis, wenn am ersten Tor des Gyrators eine Spannung V-sin^C u; t -'f) vorhanden ist, am zweiten Tor des Gyrators annähernd V cos·· ( 'A) t - '^) vorhanden ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgendenräher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 eine Quadraturüberlagerungsstufe, wie diese aus dem Stand der Technik bekannt ist,

Fig. 2 eine Ausführungsform eines Ausgangskreises, wie dieser bei der Quadraturüberlagerungsstufe nach Fig. 1 verwendet wird,

Fig. 3 eine andere mögliche Ausführungsform eines derartigen Ausgangskreises,

Fig. 4 und 6 eine Darstellung des Prinzips der Art und Weise, wie die in der Quadraturüberlagerungsstufe nach Fig. verwendeten Filter nach der Erfindung gekoppelt werden,

Fig. 5 den Schaltplan eines Gyrators,

Fig. 7a - 7c eine Anzahl Resonanzkreise zur Erläuterung mehrfach gekoppelter Filter,

Fig. 8a und 8b je einen LC-Resonanzkreis und die mit imaginären Konduktanzen ausgebildete Äquivalenz desselben,

Fig. 9 eine mögliche Ausführungsform eines mit einer Quadraturüberlagerungsstufe nach der Erfindung ausgebildeten FSK-Demodulators,

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Fig. 10 ein Schaltbild zur Erläuterung der Wirkungsweise des in Fig. 9 dargestellten FSK-Demodulators,

Fig. 11 eine mögliche Abwandlung des FSK-Demodulators nach Fig. 9.

In Fig. 1 ist 1 eine Quadraturüberlagerungsstufe, die einen ersten und einen zweiten Signalweg 2 und 3 mit je einem Modulator 4 und 6 aufweist, denen je ein Filter 5 und 7 nachgeschaltet sind. Im Signalweg 2 liegt hinter dem Modulator 4 ein mindestens einen Resonanzkreis aufweisendes Filter und im Signalweg 3 hinter dem Modulator 6 ein mindestens einen Resonanzkreis aufweisendes Filter 7. Der Modulator weist einen ersten Eingang 8 und der Modulator 6 einen ersten Eingang 9 auf, die beide über einen Eingangskreis zu einen gemeinsamen Eingang 11 der Quadraturüberlagerungsstufe 1 führen. Weiterhin enthält diese Quadraturüberlagerungsstufe einen Ortsoszillator 12, dessen Ausgangssignal über ein die Phase um 90° drehendes Netzwerk 13 einem zweiten Eingang 14 des Modulators 4 und einem zweiten Eingang 15 des Modulators 6 zugeführt wird. Der Ausgang des Filters ist an eine Eingangsklemme 16 und der Ausgang des Filters ist an eine Eingangsklemme 17 eines Ausgangskreises 18 angeschlossen und dieser hat einen den beiden Signalwegen 2 und gemeinsamen Ausgang 19. Der Ausgangskreis 18 kann verschiedenartig, abhängig von dem Gebrauch, den man von der bisher beschriebenen Schaltungsanordnung zu machen wünscht, ausgebildet sein.

Bei der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform des Ausgangskreises 18 umfaßt dieser Kreis einen Modulator 20 mit einem an <fte Eingangsklemme 16 angeschlossenen ersten Eingang 21 und einen Modulator 22 mit einem an die Eingangsklemme 17 angeschlossenen ersten Eingang 23. Weiter enthält dieser Ausgangskreis 18 einen Ortsoszillator 24, dessen Ausgangssignal über ein die Phase um 90° drehendes Netzwerk 25 sowohl einem zweiten Eingang 26 des Modulators 20 als auch 27 des Modu-

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lators 22 zugeführt wird. Der Ausgang 28 des Modulators und der Ausgang 29 des Modulators 22 sind an eine Summieranordnung 30 angeschlossen, deren Ausgang den genannten gemeinsamen Ausgang 19 bildet.

Wenn die in Fig. 1 dargestellte Quadraturüberlagerungsstufe mit einem Ausgangskreis nach Fig. 2 ausgebildet ist, führt dies zu einer Anordnung, de als Anordnung zur Erzeugung bzw. Detektion von Einseitenbandsignalen entsprechend der dritten bzw. "Weaver"-Methode bekannt ist.

Bei Anwendung dieser Methode zur Erzeugung eines Einseitenbandsignals wird dem Eingang 11 ein Basisbandsignal s(t) einer bestimmten Bandbreite b zugeführt, gegebenenfalls mit einem Rauschanteil bei den höheren Frequenzen. Wenn dieses Signal wie folgt dargestellt wird:

N
e_±(t) = ^ E_n cos(cu_ot + 0_n),

wird dieses Signal in dem einen Signalweg der Quadraturmodulationsstufe mit sin (£)t und in dem anderen Signalweg mit cos (^)t multipliziert. Die niedrigeren Seitenbänder,der sich daraus ergebenden Spektren um b/2 herum,sind gegenüber dem Ursprung der Frequenzachse gefaltet. Die oberen Seitenbänder und die Rauschanteile treten bei Frequenzen über b/2 auf.

Durch die Filter 5 und 7, die meistens als Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz bei b/2 ausgebildet sind, werden die oberen Seitenbänder und die Rauschanteile unterdrückt. Dadurch, daß daraufhin mit sin(u; + b/2)t und cos((,v' + b/2)t moduliert wird, wobei u;_, die Trägerfrequenz ist, werden dann zwei Doppelseitenbandsignale mit untereinander verschiedener Phasenlage zwischen ihren Seitenbändern erhalten. Beim Addieren

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dieser zwei Doppelseitenbandsignale werden die niedrigeren Seitenbänder gegeneinander ausgelöscht und das obere Seitenband wird verdoppelt.

In dem Falle einer Detektion wird diese Methode in entgegengesetzter Richtung durchgeführt.

Bei der in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform des Ausgangskreises 18 umfaßt dieser einen Modulator 31 mit einem ersten Eingang 32, der über einen Differenziator 33 an die Eingangsklemme 16 angeschlossen äst und mit einem zweiten Eingang 34, der an die Eingangsklemme 17 angeschlossen ist, sowie einen Modulator 35 mit einem ersten Eingang 36, der über einen Differentiator 37 an die Eingangsklemme 17 angeschlossen ist und mit einem zweiten Eingang 38, der an die Eingangsklemme 16 angeschlossen ist. Der Ausgang 39 des Modulators und der Ausgang 40 des Modulators 35 sind an einen Differenzverstärker 41 angeschlossen, dessen Ausgang den gemeinsamen Ausgang 19 bildet. Wenn die in Fig. 1 dargestellte Quadraturüberlagerungsstufe mit einem Ausgangskreis nach Fig. 3 ausgebildet ist, führt dies zu einer Anordnung, die als Frequenzdiskriminator zur Detektion von frequenzmodulierten Signalen oder zur Detektion von mit Hilfe von Frequenzverschiebungsmodulation (FSK) übertragenen Signalen verwendet werden kann, wie aus der oben genannten US-PS 3,568,067 bekannt.

Eine besonders günstige Eigenschaft der beschriebenen Quadraturüberlagerungsstufe ist die, daß die Filter 5 und 7 nicht nur eine Trennung der Seitenbänder, sondern auch die Unterdrückung von Nachbarkanälen bewirken.

Eine Schwierigkeit, die die Verwendung derartiger Quadraturüberlagerungsstufen in der Praxis im allgemeinen jedoch weniger interessant macht, besteht darin, daß eine Bedingung zum einwandfreien Funktionieren einer derartigen Anordnung die gegenseitige Gleichheit der beiden Signalwege 2 und 3 ist.

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Insbesondere die frequenzabhängige Ungleichheit der in den beiden Signalwegen 2 und 3 verwendeten Filter 5 bzw. 7 bewirkt, daß die oben genannte Bedingung nur schwer erfüllt werden kann.

Nach der Erfindung wird die genannte Ungleichheit der beiden Filter 5 und 7 (Fig. 4) im wesentlichen Maße verringert und nahezu frequenzunabhängig, wenn die genannten Resonanzkreise in den beiden Filtern durch je eine Impedanz 41 bzw. 41· und eine imaginäre Konduktanz gebildet werden und wenn die genannten imaginären Konduktanzen in den beiden Resonanzkreisen durch einen Gyrator 42 mit einem ersten Tor P-. - PJ , das mit der dem Resonanzkreis des einen Filters 5 zugeordneten Impedanz 41 abgeschlossen ist und mit einem zweiten Tor Pp - ΡΛ, das mit der dem Resonanzkreis des anderen Filters 7 zugeordneten Impedanz 41· abgeschlossen ist, eingeführt werden.

Bei der in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform der mit Hilfe des Gyrators 42 gekoppelten Filter 5 und 7 bestehen diese Filter aus je einemTT-Netzwerk mit dem Resonanzkreis im Längszweig und mit den Kondensatoren 43, 44 bzw. 43', 44' in den Querzweigen. Insbesondere umfaßt der Resonanzkreis des Filters 5 die durch einen Kondensator gebildete Impedanz 41 und die imaginäre Konduktanz jG, die mit Hilfe des Gyrators und der Impedanz 41· simuliert wird, während der Resonanzkreis des Filters 7 die durch einen Kondensator gebildete Impedanz 41· und die imaginäre Konduktanz jG umfaßt, die mit Hilfe desselben Gyrators 42 und der Impedanz 41 simuliert wird.

Der in Fig. 4 auf symbolische Weise dargestellte Gyrator ist ein Impedanzinverter an sich bekannter Art und kann z.B. durch einen in monolythischer Bauart ausgebildeten Gyrator von dem Typ, wie dieser in der DE-AS 24 33 298 beschrieben worden ist, gebildet werden.

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Wie Fig. 5 zeigt, wird ein derartiger Gyrator im Grunde durch zwei parallelgeschaltete spannungsgesteuerte Stromquellen 46, 47 gebildet, von denen die eine eine positive Transkonduktanz G und die andere eine negative Transkonduktanz -G aufweist und wobei G = 1/R und R = Gyrationswiderstand ist. Wird an das Gyratortor P₁ - PJ ein Kondensator 0_Λ angeschlossen, so wird durch den Gyrator am Tor P₂ - P₂ eine Induktivität L simuliert, wobei L = R^ C ist. Bei einer richtigen Wahl der positiven und negativen Transkonduktanzen G und -G können die Gyratortore P₁ - Pi und P₂ - ΡΛ mit Kondensatoren C₁ und C₂ untereinander gleichen Wertes abgeschlossen werden und auf diese Weise wird ein symmetrischer Resonanzkreis erhalten. Ein derartiger symmetrischer Resonanzkreis weist eine Resonanzfrequenz Lv = G/C auf, wobei G = Gyrationstranskonduktanz und C = der Wert der Abschlußkondensatoren ist. Wenn einem derartigen Resonanzkreis ein sinusförmiger Eingangswechselstrom I₁ = a.cos UJ t zugeführt wird, so weist die Spannung einen ResonanzCharakter als Funktion der Frequenz des Eingangssignals auf.

Dabei stellt es sich heraus, daß die Spannungen an den beiden Gyratortoren P₁ - PJ und P₂ - ΡΛ je an sich diesen ResonanzCharakter aufweisen. Diese Spannungen haben eine gleiche Amplitude, aber sie sind gegeneinander um 90° in der Phase verschoben. Wenn I₁ = a cos w t ist, so ist i₂^' a sin \ju t.

Eine gleiche Quadraturbeziehung tritt ebenfalls bei den Eingangssignalen der Filter 5 und 7 in Fig. 1 auf. Wird vorausgesetzt, daß das Frequenzspektrum des dem Eingang zugeführt,en Signals s(t) gleich s(j LU ) ist, so kann das Spektrum der dem Eingang der Filter 5 und 7 zugeführten Signale wie folgt beschrieben werden:

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-b/2)| - 23 s /j(u/ +b/2) t und a

s-j(dU/) = f s ^j(u/-b/2)£ +fs / J(^ +b/2)l,

woraus hervorgeht, daß der erste Term von Si(Ju,-) um +90° phasenverschoben gegenüber dem ersten Term von S₁(JjX/) ist, während der zweite Term von sj(J W ) um -90 gegenüber dem zweiten Term von S₁(JtX/) phasenverschoben ist.

Unter Verwendung dieser Quadraturphasenbeziehung der den Filtern 5 und 7 zugeführten Eingangssignale und der einem symmetrischen Gyratorresonanzkreis inhärenten Eigenschaft, daß die an den Toren des Gyrators auftretenden Spannungen eine gleiche Quadraturphasenbeziehung aufweisen, können die beiden Filter 5 und 7 mit Hilfe eines Gyrators gekoppelt werden. Durch diese Kopplung zwischen den beiden Filtern 5 und wird erreicht, daß die Pole der zwei Übertragungsfunktionen H(jtü ) und H¹ (Ju,') der beiden Filter unabhängig von kleinen Unterschieden im Wert der in den beiden Filtern verwendeten entsprechenden Elemente dieselben sind, da diese Pole den Frequenzen der freien Schwingungen des durch die beiden Filter und den Gyrator gebildeten Netzwerkes entsprechen.

Außerdem wird durch diese Kopplung erreicht, daß die durch die Längskreise und die Querkreise der Filter bestimmten Nullpunkte der beiden Übertragungsfunktionen H(JU/) und H¹ (Ju/) unabhängig von kleinen Unterschieden in dem Wert der verwendeten entsprechenden Filterelemente nahezu gleich sind.

Um diesen zur praktischen Anwendung der Quadraturüberlagerungsstufe wesentlichen technischen Effekt näher zu erläutern, ist in Fig. 6 das Netzwerk nach Fig. 4 dargestellt, Jedoch unter Hinzufügung zweier Stromquellen I₁ und I₂ mit einer inneren Impedanz Z₁ bzw. Z₂ und mit Belastungsimpedanzen Z, und Z^.

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- 13 Die Gleichungen eines praktischen Gyrators lauten:

1₁ = G₂V₂

(1)

¹2 ⁼ "^G1^V1 '

wobei G₁ und G₂ abgesehen von den üblichen Toleranzen einander gleich sind.

Weiter gibt es die Gleichungen:

i₂ +

(2)

(I₁ - I₃)Z₁ + V₁ = I₃Z₃,
(I₂ - I₄)Z₂ + V₂ = I₄Z₄.

Venn nun ausgehend von den oben stehenden Gleichungen der durch die Belastungsimpedanz Z₃ fließende Strom I₃ und der durch die Belastungsimpedanz Z₄ fließende Strom I₄ jeder einzeln in den Strömen I₁ und I₂ ausgedrückt wird, wird gefunden, daß für das Filter 5 gilt:

{_G₁G₂(Z₂+Z₄)+pC₁+p^tC₁C₂(Z₂+Z₄)J

I = —-³ 1+pC^(Z₁+Z,)+pC_o(Z_o+Z_/l) + (G-,G₀+p^ilC_iC_C))(Z₁+Z,)(Z_Cj+Z_/t) und daß für das Filter 7 gilt:

I₀Z₀' fG. G-(Z₁+Z, HpC^p²C₁ C₉ (Z₁+Z, k -1.G₁Z₁ T — * _ iii

⁴ 1+PC₁ (Z₁₊Z₃KpC₂(Z₂₊Z₄H(G₁G₂₊P²C₁C₂) (Z₁₊Z₃) (Z₂₊Z₄)

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Daraus geht hervor, daß für I^ und I^ gilt, daß sie automatisch denselben Nenner N und daher dieselben Pole aufweisen.

Weiter gilt, daß:

I, I;. I, I,.

C₂) ist

Es wurde festgestellt, daß dieser Unterschied für alle Frequenzen klein ist, sogar bei den steil verlaufenden Teilen der Filterkurven, wie diese in der Nähe der Nullpunkte der Ubertragungsfunktionen auftreten.

Obenstehend wurde einfachheitshalber vorausgesetzt, daß die Filter 5 und 7 aus je einem einzigen TT-Netzwerk bestehen. Es wurde jedoch weiterhin festgestellt, daß jedes der Filter aus mehreren mit je einem Resonanzkreis versehenen Filterteilen aufgebaut sein kann und daß in diesem Fall entsprechende Teile der beiden Filter jeweils paarweise mit Hilfe eines Gyrators gekoppelt werden können, wie dies unten stehend noch näher erläutert wird.

Zur Erläuterung dient dazu der in Fig. 7a dargestellte Resonanzkreis. Dieser Resonanzkreis hat zwei Eingangssignale:

• (t) - ReJ e°^Wt

J₂(t) = ReJ₂eJ ^ω ^t .

Wird geschrieben:

J₁Ct) = ImJ₁e° und J₂Ct) = ImJ₂e^u ,

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- 15 so läßt sich O₁(t) schreiben als die Summe:

und auf gleiche Weise

t ■

j (t) . -S^-L ♦

Diese Gleichungen zeigen, daß die Eigangssignale J₁Ct) und 0₂(t) iii je zwei Teile aufgeteilt werden können. Für den ersten Teil von O₁Ct) läßt sich schreiben:

ReJ₁e^JW/ " - ImJ₂€

+ oJ-

und für den ersten Teil von J₂(t) läßt sich schreiben:

₀^ ^w ^t

2:

Daraus geht hervor, daß, wie Fig. 7b zeigt, für die ersten Teile eine imaginäre Konduktanz -jG in den Gyratortoren gesehen wird. Auf entsprechende Weise läßt sich darlegen, daß, wie Fig. 7 zeigt, für die zweiten Teile eine imaginäre Konduktanz +ö"G in den Gyratortoren gesehen wird. Auf entsprechende Weise läßt sich darlegen, daß, wie Fig. 7c zeigt, für die zweiten Teile eine imaginäre Konduktanz +JG in den Gyratortoren gesehen wird. Daraus folgt, daß, was die Synthese gekoppelter Filter anbelangt, nur eine Hälfte des Netzwerkes betrachtet zu werden braucht. Die Gyratoren, die die Verbindung zwischen

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den zwei identischen Netzwerkhälften bilden, lassen sich nämlich durch imaginäre Konduktanzen ersetzen. Die mit Hilfe von Gyratoren in aufeinanderfolgenden Filterteilen eingeführten imaginären Konduktanzen können voneinander abweichende Werte haben. Dies ermöglicht es, Filter mit einer gegenüber der \jj -Frequenzachse symmetrisehen Filterkurve zu verwirklichen. Auch ist es möglich, mit Hilfe durch zwei Gyratoren eingeführter imaginärer Konduktanzen das Äquivalent eines LC-Kreises zu verwirklichen.

So zeigt Fig. 8a das Äquivalent eines aus einer Induktanz L¹ und einer Kapazitanz C bestehenden parallelen Resonanzkreises, während Fig. 8b das Äquivalent eines aus einer Induktanz L¹ und einer Kapazitanz C bestehenden Reihenresonanzkreises zeigt. In Anbetracht dieser Äquivalenten ist es daher möglich, entsprechende LC-Resonanzkreise eines Filterpaares ohne weitere Berechnung miteinander zu koppeln.

Die mit Hilfe eines Gyrators verwirklichte Rpplung zwischen den beiden Filtern einer Quadraturüberlagerungsstufe, wie diese obenstehend beschrieben wurde, bietet nicht nur den wesentlichen Vorteil, daß die frequenzabhängige Ungleichheit der beiden Filter weitgehend verringert wird, sondern führt auch bei Anwendung in einer einen Teil eines FSK-Demodulators bildenden Quadraturüberlagerungsstufe zu einer wesentlichen Vereinfachung des Ausgangskreises.

In Fig. 9 ist ein mit einer Quadraturüberlagerungsstufe versehener FSK-Demodulator dargestellt. Ebenso wie in Fig. enthält die Quadraturüberlagerungsstufe 1 einen an einen gemeinsamen Eingang 11 angeschlossenen ersten und zweiten Signalweg 2 und 3, die mit je einem Modulator 4 bzw. 6 mit einen nachgeschalteten Filter 5 bzw. 7 versehen sind. Die beiden Filter sind mit Hilfe eines Gyrators 42 gekoppelt, deren Tore P₁-P₁ ¹ und P₂ - Ρ£ mit je einer durch einen Kondensator gebildeten Impedanz 41 bzw. 41' und einem Widerstand

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bzw. 48' abgeschlossen sind. Der Gyrator wird durch die an die Tore P^ - PJj und Pp - Pi angeschlossenen gesteuerten Stromquellen I^ und Ip gespeist. Die beiden Filterausgänge sind an einen Ausgangskreis 18 angeschlossen, der bei der dargestellten Ausführungsform des FSK-Demodulators eine erste und eine zweite Quadrieranordnung 49, 50 enthält, die an die Eingänge 16 bzw. 17 des Ausgangskreises 18 angeschlossen sind. Die Ausgänge 51 bzw. 52 der Quadrieranordnung und 50 sind an eine Summieranordnung 53 mit gemeinsamem Ausgang 19 angeschlossen.

Die Wirkungsweise des beschriebenen FSK-Demodulators ist nun wie folgt:

Es wird vorausgesetzt, daß dem Eingang 11 ein mit Hilfe von Frequenzverschiebungsmodulation (FSK) übertragenes Signal zugeführt wird und daß dieses Signal einen binären Kode trägt, wobei beispielsweise die niedrigere Frequenz U/_Q - /\ujfür die "Nullen" repräsentativ ist und die höhere Frequenz LU + t^i/J für die "Einsen" repräsentativ ist.

Unten stehend wird nun ein einziger Übergang bei t = 0 betrachtet. Das Eingangssignal ist:

sin i (JJj_n -aLU)t + Ψ \ für t-d 0

und ^ -v

sin 4 (^ +AiiOt + fs für t>0

Bei t = 0 ist die Phase kontinuierlich. Das Eingangssignal wird den Modulatoren 4 und 6 zugeführt und im Modulator 4 mit sin W t und im Modulator 6 mit cos u/_Qt demoduliert, wobei U/_Q die Trägerfrequenz ist. Die NF-Teile der demodulierten Signale sind gegeneinander um 90° phasenverschoben. Der Phasenunterschied kehrt bei t = 0 das Vorzeichen um. So ist das Ausgangs-

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- 18 signal des Modulators 4 gleich:

-sin (Z- UJ t - ^!f) + ... für t ■£. O

+sin (£-w/t + -)+... für t7O ,

während das Ausgangssignal des Modulators 6 gleich:

+cos (Au/t -f) + ... für t «d. 0

+cos (£. U/' t + '^) + ... für t -y O

Die demodulierten Signale werden als Eingangssignal den Filtern 5 bzw. 7 zugeführt, die mit dem Gyrator 42 einen symmetrischen Gyratorresonanzkreis mit einer Resonanzfrequenz G/C =Δ U/ bilden.

Für t ^> O paßt die Quadrierbeziehung der beiden Eingangssignalströme zu den Sinus- und CosinusSignalen, wie diese an den beiden Toren P^ - PJ und Pp - Po normalerweise auftreten. Die zwei Signalströme ergeben dieselbe Stoßantwort. Die zwei Stoßantworten werden addiert. Die Filter verhalten sich als angepaßtes Filter für die "Einsen". Für t</ 0 ist das Vorzeichen eines der Eingangssignalströme umgekehrt und die zwei Stoßantworten werden nicht addiert, sondern führen zu der Differenz.In dem Ausgangskreis 18 werden die am Gyratortor P,. - PJ und am Gyratortor Pp - Po auftretenden Spannungen je quadriert und daraufhin in der Summieranordnung 53 addiert. Das am Ausgang 19 der Summieranordnung 53 auftretende Summensignal hat eine geringe Amplitude für t<£0 und nimmt für t ~? 0 zu. Dieser Verlauf der Ausgangsspannungsamplitude a(t) ist in Fig. 10 dargestellt. Das am Ausgang 19 auftretende Signal ist eine Replika des binären Kodes, der mit Hilfe des

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FSK-Signals übertragen wird und der z.B. über eine (nicht dargestellte) Schwellenanordnung diesem Ausgangsignal entnommen werden kann. Da die HF-Teile der den Filtern 5 und 7 zugeführten Eingangssignale außerhalb des Durchlaßbandes liegen, werden diese HF-Teile vom Gyratorresonanzkreis unterdrückt.

Wenn der Gyrator 42 derart angeschlossen wird, daß die Gyrationstranskonduktanz nicht G, sondern -G ist,bilden die Filter zusammen mit dem Gyrator ein angepaßtes Filter für die "Nullen" statt der "Einsen".

In Fig. 11 ist ein mit einer Quadraturüberlagerungsstufe 1 versehener FSK-Demodulator dargestellt, der sich darin von der in Fig. 9 dargestellten Ausführungsform unterscheidet, daß das Filter 5 und 7 mit Hilfe zweier Gyratoren 42 und 42' mit einander entgegengesetzter Gyratortranskonduktanz G bzw. -G gekoppelt sind, wodurch die Filter zusammen mit den Gyratoren ein angepaßtes Filter für die "Einsen" sowie die "Nullen" des übertragenen binären Kodes bilden.

Insbesondere sind die Tore P^ - PJJ und P₂ - P£ des Gyrators mit je einer durch einen Kondensator gebildeten Impedanz bzw. 41' abgeschlossen und die Tore P^ - PJj und Pp - PA des Gyrators 42' sind mit je einer durch einen Kondensator gebildeten Impedanz 54 bzw. 54' abgeschlossen. Die Torklemme PJ! des Gyrators 42' und die Torklemme P₁ des Gyrators 42 sind miteinander und mit Erde verbunden, während die Torklemme Pi des Gyrators 42' und die Torklemme P₂ des Gyrators 42 ebenfalls miteinander und mit Erde verbunden sind. Die beiden Gyratoren werden aus den gesteuerten Stromquellen I^ und gespeist„ wobei die gesteuerte Stromquelle I-| an die Torklemme P des Gyrators 42' und an die Torklemme PJ des

Gyrators 42 angeschlossen ist, während die gesteuerte Stromquelle I₂ an die Torklemme P₂ des Gyrators 42' und an die

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- 20 Torklemme ΡΛ des Gyrators 42 angeschlossen ist.

Bei dieser Anschlußart ist die Gyratortranskonduktanz des Gyrators 42' gleich -G, während die Gyratortranskonduktanz des Gyrators 42 gleich +G ist.

Der Ausgangskreis 18 enthält bei dieser Ausführungsform ein erstes Quadrieranordnungspaar 49 und 50, dessen Ausgänge an eine Summieranordnung 53 angeschlossen sind und ein zweites Quadrieranordnungspaar 55 und 56, dessen Ausgänge an eine Summieranordnung 57 angeschlossen sind. Die Ausgänge der Summieranordnungen 53 und 57 sind an einen Differenzerzeuger 58 angeschlossen, dessen Ausgang den gemeinsamen Ausgang 19 des Ausgangskreises 18 bildet.

Bei dieser Ausführungsform des FSK-Demodulators werden nicht nur die an den Toren P^ - PJ und Pp " ^p ^^es Gyrators 42 auftretenden Spannungen in den Quadrieranordnungen 49 bzw. 50 quadriert und daraufhin in der Summieranordnung 53 addiert, sondern es werden auch die an den Toren P^ - PJ und Pp - PA des Gyrators 42^f auftretenden Spannungen in den Quadrieranordnungen 55 bzw. 56 quadriert und daraufhin in der Summieranordnung 57 addiert. Infolge der Tatsache, daß die Gyratoren und 42' eine einander entgegengesetzte Transkonduktanz aufweisen, weist das am Ausgang der Summieranordnung 53 auftretende Signal eine kleine Amplitude für t^lO und eine große Amplitude für t>0 auf, während dagegen das gleichzeitig am Ausgang der Summieranordnung 57 auftretende Signal eine große Amplitude hat für t^O und eine kleine Amplitude für t^-0. Der Differenzerzeuger 58 ist beispielsweise ein Differenzverstärker. \fena nun das Aus gangs signal der Summieranprdnung dem nicht invertierenden Eingang und das Ausgangssignal der Summieranordnung 57 dem invertierenden Eingang zugeführt wird, liefert dieser Differenzverstärker ein Ausgangssignal, das eine Replika des ursprünglich übertragenen binären Kodes ist.

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Der FSK-Demodulator nach Fig. 11 weist den wesentlichen Vorteil auf, daß die Bitlänge praktisch konstant ist und daß die Breitbandrauschanteile unterdrückt werden, was bei Fortlassung eines Eingangsfilters dennoch zu einem optimalen Signal-Rausch-Verhältnis führt. Außerdem ist eine Schwellenanordnung zur Rückgewinnung des ursprünglich übertragenen binären Kodes überflüssig, was bei einem in monolythischer Bauart ausgebildeten FSK-Modulator nach Fig. 11 vorteilhaft ist.

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Claims

N.V. Philips'Gloeilampenfabrieken, Eindhoven/Holland PATENTANSPRÜCHE:

1.) Quadraturüberlagerungsstufe mit einem ersten und einem zweiten Signalweg mit je einem Modulator, dem ein mit mindestens einem Resonanzkreis versehenes Filter nachgeschaltet ist, mit einem Eingangskreis, der einen ersten Eingang jedes der Modulatoren mit einem gemeinsamen Eingang koppelt, einem Ortsoszillator, dessen Ausgangssignal mit einer derartigen Phase einem zweiten Eingang jedes der Modulatoren zugeführt wird, daß das Ausgangssignal des Filters im ersten Signalweg mit dem Ausgangssignal des Filters im zweiten Signalweg in Quadratur ist, und einem Ausgangskreis, der den Ausgang jedes der Filter mit einem gemeinsamen Ausgang koppelt, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Resonanzkreise in den beiden Filtern durch je eine Impedanz und eine imaginäre Konduktanz gebildet werden und daß die genannten imaginären Konduktanzen in den genannten Resonanzkreisen durch einen Gyrator mit einem ersten Tor, das mit der dem Resonanzkreis des einen Filters zugeordneten Impedanz abgeschlossen ist und mit einem zweiten Tor, das mit der dem Resonanzkreis des anderen Filters zugeordneten Impedanz abgeschlossen ist, eingeführt werden.

2. Quadraturüberlagerungsstufe nach Anspruch 1, wobei das in den ersten Signalweg aufgenommene Filter und das in den zweiten Signalweg aufgenommene Filter je einen ersten und einen zweiten Resonanzkreis bilden, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der genannten ersten Resonanzkreise durch eine kapazitive Impedanz und eine positive imaginäre Konduktanz gebildet wird, während jeder der genannten zweiten Resonanzkreise durch eine kapazitive Impedanz und eine negative imaginäre Konduktanz gebildet wird, und daß die genannten positiven imaginären Konduktanzen in den genannten ersten Resonanzkreisen durch einen ersten Gyrator eingeführt werden,

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ORIGINAL INSPECTED"

dessen Tore durch die kapazitiven Impedanzen der ersten Resonanzkreise abgeschlossen sind, während die genannten negativen imaginären Konduktanzen in den genannten zweiten Resonanzkreisen durch einen zweiten Gyrator eingeführt werden, dessen Tore durch die kapazitiven Impedanzen der genannten zweiten Resonanzkreise abgeschlossen sind.

3. Quadraturüberlagerungsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die in die Signalwege aufgenommenen Filter zusammen mit dem Gyrator einen Resonanzkreis bilden, dessen ResonanzfrequenzAU! dem Frequenzhub eines mit Hilfe der den Filtern vorgeschalteten Modulatoren demodulierten FSK-Signals entspricht und daß der Ausgangskreis eine erste und eine zweite Quadrieranordnung zum Quadrieren der am ersten und am zweiten Tor des Gyrators auftretenden Spannungen sowie eine an die erste und an die zweite Quadrieranordnung angeschlossene Summieranordnung zur Bestimmung der Summe der quadrierten Signale zur Rückgewinnung des ursprünglichen mit Hilfe von Frequenzverschiebungsmodulation (FSK) übertragenen binären Kodes enthält.

4. Quadraturüberlagerungsstufe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die in die Signalwege aufgenommenen Filter zusammen mit dem ersten und dem zweiten Gyrator zwei Resonanzkreise bilden, wobei die Resonanzfrequenz + A (AJ des einen Resonanzkreises dem positiven Frequenzhub und die Resonanzfrequenz -£audes anderen Resonanzkreises dem negativen Frequenzhub eines mit Hilfe der den Filtern vorgeschalteten Modulatoren demodulierten FSK-Signals entspricht und daß der Ausgangskreis ein erstes Quadrieranordnungspaar zum Quadrieren der an dem ersten bzw. dem zweiten Tor des ersten Gyrators auftretenden Spannungen und ein zweites Quadrieranordnungspaar zum Quadrieren der an dem ersten und dem zweiten Tor des zweiten Gyrators auftretenden Spannungen enthält, sowie eine an das erste Quadrieranordnungspaar angeschlossene erste

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Summieranordnung und eine an das zweite Quadrieranordnungspaar angeschlossene zweite Summieranordnung und einen an die erste und die zweite Suinmieranordnung angeschlossenen Differenzerzeuger zur Rückgewinnung des ursprünglichen mit Hilfe von Frequenzvers chi ebungsmodulation (FSK) übertragenen binären Kodes enthält.

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