DE3525608C2 - FM- PLL- Demodulatorschaltung mit Nachbarkanal-Störkompensation - Google Patents
FM- PLL- Demodulatorschaltung mit Nachbarkanal-StörkompensationInfo
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
- H03D3/245—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop using at least twophase detectors in the loop
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- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
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- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0088—Reduction of intermodulation, nonlinearities, adjacent channel interference; intercept points of harmonics or intermodulation products
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- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine FM- PLL- Demodulatorschaltung
mit Nachbarkanal- Störkompensation, die einen
spannungsgesteuerten Oszillator enthält.
Phasenregelkreise, die in der Regel als PLL-Systeme
bezeichnet werden, werden als FM-Demodulator verwendet.
PLL-Systeme werden in der Literatur vielfach beschrieben.
Beispielhaft wird hierzu auf Funkschau 1976, Heft 7,
Seiten 257-259 sowie Funkschau 1977, Heft 3, Seite
119-122 verwiesen. Bei der Verwendung als Demodulator
liegt am Referenzeingang das frequenzmodulierte Signal,
dessen momentane Frequenz im Rythmus der Modulation um
die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators, der
vielfach als VCO bezeichnet wird, schwankt. Das
Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird in
der Regel dem zweiten Eingang des Phasendemodulators
zugeführt. Die Nachsteuerspannung, die am Eingang des
Oszillators abgegriffen werden kann, ist daher eine
Wechselspannung, die in ihrem zeitlichen Verlauf der
Modulation des Trägers entspricht.
Die Fig. 1a zeigt eine bekannte Schaltung wie sie zur
Demodulation FM-modulierter Signale verwendet wird. Ein
Phasendetektor PD, dem das FM-modulierte Eingangssignal
zugeführt wird, bildet mit dem Regelfilter RF und einem
spannungsgesteuerten Oszillator VCO eine Regelschleife.
Das Ausgangssignal des Oszillators VCO wird
dem zweiten Eingang des Phasendetektors PD zugeführt.
Das NF-Signal wird an der Verbindung zwischen VCO und
Regelfilter abgegriffen. Durch die Verwendung eines
sogenannten Lag-Lead-Filters gemäß Fig. 1b kann in
Folge des rückdrehenden Phasenverlaufs eines derartigen
Filters die Stabilität der Regelschleife gewährleistet
werden. Das an sich bekannte Lag-Lead-Filter besteht
gemäß Fig. 1b aus einem Vierpol mit den Eingangsklemmen
1 und den Ausgangsklemmen 2. Das Eingangssignal U1
liegt an der Reihenschaltung aus den Widerständen R1,
R2 und C, während das Ausgangssignal U2 an der Reihenschaltung
aus dem Widerstand R2 und dem Kondensator C
abgegriffen wird. Die Übertragungsfunktion eines derartigen
Filters in Abhängigkeit von der Frequenz ist in
der Fig. 1c dargestellt. Bei niedrigen Frequenzen hat
U2/U1 den Wert 1, der sich bei höheren Frequenzen auf
das Verhältnis
reduziert. Die Phasendrehung des Ausgangssignals gegenüber
dem Eingangssignal ergibt sich aus der Fig. 1d.
Mit der bekannten Schaltung ist eine nur geringe
Nachbarkanalselektion verbunden, die in den meisten Fällen
ohne weitere Maßnahmen durch zusätzliche Selektionsmittel
nicht verbessert werden kann, ohne gleichzeitig die
Stabilität der Schleife zu gefährden.
Aus der IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-
26, 1977, S. 1480-1485, ist ein FM-Demodulator mit
zwei PLL-Regelkreisen bekannt, die derart verbunden
sind, daß in einem ersten Zweig der erste PLL-Regel
kreis auf das stärker empfangene Signal einrastet und
in einem zweiten Zweig der zweite PLL-Regelkreis das
schwächer empfangene Signal verfolgt. Das Ausgangssi
gnal des ersten PLL-Regelkreises, das dem um 90° pha
senverschobenen stärkeren Signal entspricht, wird um
weitere 90° verschoben und mit insgesamt 180° Phasen
differenz dem Eingangssignal des zweiten PLL-Regelkrei
ses hinzuaddiert. Bei entsprechender Wahl der Verstär
kung wird das stärker empfangene Signal im zweiten
Zweig des Demodulators ausgelöscht und somit nur das
schwächer empfangene Signal demoduliert. In analoger
Weise wird das Ausgangssignal des PLL-Regelkreises im
zweiten Zweig zum Eingangssignal des ersten PLL-Regel
kreises addiert. Dieser bekannte FM-Demodulator be
nötigt zwei PLL-Regelkreise zur Nachbarkanalunter
drückung.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde,
eine FM- PLL- Demodulatorschaltung anzugeben,
die eine sehr hohe Nachbarkanalunterdrückung aufweist
und mit der gleichzeitig optimale und stabile
Demodulationseigenschften erreicht werden können. Diese
Aufgabe wird bei einer FM- PLL- Demodulatorschaltung der
eingangs genannten Art, erfindungsgemäß dadurch gelöst,
daß das Eingangssignal auf zwei Zweige eines
PLL-Demodulators aufgeteilt wird, die je einen Multiplizierer
enthalten, das als zweites Eingangssignal dem
Multiplizierer im ersten Zweig das Ausgangssignal des
Oszillators und dem Multiplizierer im zweiten Zweig das
phasenverschobene Ausgangssignal des Oszillators
zugeführt wird, daß das Ausgangssignal des Multiplizierers
im ersten Zweig auf einen Eingang eines Summiergliedes
gegeben wird, dessen anderem Eingang das Ausgangssignal
einer im zweiten Zweig befindlichen und dem zweiten
Multiplizierer nachgeschalteten Filterschaltung zugeführt
wird, und daß die Filterschaltung im zweiten Zweig
und die Phasenverschiebung des diesen Zweig ansteuernden
Oszillatorausgangssignals so gewählt sind, daß eine
Nachbarkanalunterdrückung am Ausgang des Summiergliedes
erfolgt.
Die Filterschaltung im zweiten Zweig des PLL-
Demodulators ist beispielsweise ein Bandpaß mit der
Störsignalfrequenz in Bandmitte, wobei dann die
Phasenverschiebung des diesen Zweig ansteuernden
Oszillatorausgangssignals 90° beträgt. In diesem Fall wird
zwischen dem Ausgang des Multiplizierers im ersten Signalzweig
und dem Eingang des Summiergliedes ein Tiefpaß
geschaltet. Der Bandpaß selbst weist eine Phasendrehung
von weiteren 90° in Bandmitte auf. Wenn dann noch der
Übertragungsfaktor des Bandpasses in Bandmitte mit dem
Übertragungsfaktor des Tiefpasses im ersten Zweig übereinstimmt,
erfolgt eine Kompensation des Nachbarkanal-
Störsignals nach der Summation der Signale in beiden
Zweigen.
Eine andere Möglichkeit zur Kompensation der Störfrequenzen
besteht darin, daß die Filterschaltung im zweiten
Zweig eine Bandsperre für das Nutzsignal ist und
die Phasenverschiebung des diesen Zweig ansteuernden
Oszillatorausgleichssignal 180° beträgt. Durch diese Maßnahme
erfolgt gleichfalls eine Selektion der Störsignale,
wobei nunmehr sämtliche Störsignale erfaßt werden.
In diesem Fall kann auf den Tiefpaß im ersten Signalzweig
verzichtet werden.
Als Bandpaß wird vorzugsweise ein Zweikreis-Bandfilter
verwendet, dessen Übertragungsphase in der Umgebung der
Bandmitte flach ist und bei dem auch die Übertragungsfunktion
in Bandmitte einen sehr flachen Verlauf aufweist,
so daß die Kompensation der Nachbarkanalstörer
relativ breitbandig erfolgt. Durch die Wahl des Filters
im zweiten Zweig und dessen Eigenschaften läßt sich die
Kompensation der Störsignale in Nachbarkanälen getrennt
einstellen und dimensionieren.
Die Erfindung und ihre weitere vorteilhafte Ausgestaltung
soll nachstehend noch anhand von Ausführungsbeispielen
näher erläutert werden.
Die Fig. 2 zeigt einen FM- PLL- Demodulator nach der
Erfindung mit einem Bandpaß im zweiten Zweig.
Fig. 3a zeigt eine geeignete Bandpaßschaltung, deren
Übertragungsfunktion und Übertragungsphase in den Fig.
3b und 3c dargestellt ist.
Die Fig. 4 zeigt eine Breitbandunterdrückung der
Nachbarkanäle unter Verwendung einer Bandsperre für das
Nutzsignal im zweiten Zweig der erfindungsgemäßen
Schaltung.
Der FM PLL-Demodulator nach Fig. 2 besteht aus zwei
Signalzweigen, von denen jeder einen Multiplizierer M1
bzw. M2 enthält. Diesen Signalzweigen wird das
Eingangssignal S(t) zu gleichen Teilen zugeführt. Dem
Multiplizierer M1 in oberem Zweig wird außerdem das Ausgangssignal
So(t) des spannungsgesteuerten Oszillators VCO
zugeführt. Dieses Ausgangssignal des Oszillators VCO
wird ferner über einen Phasenschieber PS als zweites
Eingangssignal auf den zweiten Multiplizierer M2 im
unteren Zweig gegeben. Das Ausgangssignal des Multiplizierers
M1 S3(t) gelangt auf den Tiefpaß TP, dessen
Ausgangssignal S5(t) dem einen Eingang eines Summiergliedes
SU zugeführt wird. Das Ausgangssignal des im
anderen Zweig befindlichen Multiplizierers M2 S4(t) gelangt
auf einen Bandpaß BP, dessen Ausgangssignal S6(t)
auf den zweiten Eingang des Summiergliedes SU gegeben
wird. Das Summensignal am Ausgang des Summiergliedes
S7(t) steuert das Regelfilter RF an, dessen Ausgangssignal
die Regelspannung für den Oszillator VCO ist.
Für das Eingangssignal S(t) gilt:
S(t) = ûNcos [ωNt + ϕN(t) ] + ûstcos [ωst + ϕst(t) ] (1)
mit
Hierbei ist ωN die Kreisfrequenz des Nutzsignals, und
ωst die Kreisfrequenz des Störsignals. ϕN (t) bezeichnet
die Änderung der Phase des Eingangssignals, entsprechend
ϕst(t) die Änderung der Phase des Störsignals
in Abhängigkeit von der Zeit gemäß den Formeln 2 und 3.
Hierbei ist ΔΩN der Frequenzhub des Nutzsignals und
ΔΩst der Frequenzhub des Störsignals; ϕNo bezeichnet
die Anfangsphase des Nutzsignals und ϕsto die Anfangsphase
des Störsignals. Die beiden Signalanteile im Eingangssignal
S(t) werden, beispielsweise über einen Leistungsteiler
zu gleichen Teilen aufgeteilt, auf die beiden
Multiplizierer M1 und M2 gegeben, die dem Multiplikationsfaktor
Km aufweisen. Der spannungsgesteuerte
Oszillator VCO erzeugt für den oberen Zweig mit dem
Multiplizierer M1 das Signal:
so(t) = ûosin [ωot + ϕo(t) ]. (4)
Hierbei ist ωo die Kreisfrequenz des Oszillators und
ϕo(t) die vom Steuersignal des Oszillators abhängige
Phasenänderung an dessen Ausgang.
Am Ausgang des Multiplizierers M1 im oberen Zweig entsteht
somit das Signal:
Wenn die Kreisfrequenz des Oszillators VCO gleich der
Kreisfrequenz des Nutzsignals ist, gilt ωo = ωN, so
daß das Signal S5(t) am Ausgang des Tiefpasses folgenden
Wert aufweist:
Hierbei ist FT der Übertragungsfaktor des Tiefpasses TP
und Km der Multiplizierfaktor des Multiplizierers M1.
Dem zweiten Eingang des Multiplizierers M2 im unteren
Zweig wird das um Π/2 phasenverschobene Ausgangssignal
des Oszillators VCO zugeführt. Es gilt somit am Ausgang
dieses Multiplizierers für das Ausgangssignal S4(t) der
Wert:
Für ωo = ωN erhält man hinter dem Bandpaß BP, dessen
Mittenfrequenz der Störsignalfrequenz entspricht und
der für diese Störsignalfrequenz eine Phasendrehung um
Π/2 aufweist, das Ausgangssignal:
Hierbei ist FB der Amplitudenübertragungsfaktor in Bandmitte
und Km der Multiplizierfaktor des Multiplizierers
M2 im unteren Zweig. Die Ausgangssignale S5(t) hinter
dem Tiefpaß TP bzw. S6(t) hinter dem Bandpaß BP werden
am Summierglied SU addiert. Folglich erhält man vor dem
Regelfilter RF, das vorzugsweise wiederum ein Lag-Lead-
Filter ist, das Signal S7(t) mit folgendem Wert:
Hierbei wird vorausgesetzt, daß der Übertragungsfaktor
FT des Tiefpasses mit dem Übertragungsfaktor FB des
Bandpasses BP übereinstimmt. Wie man an der Formel 9
erkennt, enthält das Signal S7(t) durch die vorgenommene
Kompensation nicht mehr den Nachbarstörkanal, so daß
hinter dem Regelfilter RF das NF-Signal abgegriffen
werden kann.
Der Bandpaß BP kann gemäß Fig. 3a beispielsweise aus
einem Zweikreis-Bandfilter mit den dargestellten Filtergliedern
oder äquivalenten integrierbaren Teilen
bestehen. Gemäß Fig. 3a hat der Bandpaß BP zwei
Parallelschwingkreise, mit je einer Kapazität C, einem
Leitwert G und einer Induktivität L und einem die beiden
Parallelschwingkreise verbindenden Kondensator CK.
Die Ausgangsspannung U2 wird an den Klemmen 2 am zweiten
Parallelschwingkreis abgegriffen, während der erste
Parallelschwingkreis von der Stromquelle I1 gespeist
wird. Die Übertragungskennlinie dieses Bandpasses ist
in der Fig. 3b dargestellt, während die Fig. 3c die
Übertragungsphase ϕü zeigt. Nach der Berechnung der
Vierpolparameter für das Beispiel gleicher Parallelkreise
erhält man als Bandbreite des Filter den Wert:
Ferner gilt:
Hierbei ist Ωn die normierte Verstimmung des Bandpasses
und Δf die Abweichung von der Mittenfrequenz des Bandpasses.
Für die Übertragungsfunktion gilt:
Hierbei ist k der Koppelfaktor.
Und für die Übertragungsphase ϕü gilt:
Bei überkritischer Kopplung ist der Verlauf der Übertragungsphase,
wie sich aus der Fig. 3c ergibt, in der
Bandmitte flach, was gleichfalls für den Verlauf der
Übertragungsfunktion gemäß Fig. 3b in Abhängigkeit von
der normierten Verstimmung gilt. Daraus ergibt sich,
daß die Kompensation der störenden Nachbarkanäle breitbandig
erfolgt. Durch die in Fig. 2 dargestellte Schaltung
wird somit erreicht, daß bei optimialen
Demodulationseigenschaften, bewirkt durch den oberen Regelkreis,
die Kompensation der Nachbarkanalstörer mit Hilfe des
unteren Regelkreises getrennt eingestellt und dimensioniert
werden kann.
In der Fig. 4 ist eine Variante der Schaltung gemäß
der Fig. 2 dargestellt. Der Bandpaß BP aus der Fig. 2
wird hier durch eine Bandsperre BS ersetzt, deren
Mittenfrequenz dem Nutzsignal entspricht, wobei in dieser
Bandmitte die Übertragungsphase ϕü = 0 ist. Wenn daher
dem Multiplizierer M2 im unteren Zweig das Ausgangssignal
des Oszillators So(t) mit einer Phasendrehung von
180° zugeführt wird, erhält man am Ausgang der Bandsperre
im Signal S6(t) nur noch die störenden Nachbarkanäle,
mit einer Phasendrehung von 180° gegenüber den entsprechenden
Signalanteilen im oberen Signalzweig. Daraus
ergibt sich, daß bei einer Summation der beiden
Signale S5(t) und S6(t) im Summierglied SU eine vollständige
Nachbarkanalselektion erfolgt, so daß am Ausgang
des Regelfilters RF das demodulierte NF-Nutzsignal
abgegriffen werden kann. Der obere Signalzweig enthält
bei dieser Variante keinen Tiefpaß.
Claims (8)
1. FM- PLL- Demodulatorschaltung mit Nachbarkanal- Stör
kompensation, die einen spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangs
signal auf zwei Zweige eines PLL- Demodula
tors aufgeteilt wird, die je einen Multiplizierer (M1
bzw. M2) enthalten, daß als zweites Eingangssignal dem
Multiplizierer (M1) im ersten Zweig das Ausgangssignal
(So (t)) des Oszillator (VCO) und dem Multiplizierer
(M2) im zweiten Zweig das phasenverschobene Ausgangs
signal des Oszillators zugeführt wird, daß das Ausgangs
signal des Multiplizierers (M1) im ersten Zweig auf
einen Eingang eines Summiergliedes (SU) gegeben wird,
dessen anderem Eingang das Ausgangssignal einer im zwei
ten Zweig befindlichen und dem zweiten Multiplizierer
nachgeschalteten Filterschaltung (BP bzw. BS) zugeführt
wird, und daß die Filterschaltung (BP bzw. BS) im zwei
ten Zweig und die Phasenverschiebung des diesen Zweig
ansteuernden Oszillatorausgangssignals so gewählt sind,
daß eine Nachbarkanalunterdrückung am Ausgang des Sum
miergliedes (SU) erfolgt.
2. FM- PLL- Demodulatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß das Eingangssignal zu glei
chen Teilen den beiden Zweigen des PLL-
Demodulators zugeführt wird.
3. FM- PLL- Demodulatorschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Summier
gliedes (SU) über eine weitere Filterschaltung (RF) den
Eingang des Oszillators (VCO) ansteuert.
4. FM- PLL- Demodulatorschaltung nach einem der Ansprüche
1-3, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung im
zweiten Zweig ein Bandpaß (BP) für das Störsignal ist,
daß die Phasenverschiebung des diesen Zweig ansteuern
den Oszillatorausgangssignals Π/2 beträgt und daß zwi
schen dem Multiplizierer (M1) im ersten Zweig und das
Summierglied (SU) ein Tiefpaß (TP) geschaltet ist.
5. FM- PLL- Demodulatorschaltung nach Anspruch 4, da
durch gekennzeichnet, daß der Bandpaß (BP) in Bandmitte
eine Phasenverdrehung von Π/2 aufweist, und daß der Über
tragungsfaktor des Bandpasses (BP) in Bandmitte mit dem
Übertragungsfaktor des Tiefpasses (TP) übereinstimmt.
6. FM- PLL- Demodulatorschaltung nach Anspruch 4 oder 5,
dadurch gekennzeichnet, daß der Bandpaß (BP) ein Zwei
kreis-Bandfilter aus zwei Parallelschwingkreisen ist,
die über einen kapazitiven Längszweig (CK) miteinander
verbunden sind.
7. FM- PLL- Demodulatorschaltung nach einem der Ansprüche
1-3, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung im
zweiten Zweig eine Bandsperre (BS) für das Nutzsignal
ist und daß die Phasenverschiebung des diesen Zweig
ansteuernden Oszillatorausgangssignals 180° beträgt.
8. FM- PLL- Demodulatorschaltung nach Anspruch 3, da
durch gekennzeichnet, daß die weitere Filterschaltung
zwischen Summierglied (SU) und dem Eingang des Oszil
lators (VCO) ein Lag- Lead- Tiefpaßfilter (RF) ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19853525608 DE3525608C2 (de) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | FM- PLL- Demodulatorschaltung mit Nachbarkanal-Störkompensation |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19853525608 DE3525608C2 (de) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | FM- PLL- Demodulatorschaltung mit Nachbarkanal-Störkompensation |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3525608A1 DE3525608A1 (de) | 1987-01-22 |
DE3525608C2 true DE3525608C2 (de) | 1994-08-11 |
Family
ID=6276053
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19853525608 Expired - Lifetime DE3525608C2 (de) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | FM- PLL- Demodulatorschaltung mit Nachbarkanal-Störkompensation |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3525608C2 (de) |
-
1985
- 1985-07-18 DE DE19853525608 patent/DE3525608C2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3525608A1 (de) | 1987-01-22 |
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