DE3525608A1

DE3525608A1 - Fm- pll- demodulatorschaltung mit nachbarkanal-stoerkompensation

Info

Publication number: DE3525608A1
Application number: DE19853525608
Authority: DE
Inventors: Robert Prof Dr Ing Maurer
Original assignee: Telefunken Electronic GmbH; Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Atmel Germany GmbH
Priority date: 1985-07-18
Filing date: 1985-07-18
Publication date: 1987-01-22
Anticipated expiration: 2005-07-19
Also published as: DE3525608C2

Description

Die Erfindung betrifft eine FM- PLL- Demodulatorschaltung mit Nachbarkanal- Störkompensation, die einen spannungsgesteuerten Oszillator enthält.

Phasenregelkreise, die in der Regel als PLL-Systeme bezeichnet werden, werden als FM-Demodulator verwendet. PLL-Systeme werden in der Literatur vielfach beschrieben. Beispielhaft wird hierzu auf Funkschau 1976, Heft 7, Seiten 257-259 sowie Funkschau 1977, Heft 3, Seite 119-122 verwiesen. Bei der Verwendung als Demodulator liegt am Referenzeingang das frequenzmodulierte Signal, dessen momentane Frequenz im Rythmus der Modulation um die Frequenz des spannungesgesteuerten Oszillators, der vielfach als VCO bezeichnet wird, schwankt. Das Ausgangssignal des spannungesteuerten Oszillators wird in der Regel dem zweiten Eingang des Phasendemodulators zugeführt. Die Nachsteuerspannung, die am Eingang des Oszillators abgegriffen werden kann, ist daher eine Wechselspannung, die in ihrem zeitlichen Verlauf der Modulation des Trägers entspricht.

Die Fig. 1a zeigt eine bekannte Schaltung wie sie zur Demodulation FM-modulierter Signale verwendet wird. Ein Phasendetektor PD, dem das FM-modulierte Eingangssignal zugeführt wird, bildet mit dem Regelfilter RF und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO eine Regelschleife. Das Ausgangssignal des Oszillators VCO wird dem zweiten Eingang des Phasendetektors PD zugeführt. Das NF-Signal wird an der Verbindung zwischen VCO und Regelfilter abgegriffen. Durch die Verwendung eines sogenannten Lag-Lead-Filters gemäß Fig. 1b kann in Folge des rückdrehenden Phasenverlaufs eines derartigen Filters die Stabilität der Regelschleife gewährleistet werden. Das an sich bekannte Lag-Lead-Filter besteht gemäß Fig. 1b aus einem Vierpol mit den Eingangsklemmen 1 und den Ausgangsklemmen 2. Das Eingangssignal U ₁ liegt an der Reihenschaltung aus den Widerständen R ₁, R ₂ und C, während das Ausgangssignal U ₂ an der Reihenschaltung aus dem Widerstand R ₂ und dem Kondensator C abgegriffen wird. Die Übertragungsfunktion eines derartigen Filters in Abhängigkeit von der Frequenz ist in der Fig. 1c dargestellt. Bei niedrigen Frequenzen hat U ₂/U ₁ den Wert 1, der sich bei höheren Frequenzen auf das Verhältnis reduziert. Die Phasendrehung des Ausgangssignals gegenüber dem Eingangssignal ergibt sich aus der Fig. 1d.

Mit der bekannten Schaltung ist eine nur geringe Nachbarkanalselektion verbunden, die in den meisten Fällen ohne weitere Maßnahmen durch zusätzliche Selektionsmittel nicht verbessert werden kann, ohne gleichzeitig die Stabilität der Schleife zu gefährden.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine FM- PLL- Demodulatorschaltung anzugeben, die eine sehr hohe Nachbarkanalunterdrückung aufweist und mit der gleichzeitig optimale und stabile Demodulationseigenschften erreicht werden können. Diese Aufgabe wird bei einer FM- PLL- Demodulatorschaltung der eingangs genannten Art, erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Eingangssignal auf zwei Zweige eines Quadratur- PLL-Demodulators aufgeteilt wird, die je einen Multiplizierer enthalten, das als zweites Eingangssignal dem Multiplizierer im ersten Zweig das Ausgangssignal des Oszillators und dem Multiplizierer im zweiten Zweig das phasenverschobene Ausgangssignal des Oszillators zugeführt wird, daß das Ausgangssignal des Multiplizierers im ersten Zweig auf einen Eingang eines Summiergliedes gegeben wird, dessen anderem Eingang das Ausgangssignal einer im zweiten Zweig befindlichen und dem zweiten Multiplizierer nachgeschalteten Filterschaltung zugeführt wird, und daß die Filterschaltung im zweiten Zweig und die Phasenverschiebung des diesen Zweig ansteuernden Oszillatorausgangssignals so gewählt sind, daß eine Nachbarkanalunterdrückung am Ausgang des Summiergliedes erfolgt.

Die Filterschaltung im zweiten Zweig des Quadratur-PLL- Demodulators ist beispielsweise ein Bandpaß mit der Störsignalfrequenz in Bandmitte, wobei dann die Phasenverschiebung des diesen Zweig ansteuernden Oszillatorausgangssignals 90° beträgt. In diesem Fall wird zwischen dem Ausgang des Multiplizierers im ersten Singalzweig und dem eingang des Summiergliedes ein Tiefpaß geschaltet. Der Bandpaß selbst weist eine Phasendrehung von weiteren 90° in Bandmitte auf. Wenn dann noch der Übertragungsfaktor des Bandpasses in Bandmitte mit dem Übertragungsfaktor des Tiefpasses im ersten Zweig übereinstimmt, erfolgt eine Kompensation des Nachbarkanal- Störsignals nach der Summation der Signale in beiden Zweigen.

Eine andere Möglichkeit zur Kompensation der Störfrequenzen besteht darin, daß die Filterschaltung im zweiten Zweig eine Bandsperre für das Nutzsignal ist und die Phasenverschiebung des diesen Zweig ansteuernden Oszillatorausgleichssignal 180° beträgt. Durch diese Maßnahme erfolgt gleichfalls eine Selektion der Störsignale, wobei nunmehr sämtliche Störsignale erfaßt werden. In diesem Fall kann auf den Tiefpaß im ersten Signalzweig verzichtet werden.

Als Bandpaß wird vorzugsweise ein Zweikreis-Bandfilter verwendet, dessen Übertragungsphase in der Umgebung der Bandmitte flach ist und bei dem auch die Übertragungsfunktion in Bandmitte einen sehr flachen Verlauf aufweist, so daß die Kompensation der Nachbarkanalstörer relativ breitbandig erfolgt. Durch die Wahl des Filters im zweiten Zweig und dessen Eigenschaften läßt sich die Kompensation der Störsignale in Nachbarkanälen getrennt einstellen und dimensionieren.

Die Erfindung und ihre weitere vorteilhafte Ausgestaltung soll nachstehend noch anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert werden.

Die Fig. 2 zeigt einen FM- PLL- Demodulator nach der Erfindung mit einem Bandpaß im zweiten Zweig.

Fig. 3a zeigt eine geeignete Bandpaßschaltung, deren Übertragungsfunktion und Übertragungsphase in den Fig. 3b und 3c dargestellt ist.

Die Fig. 4 zeigt eine Breitbandunterdrückung der Nachbarkanäle unter Verwendung einer Bandsperre für das Nutzsignal im zweiten Zweig der erfindungsgemäßen Schaltung.

Der FM PLL-Demodulator nach Fig. 2 besteht aus zwei Signalzweigen, von denen jeder einen Multiplizierer M ₁ bzw. M ₂ enthält. Diesen Signalzweigen wird das Eingangssignal S(t) zu gleichen Teilen zugeführt. Dem Multiplizierer M ₁ in oberem Zweig wird außerdem das Ausgangssignal S _o(t) des spannungsgesteuerten Oszillators VCO zugeführt. Dieses Ausgangssignal des Oszillators VCO wird ferner über einen Phasenschieber PS als zweites Eingangssignal auf den zweiten Multiplizierer M ₂ im unteren Zweig gegeben. Das Ausgangssignal des Multiplizierers M ₁ S ₃(t) gelangt auf den Tiefpaß TP, dessen Ausgangssignal S ₅(t) dem einen Eingang eines Summiergliedes SU zugeführt wird. Das Ausgangssignal des im anderen Zweig befindlichen Multiplizierers M ₂ S ₄(t) gelangt auf einen Bandpaß BP, dessen Ausgangssignal S ₆(t) auf den zweiten Eingang des Summiergliedes SU gegeben wird. Das Summensignal am Ausgang des Summiergliedes S ₇(t) steuert das Regelfilter RF an, dessen Ausgangssignal die Regelspannung für den Oszillator VCO ist. Für das Eingangssignal S(t) gilt:

Hierbei ist ω _N die Kreisfrequenz des Nutzsignals, und ω _st die Kreisfrequenz des Störsignals. ϕ _N (t) bezeichnet die Änderung der Phase des Eingangssignals, entsprechend ϕ _st(t) die Änderung der Phase des Störsignals in Abhängigkeit von der Zeit gemäß den Formeln 2 und 3. Hierbei ist ΔΩ _N der Frequenzhub des Nutzsignals und ΔΩ _st der Frequenzhub des Störsignals; ϕ _No bezeichnet die Anfangsphase des Nutzsignals und ϕ _sto die Anfangsphase des Störsignals. Die beiden Signalanteile im Eingangssignal S(t) werden, beispielsweise über einen Leistungsteiler zu gleichen Teilen aufgeteilt, auf die beiden Multiplizierer M ₁ und M ₂ gegeben, die dem Multiplikationsfaktor K _m aufweisen. Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO erzeugt für den oberen Zweig mit dem Multiplizierer M ₁ das Signal: Hierbei ist ω _o die Kreisfrequenz des Oszillators und ϕ _o(t) die vom Steuersignal des Oszillators abhängige Phasenänderung an dessen Ausgang.

Am Ausgang des Multiplizierers M ₁ im oberen Zweig entsteht somit das Signal:

Wenn die Kreisfrequenz des Oszillators VCO gleich der Kreisfrequenz des Nutzsignals ist, gilt ω _o = ω _N, so daß das Signal S ₅(t) am Ausgang des Tiefpasses folgenden Wert aufweist:

Hierbei ist F _T der Übertragungsfaktor des Tiefpasses TP und K _m der Multiplizierfaktor des Multiplizierers M ₁.

Dem zweiten Eingang des Multiplizierers M ₂ im unteren Zweig wird das um π/2 phasenverschobene Ausgangssignal des Oszillators VCO zugeführt. Es gilt somit am Ausgang dieses Multiplizierers für das Ausgangssignal S ₄(t) der Wert:

Für ω _o = ω _N erhält man hinter dem Bandpaß BP, dessen Mittenfrequenz der Störsignalfrequenz entspricht und der für diese Störsignalfrequenz eine Phasendrehung um π/2 aufweist, das Ausgangssignal:

Hierbei ist F _B der Amplitudenübertragungsfaktor in Bandmitte und K _m der Multiplizierfaktor des Multiplizierers M ₂ im unteren Zweig. Die Ausgangssignale S ₅(t) hinter dem Tiefpaß TP bzw. S ₆(t) hinter dem Bandpaß BP werden am Summierglied SU addiert. Folglich erhält man vor dem Regelfilter RF, das vorzugsweise wiederum ein Lag-Lead- Filter ist, das Signal S ₇(t) mit folgendem Wert:

Hierbei wird vorausgesetzt, daß der Übertragungsfaktor F _T des Tiefpasses mit dem Übertragungsfaktor F _B des Bandpasses BP übereinstimmt. Wie man an der Formel 9 erkennt, enthält das Signal S ₇(t) durch die vorgenommene Kompensation nicht mehr den Nachbarstörkanal, so daß hinter dem Regelfilter RF das NF-Signal abgegriffen werden kann.

Der Bandpaß BP kann gemäß Fig. 3a beispielsweise aus einem Zweikreis-Bandfilter mit den dargestellten Filtergliedern oder äquivalenten integrierbaren Teilen bestehen. Gemäß Fig. 3a hat der Bandpaß BP zwei Parallelschwingkreise, mit je einer Kapazität C, einem Leitwert G und einer Induktivität L und einem die beiden Parallelschwingkreise verbindenden Kondensator C _K. Die Ausgangsspannung U ₂ wird an den Klemmen 2 am zweiten Parallelschwingkreis abgegriffen, während der erste Parallelschwingkreis von der Stromquelle I ₁ gespeist wird. Die Übertragungskennlinie dieses Bandpasses ist in der Fig. 3b dargestellt, während die Fig. 3c die Übertragungsphase ϕ _ü zeigt. Nach der Berechnung der Vierpolparameter für das Beispiel gleicher Parallelkreise erhält man als Bandbreite des Filter den Wert: Ferner gilt:

Hierbei ist Ω _n die normierte Verstimmung des Bandpasses und Δ f die Abweichung von der Mittenfrequenz des Bandpasses. Für die Übertragungsfunktion gilt: Hierbei ist k der Koppelfaktor.

Und für die Übertragungsphase ϕ _ü gilt:

Bei überkritischer Kopplung ist der Verlauf der Übertragungsphase, wie sich aus der Fig. 3c ergibt, in der Bandmitte flach, was gleichfalls für den Verlauf der Übertragungsfunktion gemäß Fig. 3b in Abhängigkeit von der normierten Verstimmung gilt. Daraus ergibt sich, daß die Kompensation der störenden Nachbarkanäle breitbandig erfolgt. Durch die in Fig. 2 dargestellte Schaltung wird somit erreicht, daß bei optimialen Demodulationseigenschaften, bewirkt durch den oberen Regelkreis, die Kompensation der Nachbarkanalstörer mit Hilfe des unteren Regelkreises getrennt eingestellt und dimensioniert werden kann.

In der Fig. 4 ist eine Variante der Schaltung gemäß der Fig. 2 dargestellt. Der Bandpaß BP aus der Fig. 2 wird hier durch eine Bandsperre BS ersetzt, deren Mittenfrequenz dem Nutzsignal entspricht, wobei in dieser Bandmitte die Übertragungsphase ϕ _ü = 0 ist. Wenn daher dem Multiplizierer M ₂ im unteren Zweig das Ausgangssignal des Oszillators S _o(t) mit einer Phasendrehung von 180° zugeführt wird, erhält man am Ausgang der Bandsperre im Signal S ₆(t) nur noch die störenden Nachbarkanäle, mit einer Phasendrehung von 180° gegenüber den entsprechenden Signalanteilen im oberen Signalzweig. Daraus ergibt sich, daß bei einer Summation der beiden Signale S ₅(t) und S ₆(t) im Summierglied SU eine vollständige Nachbarkanalselektion erfolgt, so daß am Ausgang des Regelfilters RF das demodulierte NF-Nutzsignal abgegriffen werden kann. Der obere Signalzweig enthält bei dieser Variante keinen Tiefpaß.

Claims

1) FM- PLL- Demodulatorschaltung mit Nachbarkanal- Störkompensation, die einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal auf zwei Zweige eines Quadratur- PLL- Demodulators aufgeteilt wird, die je einen Multiplizierer (M ₁ bzw. M ₂) enthalten, daß als zweites Eingangssignal dem Multiplizierer (M ₁) im ersten Zweig das Ausgangssignal (S _o (t)) des Oszillator (VCO) und dem Multiplizierer (M ₂) im zweiten Zweig das phasenverschobene Ausgangssignal des Oszillators zugeführt wird, daß das Ausgangssignal des Multiplizierers (M ₁) im ersten Zweig auf einen Eingang eines Summiergliedes (SU) gegeben wird, dessen anderem Eingang das Ausgangssignal einer im zweiten Zweig befindlichen und dem zweiten Multiplizierer nachgeschalteten Filterschaltung (BP bzw. BS) zugeführt wird, und daß die Filterschaltung (BP bzw. BS) im zweiten Zweig und die Phasenverschiebung des diesen Zweig ansteuernden Oszillatorausgangssignals so gewählt sind, daß eine Nachbarkanalunterdrückung am Ausgang des Summiergliedes (SU) erfolgt.

2) FM- PLL- Demodulatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal zu gleichen Teilen auf die beiden Zweige des Quadratur- PLL- Demodulators aufgeteilt wird.

3) FM- PLL- Demodulatorschaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Summiergliedes (SU) über eine weitere Filterschaltung (RF) den Eingang des Oszillators (VCO) ansteuert.

4) FM- PLL- Demodulatorschaltung nach den Ansprüchen 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung im zweiten Zweig ein Bandpaß (BP) für das Störsignal ist, daß die Phasenverschiebung des diesen Zweig ansteuernden Oszillatorausgangssignals Π/2 beträgt und daß zwischen dem Multiplizierer (M ₁) im ersten Zweig und das Summierglied (SU) ein Tiefpaß (TP) geschaltet ist.

5) FM- PLL- Demodulatorschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Bandpaß (BP) in Bandmitte eine Phasenverdrehung von Π/2 aufweist, und daß der Übertragungsfaktor des Bandpasses (BP) in Bandmitte mit dem Übertragungsfaktor des Tiefpasses (TP) übereinstimmt.

6) FM- PLL- Demodulatorschaltung nach Anspruch 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Bandpaß (BP) ein Zweikreis- Bandfilter aus zwei Parallelschwingkreisen ist, die über einen kapazitiven Längszweig (C _K) miteinander verbunden sind.

7) FM- PLL- Demodulatorschaltung nach den Ansprüchen 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung im zweiten Zweig eine Bandsperre (BS) für das Nutzsignal ist und daß die Phasenverschiebung des diesen Zweig ansteuernden Oszillatorausgangssignals 180° beträgt.

8) FM- PLL- Demodulatorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere Filterschaltung zwischen Summierglied (SU) und dem Eingang des Oszillators (VCO) ein Lag- Lead- Tiefpaßfilter (RF) ist.