DE2821082C3

DE2821082C3 - Quadraturüberlagerungsstufe

Info

Publication number: DE2821082C3
Application number: DE2821082A
Authority: DE
Inventors: Johannes Otto Eindhoven Voorman (Niederlande)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1977-05-20
Filing date: 1978-05-13
Publication date: 1980-10-30
Also published as: AU3619878A; GB1563187A; AU513425B2; FR2391593A1; DE2821082B2; NL7705552A; JPS53144652A; CA1135801A; FR2391593B1; JPS6056006B2; US4193033A; DE2821082A1; SE7805612L

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Quadraturüberlagerungsstufe mit einem ersten und einem zweiten Signalweg mit je einem Modulator, dem ein mit mindestens einem Resonanzkreis versehenes Filter nachgeschaltet ist, mit einem Eingangskreis, der einen ersten Eingang jedes der Modulatoren mit einem gemeinsamen Eingang koppelt, einem Ortsoszillator, dessen Ausgangssignal mit einer derartigen Phase einem zweiten Eingang jedes der Modulatoren zugeführt wird, daß das Ausgangssignal des Filters im ersten Signalweg mit dem Ausgangssignal des Filters im zweiten Signalweg in Quadratur ist, und mit einem Ausgangskreis, der den Ausgang jedes der Filter mit einem gemeinsamen Ausgang koppelt.

Kine Quadraturüberlagerungsstufe der obengenannten Art ist bekannt und wird auf der Sende- und/oder Empfangsseite von Übertragungssystemen, beispielsweise bei der Erzeugung und Detektion von Einseitenbandsignalen nach der dritten bzw. »Weaver«-Methode, wie diese in »Proceedings of the IRE«, Dezember 1956, Seiten 1703-1705 und bei der Detektion von FSK-Signalen, wie z.B. aus der US-PS 35 68 067 bekannt, verwendet.

Eine derartige Quadraturüberlagerungsstufe weist die Schwierigkeit auf, daß durch Ungleichheit der beiden Signalwege Signalverzerrung auftreten kann. Mit Ausnahme der Irequenzabhängigen Ungleichheit der in den beiden Signalwegen verwendeten Filter, welche Ungleichheit auch bei sehr sorgfältiger Auswahl der Filterelemente infolge Temperatureinflüsse und Alterungserscheinungen auftritt, können die übrigen Ungleichheiten durch einfache Amplituden- und/oder Phasenkorrekturen in einem der Signalwege korrigiert werden.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Quadraturüberlagerungsstufe zu schaffen, wobei die genannte Ungleichheit der beiden Filter verringert und nahezu frequenzunabhängig wird.

Diese Aufgabe wird bei einer Quadraturüberlagerungsstufe der eingangs genannten Art nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die genannten Resonanzkreise in den beiden Filtern durch je eine Impedanz und eine imaginäre Konduktanz gebildet werden und daß die genannten imaginären Konduktanzen in den Resonanzkreisen durch einen Gyrator mit einem ersten Tor, das mit der dem Resonanzkreis des einen Filters zugeordneten Impedanz abgeschlossen ist und mit einem zweiten Tor, das mit der dem Resonanzkreis des anderen Filters zugeordneten Impedanz abgeschlossen ist, eingeführt werden.

Bei Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen wird durch die mit Hilfe des Gyrators verwirklichte Kopplung zwischen den beiden Filtern automatisch bewirkt, daß diese Filter dieselben Pole und nahezu dieselben Nullpunkte erhalten. Der Erfindung liegt dabei die Erkenntnis zugrunde, daß, wenn an der dem Resonanzkreis des einen Filters zugeordneten Impedanz eine Spannung V/.cos (ω t—φ) vorhanden ist, an der entsprechenden Impedanz des Resonanzkreises des anderen Filters eine Spannung V_L sin (ω t-φ) vorhanden ist und daß daher ein einziger Gyrator verwendet werden kann, um die beiden imaginären Konduktanzen zu simulieren, da bei einem an beiden Toren mit gleichen Impedanzen abgeschlossenen Gyratorrresonanzkreis, wenn am ersten Tor des Gyrators eine Spannung V sin (ω t — φ) vorhanden ist, am zweiten Tor des Gyrators annähernd Vcos(ω t-φ)vorhanden ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 eine Quadraturüberlagerungsstufe, wie diese aus dem Stand der Technik bekannt ist,

Fig. 2 eine Ausführungsform eines Ausgangskreises, wie dieser bei der Quadramrüberlagerungsstufe nach F i g. 1 verwendet wird,

Fig.3 eine andere mögliche Ausführungsfonn eines derartigen Ausgangskreises,

Fig.4 und 6 eine Darstellung des Prinzips der Art und Weise, wie die in der Quadraturüberlagerungsstufe nach Fig. 1 verwendeten Filter nach der Erfindung gekoppelt werden,

F i g. 5 den Schaltplan eines Gyrators,

Fig. 7a —7c eine Anzahl Resonanzkreise zur Erläuterung mehrfach gekoppelter Filter,

Fig.8a und 8b je einen LC-Resonanzkreis und mit imaginären Konduktanzen ausgebildete Äquivalenz desselben,

Fig. 9 eine mögliche Ausführungsform eines mit einer Quadraturüberlagerungsstufe nach der Erfindung ausgebildeten FSK-Demodulators,

F i g. 10 ein Schaltbild zur Erläuterung der Wirkungsweise des in F i g. 9 dargestellten FSK-Demodulators,

Fig. 11 eine mögliche Abwandlung des FSK-Demodulators nach F i g. 9.

In Fig. 1 ist 1 eine Quail.aiu;überlagerungsstufe, die einen ersten und einen zweiten Signalweg 2 und 3 mit je einem Modulator 4 und 6 aufweist, denen je ein Filter 5 und 7 nachgeschaltet sind. Im Signalweg 2 liegt hinter dem Modulator 4 ein mindestens einen Resonanzkreis aufweisendes Filter 5 und im Signalweg 3 hinter dem Modulator 6 ein mindesvens einen Resonanzkreis aufweisendes Filter 7. Der Modulator 4 weist einen ersten Eingang 8 und der Modulator 6 einen ersten Eingang 9 auf, die beide über einen Eingangskreis 10 zu einen gemeinsamen Eingang 11 der Quadraturüberlagerur.gsstufe 1 führen. Weiterhin enthält diese Quadraturüberlagerungsstufe einen Ortoszillator 12, dessen Ausgangssignal über ein die Phase um 90° drehendes Netzwerk 13 einem zweiten Eingang 14 des Modulators 4 und einem zweiten Eingang 15 des Modulators 6 zugeführt wird. Der Ausgang des Filters 5 ist an eine Eingangsklemme 16 und der Ausgang des Filters 7 ist an eine Eingangsklemme 17 eines Ausgangskreises 18 angeschlossen und dieser hat einen den beiden Signalwegen 2 und 3 gemeinsamen Ausgang 19. Der Ausgangskreis 18 kann verschiedenartig, abhängig von dem Gebrauch, den man von der bisher beschriebenen Schaltungsanordnung zu machen wünscht, ausgebildet sein.

Bei der in F i g. 2 dargestellten Ausführungsform des Ausgangskreises 18 umfaßt dieser Kreis einen Modulator 20 mit einem an die Eingangsklemme 16 angeschlossenen ersten Eingang 21 und einen Modulator 22 mit einem an die Eingangsklemnie 17 angeschlossenen ersten Eingang 23. Weiter enthäh dieser Ausgangskreis 18 einen Ortsoszillator 24, dessen Ausgangssignal über ein die Phase um 90⁼ drehendes Netzwerk 25 sowohl einem zweiten Eingang 26 des Modulators 20 als auch 27 des Modulators 22 zugeführt wird. Der Ausgang 28 des Modulators 20 und der Ausgang 29 des Modulators 22 sind an eine Sunmieranordnung 30 angeschlossen, deren Ausgang den genannten gemeinsamen Ausgang 19 bildet.

Wenn die in Fig. 1 dargestellte Quadraturüberlagerungsstufe mit einem Ausgangskreis nach F i g. 2 ausgebildet ist, führt dies zu einer Anordnung, die als Anordnung zur Erzeugung bzw. Detektion von Einseitenbandsignalen entsprechend der dritten bzw. »Weaver«-Methode bekannt ist.

Bei Anwendung dieser Methode zur Erzeugung eines Einseitenbandsignals wird dem Eingang 11 ein Basisbandsignal s(t) einer bestimmten Bandbreite b zugeführt, gegebenenfalls mit einem Rauschanteil bei den höheren Frequenzen. Wenn dieses Signal wie folgt dargestellt wird:

_n cos (..,„ι + <l>„)

η = 1

wird dieses Signal in dem einen Signalweg der Quadraturmodulationsstufe mit sin(j4r und in dem

anderen Signalweg mit cosi^i multipliziert. Die

niedrigeren Seitenbänder, der sich daraus ergebenden Spektren um b/2 herum, sind gegenüber dem Ursprung der Frequenzachse gefaltet. Die oberen Seitenbänder und die Rauschanteile treten bei Frequenzen über b/2 auf.

Durch die Filter 5 und 7, die meistens als Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz bei b/2 ausgebildet sind, werden die oberen Seitenbänder und die Rauschanteile unterdrückt. Dadurch, daß daraufhin mit sin (a>u+b/2) t und cos (ω» + b/2) t moduliert wird, wobei con die Trägerfrequenz ist, werden dann zwei Doppelseitenbandsignale mit untereinander verschiedener Phasenlage zwischen ihren Seitenbändern erhalten. Beim Addieren dieser zwei DoDDelseitenbandsisnale werden

die niedrigeren Seitenbänder gegeneinander ausgelöscht und das obere Seitenband wird verdoppelt.

In dem Falle einer Detektion wird diese Methode in entgegengesetzter Richtung durchgeführt.

Bei der in Γ i g. 3 dargestellten Ausführungsform des Ausgangskreises 18 umfaßt dieser einen Modulator 31 mit einem ersten Eingang 32, der über einen Differentiator 33 an die Eingangsklemme 16 angeschlossen ist und mit einem zweiten Eingang 34, der an die Eingangsklemme 17 angeschlossen ist, sowie einen Modulator 35 mit einem ersten Eingang 36, der über einen Differentiator 37 an die Eingangsklemme 17 angeschlossen ist und mit einem zweiten Eingang 38, der an die Eingangsklemme 16 angeschlossen ist. Der Ausgang 39 des Modulators 31 und der Ausgang 40 des Modulators 35 sind an einen Differenzverstärker 41 angeschlossen, dessen Ausgang den gemeinsamen Ausgang 19 bildet. Wenn die in Fig. 1 dargestellte Quadraturüberlagerungsstufe mit einem Ausgangskreis nach F i g. 3 ausgebildet ist, führt dies zu einer Anordnung, die als Frequenzdiskriminator zur Detektion von frequenzmodulierten Signalen oder zur Detektion von mit Hilfe von Frequenzverschiebungsmodulation (FSK) übertragenen Signalen verwendet werden kann, wie aus der oben genannten US-PS 35 68 067 bekannt.

Eine besonders günstige Eigenschaft der beschriebenen Quadraturüberlagerungsstufe ist die, daß die Filter 5 und 7 nicht nur eine Trennung der Seitenbänder, sondern auch die Unterdrückung von Nachbarkanälen bewirken.

Eine Schwierigkeit, die die Verwendung derartiger Quadraturüberlagerungsstufen in der Praxis im allgemeinen jedoch weniger interessant macht, besteht darin, daß eine Bedingung zum einwandfreien Funktionieren einer derartigen Anordnung die gegenseitige Gleichheit der beiden Signalwege 2 und 3 ist. Insbesondere die frequenzabhängige Ungleichheit der in den beiden Signalwegen 2 und 3 verwendeten Filter 5 bzw. 7 bewirkt, daß die oben genannte Bedingung nur schwer erfüllt werden kann.

Nach der Erfindung wird die genannte Ungleichheit der beiden Filter 5 und 7 (F i g. 4) im wesentlichen Maße verringert und nahezu frequenzunabhängig, wenn die genannten Resonanzkreise in den beiden Filtern durch je eine Impedanz 4i bzw. 4i' und eine imaginäre Konduktanz gebildet werden und wenn die genannten imaginären Konduktanzen in den beiden Resonanzkreisen durch einen Gyrator 42 mit einem ersten Tor P\ — P]', das mit der dem Resonanzkreis des einen Filters 5 zugeordneten Impedanz 41 abgeschlossen ist und mit einem zweiten Tor P7-P2, das mit der dem Resonanzkreis des anderen Filters 7 zugeordneten Impedanz 41' abgeschlossen ist, eingeführt werden.

Bei der in F i g. 4 dargestellten Ausführungsform der mit Hilfe des Gyrators 42 gekoppelten Filter 5 und 7 bestehen diese Filter aus je einem jr-Netzwerk mit dem Resonanzkreis im Längszweig und mit den Kondensatoren 43, 44 bzw. 43', 44' in den Querzweigen. Insbesondere umfaßt der Resonanzkreis des Filters 5 die durch einen Kondensator gebildete Impedanz 41 und die imaginäre Konduktanz JG, die mit Hilfe des Gyrators 42 und der Impedanz 4T simuliert wird.

während der Resonanzkreis des Filters 7 die durch einei Kondensator gebildete Impedanz 4Γ und die imaginän Konduktanz jG umfaßt, die mit Hilfe desselbei Gyrators 42 und der Impedanz 41 simuliert wird.
) Der in F i g. 4 auf symbolische Weise dargestellt! Gyrator 42 ist ein Impedanzinverter an sich bekannte Art und kann z. B. durch einen in monolythischer Bauar ausgebildeten Gyrator von dem Typ, wie dieser in de DE-AS 24 33 298 beschrieben worden ist, gebilde

in werden.

Wie Fig. 5 zeigt, wird ein derartiger Gyrator irr Grunde durch zwei parallelgeschaltete spannungsge steuerte Stromquellen 46, 47 gebildet, von denen di« eine eine positive Transkonduktanz G und die ändert

i) eine negative Transkonduktanz — G aufweist und wöbe G= MR_f und /?_iP=Gyrationswiderstand ist. Wird an da! Gyratortor P\-P\ ein Kondensator C\ angeschlossen, se wird durch den Gyrator am Tor /VfY eine Induktivitä L simuliert, wobei L= Rg* Cist. Bei einer richtigen Wah

_'(i der positiven und negativen Transkonduktanzen G unc — G können die Gyratortore P\-P\ und P2-P2 mi Kondensatoren Q und d untereinander gleicher Wertes abgeschlossen werden und auf diese Weise wire ein symmetrischer Resonanzkreis erhalten. Ein derarti

>-> ger symmetrischer Resonanzkreis weist eine Resonanz frequenz cjo=G/Cauf, wobei G = Gyrationstranskon duktanz und C = der Wert der Abschlußkondensatoret ist. Wenn einem derartigen Resonanzkreis ein sinusför miger Eingangswechselstrom /Ί = a ■ cos ω / zugeführ

in wird, so weist die Spannung einen Resonanzcharaktei als Funktion der Frequenz des Eingangssignals auf.

Dabei stellt es sich heraus, daß die Spannungen an der beiden Gyratortoren P\-P\ und Pi-Pi je an sich dieser Resonanzcharakter aufweisen. Diese Spannungen ha

j) ben eine gleiche Amplitude, aber sie sind gegeneinandei um 90° in der Phase verschoben. Wenn Z₁ = a cos ω t ist so ist /2 = a sin ω t.

Eine gleiche Quadraturbeziehung tritt ebenfalls be den Eingangssignalen der Filter 5 und 7 in Fig. 1 auf

4Ii Wird vorausgesetzt, daß das Frequenzspektrum de: dem Eingang 11 zugeführten Signals ί ^gleich s (ja) ist so kann das Spektrum der dem Eingang der Filter 5 unc 7 zugeführten Signale wie folgt beschrieben werden:

und

- bi2)\ -

woraus hervorgeht, daß der erste Term von s\' (jw)un +90° phasenverschoben gegenüber dem ersten Tern von S] (j(a)isi, während der zweite Term von s\' (ja)un 90° gegenüber dem zweiten Term von S\ (ja) phasen verschoben ist.

Unter Verwendung dieser Quadraturphasenbezie hung der den Filtern 5 und 7 zugeführten Eingangs signale und der einem symmetrischen Gyratorresonanz kreis inhärenten Eigenschaft, daß die an den Toren dei Gyrators auftretenden Spannungen eine gleiche Qua draturphasenbeziehung aufweisen, können die beider Filter 5 und 7 mit Hilfe eines Gyrators gekoppel werden. Durch diese Kopplung zwischen den beider Filtern 5 und 7 wird erreicht, daß die Pole der zwe Übertragungsfunktionen H (ja>) und H'(ja) der beider

7 8

Filter unabhängig von kleinen Unterschieden im Wert Weitergibt es die Gleichungen:

der in den beiden Filtern verwendeten entsprechenden

Elemente dieselben sind, da diese Pole den Frequenzen

der freien Schwingungen des durch die beiden Filter und Ί ⁺ Ί - -'iP'i-

den Gyrator gebildeten Netzwerkes entsprechen. -, (2)

Außerdem wird durch diese Kopplung erreicht, daß h + '4 ⁼ ~~ h P^ 2

die durch die Längskreise und die Querkreise der Filter

bestimmten Nullpunkte der beiden Übertragungsfunk- ■ \_;:[

tionen H (ja>) und H'(jü>) unabhängig von kleinen und '

Unterschieden in dem Wert der verwendeten entspre- m ,"<

chenden Filterelemente nahezu gleich sind. |

Um diesen zur praktischen Anwendung der Quadra- j.:;

turüberlagerungsstufe wesentlichen technischen Effekt (/, — /,)Z, 4 r, = Z₁Z₁. |_;(

zu erläutern, ist in Fig. 6 das Netzwerk nach Fig.4 (3) ||

dargesteili, jedoch unter I linzufügung zweier Strom- r, (Z₂ - l_A)Z₂ i J₂ = U Z+. =|

quellen /1 und Z₂ mit einer inneren Impedanz Z, bzw. Z₂ i;

und mit Belastungsimpedanzen Zj und Zt. ';)

Die Gleichungen eines praktischen Gyrators lauten: ΐ

, _ (^ _Γι Wenn nun ausgehend von den oben stehenden

,|, 211 Gleichungen der durch die Belastungsimpedanz Z3

I_{1 =} _ (; , fließende Strom /3 und der durch die Belastungsimpe-

¹ danz Za fließende Strom U jeder einzeln in den Strömen

wobei Gi und G₂ abgesehen von den üblichen /, und h ausgedrückt wird, wird gefunden, daß für das
Toleranzen einander gleich sind. Filters gilt:

Z, Z₁ :G, G₂ (Z₂ 4 Z₄) ^ />C, 4 /r C, C₂ (Z₂ 4 Z₄)I 4 Z₂ G₂ Z₂

^Λ 14 />C, (Z, 4 Z.,) 4 PC₂[Z₂ 4 Z₄) 4 IG, G₂ 4 P¹C₁ C₂)[Z₁ 4 Z₁)(Z₂ 4 Z₄)

und daß für das Filter 7 gilt:

Z₂ Z₂ IG, G₂ (Z, 4 Z_s) 4 pC₂ 4 p² C₁ C₂ (Z, 4 Z.,)| - Z, G, Z₁ _
⁴ 1 4 /'C₁ (Z₁ 4 Z.,) 4 PC₂[Z₂ 4 Z₄) 4 (G, G₂ 4 fr C₁C₂)[Z₁ 4 Z₁)[Z₂ 4 Z₄)

Daraus geht hervor, daß für /, und Z₄ gilt, daß sie automatisch denselben Nenner Λ' und daher dieselben Pole
aufweisen.

Weiter gilt, daß:

S \^s - N /* = Z₁ (pC\ 4 G₁ /' ) - Z, (pC\ - G, ^) 4 (Z₁ Z₄ - Z₁ Z₁)[G₁ G₂ 4 /r C₁ C₂)
'1 '2 \ '4 / V 'J /

Es wurde festgestellt, daß dieser Unterschied für alle Wird geschrieben:

Frequenzen klein ist, sogar bei den steil verlaufenden _Λ

Teilen der Filterkurven, wie diese in der Nähe der ./, (f) = ImJ₁Ci"'

Nullpunkte der Übertragungsfunktionen auftreten.

Obenstehend wurde einfachheitshalber vorausge- v> und
sei7t. daß die Filter % und 7 aus je einem einzigen

-T-Netzwerk bestehen. Es wurde jedoch weiterhin J₂[I) = ImJ₂C¹''.

festgestellt, daß jedes der Filter aus mehreren mit je

einem Resonanzkreis versehenen Filterteilen aufgebaut so läßt sich Z₁ (/) schreiben als die Summe: ζ

sein kann und daß in diesem Fall entsprechende Teile 55 ι'■■■

der beiden Filter jeweils paarweise mit Hilfe eines λ λ S

Gyrators gekoppelt werden können, wie dies unten · ,^ _ j±^Z_h^ ₊ Ji + h H

stehend noch näher erläutert wird. 2 2 Jj₁J

Zur Erläuterung dient dazu der in F i g. 7a dargestellte p

Resonanzkreis. Dieser Resonanzkreis hat zwei Ein- w k

gangssignale: und auf gleiche Weise J|

Λ Λ ;'ί

/,(/) = RcJyCi"' J₁(D = ^J2 ⁺ ■'' + ^J2 ~ ^jl Π

² ² S

Diese Gleichungen zeigen, daß die Eingangssi- i,,

/₂(/) = RcJ₂CJ"' gnale J, (r) und/₂ (i) in je zwei Teile aufgeteilt werden Π

können. Für den ersten Teil von /, (!) läßt sich schreiben :

Λ
J] - j2

Rc

¹ ~ Im J₁

— . Rc (J₁ -I- i J₂) i')'"¹

und für den ersten Teil von J₁ (/) läßt sieh sehreiben: Re J₁ e.i'-i + Im J₁ ei-·'

Λ 1

= _Ί Rc - /(J₁ + JJ₂)Ci-I.

Daraus gehl hervor, daß, wie Fig. 7b zeigt, für die ersten Teile eine imaginäre Konduktanz -JG in den Gyratortoren gesehen wird. Auf entsprechende Weise läßt sich darlegen, daß, wie F i g. 7 zeigt, für die zweiten Teile eine imaginäre Konduktanz +jG in den Gyratoren gesehen wird. Auf entsprechende Weise läßt sich darlegen, daß, wie F i g. 7c zeigt, für die zweiten Teile eine imaginäre Konduktanz +jG in den Gyratortoren gesehen wird. Daraus folgt, daß, was die Synthese gekoppelter Filter anbelangt, nur eine Hälfte des Netzwerkes betrachtet zu werden braucht. Die Gyratoren, die die Verbindung zwischen den zwei identischen Netzwerkhälften bilden, lassen sich nämlich durch imaginäre Konduktanzen ersetzen. Die mit Hilfe von Gyratoren in aufeinanderfolgenden Filterteilen eingeführten imaginären Konduktanzen können voneinander abweichende Werte haben. Dies ermöglicht es, Filter mit einer gegenüber der ojo-Frequenzachse symmetrischen Filterkurve zu verwirklichen. Auch ist es möglich, mit Hilfe durch zwei Gyratoren eingeführter imaginärer Konduktanzen das Äquivalent eines LC-Kreises zu verwirklichen.

So zeigt F i g. 8a das Äquivalent eines aus einer Induktanz L' und einer Kapazitanz C" bestehenden parallelen Resonanzkreises, während Fig. 8b das Äquivalent eines aus einer Induktanz U und einer Kapazitanz C bestehenden Reihenresonanzkreises zeigt. In Anbetracht dieser Äquivalenten ist es daher möglich, entsprechende LC-Resonanzkreise eines Filterpaares ohne weitere Berechnung miteinander zu koppeln.

Die mit Hilfe emes Gyrators verwirklichte Kopplung zwischen den beiden Filtern einer Quadraturüberlagerungsstufe, wie diese obenstehend beschrieben wurde, bietet nicht nur den wesentlichen Vorteil, daß die frequenzabhängige Ungleichheit der beiden Filter weitgehend verringert wird, sondern führt auch bei Anwendung in einer einen Teil eines FSK-Demodulators bildenden Quadraturüberlagerungsstufe zu einer wesentlichen Vereinfachung des Ausgangskreises.

In F i g. 9 ist ein mit einer Quadraturüberiagerungsstufe versehener FSK-Demodulator dargestellt. Ebenso wie in F i g. 1 enthält die Quadraturüberlagerungsstufe 1 einen an einen gemeinsamen Eingang 11 angeschlossenen ersten und zweiten Signalweg 2 und 3, die mit je einem Modulator 4 bzw. 6 mit einen nachgeschalteten Filter 5 bzw. 7 versehen sind. Die beiden Filter sind mit Hilfe eines Gyrators 42 gekoppelt, deren Tore P]-P]

und P₂-P₂' mit je einer durch einen Kondensator gebildeten Impedanz 41 bzw. 41' und einem Widerstand 48 bzw. 48' abgeschlossen sind. Der Gyrator wird durch die an die Tore P]-P]' und P2-P2' angeschlossenen gesteuerten Stromquellen I\ und h gespeist. Die beiden Filterausgänge sind an einen Ausgangskreis 18 angeschlossen, der bei der dargestellten Ausführungsform des FSK-Demodulators eine erste und eine zweite Quadrieranordnung 49, 50 enthält, die an die Eingänge 16 bzw. 17 des Ausgangskreises 18 angeschlossen sind. Die Ausgänge 51 bzw. 52 der Quadrieranordnung 49 und 50 sind an eine Summieranordnting 53 mit gemeinsamem Ausgang 19 angeschlossen.

Die Wirkungsweise des beschriebenen FSK-Demodulators ist nun wie folgt:

Es wird vorausgesetzt, daß dem Eingang 11 ein mit Hilfe von Frequenzverschiebungsmodulation (FSK) übertragenes Signal zugeführt wird und daß dieses Signal einen binären Kode trägt, wobei beispielsweise die niedrigere Frequenz ojo-/1dj für die »Nullen« repräsentativ ist und die höhere Frequenz ωο + zloj für die »Einsen« repräsentativ ist.

Untenstehend wird nun ein einziger Übergang bei i = 0 betrachtet. Das Eingangssignal ist:

sin :(.·.„ - I i;)t + 7 i

und

sin :(<·.„ + 1 <·<)/ 1

für 1 < 0

für 1 > 0

Bei f = 0 ist die Phase kontinuierlich. Das Eingangssignal wird den Modulatoren 4 und 6 zugeführt und im Modulator 4 mit sin dj»f und im Modulator 6 mit cos ω< >/ demoduliert, wobei ω« die Trägerfrequenz ist. Die NF-Teile der demodulierten Signale sind gegeneinander um 90° phasenverschoben. Der Phasenunterschied kehrt bei / = 0 das Vorzeichen um. So ist das Ausgangssignal des Modulators 4 gleich:

- sin ( I ι·ι f -

für ; < 0

und

+ sin ( I <■> 1 + 7 ) + . . . für / > 0 ,

während das Ausgangssignal des Modulators 6 gleich:

+ COS ( I -1 / - y ) +

und

+ cos ( I <■> I + 7 ) +

für / < 0

für l > 0

sind.

Die demodulierten Signale werden als Eingangssignal den Filtern 5 bzw. 7 zugeführt, die mit dem Gyrator 42 einen symmetrischen Gyratorresonanzkreis mit einer

bo Resonanzfrequenz GIC=Am bilden.

Für r>0 paßt die Quadrierbeziehung der beiden Eingangssignalströme zu den Sinus- und Cosinussignalen, wie diese an den beiden Toren P]-P]' und P₂-P₂ normalerweise auftreten. Die zwei Signalströme erge-

b5 ben dieselbe Stoßantwort. Die zwei Stoßantworten werden addiert. Die Filter verhalten sich als angepaßtes Filter für die »Einsen«. Für r<0 ist das Vorzeichen eines der Eingangssignalströme umgekehrt und die zwei

Stoßantworten werden nicht addiert, sondern führen zu der Differenz. In dem Ausgangskreis 18 werden die am Gyratortor Pi-Pi' und am Gyratortor P2-P2' auftretenden Spannungen je quadriert und daraufhin in der Summieranordnung 53 addiert. Das am Ausgang 19 der Summieranordnung 53 auftretende Summensignal hat eine geringe Amplitude für i<0 und nimmt für f>0 zu. Dieser Verlauf der Ausgangsspannungsamplitude ;i (1) ist in Fig. 10 dargestellt. Das am Ausgang 19 auftretende Signal ist eine Replika des binären Kodes, der mit Hilfe des FSK-Signals übertragen wird und der z. B. über eine dargestellte) Schwellenanordnung diesem Ausgangssignal entnommen werden kann. Da die HF-Teile der den Filtern 5 und 7 zugeführten Eingangssignale außerhalb des Durchlaßbandes liegen, werden diese HF-Teile vom Gyratorresonanzkreis unterdrückt.

Wenn der Gyrator 42 derart angeschlossen wird, daß die Gyrationstranskonduktanz nicht G, sondern — G ist, bilden die Filter zusammen mit dem Gyrator ein angepaßtes Filter für die »Nullen« statt der »Einsen«.

In F i g. 11 ist ein mit einer Quadraturüberlagerungs stufe 1 versehener FSK-Demodulator dargestellt, der sich darin von der in F i g. 9 dargestellten Ausführungsform unterscheidet, daß das Filter 5 und 7 mit Hilfe zweier Gyratoren 42 und 42' mit einander entgegengesetzter Gyratortranskonduktanz G bzw. —(!/gekoppelt sind, wodurch die Filter zusammen mit den Gyratoren ein angepaßtes Filter für die »Einsen« sowie die »Nullen« des übertragenen binären Kodes bilden.

Insbesondere sind die Tore P1-P1' und P₂-P₂ des Gyrators 42 mit je einer durch einen Kondensator gebildeten Impedanz 41 bzw 41' abgeschlossen und die Tore P]-P]' und P2-P2 des Gyrators 42' sind mit je einer durch einen Kondensator gebildeten Impedanz 54 bzw. 54' abgeschlossen. Die Torklemme P₁' des Gyrators 42' und die Torklemme Pi des Gyrators 42 sind miteinander und mit Erde verbunden, während die Torklemme P₂' des Gyrators 42' und die Torklemme Pi des Gyrators 42 ebenfalls miteinander und mit Erde verbunden sind. Die beiden Gyratoren werden aus den gesteuerten Sirumquellen I] und /2 gespeist, wobei die gesteuerte Stromquelle I] an die Torklemme Pi des Gyrators 42' und an die Torklemme Pi' des Gyrators 42 angeschlossen ist, während die gesteuerte Stromquelle I₂ an die Torklemme P2 des Gyralors 42' und an die Torklemme P₂ des Gyrators 42 angeschlossen ist.

Bei dieser Anschlußart ist die Gyratortranskonduktanz des Gyrators 42' gleich -G, während die Gyratortranskonduktanz des Gyrators 42 gleich + G ist.

Der Ausgangskreis 18 enthält bei dieser Ausführungsform ein erstes Quadrieranordnungspaar 49 und 50, dessen Ausgänge an eine Summieranordnung 53 angeschlossen sind und ein zweites Quadrieranordnungspaar 55 und 56, dessen Ausgänge an eine Summieranordnung 57 angeschlossen sind. Die Ausgänge der Summieranordnungen 53 und 57 sind an einen Difterenzerzeuger 58 angeschlossen, dessen Ausgang den gemeinsamen Ausgang 19 des Ausgangskreises 18 bildet.

Bei dieser Ausführungsform des FSK-Demodulators werden nicht nur die an den Toren P₁-P₁' und P₂-Pi des Gyrators 42 auftretenden Spannungen in den Quadrieranordnungen 49 bzw. 50 quadriert und daraufhin in der Summieranordnung 53 addiert, sondern es werden auch die an den Toren Pi-Pi' und P2-P2' des Gyrators 42' auftretenden Spannungen in den Quadrieranordnungen 55 bzw. 56 quadriert und daraufhin in der Summieranordnung 57 addiert. Infolge der Tatsache, daß die Gyratoren 42 und 42' eine einander entgegengesetzte Transkonduktanz aufweisen, weist das am Ausgang der Summieranordnung 53 auftretende Signal eine kleine Amplitude für i<0 und eine große Amplitude für .·>0 auf, während dagegen das gleichzeitig am Ausgang der Summieranordnung 57 auftretende Signal eine große Amplitude hat für f<0 und eine kleine Amplitude für r>0. Der Differenzerzeuger 58 ist beispielsweise ein Differenzverstärker. Wenn nun das Ausgangssigna] der Summieranordnung 53 dem nicht invertierenden Eingang und das Ausgangssignal der Summieranordnung 57 dem invertierenden Eingang zugeführt wird, liefert dieser Differenzverstärker ein Ausgangssignal, das eine Replika des ursprünglich übertragenen binären Kodes ist.

Der FSK-Demodulator nach F i g. 11 weist den wesentlichen Vorteil auf, daß die Bitlänge praktisch konstant ist und daß die Breitbandrauschanteile unierdrückt werden, was bei Fortlassung eines Eingangsfilters dennoch zu einem optimalen Signal-Rausch-Verhältnis führt. Außerdem ist eine Schwellenanordnung zur Rückgewinnung des ursprünglich übertragenen binären Kodes überflüssig, was bei einem in monolythischer Bauart ausgebildeten FSK-Modulaior nach F i g. 11 vorteilhaft ist.

Hierzu 5 Blatt Zciclinunucn

Claims

Palentansprüche:

1. Quadraturüberlagerungsstufe mit einem ersten und einem zweiten Signalweg mit je einem Modulator, dem ein mit mindestens einem Resonanzkreis versehenes Filter nachgeschaltet ist, mit einem Eingangskreis, der einen ersten Eingang jedes der Modulatoren mit einem gemeinsamen Eingang jedes der Modulatoren mit einem gemeinsamen Eingang koppelt, einem Ortsoszillator, dessen Ausgangssignal mit einer derartigen Phase einem zweiten Eingang jedes der Modulatoren zugeführt wird, daß das Ausgangssigna! des Filters im ersten Signalweg mit dem Ausgangssignal des Filters im η zweiten Signalweg in Quadratur ist, und einen Ausgangskreis, der den Ausgang jedes der Filter mit einem gemeinsamen Ausgang koppelt, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Resonanzkreise in den beiden Filtern (5 bzw. 7) durch je eine Impedanz (41 bzw. 41') und eine imaginäre Konduktanz gebildet werden, und daß die genannten imaginären Konduktanzen in den genannten Resonanzkreisen durch einen Gyrator (42) mit einem ersten Tor (Pi-Pi), das mit der dem Resonanzkreis y, des einen Filters (7) zugeordneten Impedanz (41') abgeschlossen ist und mit einem zweiten Tor (Pi-Pi), das mit der dem Resonanzkreis des anderen Filters (5) zugeordneten Impedanz (41) abgeschlossen ist, eingeführt werden. κι

2. Quadraturüberlagerungsstufe nach Anspruch 1, wobei das in den ersten Signalweg (2) aufgenommene Filter (5), und das in den zweiten Signalweg (3) aufgenommene Filter (7) je einen ersten und einen zweiten Resonanzkreis bilden, dadurch gekenn- j-> zeichnet, daß jeder der genannten ersten Resonanzkreise durch eine kapazitive Impedanz (41 bzw. 4Γ) und eine positive imaginäre Konduktanz gebildet wird, während jeder der genannten zweiten Resonanzkreise durch eine kapazitive impedanz (54 _w bzw. 54') und eine negative imaginäre Konduktanz gebildet wird, und daß die genannten positiven imaginären Kontuktanzen in den genannten ersten Resonanzkreisen durch einen ersten Gyrator (42) eingeführt werden, dessen Tore (P]-Pi' bzw. P2-P7) γ, durch die kapazitiven Impedanzen (41 bzw. 41') der ersten Resonanzkreise abgeschlossen sind, während die genannten negativen imaginären Konduktanzen in den genannten zweiten Resonanzkreisen durch einen zweiten Gyrator (42') eingeführt werden, -,,ι dessen Tore (P]-Pi' bzw. P2-P2) durch die kapazitiven Impedanzen (54 bzw. 54') der genannten zweiten Resonanzkreise abgeschlossen sind.

3. Quadraturüberlagerungsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die in die Signalwege ■-,-, (2, 3) aufgenommenen Filter (5 bzw. 7) zusammen mit dem Gyrator (42) einen Resonanzkreis bilden, dessen Resonanzfrequenz Δω dem Frequenzhub eines mit Hilfe der den Filtern vorgeschalteten Modulatoren (4 bzw. 6) demodulierten FSK-Signals entspricht, und daß der Ausgangskreis (18) eine erste und eine zweite Quadrieranordnung (49 bzw. 50) zum Quadrieren der am ersten und am zweiten Tor (P\-Pi' bzw. P2-P2) des Gyrators auftretenden Spannungen sowie eine an die erste und an die zweite Quadrieranordnung angeschlossene Summieranordnung (53) zur Bestimmung der Summe der quadrierten Signale (53) zur Rückgewinnung des ursprünglichen mit Hilfe von Frequenzverschiebungsmodulation (FSK) übertragenen binären Kodes enthält (F i g. 9).

4. Quadraturüberlagerungsstufe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die in die Signalwege (2, 3) aufgenommenen Filter (5 bzw. 7) zusammen mit dem ersten und dem zweiten Gyrator (42 bzw. 42') zwei Resonanzkreise bilden, wobei die Resonanzfrequenz +Δω des einen Resonanzkreises dem positiven Frequenzhub und die Resonanzfrequenz— Δω des anderen Resonanzkreises dem negativen Frequenzhub eines mit Hilfe der den Filtern vorgeschalteten Modulatoren (4 bzw. 6) demodulierten FSK-Signals entspricht, und daß der Ausgangskreis (18) ein erstes Quadrieranordnungspaar (49,50) zum Quadrieren der an dem ersten bzw. dem zweiten Tor des ersten Gyrators (42) auftretenden Spannungen und ein zweites Quadrieranordnungspaar (55,56) zum Quadrieren der an dem ersten und dem zweiten Tor des zweiten Gyrators (42') auftretenden Spannungen enthält, sowie eine an das erste Quadrieranordnungspaar angeschlossene erste Summieranordnung (53) und eine an das zweite Quadrieranordnungspaar angeschlossene zweite Summieranordnung (57) und einen an die erste und die zweite Summieranordnung angeschlossenen Differenzerzeuger (58) zur Rückgewinnung des ursprünglichen mit Hilfe von Frequenzverschiebungsmodulation (FSK) übertragenen binären Kodes enthält (F ig. 11).