DE4340722C1 - Einrichtung zum sendeseitigen Unterdrücken eines bei Modulation entstehenden Restträgers - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zum sendeseitigen Un­ terdrücken eines bei Modulation entstehenden Restträgers, und ist insbesondere in Verbindung mit Synthetik-Apertur-Radar- Verfahren anwendbar.

Bei einem von der Anmelderin seit Jahren betriebenen, flug­ zeuggetragenen Experimentellen Synthetik-Apertur-Radar (E-SAR) wird neben einem analogen, jetzt auch ein digitales Pulskom­ pressionsverfahren zur Verbesserung des Signal-zu-Rausch-Ver­ hältnissses eingesetzt. Sendeseitig wird hierbei ein frequenz­ modulierter Puls "Chirp" mit derzeit einer Bandbreite von 100 MHz eingesetzt. Im Basisband wird der Puls durch einen di­ gitalen Direkt-Synthesizer erzeugt.

Bei einer Einseitenband-Modulation des Basisbandes auf den Träger ergeben sich jedoch Schwierigkeiten. Die sogenannte Filtermethode der Einseitenband-Aufbereitung, wie sie bei der Trägerfrequenz-Technik im Bereich des Fernsprechens üblich ist, scheidet aufgrund der hohen Bandbreite und der gleichzei­ tig hohen Anforderungen an die Flankensteilheit der Filter aus. Hierzu kommen noch scharfe Anforderungen an die Gruppen­ laufzeit der Filter, die nicht erfüllbar sind.

Daher ist auf ein Einseitenband-Modulationsverfahren zurückge­ griffen worden, welches der sogenannten "dritten Methode" nach Weaver entspricht (Meinke-Gundlach, Taschenbuch der Hochfre­ quenztechnik, 3. Auflage, Stn. 1325ff.). Bei der "dritten Me­ thode" wird das Seitenband auf zwei Zweige aufgeteilt und mit um 90° phasenverschobenen, in der Bandmitte befindlichen Trä­ gern gemischt. Am Ausgang von Tiefpaßfiltern liegen dann um die Trägerfrequenz "gefaltete" Basisbänder an. Bei der Zusam­ menführung in einem Modulator werden die um eine gedachte Trä­ gerfrequenz gefalteten Basisbänder mit zwei digitalen Direkt- Synthesizern (DDS) erzeugt, deren Ausgänge eine Phasenver­ schiebung von 90° aufweisen. Somit ist die höchste, im Basis­ band zu erzeugende Frequenz auf die Hälfte der Chirp-Bandbrei­ te begrenzt.

An den Ausgängen der Direkt-Synthesizer (DDS) sind Tiefpäße als Antialiasing-Filter erforderlich. Die Mischung der beiden Basisbänder mit um 90° versetzten Trägern und die Summierung beider Mischprodukte bewirkt, wie bei der "Dritten Methode" eine Addition der Nutzseitenband-Komponenten, sowie eine Kom­ pensation der unerwünschten Komponenten.

Wenn ein Mischer einen idealen Analog-Multiplizierer darstel­ len würde, welcher nur Summen und Differenz beider Eingangs­ signale bilden würde, würde sich die im folgenden angegebene Schwierigkeit nicht ergeben. Alle bisher ausgeführten Mischer weisen nur eine endliche Trägerunterdrückung bis etwa maximal 45 dB auf, so daß ständig ein Trägerrest mit dem Sendesignal übertragen wird. Dieser Trägerrest verschlechtert empfangssei­ tig den Korrelationsgewinn, da dieser nach einer Demodulation als zeitlich variable Gleichspannungskomponente die niederwer­ tigen Bits des Analog/Digital-(AD-)wandlers sättigt; damit wird der im übrigen sonst technisch erzielbare Dynamikbereich des Empfängers eingeengt. Eine zeitlich variable Gleichspan­ nungskomponente kann empfangsseitig nicht kompensiert werden, da beim Synthetik-Apertur-Radar-Verfahren eine Dopplerfre­ quenz-Auswertung stattfindet.

Da empfangsseitig ein Trägerrest nicht eliminiert werden kann, müssen sendeseitig entsprechende Schritte unternommen werden. Da der eingangsseitige Trägerrest zu dem LO-(Lokal Os­ zillator)-Träger in einer festen Phasenbeziehung steht, ist der Einsatz eines Kompensationsverfahrens möglich.

Aus DE 28 21 082 A1 ist eine Quadratur-Modulator-Stufe be­ kannt, bei welcher das von einem Local-Oszillator erzeugte Trägersignal in einem phasendrehenden Netzwerk in zwei zuein­ ander um 90° phasenverschobene Teile aufgeteilt wird. Diese beiden Anteile werden dann zwei Mischern eines IQ-Modulators zugeführt; dessen Ausgangsmischsignal wird sodann in einem Ausgangskreis zusammengeführt, wobei dessen Ausgangssignal wiederum in einem Sender weiterverarbeitet wird.

Ferner ist aus DE-AS 12 89 138 ein Verfahren zur Trägerrest­ kompensation bekannt, bei welchem einer Trägerrestspannung in einer Additionsschaltung eine gegenphasige Kompensationsspan­ nung zugeführt wird. Schließlich ist aus US 50 77 542 bekannt, zu einer Trägerrestkompensation einen Signalanteil pegelmäßig abzustimmen.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Einrichtung zum sen­ deseitigen Unterdrücken eines bei Modulation entstehenden Restträgers zu schaffen, bei welcher die Nachteile der bisher angewandten Verfahren und ein Restträger vollständig oder bis auf einen vernachlässigbaren Anteil beseitigt werden.

Gemäß der Erfindung ist dies bei einer Einrichtung zum sendeseitigen Unterdrücken eines bei Modulation entstehenden Restträgers durch die im Anspruch 1 oder 2 angegebenen Merkmale erreicht.

Durch die erfindungsgemäße Einrichtung, durch welche ein Kom­ pensationsverfahren realisiert ist, ist es ermöglicht, den Dy­ namikbereich des Empfängers vollständig auszunutzen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand einer bevorzugten Aus­ führungsform unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im einzelnen beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Schaltung in Form eines Blockdia­ gramms einer bevorzugten Ausführungsform einer Ein­ richtung gemäß der Erfindung;

Fig. 2 und 3 Diagramme, in welchen die mit der erfindungsgemä­ ßen Einrichtung erzielbaren Trägerunterdrückungen ein­ getragen sind, sowie

Fig. 4 bis 9 Diagramme bei verschiedenen Temperaturen, in wel­ chen ebenfalls die mit der erfindungsgemäßen Einrich­ tung erzielbaren Trägerunterdrückungen eingetragen sind.

In Fig. 1 ist in Form eines schematischen Blockdiagramms eine Schaltungsanordnung zur Realisierung der erfindungsgemäßen Einrichtung dargestellt. Hierbei ist durch gestrichelte Linien ein an sich bekannter IQ-Modulator 10 eingerahmt.

Am LO-Eingang wird ein Träger mit einer Frequenz von bei­ spielsweise 300 MHz an einen Verstärker 20 angelegt, welchen ein Richtkoppler 21 nachgeordnet ist. In dem Richtkoppler 21 wird das Trägersignal auf zwei Zweige 1 und 2 aufgeteilt. Hierbei führt der eine Zweig 1 zu einem in dem IQ-Modulator 10 vorgesehenen Eingangshybrid 11, weshalb der Zweig 1 auch als Modulations-Zweig bezeichnet wird.

Dem Richtkoppler 21 ist ein Phasenschieber 22 zugeordnet, durch welchen die Phase des Trägers um 180° gegenüber derjeni­ gen des anderen Trägeranteils gedreht wird; hierbei weist der Richtkoppler 21 eine Auskopplungsdämpfung von bis zu -20 dB auf. Am Ausgang des Phasenschiebers 22 beginnt der zweite Zweig 2, welcher nachstehend auch als Kompensations-Zweig oder -Pfad bezeichnet wird.

Statt des Richtkopplers 21 kann auch ein Leistungsteiler ein­ gesetzt werden. Ein solcher Leistungsteiler hat jedoch eine Einfügungsdämpfung von 3 dB zur Folge, während der Richtungs­ koppler 21 nur um wenige Zehntel dB dämpft. Bei Einsatz eines Leistungsteilers ist somit der Verstärker 20 auf jeden Fall erforderlich.

Die Ausgänge des Eingangshybrids 11 sind mit Mischern 14₁ bzw. 14₂ verbunden. An einem I-Eingang des Modulators 10 liegen in der Phase nicht verschobene Basisbandsignale mit einer Band­ breite von 0 bis 45 MHz an, welche über einen als Antialia­ sing-Filter wirkenden Tiefpaß 12₁ und ein nachgeordnetes Dämp­ fungsglied 13₁, das eine Dämpfung von -3 dB bewirkt, an dem an­ deren Eingang des Mischers 14₁ anliegen. An den Q-Eingang des Modulators 10 werden um 90° in der Phase verschobene Basis­ bandsignale angelegt, die ebenfalls über einen als Antialia­ singfilter wirkenden Tiefpaß 12₂ und ein eine Dämpfung von -3 dB bewirkendes Dämpfungsglied 13₂ an den anderen Eingang des Mischers 14₂ angeliegen. Die Ausgangssignale der Mischer 14₁ bzw. 14₂ werden einem Ausgangshybrid 15 zugeführt.

Der am Ausgang des Phasenschiebers 22 anliegende Trägeranteil wird im Kompensations-Zweig 2 über ein variables Dämpfungs­ glied 23 und einen diesem nachgeordneten, korrigierenden Pha­ senschieber 24 an einen Eingang eines Leistungskombinierers 25 angelegt. An dessen anderen Eingang endet der Modulationszweig 1, über welchen das Ausgangssignal des Ausgangshybrids 15 zu­ geführt wird. Dem Leistungskombinierer 25 ist ein Bandpaß 26 sowie ein Verstärker 27 nachgeordnet. Der Ausgang des Verstär­ kers 27 ist mit einem nicht dargestellten Sendeteil verbunden.

Anstelle des Leistungskombinierers 25 kann ein dem Richtkopp­ ler 21 analoger Richtkoppler Verwendung finden, in welchen dann die beiden Zweige, nämlich der Modulations-Zweig 1 und der Kompensations-Zweig 2 eingespeist werden.

In Fig. 2 und 3 sind Oszillogramme bezüglich einer Mittenfre­ quenz von 300 MHz mit Seitenbändern von 100 MHz wiedergegeben; hierbei beträgt eine Trägerunterdrückung ohne Kompensation et­ wa 20 dB bzw. etwa 18 dB.

Um die Temperaturstabilität der Schaltungsausführung zu te­ sten, wurde eine Versuchsreihe bei verschiedenen Umgebungstem­ peraturen zwischen 0°C (Fig. 4) bis 50°C (Fig. 9) durchgeführt. Hierbei betrugen die Trägerfrequenz 300 MHz und die Modula­ tionsfrequenz 25 MHz. Ferner wurde als Nutzseitenband das unte­ re Seitenband aufgezeichnet.

Wie aus Fig. 4 und 5 zu ersehen, betrug bei einer Temperatur von 0°C bzw. 10°C die mittels Kompensation erzielte Trägerunter­ drückung 55 dB bzw. 52 dB. In Fig. 6 und 7 betrug bei einer Tem­ peratur von 20°C bzw. 30°C die mittels Kompensation erzielte Trägerunterdrückung 50 dB bzw. 55 dB.

Die in Fig. 6 bis 9 eingetragenen, mittels Kompensation erziel­ ten Trägerunterdrückungen beziehen sich auf den Pegel des Nutzseitenbandes.

Wie aus Fig. 8 und 9 zu ersehen ist, liegt die Trägerunter­ drückung bei 30°C in der Größenordnung von 50 dB bzw. bei 40°C bei etwa 48 dB.

Hierbei hängt die Stabilität der Trägerunterdrückung von der jeweiligen Güte des Aufbaus und der Qualität der einzelnen Komponenten ab. Bei einem Platinenaufbau ist erfahrungsgemäß die Trägerunterdrückung ohne Kompensation a priori bereits schlechter als bei einem Aufbau mit in Gehäusen bzw. Abschir­ mungen untergebrachten Komponenten; hierbei sind die einzelnen Komponenten mit sogenannten Semi-Rigid-Kabeln verbunden, wo­ durch dann auch gleichzeitig ein Übersprechen reduziert wird.

Das erfindungsgemäße Einrichtung kann Restträger-Unterdrückung außer im Bereich von Synthetischem-Apertur-Radar auch in Ver­ bindung mit anderen nachrichtentechnischen Systemen verwendet werden, bei welchen Quadaratur-Modulationsverfahren eingesetzt werden, bei denen Restträger störend in Erscheinung treten, wie beispielsweise bei einer Einseitenband-Modulation nach Weaver.

Claims (4)

1. Einrichtung zum sendeseitigen Unterdrücken eines bei Modu­ lation entstehenden Restträgers,
bei welcher ein Trägereingangssignal in einem Richtkoppler (21) in zwei Zweige (1, 2) aufgeteilt wird, wobei

• a) in dem einen Zweig (1) der eine Teil des Trägersignals an einem 90°-Eingangshybrid (11) eines IQ-Modulators (10) an­ gelegt wird, an dessen Mischer (14₁, 14₂) tiefpaß-gefiltert und gedämpft um 90° gegeneinander phasenverschobene Basisbän­ der angelegt sind, und
• b) in dem anderen Zweig (2) der andere verbleibende Trä­ gersignalteil nach einer Phasendrehung von 180° über ein vari­ ables Dämpfungsglied (23) und einen korrigierenden Phasen­ schieber (24) dem einen Eingang eines Leistungskombinierers (25) zugeführt wird,

während dem anderen Eingang des Leistungskombinierers (25) das Ausgangssignal eines Ausgangshybrids (15) des IQ-Moderators (10) zugeführt wird, wodurch das im Ausgangssignal des IQ-Mo­ dulators (10) enthaltene Trägerrestsignal unterdrückt ist, und bei welcher das Ausgangssignal des Leistungskombinierers (25) anschließend bandpaß-gefiltert und verstärkt an einen Sende­ teil abgegeben wird.

2. Einrichtung zum sendeseitigen Unterdrücken eines bei Modu­ lation entstehenden Restträgers,
bei welcher ein Trägereingangssignal über einen Verstärker (20) in einem Leistungsteiler in zwei Zweige (1, 2) aufgeteilt wird, wobei

• a) in dem einen Zweig (1) der eine Teil des Trägersignals an einem 90°-Eingangshybrid (11) eines IQ-Modulators (10) an­ gelegt wird, an dessen Mischer (14₁, 14₂) tiefpaß-gefiltert und gedämpft um 90° gegeneinander phasenverschobene Basisbän­ der angelegt sind, und
• b) in dem anderen Zweig (2) der andere verbleibende Trä­ gersignalteil nach einer Phasendrehung von 180° über ein vari­ ables Dämpfungsglied (23) und einen korrigierenden Phasen­ schieber (24) dem einen Eingang eines Leistungskombinierers (25) zugeführt wird,

während dem anderen Eingang des Leistungskombinierers (25) das Ausgangssignal eines Ausgangshybrids (15) des IQ-Moderators (10) zugeführt wird, wodurch das im Ausgangssignal des IQ-Mo­ dulators (10) enthaltene Trägerrestsignal unterdrückt ist, und bei welcher das Ausgangssignal des Leistungskombinierers (25) anschließend bandpaß-gefiltert und verstärkt an einen Sende­ teil abgegeben wird.