DE69329140T2

DE69329140T2 - Direktumsetzempfänger

Info

Publication number: DE69329140T2
Application number: DE69329140T
Authority: DE
Inventors: Rishi Mohindra
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1992-11-26
Filing date: 1993-11-18
Publication date: 2001-03-29
Anticipated expiration: 2013-11-19
Also published as: KR100355684B1; DE69329140D1; JP3793243B2; SG44919A1; KR940012877A; US5584068A; JPH06224799A; HK1012803A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Direktumsetzempfänger mit einer Ortsfrequenzerzeugungsanordnung, die mit einem Paar quadraturbezogener Mischer gekoppelt ist zum Heruntermischen eines HF-Eingangssignals zu quadraturbezogenen Signalen, und mit ARF-Mitteln zum Schaffen eines Steuersignals für die Ortsfrequenzerzeugungsanordnung, wobei die AFR-Mittel, die mit Quadraturstrecken gekoppelt sind, einen Offsetfrequenzdetektor aufweisen zum Bestimmen eines Signals als Steuersignal, dessen mittlerer Wert zu dem Frequenzoffset der Ortsfrequenzerzeugungsanordnung gegenüber dem HF-Eingangssignal proportional ist, wobei der Offsetfrequenzdetektor eine Reihenschaltung aus einer Phasenschieberanordnung und einer Multiplikationsanordnung in einer Quadraturstrecke aufweist. Solche Direktumsetzempfänger können digitale Rufempfänger oder Transceiver sein, wobei ein FSK (Frequency Shift Keying) Modulationsschema angewandt wird, aber auch Transceiver für Schnurlostelephone o. dgl.
Ein Direktumsetzempfänger dieser Art ist aus dem Europäischen Patent EP-298 484 B1 bekannt. Bei dem bekannten Direktumsetzempfänger, wobei es sich um einen optischen Empfänger handelt, wird ein AFR-Signal für einen Ortsoszillator mit inhärent einwandfreier Polarität von sog. I- und Q-Kanalempfängerstrecken hergeleitet. Dazu wird ein Basisband-I-Kanalsignal einem Offsetfrequenzdetektor zugeführt, und zwar zusammen mit einem quadraturbezogenen Q-Kanalsignal. Der Offsetfrequenzdetektor ist eine Reihenschaltung aus einer Phasenschieberanordnung und einer Multiplikationsanordnung, wobei das I-Kanalsignal einem Eingang der Multiplikationsanordnung zugeführt wird, und wobei das Q-Kanalsignal über die Phasenschieberanordnung einem anderen Eingang der Multiplikationsanordnung zugeführt wird. Ein Ausgangssignal des Offsetfrequenzdetektors wird über ein Tiefpassfilter dem Ortsoszillator zugeführt. Bei dem bekannten Empfänger ist das Steuersignal ein bipolares Signal, das einem relativ starken niederfrequenten Welleigkeitsanteil ausgesetzt ist.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen Direktumsetzempfänger mit einer verbesserten Leistung zu schaffen und wobei an die Signalmittelwertbestimmung in dem Tietbassschleifenfilter weniger Anforderungen gestellt werden.
Dazu weist ein Direktumsetzempfänger nach der vorliegenden Erfindung das Kennzeichen auf, dass der Frequenzdetektor eine andere Reihenschaltung aus einer Phasenschieberanordnung und einer Multiplikationsanordnung in einer anderen Quadraturstrecke aufweist, sowie eine Subtrahieranordnung zum Subtrahieren von Ausgangssignalen der Multiplikationsanordnungen, wobei Eingänge der Multiplikationsanordnungen mit den Quadraturstrecken kreuzgekoppelt sind, und wobei andere Eingänge der Multiplikationsanordnungen über die Phasenschieberanordnungen mit den Quadraturstrecken gekoppelt sind. In dem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung umfasst das Steuersignal einen wesentlich höheren Welligkeitsanteil im Vergleich zu dem bekannten Empfänger, wodurch ein nachfolgendes Tiefpassfilter zum Filtern des Steuersignals eine viel höhere Grenzfrequenz haben kann, so dass die AFR-Schleife eine schnellere Reaktion hat. Dies ist vorteilhaft für eine schnelle Frequenzeinrastung und ebenfalls zum Abtasten von Frequenzkanälen. Für eine angemessene Reaktion sollte die Grenzfrequenz des Filters gegenüber der Welligkeitsfrequenz des Steuersignals nicht zu niedrig werden, d. h. zwischen einer schnellen Schleifenrekation und einem sauberen AFR-Signal sollte ein Kompromiss geschlossen werden. Bei Verwendung eines Direktumsetzempfängers nach der vorliegenden Erfindung, beispielsweise als FSK-Datenaufrufempfänger für hohe Frequenzen, wie in dem 900 MHz Band, werden teure Temperaturkompensationsschemen zum Kompensieren der Frequenztrift eines Kristalloszillators in einem derartigen Empfänger, wie dies bei herkömmlichen Rufempfängern der Fall ist, vermieden.
Obschon die Phasnenschieberanordnung und die Multiplikationsanordnung durch Verwendung analoger Schaltungsanordnungen implementiert werden können, ist bei einer einfachen Ausführungsform die Phasenschieberanordnung ein Schieberegister und die Multiplikationsanordnung ist ein Exklusiv-ODER-Gatter. Bei einer derartigen Ausführungsform hat die Phasenschieberanordnung eine Phasenverschiebung proportional zu der Frequenz, d. h. es ist eine Zeitverzögerungsanordnung.
Eine alternative Ausführungsform eines Direktumsetzempfängers nach der vorliegenden Erfindung umfasst einen Mikrokontroller, der funktionell die Reihenschaltungen und die Subtrahierschaltung implementiert, und Digital-Analogwandlermittel und/oder digitale Ausgangsmittel zum Liefern des Steuersignals. Eine derartige Ausführungsform ist insbesondere vorteilhaft, wenn der Direktumsetzempfänger einen Mikrokontroller mit digitalen I/O-Kanälen und/oder einem Digital-Analogwandler für andere Zwecke aufweist, und solche Mittel können geteilt werden zum Implementieren der vorliegenden Erfindung. Die geteilten Mittel können dann gemultiplext werden.
Bei einer weiteren Ausführungsform eines Direktumsetzempfängers nach der vorliegenden Erfindung wird das Steuersignal über einen Analog-Digital- Integrator oder über ein Analog-Digital-Tiefpassfilter dem Ortsoszillator zugeführt. Auf diese Art und Weise kann die AFR-Schleifendynamik auf einfache Weise gesteuert werden. Die Verwendung eines Integrators erzielt eine Dauerzustandsreaktion. Die digitale Ausführungsform ist insbesondere vorteilhaft, wenn die Mikrokontrollermittel geteilt werden können, wie oben erwähnt.
Für eine Erweiterung des AFR-Bereichs umfasst der Direktumsetzempfänger nach der vorliegenden Erfindung eine Datendemodulationsdanordnung in Parallelschaltung mit dem Offsetfrequenzdetektor zum Schaffen von Daten aus den quadraturbezogenen Basisbandsignalen, wobei ein Datenfilter zum Schaffen gefilterter Daten und eine Außerhalb-des-Bereiches-Entscheidungsanordnung über ein Mittelwertbestimmungsfilter mit dem Datenfilter gekoppelt ist, wobei die Entscheidungsanordnung eine Schalteinrichtung steuert zum Schalten eines Ausgangssignals des Offsetfrequenzdetektors als das Ausgangssignal, oder zum Schalten des gefilterten Signals als das Steuersignal. Eine derartige Bereichserweiterung, beispielsweise in einem FSK-Empfänger, ist notwendig, wenn die Frequenz des Ortsoszillators nahe bei der oder über die Frequenzabweichung des empfangenen HF-FSK-Datensignals hinaus triftet. Die Außerhalb-des-Bereichs-Entscheidungsanordnung, die eine Fenstervergleichsanordnung sein kann, detektiert einen solchen Außerhalb-des-Bereichs-Zustand und die gefilterten Daten werden als ein AFR-Steuersignal statt eines Ausgangssignals des Offsetfrequenzdetektors genommen. Eine solche Außerhalb-des-Bereichs- Detektion ist insbesondere effektiv, wenn die Anzahl Einsen und Nullen in dem FSK- Signal, im Schnitt, nahezu dieselbe ist. Die Außerhalb-des-Bereichs-Detektion kann ebenfalls eine softwarebasierte Entscheidungsanordnung mit einem Mikrokontroller sein, der die Datengültigkeit überprüft oder andere Signalparameter, wie die Signalfrequenz zum Fassen einer Außerhalb-des-Bereichs-Entscheidung. Im Falle einer Überprüfung von Signalfrequenzen, einer Überprüfung einer Frequenz eines Produktsignals der I- und Q-Kanäle, d. h. einer Überprüfung einer doppelten Frequenz, wird eine genauere Messung erreicht als bei der Überprüfung der Frequenz einer I- oder Q- Kanals allein. Die Überprüfung der Datengültigkeit kann auf Basis eines gültigen CRCs ("Cyclic Redundancy Code"), einer gültigen BER ("Bit Error Rate") oder dergleichen.
Eine Ausführungsform einer Direktumsetzanordnung nach der vorliegenden Erfindung umfasst Bandpassfilter in den betreffenden Quadraturstrecken, wobei für eine AFR-Außerhalb-des-Bereichs-Erweiterung die Bandpassfilter Sperrbereichfilter sind, die einen Bereich gegenüber DC nahezu sperren, oder wobei für die Außerhalb-des-Bereichs-Erweiterung der Direktumsetzempfänger Hochpassfilter aufweist, die mit den Quadraturstrecken gekoppelt sind, wobei die kombinierten Bandpass- und Hochpassfilter Sperrbereichfilter bilden und wobei die Phasenschieberanordnungen eine nicht lineare Schiebekennlinie aufweisen, die einer vorbestimmten Phasenverschiebung mit zunehmender Frequenz annähern. Der Sperrbereich oder der Frequenzspalt ist derart gewählt worden, dass für eine Null-Offsetfrequenz die empfangene Signalfrequenz gerade außerhalb des Spaltes liegt, während für einen Offset hinter der Frequenzabweichung des Eingangs-HF-Signals eine der FSK-Daten "0" und "1"-Frequenzen in dem Spalt liegt. Auf diese Art und Weise wird erreicht, dass der Spalt ein Signal unterdrückt, das sonst die AFR in der falschen Richtung drücken würde.
Eine Ausführungsform einer Direktumsetzanordnung nach der vorliegenden Erfindung umfasst Filter in den betreffenden Quadraturstrecken, wobei für eine AFR-Außerhalb-des-Bereichs-Erweiterung die Phasenschieberanordnungen eine nicht lineare Phasenschieberkennlinie haben, die von einer ersten vorbestimmten Phasenverschiebung zu einer zweiten vorbestimmten Phasenverschiebung sich ändert bei zunehmender Basisbandfrequenz um eine vorbestimmte Basisbandfrequenz herum (die ebenfalls Δf sein könnte, wobei Δf eine Frequenzabweichung ist). Auf diese Art und Weise wird immer ein AFR- Signal mit einer richtigen Polarität erhalten. Für einen Frequenzoffset über einer doppelten Frequenzabweichung hinaus wird eine richtiGate-Elektrode Polarität sowie eine nicht reduzierte AFR-Schleifenverstärkung erreicht, während für einen geringeren Offset eine gewisse Reduktion der AFR- Schleifenverstärkung auftritt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Direktumsetzempfängers nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 2 eine Ausführungsform eines Offsetfrequenzdetektors und von Außerhalb-des-Bereichs-Entscheidungsmitteln nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 3 eine Fenstervergleichsanordnung als eine Außerhalb-des- Bereichs-Entscheidungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 4 Effekte auf Basisbandfrequenzen für einige Frequenzoffsets,
Fig. 5A und 5B digitale Ausgangssignal einer bekannten Offsetfrequenzdetektors bzw. eines Offsetfrequenzdetektors nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 6 einen Mittelwert eines gefilterten Datensignals als Funktion einer Frequenzabweichung eines Ortsoszillators gegenüber einer Trägerfrequenz eines FSK- Signals,
Fig. 7 eine Frequenzkennlinie eines Filters in einer Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 8 eine Phasenschieberkennlinie in einer Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 9 eine Ausführungsform einer Phasenschieberanordnung nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 10 eine Phasenschieberanordnung in einer anderen Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 11 eine andere Ausführungsform einer Phasenschieberanordnung.
Fig. 1 zeigt schematisch einen Direktumsetzempfänger 1 nach der vorliegenden Erfindung. Der Direktumsetzempfänger 1, wobei es sich um einen Rufempfänger handeln kann, umfasst eine Antenne 2 zum Empfangen eines HF-Eingangssignals rf, das ein HF-FSK-Signal sein kann, das FSK-modulierte digitale Signale trägt. Das HF-Eingangssignal rf wird einem HF-Verstärker 3 mit niedrigem Rauschpegel zugeführt, der mit Quadraturstrecken 4 und S. sog. I- und Q-Kanälen gekoppelt ist, zum Heruntermischen des HF-Eingangssignals rf zu quadraturbezogenen Basisbandsignalen I und Q. Die Quadraturstrecke 4 umfasst eine Phasenschieberanordnung 6, die eine +45º Phasendrehung des verstärkten HF-Signals verursacht. Die Phasenschieberanordnung 6 ist mit einer Mischstufe 7 gekoppelt zum Heruntermischen des HF-Signals rf zu dem Basisbandsignals I, wobei ein Ausgangssignal der Mischstufe 7 mit Hilfe eines betreffenden Filters 8 und eines Begrenzers 9 gefiltert bzw. begrenzt wird. Auf ähnliche Art und Weise umfasst die Quadraturstrecke 5 eine Phasenschieberanordnung 10, die eine Phasendrehung des verstärkten HF-Signals gleich -45º durchführt, eine Mischstufe 11, ein Filter 12 und einen Begrenzer 13 zum Erzielen des Basisbandsignals Q. Die Filter 8 und 12 sind vorgesehen zum Begrenzen der Störungsbandbreite und für die Kanalselektivität. Durch AC-Kopplung der Filter 8 und 12 mit den Mischstufen 7 und 11 werden DC-Offseteffekte vermieden. Die Begrenzer 9 und 13 sind vorgesehen zum Entfernen von Amplitudensignalschwankungen. Die Mischstufen 7 und 11 sind weiterhin mit einer Ortsfrequenzerzeugungsanordnung gekoppelt, beispielsweise mit einem Kristalloszillator mit einem Kristall 15 als Frequenzbestimmungselement über eine Frequenzmultiplikationsanordnung 16. Die Ortsfrequenzerzeugungsanordnung 14 kann ebenfalls eine weiter ausgearbeitete Anordnung sein, beispielsweise ein Frequenzsynthesizer mit einem Kristalloszillator zum Schaffen einer Bezugsfrequenz. Solche Frequenzsynthesizer können auf Basis einer PLL arbeiten. Bei einem Direktumsetzempfänger ist die Mischfrequenz, d. h. eine Ausgangsfrequenz fL der Multiplikationsanordnung 16, weiter als Oszillatorfrequenz bezeichnet, derart gewählt, dass Basisbandsignale I und Q mit Null-Zwischenfrequenz erhalten werden, für einen fiktiven Träger fC. Statt zweier Phasenschieberanordnungen mit einer Phasendrehung von + 45º bzw. -45º, kann auch eine einzige 90º Phasenschieberanordnung angewandt werden zur Phasendrehung des Oszillatorsignals für einer der Mischsignale. So können beispielsweise für FSK-modulierte HF-Signale mit einer Frequenzabweichung von +4 kHz und -4 kHz um eine 900 MHz Trägerfrequenz fC herum, wobei der Träger nicht physikalisch in dem empfangenen HF-Eingangssignal rf vorhanden ist, das ein übertragenes logisches "0"- und ein übertragenes logisches "1"- Signal darstellt, die Basisbandsignale I und Q 4 kHz Signale sein, und folglich in der Phase voneinander abweichen, wenn fL - fC ist. Im Falle eines Frequenzoffsets der Oszillatorfrequenz fL gegenüber dem HF-Eingangssignal rf, d. h. gegenüber der Trägerfrequenz fC, haben die Basisbandsignale I und Q verschiedene Frequenzen. Nach der vorliegenden Erfindung umfasst der Direktumsetzempfänger 1 AFR-Mittel, die mit den Quadraturstrecken 4 und 5 gekoppelt sind, die einen Offsetfrequenzdetektor 17 aufweisen zum Bestimmen eines Signals dct als ein AFR-Steuersignal für den Ortsoszillator 14, wobei ein DC-Anteil des Signals dct proportional zu dem Frequenzoffset fL-fC ist, wobei der Offsetfrequenzdetektor 17 zwei Reihenschaltungen aus einer Phasenschieberanordnung und einer Multiplikationsanordnung und einer Subtrahier- oder Addieranordnung aufweist, die im Zusammenhang mit der Fig. 2 noch näher beschrieben wird. Das Signal dct wird praktischerweise über eine Glättungsanordnung 18, die ein analoger oder ein digitaler Integrator ist, oder über ein analoges oder digitales Tiefflassfilter, dem Ortsoszillator 14 zugeführt, d. h. ein richtiges Steuersignal ct ist das geglättete dct-Signal. Das Signal dct kann ein analoges oder ein digitales Signal sein, je nachdem, ob die Quadraturstrecken Begrenzer enthalten oder nicht. Pole und Nullen der Glättungsanordnung 18 oder des Glättungsfilters bestimmen die AFR-Schleifendynamik. Aus praktischem Gesichtspunkt könnte eine Filtergrenzfrequenz in einem Bereich zwischen einer Welligkeitsfrequenz des digitalen Signals dct geteilt durch 1000 und einer Frequenz des digitalen Signals dsc geteilt durch 20 liegen, wobei ein Kompromiss zwischen einer rauschbehafteten aber schnellen Schleife und einer langsameren aber stabileren Schleife gemacht wird. Eine Reaktion einer schnellen Schleife ist erforderlich für eine schnelle Kanalabtastung oder für eine schnelle Verriegelung. Auf diese Art und Weise berücksichtigt eine höhere Welligkeitsfrequenz eine bessere Gesamtleistung. Die vorliegende Erfindung erzielt ein AFR- Steuersignal mit einer inhärent richtigen Polarität, wobei die Notwendigkeit einer Multiplikation mit demodulierten Daten überflüssig ist, wie bei anderen bekannten Empfängern, wie beispielsweise in GB 2 180 419 beschrieben. Weiterhin sind im Ver gleich zu bekannten Empfängern, bei denen Kristalloszillatoren benutzt werden, ohne dass ein AFR-Steuersignal zugeführt wird, keine komplizierte Temperaturtriftkompensationsschmen erforderlich. So würde beispielsweise eine Temperaturtriftkompensation bei solchen bekannten Empfängern in dem 900 MHz Band von weniger als 2,8 ppm teuer oder sogar unpraktisch sein bei Rufempfängern. Die vorliegende Erfindung berücksichtigt die Verwendung von Kristallen ohne Temperaturkompensation. Der Offsetfrequenzdetektor 17 kann analog oder digital ausgebildet werden. Zum Erhalten demodulierter Daten umfasst der Direktumsetzempfänger 1 einen Demodulator 19, dem die Basisbandsignale I und Q zugeführt werden. Der Demodulator 19 kann ein Duo-Phasendetektor sein zum Demodulieren von FSK-Daten. Der Demodulator ist mit einem Mikrokontroller 20 mit einem RAM- oder einem ROM-Speicher und mit digitalen und/oder analogen I/O-Schnittstellen gekoppelt. Solche Mikrokontroller sind durchaus bekannt. Für Ruftransceiver können mehrere Ausgangssignal vorgesehen werden, wie ein Sprachsignal über einen Verstärker 21 und eine Sprachwiedergabeanordnung 22, eine Informationsnachricht über eine Wiedergabeeinheit 23, ein hörbares Audiosignal über einen Piepser 24, und ein sichtbares Alarmsignal über eine LED 25. Im Falle eines Ruftransceivers, wobei das Aussenden einer Rückkehrnachricht erlaubt ist, sind Übertragungsmittel 26 vorgesehen, die von dem Mikrokontroller 20 gesteuert werden, wobei die Übertragungsmittel mit einer Übertragungsantenne 27 gekoppelt sind.
Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform des Offsetfrequenzdetektors 17 und der Außerhalb-des-Bereichs-Detektionsmittel nach der vorliegenden Erfindung, wobei dieselben bezugszeichen für entsprechende Elemente verwendet worden sind. In Fig. 2 sind an einem Ausgang des Demodulators 19 nicht gefilterte Daten dta vorhanden. In dem bekannten EP 298 484 ist beschrieben, dass der Offsetfrequenzdetektor 17 eine Reihenschaltung aus einer Phasenschieberanordnung 30 und einer Multiplikationsanordnung 31 in einer Quadraturstrecke aufweist, beispielsweise in der Quadraturstrecke 5, wie in Fig. 1 dargestellt. Im Falle einer einzigen Reihenschaltung wird das Basisbandsignal Q der Phasenschieberanordnung 30 zugeführt, von der ein Ausgang 32 mit einem ersten Eingang 33 der Multiplikationsanordnung 31 gekoppelt ist. Das Basisbandsignal I wird einem zweiten Eingang 34 der Multiplikationsanordnung 31 zugeführt, von der ein Ausgang 35 ein Ausgangssignal ofd1 an einem Ausgang 36 des Offsetfrequenzdetektors 17 formt. Die Basisbandsignale I und Q können ebenfalls ausgetauscht werden. Im Falle von Reihenschaltungen in beiden Quadraturstrecken, wie nach der vorliegenden Erfindung, umfasst der Offsetfrequenzdetektor 17 weiterhin eine Phsenschieberanordnung 37 und eine Multiplikationsanordnung 38, die, wie beschrieben, mit den Basisbandsignalen I und Q gekoppelt sind, d. h. die Reihenschaltungen sind mit den Basisbandsignalen I und Q kreuzgekoppelt. Der Ausgang 35 der Multiplikationsanordnung 34 und der Ausgang 39 der Multiplikationsanordnung 38 werden einer Subtrahieranordnung 40 zugeführt zum Subtrahieren von Ausgangssignalen der Multiplikationsanordnungen 31 und 38. Ein Ausgang 41 der Subtrahieranordnung 17 bildet ein Ausgangssignal ofd2 an dem Ausgang 36 des Offsetfrequenzdetektors 17. Der Offsetfrequenzdetektor 17 kann digital ausgebildet sein, wobei die Phasenschieberanordnungen 30 und 37 getaktete Schieberegister sind, und die Multiplikationsanordnungen 31 und 38 digitale Exklusiv-ODER-Schaltungen sind. In dem Fall einer einzigen Reihenschaltung, wie bekanntlich der Frequenzdetektor, ist das digitale Signal dct ein bipolares Signal mit variierender Impulsbreite, und im Falle des Frequenzdetektors nach der vorliegenden Erfindung, der in den beiden Quadraturstrecken zusammen mit einer Subtrahierschaltung eine Reihenschaltung hat, ist das digitale Signal dct ein unipolares Signal, dessen Polarität von dem Vorzeichen der Offsetfrequenz fL-fC abhängig ist. Auch kann der Mikrokontroller 20 funktionell die Reihenschaltungen 30, 31 und 37, 38 aufweisen sowie die Subtrahieranordnung 40. Dadurch, dass ein bekannter Mikrokontroller mit digitalen I/O-Schnittstelen und Digital-Analogwandlermitteln angewandt wird kann das AFR-Signal ct unmittelbar dem Ortsoszillator 14 zugeführt werden.
Für eine AFR-Bereichserweiterung umfast der Direktumsetzempfänger 1 die Datendemodulationsanordnung 19, die das demodulierte Datensignal dta liefert, und weiterhin ein Datenfilter 42 zum Filtern des demodulierten Datensignals dta, wobei dieses Filter ein Filter sein kann, wie es in der Europäischen Patentanmeldung Nr. 922021791.8 (PHN 14.107 EP-P) beschrieben ist, oder aber ein anderes Datenfilter. Ein Ausgang 43 des Datenfilters 42 ist mit einem ersten Eingang 44 einer Schaltanordnung 45 gekoppelt, wobei der Ausgang 36 des Offsetfrequenzdetektors 17 mit einem zweiten Eingang 46 der Schaltanordnung 45 gekoppelt ist. Die Schaltanordnung 45, die von einer Außerhalb-des-Bereichs-Entscheidungsanordnung 47 gesteuert wird. Ein Eingang 48 der Außerhalb-des-Bereichs-Entscheidungsanordnung 47 ist mit einem Ausgang 43 des Datenfilters 42 gekoppelt. Auf Basis eines Mittelwertes Vfdta des gefilterten Datensignals fdta, der dadurch erhalten wird, dass das gefilterte Datensignal einem RC-Filter, beispielsweise mit einem Widerstand 90 und einem Kondensator 91, zugeführt wird, entscheidet die Entscheidungsanordnung 47, ob die Oszillatorfrequenz fL bei einem bestimmten Frequenzbereich um die Trägerfrequenz fC herum oder außerhalb dieses Bereichs abfällt. Wenn die Oszillatorfrequenz fL innerhalb des gegebenen Bereichs abfällt, schafft der Offsetfrequenzdetektor 17 das digitale Signal dct, während im anderen Fall das gefilterte Datensignal fdta als das digitale Signal dct benutzt wird. Die AFR-Bereichserweiterung liefert ein besseres Resultat, je mehr die Bedingung erfüllt wird, dass die Anzahl Einsen in dem empfangenen Signal rf der Anzahl Nullen in dem Signal rf im Schnitt entspricht. Die Außerhalb-des-Bereichs-Entscheidungsanordnung kann ebenfalls eine softwarebasierte Anordnung sein, wenigstens teilweise, die in dem Kontroller 20 vorgesehen ist. Dann kann die Entscheidung auf gültigen Daten basiert sein, und oder Frequenzmessung des I-Signals oder Q-Signals, oder des Produktes des I-Signals und Q-Signals. Eine gültige Datenentscheidung kann basiert sein auf einen gültigen CRC, eine gültige BER, oder dergleichen, oder aber auf eine Frequenz unterhalb einer Schwellenfrequenz. Frequenzmessungen können u. a. mit einem Frequenz-Spannungs-Wandler durchgeführt werden.
Fig. 3 zeigt eine Fenstervergleichsanordnung als Außerhalb-des-Bereichs-Entscheidungsanordnung 47 nach der vorliegenden Erfindung, mit einer ersten und einer zweiten Vergleichsstufe 50 bzw. 51, wobei ein Minus-Eingang 52 der Vergleichsstufe 50 mit einem Plus-Eingang 53 der Vergleichsstufe 51 gekoppelt ist, wobei die gekoppelten Eingänge 52 und 53 den Eingang 48 der Anordnung 47 bilden. Ein Signal VL mit einer niedrigen Schwelle wird einem Plus-Eingang 54 der Vergleichsstufe 50 zugeführt und ein Signal VH mit einer hohen Schwelle wird einem Minus- Eingang 55 der Vergleichsschaltung 51 zugeführt. Die Ausgänge 56 und 57 der betreffenden Vergleichsschaltungen 50 und 51 werden mit einem ODER-Gatter gekoppelt, von dem ein Ausgang 59 mit einem Ausgang 60 der Außerhalb-des-Bereichs-Entscheidungsanordnung 47 gekoppelt ist. Innerhalb jeder der Vergleichsstufen 50 und 51 kann eine positive Rückkopplung für einen bestimmten Hysterese-Effekt auf die Schwellensignals VL und VH angewandt werden.
Für eine weitere Beschreibung einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in bezug auf den Stand der Technik, zeigen die Fig. 4 bis 7 einige Signale als Funktion der Frequenz oder der Zeit.
Fig. 4 zeigt Effekte auf Basisbandfrequenzen für mehrere Frequenzoffsets als Funktion der Frequenz. Auf der Linie 4a ist ein Spektrum für FSK-modulierte Signals in einem Direktumsetzempfänger I dargestellt, wobei ein logisch "1" Datensignal eine Spektrallinie bei einer Frequenz fC-Δf hat und ein logisch "0" Datensignal mit einer Spektrallinie bei einer Frequenz fC+Δf, wobei fC die Nenn-Trägerfrequenz ist und wobei Δf die Frequenzabweichung ist, beispielsweise 4 kHz. Auf der Linie 4b ist eine Situation angegeben, worin die Ortsoszillatorfrequenz fL der Nenn- Trägerfrequenz fC entspricht, was die Basisband I- und Q-Signale in den Quadraturstrecken 4 und 5 bei derselben Frequenz steigen lässt, folglich mit einer anderen Phase. Auf der Linie 4c ist ein entsprechendes Spektrum dargestellt, das eine einzige Spektrallinie für heruntergemischte Basisbandsignals I und Q zeigt, beide für ein "I"- und ein "0"-Datensignal, angegeben durch f&sub1; bzw. f&sub0;, beide mit einer Frequenz Δf, in dem gegebenen Beispiel bei 4 kHz. Auf der Linie 4d ist eine Frequenzoffset-Situation dargestellt, wobei die Ortsoszillatorfrequenz fL um einen Betrag δf höher ist als die Nenn-Trägerfrequenz fC, aber dennoch innerhalb des Bereichs fC - Δf bis fC + Δf liegt, wobei δf in dem betreffenden Beispiel 2 kHz beträgt. In dieser Situation erscheinen die heruntergemischten Datensignale "1" und "0" bei f&sub1; = 6 jHz und f&sub0; = 2 kHz, d. h. bei verschiedenen Frequenzen. Für eine negative Offsetfrequenz δf = fL-fC erscheinen die heruntergemischten "1" und "0" Datensignale bei einer niedrigeren bzw. höheren Frequenz, wobei eine solche Situation auf der Linie 4e dargestellt ist. Dargestellt ist ein Offset δf = -5 kHz, wobei f&sub1; auf 1 kHz liegt und wobei f&sub0; bei 9 kHz liegt. Auch dargestellt auf der Linie 4e ist eine Situation, in der die Ortsoszillatorfrequenz fL außerhalb des Bereichs liegt. Bei einer Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung wird durch die Außerhalb-des-Bereichs-Entscheidungsanordnung 47 eine Außerhalb-des-Bereichs-Situation detektiert, wobei im Falle der Außerhalb-des-Bereichs- Situation das gefilterte Datensignal das digitale Signal dct ist und wobei der Offsetfrequenzdetektor 17 das digitale Signal dct liefert, wenn die Oszillatorfrequenz fL innerhalb des Bereichs liegt.
Fig. 5A zeigt das digitale Ausgangssignal ofd1 eines bekannten Offsetfrequenzdetektors 17, wie in EP 298484 beschrieben, mit einer einzigen Reihenschaltung als Funktion der Zeit t. Das Q-Kanal-Basisbandsignal Q wird um eine Zeitverzögerung td verzögert, wobei zusätzliche Verzögerungen von +π/2 bzw. -π/2 für "0"- bzw. "1"-Daten auftreten. Das heißt, dass während einer "0" die Phasendifferenz zwischen dem I-Signal und dem Q-Signal +π/2 beträgt und dass während einer "1" die Phasendifferenz zwischen dem I-Signal und dem Q-Signal -π/2 beträgt. Die Zeitverzögerung td ist gewählt worden um 1/(2Δf) herum, d. h. für Δf = 4 kHz, td = 125 us. Das verzögerte Q-Kanalsignal wird mit dem I-Kanal-Basisbandsignal I multipliziert. Das digitale Signal ofd1 ist ein bipolares Signal mit einer Impulsbreite, die dem Frequenzoffset 8f bis zu 1/2Δf proportional ist. Ein Signal mit der richtigen Polarität, wie das Steuersignal ct wird durch Mittelwertbestimmung des digitalen Signals ofd1 mit Hilfe des Filters 18 erhalten.
Fig. 5B zeigt das digitale Ausgangssignal ofd2 des Offsetfrequenzdetektors 17 nach der vorliegenden Erfindung, der zwei Reihenschaltungen und eine Subtrahierschaltung aufweist. Das digitale Signal ofd2 kann drei Werte haben, einen positiven Wert, wie dargestellt, oder Null, oder aber einen negativen Wert, je nach dem Frequenzoffset δf, d. h. es wird ein digitales Signal mit einer richtigen Polarität erhalten, wenn das Signal ofd2 das Signal dct entspricht. Das Signal ofd2 hat eine wesentlich höhere Welligkeitsfrequenz erhalten als das Signal ofd1, wodurch auf diese Art und Weise eine bessere Schleifendynamik erhalten wird.
Fig. 6 zeigt den Mittelwert Vfdta des gefilterten Datensignals fdta, wobei das gefilterte Datensignal fdta ein Ausgangssignal des Datenfilters 42 ist, als eine Funktion einer Frequenzabweichung eines Ortsoszillators gegenüber einer Trägerftequenz eines FSK-Signals, fC - fL = -δf, bei einer ersten Ausführungsform außerhalb des Bereiches. Der Mittelwert Vfdta wird dadurch erhalten, dass das gefilterte Datensignal fdta dem RC-Filter 90, 91 zugeführt wird. Die Außerhalb-des-Bereichs-Detektion basiert auf die Erkenntnis, dass je besser die Bedingung, dass die mittlere Anzahl Nullen der mittleren Anzahl Einsen in dem Datensignal dta entspricht, erfüllt wird, umso besser die Außerhalb-des-Bereichs-Detektion funktioniert. Es ist eine Situation für ein Rufsignal dargestellt, mit einer 2 Volt Signalamplitude für ein logisch "1" Datensignal und einer 0 Volt Signalamplitude für ein logisch "0" Datensignal. Wenn das mittlere Signal Vfdta außerhalb des Bereichs liegt, d. h. außerhalb des Fensters VH - VL, schaltet die Außerhalb-des-Bereichs-entscheidungsanordnung 47, beispielsweise eine Fenstervergleichsschaltung, das Signal fdta als das digitale Signal dct, während für eine Innerhalb-des-Bereichs-Situation das Signal ofd2 als das digitale Signal dct geschaltet wird. In einer praktischen Situation beträgt der Kanalabstand zwischen Rufsignalen beispielsweise 25 kHz, wodurch die vorliegende Erfindung auf diese Art und Weise durchaus eine Außerhalb-des-Bereichsdetektion erreicht. In Fig. 7 sind einige Signalzustände dargestellt. Durch eine gezogene Linie ist eine 0% Bitfehlerrate oder BER angegeben, eine 3% BER ist durch eine gestrichelte Linie angegeben, und eine 10% BER ist durch eine strichpunktierte Linie angegeben. Die BER ist in Bezug auf eine Null-Offsetfrequenz δf gewählt. Auf diese Weise ist ersichtlich, dass die Außerhalb-des-Bereichs-Detektion nach der vorliegenden Erfindung über eine Nenn-BER (Null-Offsetfrequenz) arbeitet, obschon für eine höhere BER eine Außerhalb-des- Bereichs-Situation detektiert wird für eine kleinere Frequenzabweichung. Für schwächere Signale, d. h. mit einer höheren BER, ist auf diese Weise die Außerhalb-des- Bereichs-Detektion weniger kennzeichnend. Es sei bemerkt, dass für Rufanwendungen eine 3% BER erlaubt ist.
Die Fig. 7 bis 9 zeigen eine zweite Außerhalb-des-Bereichs-Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung.
Fig. 7 zeigt eine Frequenzkennlinie der Bandpassfilter 8 und 12 bei einer Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung, wobei die Bandpassfllter 8 und 12 einen Frequenzspalt nt aufweisen für einen Frequenzoffset δf > Δf, wobei Δf eine Frequenzabweichung in einem FSK-HF-Eingangssignal gegenüber der Trägerfrequenz fC ist. Der Spalt nt in der Frequenzkennlinie um die Oszillatorfrequenz fL herum, ist derart gewählt worden, dass für δf = 0 die "1 und "0"-Datensignale gerade außerhalb des Spaltes nt liegen, während für den dargestellten Frequenzoffset δf > Δf das Datensignal "1" innerhalb des Spaltes nt liegt. Die Bandpassfilter 8 und 12 können ebenfalls Filter sein, wie diese üblicherweise bei Direktumsetzempfängern benutzt werden, d. h. mit einem Frequenzspalt gerade überhalb DC, wobei der Frequenzspalt nach der vorliegenden Erfindung dann dadurch verwirklicht wird, dass die Hochpassfilter 8A und 12A zwischen den Begrenzern 9 und 13 und dem Offsetfrequenzdetektor 17 vorgesehen werden. In diesem letzteren Fall wird der Frequenzspalt nt durch die kombinierte Filteraktion der Filter 8 und 8A, sowie der Filter 12 und 12A erhalten. Wenn δf > Δf ist, unterdrücken die Filter 8 und 12, oder die kombinierten Filter 8 und 8A sowie 12 und 12A ein Signal, das sonst die AFR in der falschen Richtung ziehen würde, wie im Falle eines herkömmlichen Filters in Kombination mit Zeitverzögerungsanordnungen, wie den Phasenschieberanordnungen 30 und 37. Der Effekt ist, dass für δf > Δf + &epsi; das mittlere Ausgangssignal Vav des Offsetfrequenzdetektors 17 weitgehend reduziert wird, wobei &epsi; die Bereichserweiterung ist, beispielsweise &epsi; = 0,5Δf. Für Δf + &epsi; < δf < 2Δf, ist Vav etwa Null, wenn die Anzahl "1" der Anzahl "0" im Schnitt etwa entspricht, während Vav nicht gleich Null ist, wenn die Anzahl "1" im Schnitt der Anzahl "0" nicht enspricht. Für Δf > 2Δf wird ein AFR-Signal mit der richtigen Polarität erhalten, wobei Vav ein mittleres Ausgangssignal (nicht dargestellt) des Offsetfrequenzdetektors ist.
Fig. 8 zeigt eine nicht lineare Phasenverschiebungskennlinie für die Phasenschieberanordnungen 30 und 37 bei der Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung mit den Sperrbereichfiltern, wie beschrieben. Unterhalb des Wertes f = Δf nimmt die Phasenverschiebung von 0º bis 180º zu, bei f = Δf haben die Phasenschieneranordnung 30 und 37 eine Phasendrehung von 180, und für höhere Frequenzen nähert sich die Phasendrehung einer Phasendrehung von 270. Für vier (nicht dargestellte) RC-Filterteile nähert sich die Phasendrehung einer 360 Phasendrehung an. Bei der gegebenen Ausführungsform werden die Begrenzer 9 und 13 vorzugsweise durch einen einzigen Begrenzer ersetzt zum Begrenzen des Ausgangssignals ofd2 des Offsetfrequenzdetektors.
Fig. 9 zeigt eine Ausführungsform der Phasenschieberanordnungen 30 und 37 nach der vorliegenden Erfindung, wobei die Phasendrehungskennlinie wie in Fig. 9 dargestellt, implementiert wird. Die Anordnungen 30 und 37 umfassen eine Kaskadenschaltung dreier RC-Schieberteile mit den Widerständen 70, 71 und 72 und den Kondensatoren 73, 74 bzw. 75, und den betreffenden Operationsverstärkern 76, 77 und 78. Eine Zeitkonstante der Filterteile ist 3/(2πΔt), für drei Filterteile. Die Anordnungen 30 und 37 können ebenfalls vier (nicht dargestellte) RC-Sieberteile aufweisen.
Die Fig. 10 und 11 zeigen eine Ausführungsform einer dritten Außerhalb-des-Bereichs-Erweiterung nach der vorliegenden Erfindung.
Fig. 10 zeigt eine Phasendrehungskennlinie bei einer anderen Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung, wobei ein breites Sperrbereichsfilter um die Oszillatorfrequenz fL herum nicht erforderlich ist. Auf ideale Art und Weise zeigt die Kennlinie eine 180 Phasendrehung für f < Δf, und eine Phasendrehung von 270º für höhere Frequenzen, aber eine mehr allmähliche Phasenänderung wird dasselbe schaffen, wie dies durch eine gestrichelte Linie angegeben ist. Es gilt, dass für δf ≠ 0 entweder f&sub0; oder f&sub1; < Δf ist, wobei die andere dann größer ist als Δf. Wenn nun vorausgesetzt wird, dass während Daten "0" f&sub0; < Δf ist und dass f&sub1; > Δf ist, dann ist die Phasendrehung 180 bei Vav = 0, und während Daten "1 "ist die Phasendrehung 270, wenn Vav die richtige Polarität hat. Eine AFR-Verstärkungsreduktion tritt also auf wegen der Tatsache, dass es während Daten "0" keinen Beitrag zu Vav gibt, wobei der Vorteil ist, dass sogar für Δf < δf < 2Δf ist, f&sub0; nicht einen Beitrag liefern wird zu Vav, wodurch gewährleistet wird, dass Vav immer die richtige Polarität hat. Für δf > 2Δf kann f&sub0; und f&sub1; zu Vav mit der richtigen Polarität beitragen, und ohne AFR-Schleifenverstärkungsreduktion, für ausreichend große obere Grenzfrequenzen f&sub0; der Filter.
Fig. 11 zeigt eine andere Ausführungsform der Phasenschieberanordnungen 30 und 37, wobei die Phasendrehungskennlinie wie in Fig. 10 implementiert worden ist. Die Anordnungen 30 und 37 umfassen einen invertierenden Verstärker 80, einen Widerstand 81 und einen Kondensator 82. Es hat sich gezeigt, dass für mehrere Daten-Tastverhältnisse (im Schnitt die Anzahl Daten "1" in Bezug auf die Anzahl Daten "0") und für mehrere 3 dB Frequenzen der Phasenschieberanordnungen 30 und 37, beispielsweise bei 0,55, 0,67Δf, Δf, oder 2Δf, im Schnitt eine bessere Leistung erreicht wird für eine ungleiche Anzahl "1" und "0" für größere 3 dB Frequenzen, wobei diese letzteren zu einer kleineren δf für eine AFR-Einrastung führen.

Claims

1. Direktumsetzempfänger (1) mit einer Ortsfrequenzerzeugungsanordnung (14, 15, 16), die mit einem Paar quadraturbezogener Mischer (7, 11) gekoppelt ist zum Heruntermischen eines HF-Eingangssignals (rf) zu quadraturbezogenen Signalen (I, Q), und mit ARF-Mitteln zum Schaffen eines Steuersignals (ct) für die Ortsfrequenzerzeugungsanordnung (14), wobei die AFR-Mittel, die mit den Quadraturstrecken (4, 5) gekoppelt sind, einen Offsetfrequenzdetektor (17) aufweisen zum Bestimmen eines Signals (dct) als Steuersignal (ct), dessen mittlerer Wert zu dem Frequenzoffset (δf) der Ortsfrequenzerzeugungsanordnung (14, 15, 16) gegenüber dem HF-Eingangssignal (rf) proportional ist, wobei der Offsetfrequenzdetektor (17) eine erste Reihenschaltung aus einer ersten Phasenschieberanordnung (30) und einer ersten Multiplikationsanordnung (31) in einer ersten Quadraturstrecke (4) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass der Offsetfrequenzdetektor (17) eine zweite Reihenschaltung aus einer zweiten Phasenschieberanordnung (37) und einer zweiten Multiplikationsanordnung (38) in einer zweiten Quadraturstrecke (5) aufweist, sowie eine Subtrahieranordnung (40) zum Subtrahieren von Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Multiplikationsanordnung (31, 38), wobei Eingänge der ersten und der zweiten Multiplikationsanordnung (31, 38) mit der zweiten und ersten Quadraturstrecke (5, 4) kreuzgekoppelt sind, und wobei andere Eingänge der ersten und zweiten Multiplikationsanordnung (31, 38) über die erste und die zweite Phasenschieberanordnung (30, 37) mit der ersten und der zweiten Quadraturstrecke gekoppelt sind.

2. Direktumsetzempfänger (1) nach Anspruch 1, wobei die Phasenschieberanodnung (30, 37) ein Schieberegister ist und die Multiplikationsanordnung (31, 38) ein Exklusiv-ODER-Gatter ist.

3. Direktumsetzempfänger (1) nach Anspruch 1 oder 2, mit einem Mikrokontroller, der funktionell die Reihenschaltungen (30, 31; 37, 38) und die Subtrahierschaltung (40) implementiert, und mit Digital-Analog-Wandlermitteln und/oder digitalen Ausgangsmitteln zum Liefern des Steuersignals (ct; dct).

4. Direktumsetzempfänger (1) nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei das Steuersignal (dct) über einen analogen oder digitalen Integrator oder über ein analoges oder digitales Tiefpassfilter (18) der Ortsfrequenzerzeugungsanordnung zugeführt wird.

5. Direktumsetzempfänger (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, mit einer Datendemodulationsanordnung (19) parallel zu dem Offsetfrequenzdetektor (17) zum Liefern von Daten (dta) aus den quadraturbezogenen Basisbandsignalen (I, Q), mit einem Datenfilter (42) zum Liefern gefilterter Daten (fdta), und mit einer Außerhalb-des-Bereichs-Entscheidungsanordnung (47), die über ein Mittelwertbestimmungsfilter (90, 91) mit dem Datenfilter (42) gekoppelt ist, wobei die Entscheidungsanordnung (47) eine Schaltanordnung (45) steuert zum Schalten eines Ausgangssignals (ofd1; ofd2) des Offsetfrequenzdetektors (17) als das Steuersignal (dct), oder der gefilterten Daten (fdta) als das Steuersignal (dct).

6. Direktumsetzempfänger (1) nach Anspruch 5, wobei die Entscheidungsanordnung (47) eine Fensterentscheidungsanordnung (50, 51, 58) ist oder eine softwarebasierte Entscheidungsanordnung, welche die Gültigkeit der Daten überprüft, und/oder eine Frequenz eines Quadratirstreckensignals (I, Q) misst, und/oder eine Frequenz eines Produktes von Quadraturstreckensignalen (I, Q) misst.

7. Direktumsetzempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, mit Bandpassfiltern (8, 12) in den betreffenden Quadraturstrecken, wobei für AFR-Außerhalbdes-Bereichs-Erweiterung die Bandpassfilter (8, 12) Sperrbereichfilter (8, 12) sind, die ein Band im Wesentlichen gegenüber DC sperren, oder wobei für eine Außerhalb-des- Bereichs-Erweiterung der Direktumsetzempfänger Hochpassfilter (8A, 12A) aufweist, die mit den Quadraturstrecken (4, 5) gekoppelt sind, wobei die kombinierten Bandpassfilter (8, 12) und Hochpassfilter (8A, 12A) Sperrbereichfilter bilden, und wobei die Phasenschieberanordnungen (30, 37) eine nicht lineare Schieberkennlinie haben, die bei zunehmender Frequenz einer vorbestimmten Phasendrehung annähert.

8. Direktumsetzempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, mit Filtern in den betreffenden Quadraturstrecken, wobei für eine AFR-Außerhalb-des-Bereichs- Erweiterung die Phasenschieberanordnungen (30, 37) eine nicht lineare Phasenschie berkennlinie haben, die bei einer zunehmenden Frequenz um eine Frequenzabweichung des HF-Eingangssignals (rf) von einer ersten vorbestimmten Phasendrehung zu einer zweiten vorbestimmten Phasendrehung sich ändert.