DE4306551A1 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Verfahren zur automatischen Verstärkungsregelung (AGC: automatic gain control). Noch genauer ist sie auf eine Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung gerichtet, die in Verbindung mit einem Quadratur-Amplituden-modulierten Funkempfänger, der einen Entzerrer enthält, benutzt wird.

Wird ein Entzerrer, der im Zeitbereich arbeitet, innerhalb eines Funkempfängers wie etwa eines Quadratur-Amplituden-modulierten (QAM) Funkgerätes eingesetzt, dann ist überlicherweise bereits ein Schaltkreis zur automatischen Verstärkungsregelung in dem Entzerrer enthalten. Bislang bestand die bekannte Vorgehensweise zur automatischen Verstärkungsregelung für den gesamten Schaltkreis darin, das Signal in der Form zu erfassen, wie es zur Einspeisung in den Abwärtsmischer und schließlich in den Entzerrer vorgesehen ist, und dieses Signal mittels Bandpaß zu filtern, es zu erfassen, es zu linearisieren, es mittels Tiefpaß zu filtern, es mittels Schwellwert zu erfassen, es zu linearisieren und das resultierende Signal als Regelspannung zu einem Regelverstärker zurückzukoppeln.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, für eine verbesserte Verstärkungsregelung eine einfache Schaltung und ein Verfahren bereitzustellen.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die unabhängigen Ansprüche 1, 2 und 5.

Das Bandpaßfilter, der Detektor und das Detektor-Linearisierungsglied können eingespart werden, indem das Signal, welches bereits im Entzerrer zur Amplitudenstabilisierung des Entzerrungssignals vorliegt, auch zur gesamten Verstärkungsregelung des auf übliche Art eingesetzten Regelverstärkers genutzt wird. Dieses Steuersignal für die automatische Verstärkungsregelung kann entweder aus einem der AGC-Schaltkreise, die für die jeweiligen Komponenten des QAM-Signals eingesetzt werden, abgeleitet werden oder es kann als kombiniertes Signal aus dem In-Phase- und dem Quadratur-Phase-Signal abgeleitet werden.

In beiden Fällen ist die gesamte Schaltung beträchtlich vereinfacht und weiterhin reduziert das Signal mit nahezu konstanter Amplitude am A/D-Wandler die Fehlermöglichkeiten und die gesamte Schaltung paßt sich stets an veränderte HF-/Basis-Bandbreiten an.

Andere Vorteile der vorliegenden Erfindung werden offensichtlich beim Lesen der genauen Beschreibung und der beigefügten Ansprüche in Verbindung mit den Zeichnungen, in denen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer herkömmlichen Schaltung zeigt, welche eine automatische Verstärkungsregelung in Verbindung mit einer Entzerrung im Zeitbereich beinhaltet;

Fig. 2 ein Blockschaltbild nach der erfindungsgemäßen Idee zeigt, welche das gleiche Endergebnis erzielt wie anhand Fig. 1 vorgestellt, allerdings mit verbesserter Zuverlässigkeit und Genauigkeit;

Fig. 3 mehrere Einzelheiten über einen Teilabschnitt des Entzerrers nach Fig. 2 zeigt; und

Fig. 4, 5 und 6 den Betrieb der Entzerrer-Abschnitte nach Fig. 2 und 3 erläutern.

Es folgt eine ausführliche Beschreibung der Erfindung anhand der genannten Figuren:

In Fig. 1 wird ein Eingangssignal über Leitung 10 an einen Regelverstärker 12 angelegt, dessen Ausgangssignal über eine Leitung 20 einem In-Phase-Mischer 14, einem Quadratur-Phase-Mischer 16 und einem Trennverstärker 18 zugeführt wird. Entsprechend einer bestimmten Entzerrungsanforderung kann dieses Eingangssignal ein HF-, ZF- oder Basisband-Signal sein. Das Ausgangssignal des In-Phase-Mischers 14 wird einem Basisband-Filter 22 und anschließend einem Entzerrer-Block 24 zugeführt, der im Zeitbereich arbeitet und einen Satz digitaler Ausgangssignale 26 besitzt. Vom Block 16 werden die Signale des Quadratur-Phase-Mischers an ein Basisband-Filter 28 und danach an einen zweiten Eingang des Entzerrers 24 ausgegeben. Die Signale des Trennverstärkers 18 werden über ein Bandpaß-Filter 30, einen Detektor 32, ein Detektor-Linearisierungsglied 34 geführt und danach über ein Tiefpaß-Filter 36, einen Schwellwert-Detektor 38 und ein Verstärker-Linearisierungsglied 40 zurück zu einem Steuereingang des Regelverstärkers 12 geführt.

Ein derartiger Schaltkreis, der zur automatischen Verstärkungsregelung innerhalb eines HF-Systems eingesetzt wird, ist ausführlicher in vielen bekannten Veröffentlichungen wie z. B. "Microwaves and RF", August 1989, Seiten 85-93 beschrieben. Während der Schaltkreis, der in dem oben genannten Artikel gezeigt wird, nicht genau so aufgebaut ist wie der in Fig. 1 gezeigte, veranschaulicht diese Fig. , daß viele der dargestellten Bauteile Standard sind.

In Fig. 2 wird ein HF-/ZF-Eingangssignal über eine Leitung 50 zu einem Regelverstärker 52 geführt, dessen Ausgangssignal über eine Leitung 54 zu einem In-Phase-Mischer 56 (I-Mischer) und zu einem Quadratur-Phase-Mischer 58 (Q-Mischer) geführt wird. Ein Ausgangssignal des In-Phase-Mischers 56 wird durch ein Bandpaß-Filter 60 zu einem ersten Eingang eines Analog-Digital-Wandlers und eines im Zeitbereich arbeitenden Entzerrers 62 geführt, während ein Ausgangssignal des Quadratur-Phase-Mischers 58 durch ein Bandpaß-Filter 64 zu einem zweiten Eingang des Entzerrers 62 geführt wird. Der Block 62 besitzt einen Satz digitaler Ausgangssignale, die mit 66 gekennzeichnet sind, sowie einen Ausgang zur automatischen Verstärkungsregelung, der über eine Leitung 68 zu einem Trennverstärker 70 geführt wird. Der Ausgang des Trennverstärkers 70 wird über ein Tiefpaßschleifenfilter 72, ein Schwellwertdetektor 74 und ein Verstärker-Linearisierungsglied 76 zu einem Steuereingang des Regelverstärkers 52 geführt.

Der Entzerrer 62 aus Fig. 2 der im Zeitbereich arbeitet, enthält obere und untere Teile oder Abschnitte, von denen der obere Abschnitt die In-Phase-Signale verarbeitet und der untere Abschnitt die Quadratur-Phase-Signale verarbeitet. Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm eines dieser beiden Abschnitte des Blocks 62, in dem ein Signal von einem der Filter über eine Leitung 80 zu einer Addierschaltung 82 geführt wird, dessen Ausgangssignal zu einem Analog-Digital-Wandler 84 geführt wird. Der Block 84 versorgt eine logische Verknüpfungsschaltung 86 mittels einer Vielzahl von Leitungen. Die digitale Eingabe bewirkt ausgangsseitig einen logischen Wert, der über eine Leitung 88 zu einem Integrator 90 geführt wird und der von der digitalen Eingabe abhängt. Mit anderen Worten wird eine logische "0" immer dann erzeugt, wenn das Eingangssignal kleiner als ein Referenzpegel ist und es wird eine logische "1" immer dann erzeugt, wenn dieses höher liegt. Diese Signale stellen das Ausgangssignal des Integrators zur Rückkopplung ein. Demnach ist das Ausgangssignal des Integrators 90, das mit 92 bezeichnet ist, eine Steuerspannung zur automatischen Verstärkungsregelung. Die Blöcke 86 und 90 enthalten einen Signaldetektor für diesen Abschnitt des Entzerrers. Die Leitung 92 liefert Signale an den damit verbundenen Abschnitt des Entzerrers, der im Zeitbereich arbeitet (TDE: Time Domain Equalizer) und mit 94 bezeichnet ist. Der Entzerrer 94 führt Signale zur automatischen Verstärkungsregelung über eine Leitung 96 zu einem zweiten Eingang des Addierers 82. Die Leitung 92 könnte die gleiche wie Leitung 68 in Fig. 2 sein, jedoch würden die AGC-Signale des oberen und unteren Abschnitts des Entzerrers in einer üblichen Art und Weise kombiniert, welche im Ergebnis einen zentralen Abgriff oder einen Mittelwert der beiden Signale entspräche und dieser Mittelwert als Rückkopplungssignal über Leitung 68 benutzt würde. Die automatische Verstärkungsregelung mit einem für jeden Abschnitt zuständigen Entzerrer 62 bewirkt nur innerhalb eines vergleichsweise begrenzten Bereiches eine Einstellung des über die Leitung 80 geführten Eingangssignales.

In dem in Fig. 4 gezeigten Signalraum-Diagramm einer sechszehnwertigen Quadratur-Amplituden-Modulation sind die Positionen der 16 Daten als 2-Bit-Worte jeweils für die In- und die Quadratur-Phase-Signale kodiert. Wie dargestellt ist der unteren linken Ecke des Diagramms die Bezeichnung "00" zugeordnet, welche den zwei höchstwertigen Bits (MSB: most significant bits) entspricht, die der logischen Verknüpfungsschaltung 86 zugeführt werden.

Fig. 5 zeigt das jede der 16 Datenpositionen aus Fig. 4 weiterhin in 8 Pegelwerte aufgeteilt ist. Demnach ist das ganze Diagramm in eine 5-Bit Darstellung unterteilt mit 32 Pegelwerten für jeweils eine der In-Phase und der Quadratur-Phase-Richtungen. Die Nennposition der Daten ist den Plus Null und den Minus Null Pegelwerten zugeordnet. Alle anderen Pegelwerte werden als Fehlerpegel zum Nennpegel jedoch nicht als Datenbitfehler betrachtet. Der Equalizer nutzt diese Fehlerpegelwerte um die geforderten Korrekturfaktoren, d. h. die AGC-Information, zu bestimmen. Betrachtet man Fig. 6 so wird man bemerken, daß diese eine zusammengefaßte Darstellung der Daten aus Fig. 5 ist so, wie sie in etwa oben umrissen wurde. Falls nur die Q Dimension betrachtet wird, würde zu bemerken sein, daß +0, +1, +2 und +3 als positive Fehlerpegelwerte betrachtet werden würden. Die -0, -1, -2 und -3 Pegelwerte werden als negative Fehlerpegel betrachtet. Oberhalb der I-Achse würden positive Fehlerpegel einem Signal entsprechen, daß oberhalb eines Nennempfangspegels liegt und negative Fehler würden einem Signal unterhalb des Nennempfangspegels entsprechen. Unterhalb der I-Achse gilt das entgegengesetzte. Der logische Verknüpfungsblock 86 enthält logische Schaltkreise die bestimmen, ob ein Signal höher oder tiefer als ein Nennpegel ist und danach eine logische "1" ausgeben, falls dieses größer als der Nennpegel ist und eine logische "0" ausgeben, falls dieses kleiner ist. Dieses logische Ausgangssignal wird über eine Leitung 88 auf den Integrator 90 geführt, wo es zu einer analogen Spannung gewandelt wird, welche dem relativen Pegel des Signales entspricht, welches in den A/D-Wandler eingespeist wird. Innerhalb der Rückkopplungsschleife welche durch Leitung 92, Entzerrer 94 und Leitung 96 dargestellt wird, wird diese Spannung sowohl zur Kontrolle des Entzerrers als auch zur Versorgung der Detektorspannung genutzt, welche wiederum die in Fig. 2 dargestellte AGC-Schleife steuert.

Wie klar zu erkennen ist, würde ein ähnlicher Satz von Signalen in der I-Dimension erforderlich sein um zu bestimmen, welche der einzelnen Spalten in einem bestimmten Augenblick genau festgestellt wird. Die Dimension der Q-Phase kann nur die genaue Zeile festlegen. Die Kombination dieser beiden Signale legt demnach fest, welche der jeweils 16 Datenpositionen zu einer bestimmten Zeit betroffen ist.

Im folgenden wird näher beschrieben, wie sich die vorgestellte Schaltung im Betrieb verhält:

In dem bekannten Versuch den Signalpegel eines Signals, das eine stark veränderliche Amplitude aufweist und auf der Leitung 10 in Fig. 1 auftritt zu stabilisieren, wurde ein Schaltkreis zur Verstärkungsregelung benutzt. Dieser könnte etwa ein variabler Verstärker oder ein variables Dämpfungsglied sein, jedoch muß dieser etwa so wie in Fig. 1 dargestellt sein. Auf diese Weise ist der Pegel des Signals auf Leitung 20 verhältnismäßig stabil im Vergleich zu demjenigen auf Leitung 10. Jedoch können immer noch Änderungen innerhalb der Mischer 14 und 16, sowie der Filter 22 und 28 gegeben sein. Jedenfalls erfordert der bekannte Schaltkreis üblicherweise einen Trennverstärker, um eine Belastung des Ausgangssignales des Verstärkers 12 zu verhindern; ein Bandpaß-Filter 30, um Frequenzen, die zurückgespeist werden sollen, auf solche einzugrenzen, die von Interesse sind; einen Detektor 32 und weiterhin ein Linearisierungsglied, um die Nichtlinearitäten des Detektors 32 auszugleichen. Am Ausgang des Detektors 32 ist nur das Tieffrequente, d. h. das Gleichspannungsregelungssignal von Interesse und deshalb war ein Tiefpaß-Filter 36 zusammen mit einem Schwellwertdetektor 38 und einem Verstärker-Linearisierungsglied 40 erforderlich. Das Verstärker-Linearisierungsglied diente dazu, die Nichtlinearitäten innerhalb der Reaktion des Regelverstärkers 12 auszugleichen. Die vorliegende Erfindung diente dazu, einige der in Fig. 1 gezeigten Schaltkreise einzusparen, sowie eine verbesserte Stabilität von Signalen für die A/D-Wandler innerhalb der zwei Teilabschnitte des Entzerrers 24 herzustellen.

Fig. 2 zeigt die gegenwärtige Vorstellung einer Schaltung, in der bemerkenswerterweise innerhalb der Rückkopplungsschleife ein Detektor und ein Detektor-Linearisierungsglied nicht erforderlich sind, sobald es bereits einen Detektor innerhalb des Entzerrers gibt, der zur Stabilisierung der internen Entzerrersignale eingesetzt wird. In Fig. 3 bildet der Detektor im wesentlichen die Blöcke 86 und 90. Ein Trennverstärker 70 ist weiterhin erforderlich, um eine Belastung der Schaltkreise im Entzerrer zu vermeiden und ein Tiefpaß-Filter wird weiterhin eingesetzt, um im wesentlichen nur die Gleichanteilkomponente des detektierten Signals als Steuersignal bereitzustellen. Der Schwellwertdetektor 74 benutzt eine Referenzspannung, um die Steuerspannung für eine gegebene Verstärkung einzustellen. Dies ist notwendig, um die Erfordernisse des Regelverstärkers 52 auszugleichen. Eine Ausführungsform der Erfindung benötigte ein Verstärkerlinearisierungsglied nicht, da die Kennlinie des Verstärkers linear war.

Verglichen mit den Bestandteilen eines Entzerrers, gibt der Schaltkreis nach Fig. 3 mehr Details an, obwohl die Bestandteile eines Entzerrers einem Fachmann auf dem Gebiet der QAM-Empfänger sicherlich bekannt sind. Die digitalen Signale, welche in Fig. 1 auf Leitung 26 oder in Fig. 2 auf Leitung 66 ausgegeben werden, sind im wesentlichen die Ausgangssignale der beiden A/D-Wandler, entsprechend dem Wandler 84 in Fig. 3. Die 5 Bits der Quatratur-Komponente und der In-Phase-Komponente werden in einem nachgeschalteten Schaltkreis logisch miteinander verknüpft, um nicht nur zu definieren, welche der 16 Datenpositionen durch das eintreffende Signal dargestellt wird, sondern auch um die Phase der Komponente in dieser dargestellten Datenposition zu definieren. Das Verfahren in welchem diese Signale miteinander verknüpft werden, liegt jenseits des Umfanges der vorgestellten Erfindung, welche sich lediglich mit der automatischen Verstärkungsregelung beschäftigt.

Wie zuvor erwähnt repräsentieren die 5 Bits, die in der logischen Verknüpfungsschaltung 86 miteinander verknüpft werden eine logische "0", falls das Signal eine unterhalb der I-Achse liegende Amplitude führt, und eine logische "1", falls dieses Signal eine oberhalb der I-Achse liegende Amplitude führt. Falls das Signal innerhalb eines Nennpegelbereiches liegt, bewirkt die Rückkopplung, daß das System nur innerhalb eines sehr schmalen Bereiches überschwingt. Falls das Signal größer als der Nennpegelbereich ist, d. h. entweder im Plus- oder Minusfehlerbereich liegt, stellt das System das Signal derart zurück, daß es innerhalb des Nennpegelbereiches fällt. Aus den Diagrammen in den Fig. 4, 5 und 6 ist offensichtlich, daß das höchstwertige Bit oder d4 festlegt, ob das Signal entweder oberhalb oder unterhalb einer Achse, wie z. B. der I-Achse für das Q-Phase-Signal, liegt, während das Bit d3 festlegt, ob das Signal in dem oberen oder unteren Abschnitt auf dieser Seite der I-Achse liegt. Die Bits d0, d1 und d2 definieren den Amplitudenpegel des Fehlersignales, obwohl der Integrator 90 nur logische Nullen und Einsen sieht. Während ein solches System sicherlich genauer entworfen werden könnte und innerhalb des Konzeptes dieser Erfindung liegt, ist der Schaltkreis für diese Anwendung einfacher ausgeführt.

Aus dem obigen wird ersichtlich, daß die bekannte Rückkopplungsschleife aus Fig. 1 bezüglich dem Signalpegel am A/D-Wandler 84 Beschränkungen in der Wirkungsweise hat. Dieser Pegel kann sich mit Änderungen der Verstärkung zwischen dem Regelverstärker 52 und dem A/D-Wandler ändern. Weiterhin wird die in die Regelschleife rückgekoppelte Leistung, die außerhalb eines bestimmten Frequenzbandes liegt, durch die Wirkung des Bandpaß-Filters 30 begrenzt. Die gezeigte Erfindung hat den Vorteil, daß der Pegel am Eingang des A/D-Wandlers 84 konstant gehalten wird. Das deshalb, weil der Detektor der gezeigten Erfindung, welcher die Blöcke 86 und 90 enthält, einen digitalen Eingang hat, weil der Detektor linear ist und keine Linearisierung benötigt, wie nach dem Stand der Technik in Block 34. Die Regelungsschleife paßt sich an Änderungen von HF-/Basis-Bandbreiten an, wo hingegen die bekannte Ausführung bei unterschiedlichen Frequenz-Bandbreiten Gestaltungsänderungen des Bandpaß-Filters 30 erfordert.

Wie für Fachleute offensichtlich, besteht die Funktion des Entzerrers 62, der im Zeitbereich arbeitet darin die Auswirkungen von Inter-Symbolinterferenz zu begrenzen. In einem QAM-System beinhaltet der Entzerrer auch Information über das Verhältnis von der Empfangsfrequenz zur Sendefrequenz als auch über die empfangsseitige Quadratur-Abstufung der Daten im Signalraum. Der Zentralabgriff eines üblichen Entzerrers kann ebenfalls Schaltkreise mit einschließen, die den Leistungspegel des Signals am A/D-Wandler auswerten. Der Entzerrer nutzt jede dieser Informationen, um Verstärker zu regeln, die adaptiv die empfangenen Pulse umformen, um obige Fehler zu korrigieren. Demnach hat der Entzerrer bezüglich einer automatischen Verstärkungsregelung eine begrenzte Leistungsfähigkeit von üblicherweise nicht mehr als 3-6 dB Aussteuerungsbereich. Dieser gerade erwähnte Schaltkreis ist Standard im Entwurf von Entzerrern und ist nicht zur Durchführung des erfindungsgemäßen Konzepts erforderlich, welches dem vorhandenen AGC-Detektor innerhalb des Entzerrers nutzt, um das Signal für die gesamten AGC-Regelungsschleife bereitzustellen, welche den Regelverstärker enthält, und um Schaltkreise einzusparen, welche überlicherweise nach dem Stand der Technik eingesetzt werden.

Es wird daher eine Empfangsschaltung mit automatischer Verstärkungsregelung beansprucht, die den Entzerrer als Quelle für das AGC-Signal nutzt. Obwohl die Erfindung bezüglich bestimmter herkömmlicher Funkempfänger erklärt wurde, kann die Idee auch in vielen anderen Anwendungen, die Entzerrer enthalten, wie etwa in einem digitalen AM-(Amplituden moduliertes) Funkgerät, genutzt werden.

Claims (5)

1. Verfahren zur automatischen Verstärkungsregelung innerhalb eines Funkempfängers mit folgenden Schritten:

• a) geregelte Verstärkung eines Eingangssignals, um ein erstes Signal mit veränderlicher Amplitude zu erhalten;
• b) Filterung dieses ersten Signals, um analoge, zweite Signale zu erhalten;
• c) Entzerrung dieser zweiten Signale im Zeitbereich mittels Analog-Digital-Wandlung, logischer Verknüpfung und Integration, um ein drittes Signal zur automatischen Verstärkungsregelung zu erhalten und Rückführung eines Anteils dieses dritten Signals zu einer der Entzerrung vorgeschalteten Addition, um die Verstärkung in dem für die Entzerrung zuständigen Teil des Funkempfängers zu regeln; und
• d) Filterung und Schwellwert-Detektion dieses dritten Signals vor seiner Nutzung als Steuersignal zur geregelten Verstärkung nach Fall a).

2. Vorrichtung zur automatischen Verstärkungsregelung für einen Funkempfänger mit:

• - Mitteln (52) zur geregelten Verstärkung eines Eingangssignals, die einen Signaleingang, einen Signalausgang und einen Steuersignaleingang enthalten;
• - Entzerrungsmitteln (62), die im Zeitbereich arbeiten und, die einen Steuersignalausgang (68) für eine automatische Verstärkungsregelung, einen Signalausgang (66) für entzerrte Signale und einen Signaleingang, der mit dem Signalausgang der Mittel (52) zur geregelten Verstärkung verbunden ist; und
• - Rückkkopplungsmitteln (70, 72, 74, 76), die zwischen dem Steuersignalausgang (68) der Entzerrungsmittel (62) und dem Steuersignaleingang der Mittel (52) zur geregelten Verstärkung geschaltet sind.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, in der die Rückkopplungsmittel ein Filter (72) und einen Schwellwert-Detektor (74) enthalten.

4. Vorrichtung nach Anspruch 2, in der die Verbindung zwischen den Mitteln (52) zur geregelten Verstärkung und den Signaleingängen der Entzerrungsmittel (62) Mischer (56, 58) und Basisband-Filter (60, 64) enthält, die das Ausgangssignal der Mittel (52) zur geregelten Verstärkung in In-Phase- und Quadratur-Phase-Komponenten aufteilen.

5. Verfahren zur Stabilisierung des Eingangssignalpegels einer Analog-Digital-Wandler-Einheit eines Entzerrers, der im Zeitbereich­ arbeit, der intern ein Steuersignal zur geregelten Verstärkung benutzt und, der Signale von einem Regelverstärker erhält, nachdem diese mittels Mischern und Filter verändert wurden, mit folgenden Schritten:

• - Schleifenfilterung dieses Steuersignals und
• - Rückführung des gefilterten Steuersignals auf den Regelverstärker zur rückgekoppelten Regelung seiner Verstärkung.