JP3024755B2 - Ａｇｃ回路及びその制御方法 - Google Patents
Ａｇｃ回路及びその制御方法Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
-
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Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＡＧＣ（Ａｕｔｏｍ
ａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ；自動利得制御）
回路に関し、特に受信したＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖ
ｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；符号分
割多重）方式等の多重信号を増幅するＡＧＣ回路に関す
る。
ａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ；自動利得制御）
回路に関し、特に受信したＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖ
ｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；符号分
割多重）方式等の多重信号を増幅するＡＧＣ回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のＡＧＣ回路は基準電圧に対し入力
電圧が小さい時は増幅回路の利得を上げ、大きい時は増
幅回路の利得を下げ、もって一定レベルかつ歪み等の少
ない出力を得ることを目的として設けられていた。従っ
て、基準電圧は所定値に固定されていた。
電圧が小さい時は増幅回路の利得を上げ、大きい時は増
幅回路の利得を下げ、もって一定レベルかつ歪み等の少
ない出力を得ることを目的として設けられていた。従っ
て、基準電圧は所定値に固定されていた。
【０００３】ところで、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉ
ｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）及びＦＤ
ＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌ
ｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で用いるＡＧＣ回路で
あればこのような基準電圧が固定の方式でもさして問題
とならない。
ｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）及びＦＤ
ＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌ
ｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で用いるＡＧＣ回路で
あればこのような基準電圧が固定の方式でもさして問題
とならない。
【０００４】というのは、ＴＤＭＡ及びＦＤＭＡ方式は
周波数軸上を時間的に１受信機で独占できる方式であ
り、このような方式では受信電圧の平均値と最大値との
関係はその変調方式のパラメータ（例えばＱＰＳＫ（Ｑ
ｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ））におけるロールオフ率）により事前に確認す
ることができるからである。
周波数軸上を時間的に１受信機で独占できる方式であ
り、このような方式では受信電圧の平均値と最大値との
関係はその変調方式のパラメータ（例えばＱＰＳＫ（Ｑ
ｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ））におけるロールオフ率）により事前に確認す
ることができるからである。
【０００５】このように決定された基準電圧によりＡＧ
Ｃ回路の出力としてほぼレベルが一定でかつ歪みの少な
い信号が得られる。従って、このようなＡＧＣ回路の出
力側に設けられるＡ／Ｄ変換器（アナログ／ディジタル
変換器）のフルスケールを有効に使用することができ
る。
Ｃ回路の出力としてほぼレベルが一定でかつ歪みの少な
い信号が得られる。従って、このようなＡＧＣ回路の出
力側に設けられるＡ／Ｄ変換器（アナログ／ディジタル
変換器）のフルスケールを有効に使用することができ
る。
【０００６】次に、ＣＤＭＡ方式について簡単に説明す
る。図１１はＣＤＭＡ方式の送信信号の構成を示す周波
数スペクトル図である。同図において、縦軸は信号の出
力レベル（ｄＢ）、横軸は周波数（Ｈｚ）を示す。
る。図１１はＣＤＭＡ方式の送信信号の構成を示す周波
数スペクトル図である。同図において、縦軸は信号の出
力レベル（ｄＢ）、横軸は周波数（Ｈｚ）を示す。
【０００７】同図に示すようにＣＤＭＡ方式は同一周波
数帯域ｆに複数の局、例えばＵ１〜Ｕ３の３局の信号が
多重されて送信される方式である。即ち、同一時刻、同
一周波数に複数局の信号が多重されて送信される方式で
ある。
数帯域ｆに複数の局、例えばＵ１〜Ｕ３の３局の信号が
多重されて送信される方式である。即ち、同一時刻、同
一周波数に複数局の信号が多重されて送信される方式で
ある。
【０００８】このように周波数軸上を複数受信機にて共
有するようなＣＤＭＡの変調方式においては、前述した
受信電圧の平均値と最大値との関係は、その時間におけ
る受信機の数により変化することとなり、Ａ／Ｄ変換器
の入力信号に歪み（オーバフロー）が発生しないように
することがしばしば不可能となる。
有するようなＣＤＭＡの変調方式においては、前述した
受信電圧の平均値と最大値との関係は、その時間におけ
る受信機の数により変化することとなり、Ａ／Ｄ変換器
の入力信号に歪み（オーバフロー）が発生しないように
することがしばしば不可能となる。
【０００９】同時に、受信する受信機が多い場合、その
受信波形のピークファクタ（クレストファクタ）が増大
することは自明である。又、このピークファクタの増大
を防止するために前もって基準電圧をＡ／Ｄ変換器のフ
ルスケールに対して十分低めに設定すると受信Ｓ／Ｎを
劣化させることになる。
受信波形のピークファクタ（クレストファクタ）が増大
することは自明である。又、このピークファクタの増大
を防止するために前もって基準電圧をＡ／Ｄ変換器のフ
ルスケールに対して十分低めに設定すると受信Ｓ／Ｎを
劣化させることになる。
【００１０】一方、基準電圧を可変としたＡＧＣ回路の
一例が特開平７−２２６７２５号公報（以下、先行技術
１という）に開示されている。これは特に小入力電圧の
増幅に重点を置いたものである。
一例が特開平７−２２６７２５号公報（以下、先行技術
１という）に開示されている。これは特に小入力電圧の
増幅に重点を置いたものである。
【００１１】図１２はこのＡＧＣ回路の構成図である。
同図を参照して、このＡＧＣ回路は受信した直交周波数
分割多重信号Ｓ５０を周波数変換部１０１でベースバン
ド帯域に変換し、その変換後のベースバンド帯域信号Ｓ
５１をＡＧＣアンプ１０２で増幅し、ＡＧＣアンプ１０
２で増幅したベースバンド帯域信号Ｓ５２をディバイダ
１０３で２つの経路に分割してミキサ１０６及び１０７
に伝送する。
同図を参照して、このＡＧＣ回路は受信した直交周波数
分割多重信号Ｓ５０を周波数変換部１０１でベースバン
ド帯域に変換し、その変換後のベースバンド帯域信号Ｓ
５１をＡＧＣアンプ１０２で増幅し、ＡＧＣアンプ１０
２で増幅したベースバンド帯域信号Ｓ５２をディバイダ
１０３で２つの経路に分割してミキサ１０６及び１０７
に伝送する。
【００１２】このミキサ１０６及び１０７は夫々入力さ
れたベースバンド帯域信号Ｓ５３，Ｓ５４を、位相変換
器１０５から出力される位相が互いに９０度異なる信号
Ｓ５５，Ｓ５６と混合し、第１及び第２のベースバンド
信号Ｓ５７，Ｓ５８として出力する。
れたベースバンド帯域信号Ｓ５３，Ｓ５４を、位相変換
器１０５から出力される位相が互いに９０度異なる信号
Ｓ５５，Ｓ５６と混合し、第１及び第２のベースバンド
信号Ｓ５７，Ｓ５８として出力する。
【００１３】そして、第１のベースバンド信号Ｓ５７は
ローパスフィルタ１０８を介してＡ／Ｄ変換器１１０で
ディジタル信号Ｓ５９に変換される。同様に、第２のベ
ースバンド信号Ｓ５８はローパスフィルタ１０９を介し
てＡ／Ｄ変換器１１１でディジタル信号Ｓ６０に変換さ
れる。
ローパスフィルタ１０８を介してＡ／Ｄ変換器１１０で
ディジタル信号Ｓ５９に変換される。同様に、第２のベ
ースバンド信号Ｓ５８はローパスフィルタ１０９を介し
てＡ／Ｄ変換器１１１でディジタル信号Ｓ６０に変換さ
れる。
【００１４】このＡ／Ｄ変換器１１０，１１１の出力Ｓ
５９，Ｓ６０は検波回路１１４で電圧検出され、この検
出値Ｓ６１に応じた電圧Ｓ６２が制御電圧発生部１１６
で発生する。
５９，Ｓ６０は検波回路１１４で電圧検出され、この検
出値Ｓ６１に応じた電圧Ｓ６２が制御電圧発生部１１６
で発生する。
【００１５】又、電圧発生器１２０は一定電圧Ｓ６３を
発生しており電圧加算部１１８は、この一定電圧Ｓ６３
を制御電圧発生部１１６で発生する電圧Ｓ６２と加算
し、その結果の電圧Ｓ６４でＡＧＣアンプ１０２の利得
を制御する。
発生しており電圧加算部１１８は、この一定電圧Ｓ６３
を制御電圧発生部１１６で発生する電圧Ｓ６２と加算
し、その結果の電圧Ｓ６４でＡＧＣアンプ１０２の利得
を制御する。
【００１６】この加算する電圧Ｓ６３は、Ａ／Ｄ変換器
１１０，１１１への入力波形がＡ／Ｄ変換器１１０，１
１１の許容入力を超えるようにＡＧＣアンプ１０２の利
得を制御する電圧である。
１１０，１１１への入力波形がＡ／Ｄ変換器１１０，１
１１の許容入力を超えるようにＡＧＣアンプ１０２の利
得を制御する電圧である。
【００１７】そして、Ａ／Ｄ変換器１１０，１１１への
入力波形がＡ／Ｄ変換器１１０，１１１の許容入力を超
えることにより、Ａ／Ｄ変換器１１０，１１１の入力の
低振幅部分に対する量子化誤差を軽減することができ
る、というものである。
入力波形がＡ／Ｄ変換器１１０，１１１の許容入力を超
えることにより、Ａ／Ｄ変換器１１０，１１１の入力の
低振幅部分に対する量子化誤差を軽減することができ
る、というものである。
【００１８】一方、大振幅部分がＡ／Ｄ変換器１１０，
１１１の許容電圧範囲を超えクリップされることになる
ので、歪み等の影響が出ることも考えられるが、この復
調装置で復調するのはＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎｌ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐ
ｌｅｘｉｎｇ）波であり、ＯＦＤＭ波を考えた場合、大
振幅部分の発生確率が非常に小さいため、改善効果に比
較して問題のないものとなる。
１１１の許容電圧範囲を超えクリップされることになる
ので、歪み等の影響が出ることも考えられるが、この復
調装置で復調するのはＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎｌ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐ
ｌｅｘｉｎｇ）波であり、ＯＦＤＭ波を考えた場合、大
振幅部分の発生確率が非常に小さいため、改善効果に比
較して問題のないものとなる。
【００１９】図１３にＯＦＤＭ波の周波数スペクトル図
を示す。ＯＦＤＭ波は同図に示すように、例えば中心周
波数ｆ１の信号と中心周波数ｆ２の信号が周波数領域ｆ
１２において相互に干渉し合い、中心周波数ｆ２の信号
と中心周波数ｆ３の信号が周波数領域ｆ２３において相
互に干渉し合う。
を示す。ＯＦＤＭ波は同図に示すように、例えば中心周
波数ｆ１の信号と中心周波数ｆ２の信号が周波数領域ｆ
１２において相互に干渉し合い、中心周波数ｆ２の信号
と中心周波数ｆ３の信号が周波数領域ｆ２３において相
互に干渉し合う。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、干渉し合う信
号は２個の信号のみでありＣＤＭＡとは状況が全く異な
る。本発明では一般に３個以上の信号が干渉し合うＣＤ
ＭＡを扱うのである。
号は２個の信号のみでありＣＤＭＡとは状況が全く異な
る。本発明では一般に３個以上の信号が干渉し合うＣＤ
ＭＡを扱うのである。
【００２１】即ち、ＣＤＭＡにこのような先行技術１の
ＡＧＣ回路を用いると、大振幅部分がＡ／Ｄ変換器の許
容電圧範囲を超えてクリップされ、歪み等が大きくなり
問題となる。
ＡＧＣ回路を用いると、大振幅部分がＡ／Ｄ変換器の許
容電圧範囲を超えてクリップされ、歪み等が大きくなり
問題となる。
【００２２】又、この種のＡＧＣ回路の他の例が特開平
８−３３１１９２号公報（以下、先行技術２という）に
開示されている。これは、簡単な構成及び演算で、正確
な同期検出に基づく位相補正を行って、変調波信号を復
調することが可能なＱＡＭ復調装置に関する発明であ
る。
８−３３１１９２号公報（以下、先行技術２という）に
開示されている。これは、簡単な構成及び演算で、正確
な同期検出に基づく位相補正を行って、変調波信号を復
調することが可能なＱＡＭ復調装置に関する発明であ
る。
【００２３】このＡＧＣ回路はシンボル信号の振幅値に
ついて所定期間中で上位Ｍ個の値を抽出して利得調整を
行う、というものであるが、その目的が正確な同期検出
に基づく位相補正を行って、変調波信号を復調すること
にあり、本発明と目的が全く相違する。
ついて所定期間中で上位Ｍ個の値を抽出して利得調整を
行う、というものであるが、その目的が正確な同期検出
に基づく位相補正を行って、変調波信号を復調すること
にあり、本発明と目的が全く相違する。
【００２４】従って、先行技術２にも本発明の課題、即
ち、ＣＤＭＡ復調装置においてＡ／Ｄ変換器の入力信号
に歪みが発生するのを防止する手段は開示されていな
い。
ち、ＣＤＭＡ復調装置においてＡ／Ｄ変換器の入力信号
に歪みが発生するのを防止する手段は開示されていな
い。
【００２５】そこで本発明の目的は、ＣＤＭＡのように
周波数軸上を複数受信機にて共有する変調方式の信号を
復調する場合であっても、Ａ／Ｄ変換器の入力信号に歪
みが発生するのを防止することができ、もってＡ／Ｄ変
換器のフルスケールを使用することが可能なＡＧＣ回路
を提供することにある。
周波数軸上を複数受信機にて共有する変調方式の信号を
復調する場合であっても、Ａ／Ｄ変換器の入力信号に歪
みが発生するのを防止することができ、もってＡ／Ｄ変
換器のフルスケールを使用することが可能なＡＧＣ回路
を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に本発明は、入力信号を増幅する増幅手段と、この増幅
手段で増幅された前記入力信号をディジタルデータに変
換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段にてディ
ジタルデータに変換された前記入力信号の振幅を第１基
準値と比較し比較結果に応じて前記増幅手段の利得を制
御する制御手段とを含むＡＧＣ回路であって、前記ディ
ジタルデータに変換された前記入力信号の所定期間にお
ける振幅の最大値を検出し、その最大値に応じて前記第
１基準値を制御する第１基準値制御手段を含んでおり、
前記第１基準値制御手段は、前記ディジタルデータに変
換された前記入力信号の所定期間における振幅の最大値
を第２基準値と比較し、前記最大値が前記第２基準値を
超える場合は前記増幅手段の利得を下げるよう前記第１
基準値を制御することを特徴とする。
に本発明は、入力信号を増幅する増幅手段と、この増幅
手段で増幅された前記入力信号をディジタルデータに変
換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段にてディ
ジタルデータに変換された前記入力信号の振幅を第１基
準値と比較し比較結果に応じて前記増幅手段の利得を制
御する制御手段とを含むＡＧＣ回路であって、前記ディ
ジタルデータに変換された前記入力信号の所定期間にお
ける振幅の最大値を検出し、その最大値に応じて前記第
１基準値を制御する第１基準値制御手段を含んでおり、
前記第１基準値制御手段は、前記ディジタルデータに変
換された前記入力信号の所定期間における振幅の最大値
を第２基準値と比較し、前記最大値が前記第２基準値を
超える場合は前記増幅手段の利得を下げるよう前記第１
基準値を制御することを特徴とする。
【００２７】又、本発明による他の発明は、入力信号を
増幅し、その増幅された前記入力信号をディジタルデー
タに変換し、そのディジタルデータに変換された前記入
力信号の振幅を第１基準値と比較し比較結果に応じて前
記入力信号の増幅度を制御する第１処理を含むＡＧＣ回
路の制御方法であって、前記ディジタルデータに変換さ
れた前記入力信号の所定期間における振幅の最大値を検
出し、この最大値に応じて前記第１基準値を制御する第
２処理を含んでおり、前記第２処理は、前記ディジタル
データに変換された前記入力信号の所定期間における振
幅の最大値を第２基準値と比較し、前記最大値が前記第
２基準値を超える場合は前記増幅度を下げるよう前記第
１基準値を制御することを特徴とする。
増幅し、その増幅された前記入力信号をディジタルデー
タに変換し、そのディジタルデータに変換された前記入
力信号の振幅を第１基準値と比較し比較結果に応じて前
記入力信号の増幅度を制御する第１処理を含むＡＧＣ回
路の制御方法であって、前記ディジタルデータに変換さ
れた前記入力信号の所定期間における振幅の最大値を検
出し、この最大値に応じて前記第１基準値を制御する第
２処理を含んでおり、前記第２処理は、前記ディジタル
データに変換された前記入力信号の所定期間における振
幅の最大値を第２基準値と比較し、前記最大値が前記第
２基準値を超える場合は前記増幅度を下げるよう前記第
１基準値を制御することを特徴とする。
【００２８】本発明及び本発明による他の発明によれ
ば、入力信号と比較する第１基準値を入力信号の振幅の
最大値に応じて変化させ、これにより増幅手段の利得を
制御する。
ば、入力信号と比較する第１基準値を入力信号の振幅の
最大値に応じて変化させ、これにより増幅手段の利得を
制御する。
【００２９】これにより、ＣＤＭＡのように周波数軸上
を複数受信機にて共有する変調方式の信号を復調する場
合であっても、Ａ／Ｄ変換器の入力信号に歪みが発生す
るのを防止することができ、もってＡ／Ｄ変換器のフル
スケールを使用することが可能となる。
を複数受信機にて共有する変調方式の信号を復調する場
合であっても、Ａ／Ｄ変換器の入力信号に歪みが発生す
るのを防止することができ、もってＡ／Ｄ変換器のフル
スケールを使用することが可能となる。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て添付図面を参照しながら説明する。まず、本発明に係
る移動無線通信システムにおける移動局、好ましくは、
ＡＧＣ回路を含む送受信装置の全体構成について説明す
る。
て添付図面を参照しながら説明する。まず、本発明に係
る移動無線通信システムにおける移動局、好ましくは、
ＡＧＣ回路を含む送受信装置の全体構成について説明す
る。
【００３１】図１０は本発明に係るＡＧＣ回路を含む送
受信装置の全体構成図である。
受信装置の全体構成図である。
【００３２】送受信装置は、アンテナ５１と、切替えス
イッチ５２と、受信部５３と、送信部５４と、ディジタ
ル信号処理部１３とからなる。
イッチ５２と、受信部５３と、送信部５４と、ディジタ
ル信号処理部１３とからなる。
【００３３】さらに、受信部５３はバンドパスフィルタ
５６〜６０と、アンプ６１〜６４と、ＡＧＣアンプ１
と、直交復調器（Ｑ−ＤＥＭ）２と、Ａ／Ｄ変換器７，
８と、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ）を含むＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌ
ｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）６７と、ミキサ６８とからな
り、送信部５４はバンドパスフィルタ７１〜７４と、ア
ンプ７５〜７８と、ＡＧＣアンプ７９と、直交変調器
（Ｑ−ＭＯＤ）８０と、Ｄ／Ａ変換器８１と、各々ＶＣ
Ｏ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉ
ｌａｔｏｒ）を含むＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ）８３，８４と、ＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅｒａ
ｔｕｒｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ Ｘｔａｌ Ｏｓｃ
ｉｌｌａｔｏｒ）８５と、ミキサ８６と、アイソレータ
８７とからなる。
５６〜６０と、アンプ６１〜６４と、ＡＧＣアンプ１
と、直交復調器（Ｑ−ＤＥＭ）２と、Ａ／Ｄ変換器７，
８と、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ）を含むＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌ
ｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）６７と、ミキサ６８とからな
り、送信部５４はバンドパスフィルタ７１〜７４と、ア
ンプ７５〜７８と、ＡＧＣアンプ７９と、直交変調器
（Ｑ−ＭＯＤ）８０と、Ｄ／Ａ変換器８１と、各々ＶＣ
Ｏ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉ
ｌａｔｏｒ）を含むＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ）８３，８４と、ＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅｒａ
ｔｕｒｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ Ｘｔａｌ Ｏｓｃ
ｉｌｌａｔｏｒ）８５と、ミキサ８６と、アイソレータ
８７とからなる。
【００３４】次に、動作について説明する。切替えスイ
ッチ５２はアンテナと外部ＲＦ（ｅｘｔ ＲＦ）端子の
切替え用スイッチである。外部ＲＦ端子は、製造及び保
守上での測定用と車載時に使用される。
ッチ５２はアンテナと外部ＲＦ（ｅｘｔ ＲＦ）端子の
切替え用スイッチである。外部ＲＦ端子は、製造及び保
守上での測定用と車載時に使用される。
【００３５】まず、受信部５３から説明する。アンテナ
５１で受信されたＣＤＭＡ信号は切替えスイッチ５２、
バンドパスフィルタ５６、アンプ６１、バンドパスフィ
ルタ５７を介してミキサ６８にて周波数変換される。
５１で受信されたＣＤＭＡ信号は切替えスイッチ５２、
バンドパスフィルタ５６、アンプ６１、バンドパスフィ
ルタ５７を介してミキサ６８にて周波数変換される。
【００３６】なお、ＰＬＬ８３内のＶＣＯからその信号
はアンプ６３，６２及びバンドパスフィルタ６０を介し
てローカル信号としてミキサ６８に入力される。
はアンプ６３，６２及びバンドパスフィルタ６０を介し
てローカル信号としてミキサ６８に入力される。
【００３７】ミキサ６８にて周波数変換されたＣＤＭＡ
信号はバンドパスフィルタ５８を介してＡＧＣアンプ１
に入力される。そして、ＣＤＭＡ信号はこのＡＧＣアン
プ１にて増幅された後、バンドパスフィルタ５９を介し
て直交復調器２でＩ（同相）成分とこのＩ成分と９０度
位相の異なるＱ（直交）成分に復調され、その各々がＡ
／Ｄ変換器７，８に入力されディジタル値に変換され
る。
信号はバンドパスフィルタ５８を介してＡＧＣアンプ１
に入力される。そして、ＣＤＭＡ信号はこのＡＧＣアン
プ１にて増幅された後、バンドパスフィルタ５９を介し
て直交復調器２でＩ（同相）成分とこのＩ成分と９０度
位相の異なるＱ（直交）成分に復調され、その各々がＡ
／Ｄ変換器７，８に入力されディジタル値に変換され
る。
【００３８】一方、ＰＬＬ６７内のＶＣＯからの信号は
アンプ６４を介して直交復調器２に入力される。
アンプ６４を介して直交復調器２に入力される。
【００３９】そして、Ａ／Ｄ変換器７，８にてディジタ
ル値に変換されたＩ成分及びＱ成分はディジタル信号処
理部１３にて所定のディジタル信号処理がなされる。
ル値に変換されたＩ成分及びＱ成分はディジタル信号処
理部１３にて所定のディジタル信号処理がなされる。
【００４０】そのディジタル信号処理には逆拡散器（不
図示）にて信号を逆拡散して希望信号のみが抽出する処
理が含まれる。
図示）にて信号を逆拡散して希望信号のみが抽出する処
理が含まれる。
【００４１】なお、後述するＡＧＣ回路は上記構成のう
ちＡＧＣアンプ１と、バンドパスフィルタ５９と、直交
復調器２と、Ａ／Ｄ変換器７，８と、ディジタル信号処
理部１３とを含む部分で構成されている。
ちＡＧＣアンプ１と、バンドパスフィルタ５９と、直交
復調器２と、Ａ／Ｄ変換器７，８と、ディジタル信号処
理部１３とを含む部分で構成されている。
【００４２】次に、送信部５４の動作について説明す
る。送信部５４の動作は受信部５３の動作をそのまま逆
順にしたものである。
る。送信部５４の動作は受信部５３の動作をそのまま逆
順にしたものである。
【００４３】まず、信号はディジタル信号処理部１３に
て拡散器（不図示）により拡散処理された後、Ｄ／Ａ変
換器８１にてＩ成分及びＱ成分のアナログ信号に変換さ
れる。
て拡散器（不図示）により拡散処理された後、Ｄ／Ａ変
換器８１にてＩ成分及びＱ成分のアナログ信号に変換さ
れる。
【００４４】そして、アナログ変換されたＩ成分及びＱ
成分は直交変調器８０にて直交変調され、バンドパスフ
ィルタ７４を介してＡＧＣアンプ７９に入力され増幅さ
れる。
成分は直交変調器８０にて直交変調され、バンドパスフ
ィルタ７４を介してＡＧＣアンプ７９に入力され増幅さ
れる。
【００４５】このＡＧＣアンプ７９で増幅された直交変
調信号はミキサ８６にて所定周波数に変換された後、バ
ンドパスフィルタ７３、アンプ７６、バンドパスフィル
タ７２、アンプ７５、アイソレータ８７、バンドパスフ
ィルタ７１及び切替えスイッチ５２を介してアンテナ５
１より送信される。
調信号はミキサ８６にて所定周波数に変換された後、バ
ンドパスフィルタ７３、アンプ７６、バンドパスフィル
タ７２、アンプ７５、アイソレータ８７、バンドパスフ
ィルタ７１及び切替えスイッチ５２を介してアンテナ５
１より送信される。
【００４６】一方、ＰＬＬ８３内のＶＣＯからの信号は
アンプ６３及び７７を介してミキサ８６に入力され、Ｐ
ＬＬ６７及び８３からの信号はＴＣＸＯ８５、ＶＣＯを
含むＰＬＬ８４及びアンプ７８を介して直交変調器８０
に入力される。
アンプ６３及び７７を介してミキサ８６に入力され、Ｐ
ＬＬ６７及び８３からの信号はＴＣＸＯ８５、ＶＣＯを
含むＰＬＬ８４及びアンプ７８を介して直交変調器８０
に入力される。
【００４７】次に、本発明に係るＡＧＣ回路の第１の実
施の形態について説明する。図１は第１の実施の形態の
構成図である。なお、図１０の全体構成図と同様の構成
部分については同一番号を付し、その説明を省略する。
施の形態について説明する。図１は第１の実施の形態の
構成図である。なお、図１０の全体構成図と同様の構成
部分については同一番号を付し、その説明を省略する。
【００４８】同図を参照して、本発明に係るＡＧＣ回路
は、受信波が入力されるＡＧＣアンプ１と、このＡＧＣ
アンプ１の出力信号を復調する直交復調器２と、この直
交復調器２の出力信号の低域周波数部分を抽出するロー
パスフィルタ３，４と、このローパスフィルタ３，４の
出力信号を増幅する増幅器５，６と、この増幅器５，６
の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換
器７，８と、このＡ／Ｄ変換器７，８の出力データを波
形成形するルートナイキストフィルタ９，１０と、この
ルートナイキストフィルタ９，１０からの出力データを
処理して所望の復調出力信号を取出す受信データ処理回
路１３と、Ａ／Ｄ変換器７，８の出力電圧データを測定
し所定期間の平均値を出力する受信電圧測定回路１２
と、ＡＧＣループとして収束させたい電圧値を発生する
基準電圧発生器１５と、この受信電圧測定回路１２の出
力と基準電圧発生器１５の出力とを比較し両出力の差分
を出力する比較器１１と、基準電圧発生器１５にて発生
する基準電圧を制御する最大電圧検出器１６とからな
る。
は、受信波が入力されるＡＧＣアンプ１と、このＡＧＣ
アンプ１の出力信号を復調する直交復調器２と、この直
交復調器２の出力信号の低域周波数部分を抽出するロー
パスフィルタ３，４と、このローパスフィルタ３，４の
出力信号を増幅する増幅器５，６と、この増幅器５，６
の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換
器７，８と、このＡ／Ｄ変換器７，８の出力データを波
形成形するルートナイキストフィルタ９，１０と、この
ルートナイキストフィルタ９，１０からの出力データを
処理して所望の復調出力信号を取出す受信データ処理回
路１３と、Ａ／Ｄ変換器７，８の出力電圧データを測定
し所定期間の平均値を出力する受信電圧測定回路１２
と、ＡＧＣループとして収束させたい電圧値を発生する
基準電圧発生器１５と、この受信電圧測定回路１２の出
力と基準電圧発生器１５の出力とを比較し両出力の差分
を出力する比較器１１と、基準電圧発生器１５にて発生
する基準電圧を制御する最大電圧検出器１６とからな
る。
【００４９】次に、動作について説明する。受信波Ｓ１
はＡＧＣアンプ１に入力され、比較器１１より出力され
る利得制御電圧Ｖ２に対応した利得により増幅される。
はＡＧＣアンプ１に入力され、比較器１１より出力され
る利得制御電圧Ｖ２に対応した利得により増幅される。
【００５０】ＡＧＣアンプ１は利得可変増幅制御端子１
ａを有し、この利得可変増幅制御端子１ａを介して入力
される利得制御電圧Ｖ２により線形に増幅度が変化する
ものである。
ａを有し、この利得可変増幅制御端子１ａを介して入力
される利得制御電圧Ｖ２により線形に増幅度が変化する
ものである。
【００５１】直交復調器２は受信波Ｓ１よりベースバン
ド信号の同相Ｉ成分及び直交Ｑ成分を取出し、各成分
Ｉ，Ｑは夫々ローパスフィルタ３，４を通過し、アンプ
５，６により増幅され、Ａ／Ｄ変換器７，８によりＡ／
Ｄ変換され、符号間干渉を生じさせないようディジタル
フィルタ（この例ではルートナイキストフィルタ）９，
１０にて波形成形を施され、さらに受信データ処理回路
１３にて復調出力信号Ｓ２として出力される。
ド信号の同相Ｉ成分及び直交Ｑ成分を取出し、各成分
Ｉ，Ｑは夫々ローパスフィルタ３，４を通過し、アンプ
５，６により増幅され、Ａ／Ｄ変換器７，８によりＡ／
Ｄ変換され、符号間干渉を生じさせないようディジタル
フィルタ（この例ではルートナイキストフィルタ）９，
１０にて波形成形を施され、さらに受信データ処理回路
１３にて復調出力信号Ｓ２として出力される。
【００５２】なお、ＡＧＣアンプ１と直交復調器２間の
バンドパスフィルタ５９は図１では省略されている。
又、図１の受信データ処理回路１３は図１０のディジタ
ル信号処理部１３と同一番号が付されているが、これは
図１の受信データ処理回路１３は図１０のディジタル信
号処理部１３に含まれることを意味している。
バンドパスフィルタ５９は図１では省略されている。
又、図１の受信データ処理回路１３は図１０のディジタ
ル信号処理部１３と同一番号が付されているが、これは
図１の受信データ処理回路１３は図１０のディジタル信
号処理部１３に含まれることを意味している。
【００５３】さて図１に戻り、受信電圧測定回路１２に
よりＡ／Ｄ変換器７，８から出力される出力電圧Ｖ５，
Ｖ６が測定される。
よりＡ／Ｄ変換器７，８から出力される出力電圧Ｖ５，
Ｖ６が測定される。
【００５４】そして、出力電圧データＶ５，Ｖ６の所定
期間の平均値Ｖ３が測定される。
期間の平均値Ｖ３が測定される。
【００５５】そして、その平均値Ｖ３及び基準電圧発生
器１５より出力される基準電圧Ｖ１は比較器１１に入力
され比較される。
器１５より出力される基準電圧Ｖ１は比較器１１に入力
され比較される。
【００５６】比較器１１は比較差分電圧に対応する利得
制御電圧Ｖ２を発生し、この利得制御電圧Ｖ２をＡＧＣ
アンプ１に入力することにより、ＡＧＣアンプ１は基準
電圧Ｖ１と平均値Ｖ３との差が“０”となるよう自己の
利得を制御する。
制御電圧Ｖ２を発生し、この利得制御電圧Ｖ２をＡＧＣ
アンプ１に入力することにより、ＡＧＣアンプ１は基準
電圧Ｖ１と平均値Ｖ３との差が“０”となるよう自己の
利得を制御する。
【００５７】このＡＧＣアンプ１はＡ／Ｄ変換器７，８
の入力レベルを一定にかつ歪みなく保持すべくＡＧＣル
ープにより制御される。
の入力レベルを一定にかつ歪みなく保持すべくＡＧＣル
ープにより制御される。
【００５８】このＡＧＣループはＡＧＣアンプ１、直交
復調器２、Ａ／Ｄ変換器７，８、受信電圧測定回路１
２、比較器１１を介して再びＡＧＣアンプ１に戻るルー
プをいう。
復調器２、Ａ／Ｄ変換器７，８、受信電圧測定回路１
２、比較器１１を介して再びＡＧＣアンプ１に戻るルー
プをいう。
【００５９】次に、最大電圧検出器１６について説明す
る。最大電圧検出器１６はＡ／Ｄ変換器７，８の出力と
基準電圧発生器１５の入力間に接続されている。
る。最大電圧検出器１６はＡ／Ｄ変換器７，８の出力と
基準電圧発生器１５の入力間に接続されている。
【００６０】最大電圧検出器１６はＡ／Ｄ変換器７，８
の出力の最大電圧Ｖ１０を検出し、この最大電圧Ｖ１０
の大小により基準電圧発生器１５の発生する基準電圧Ｖ
１を制御する。
の出力の最大電圧Ｖ１０を検出し、この最大電圧Ｖ１０
の大小により基準電圧発生器１５の発生する基準電圧Ｖ
１を制御する。
【００６１】ＣＤＭＡ方式以外の信号であれば、基準電
圧Ｖ１はＡ／Ｄ変換器７，８の出力Ｖ５，Ｖ６の平均電
圧と最大電圧とから比較的簡単に求めることができる。
圧Ｖ１はＡ／Ｄ変換器７，８の出力Ｖ５，Ｖ６の平均電
圧と最大電圧とから比較的簡単に求めることができる。
【００６２】しかし、ＣＤＭＡ方式の信号の場合、前述
したように最大電圧は多重される信号の数に応じて上下
し、これは時間の経過とともに変化する。
したように最大電圧は多重される信号の数に応じて上下
し、これは時間の経過とともに変化する。
【００６３】従って、ＣＤＭＡ方式以外の信号と同様に
基準電圧Ｖ１を設定していたのでは、例えば瞬間的に高
い電圧の信号がＡ／Ｄ変換器７，８に入力された場合、
Ａ／Ｄ変換器７，８のフルスケールを超えるため、その
ような電圧をディジタル値に変換することはできなくな
る。
基準電圧Ｖ１を設定していたのでは、例えば瞬間的に高
い電圧の信号がＡ／Ｄ変換器７，８に入力された場合、
Ａ／Ｄ変換器７，８のフルスケールを超えるため、その
ような電圧をディジタル値に変換することはできなくな
る。
【００６４】そこで、予めこのような高い電圧の信号が
Ａ／Ｄ変換器７，８に入力されるのを予測して基準電圧
Ｖ１を低めに設定しておき、これによりＡＧＣアンプ１
の利得を下げるとする。そうすれば、Ａ／Ｄ変換器７，
８にこのような高い電圧の信号が入力されてもＡ／Ｄ変
換器７，８にてその電圧をディジタル変換することが可
能となる。
Ａ／Ｄ変換器７，８に入力されるのを予測して基準電圧
Ｖ１を低めに設定しておき、これによりＡＧＣアンプ１
の利得を下げるとする。そうすれば、Ａ／Ｄ変換器７，
８にこのような高い電圧の信号が入力されてもＡ／Ｄ変
換器７，８にてその電圧をディジタル変換することが可
能となる。
【００６５】しかし、逆に高い電圧の信号がＡ／Ｄ変換
器７，８に入力されなくなると、Ａ／Ｄ変換器７，８で
変換出力される電圧も低いものばかりになる。いま、Ａ
／Ｄ変換器７，８が８ビットでデータを出力する能力を
備えているとすると、そのうちの下位数ビットしか有効
に使用されなくなり、これではＡ／Ｄ変換器７，８のフ
ルスケールを有効に活用しているとはいえなくなる。
器７，８に入力されなくなると、Ａ／Ｄ変換器７，８で
変換出力される電圧も低いものばかりになる。いま、Ａ
／Ｄ変換器７，８が８ビットでデータを出力する能力を
備えているとすると、そのうちの下位数ビットしか有効
に使用されなくなり、これではＡ／Ｄ変換器７，８のフ
ルスケールを有効に活用しているとはいえなくなる。
【００６６】そこで、最大電圧検出器１６にＡ／Ｄ変換
器７，８に入力される電圧（これはＡ／Ｄ変換器７，８
より出力される電圧に等しい）の最大値を検出させ、そ
の最大値がＡ／Ｄ変換器７，８のフルスケール電圧に達
しない場合は、基準電圧Ｖ１を上げ、これによりＡＧＣ
アンプ１の利得を上げる。
器７，８に入力される電圧（これはＡ／Ｄ変換器７，８
より出力される電圧に等しい）の最大値を検出させ、そ
の最大値がＡ／Ｄ変換器７，８のフルスケール電圧に達
しない場合は、基準電圧Ｖ１を上げ、これによりＡＧＣ
アンプ１の利得を上げる。
【００６７】一方、その最大値がＡ／Ｄ変換器７，８の
フルスケールとなる回数が所定基準値を超えると基準電
圧Ｖ１を下げ、これによりＡＧＣアンプ１の利得を下げ
る。
フルスケールとなる回数が所定基準値を超えると基準電
圧Ｖ１を下げ、これによりＡＧＣアンプ１の利得を下げ
る。
【００６８】これによりＡ／Ｄ変換器７又は８のフルス
ケールを有効に活用することが可能となる。
ケールを有効に活用することが可能となる。
【００６９】次に、各部の動作の詳細について説明す
る。まず、受信データと拡散符号との関係について簡単
に説明する。図２は受信データと拡散符号との関係を示
す波形図である。
る。まず、受信データと拡散符号との関係について簡単
に説明する。図２は受信データと拡散符号との関係を示
す波形図である。
【００７０】同図に示すように、チップ区間Ｔｃの拡散
符号と１ビット区間幅Ｔの受信データとが不図示の掛算
器により掛算されて送信信号が生成される。この送信信
号が複数個多重されたものがＡ／Ｄ変換器７，８に入力
される。
符号と１ビット区間幅Ｔの受信データとが不図示の掛算
器により掛算されて送信信号が生成される。この送信信
号が複数個多重されたものがＡ／Ｄ変換器７，８に入力
される。
【００７１】又、Ａ／Ｄ変換器７，８ではチップ区間Ｔ
ｃごと、好ましくは、Ｔｃ＊Ｎ（Ｎ≧２）ごとに受信デ
ータがサンプリングされる。
ｃごと、好ましくは、Ｔｃ＊Ｎ（Ｎ≧２）ごとに受信デ
ータがサンプリングされる。
【００７２】図３は受信データの一例の構成図である。
同図に示すように、例えば、パイロット信号３１と、Ｔ
ＰＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔ
ｒｏｌ）３２と、受信データ３３とで１スロットが形成
される。この受信データ３３をＡ／Ｄ変換器７，８がサ
ンプリングし、ディジタルデータＶ５，Ｖ６に変換す
る。
同図に示すように、例えば、パイロット信号３１と、Ｔ
ＰＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔ
ｒｏｌ）３２と、受信データ３３とで１スロットが形成
される。この受信データ３３をＡ／Ｄ変換器７，８がサ
ンプリングし、ディジタルデータＶ５，Ｖ６に変換す
る。
【００７３】Ａ／Ｄ変換器７，８から出力されたディジ
タルデータＶ５，Ｖ６は受信電圧測定回路１２に入力さ
れる。次に、この受信電圧測定回路１２について説明す
る。
タルデータＶ５，Ｖ６は受信電圧測定回路１２に入力さ
れる。次に、この受信電圧測定回路１２について説明す
る。
【００７４】受信電圧測定回路１２にはＩ成分のディジ
タルデータＶ５とＱ成分のディジタルデータＶ６とが入
力される。
タルデータＶ５とＱ成分のディジタルデータＶ６とが入
力される。
【００７５】図４はＩ成分とＱ成分とを直交座標で表示
した模式説明図である。同図は受信信号がＱＰＳＫ（Ｑ
ｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ）である場合を示している。
した模式説明図である。同図は受信信号がＱＰＳＫ（Ｑ
ｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ）である場合を示している。
【００７６】同図を参照して、Ｉ成分とＱ成分とを合成
したものが受信信号の振幅値Ｐとなる。
したものが受信信号の振幅値Ｐとなる。
【００７７】即ち、受信信号の振幅値Ｐは√（Ｉ2 ＋Ｑ
2 ）で表される。従って、受信信号を（Ｉ成分，Ｑ成
分）で表すと、（１，１）の振幅値Ｐ１は√２であり、
その他の（−１，１），（−１，−１），（１，−１）
の振幅値Ｐ２〜Ｐ４も同様に√２となる。
2 ）で表される。従って、受信信号を（Ｉ成分，Ｑ成
分）で表すと、（１，１）の振幅値Ｐ１は√２であり、
その他の（−１，１），（−１，−１），（１，−１）
の振幅値Ｐ２〜Ｐ４も同様に√２となる。
【００７８】又、受信電圧測定回路１２には同時刻に複
数局からの信号が到来する。従って、例えばＰ１〜Ｐ３
の信号が同時に到来した場合、その振幅値の合計Ｐｔは
３√２となる。この数値Ｐｔは到来する信号数に応じて
変化する。
数局からの信号が到来する。従って、例えばＰ１〜Ｐ３
の信号が同時に到来した場合、その振幅値の合計Ｐｔは
３√２となる。この数値Ｐｔは到来する信号数に応じて
変化する。
【００７９】図５は信号が１６ＱＡＭ（１６−ｐｏｓｉ
ｔｉｏｎｓ ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の場合を示している。この場
合、振幅値Ｐ１とＰ３とは同一値を取るが、振幅値Ｐ２
はこれらより小さな値をとることになる。
ｔｉｏｎｓ ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の場合を示している。この場
合、振幅値Ｐ１とＰ３とは同一値を取るが、振幅値Ｐ２
はこれらより小さな値をとることになる。
【００８０】受信電圧測定回路１２はこの振幅値Ｐｔの
平均値Ｖ３を一定期間ごとに算出する。一定期間は、例
えばＮ（Ｎは正の整数）スロットごとである。
平均値Ｖ３を一定期間ごとに算出する。一定期間は、例
えばＮ（Ｎは正の整数）スロットごとである。
【００８１】次に、最大電圧検出器１６について説明す
る。最大電圧検出器１６はＮスロットごとに振幅値Ｐｔ
の最大値Ｖ１０を検出する。
る。最大電圧検出器１６はＮスロットごとに振幅値Ｐｔ
の最大値Ｖ１０を検出する。
【００８２】図６は振幅値Ｐｔと最大値Ｖ１０との関係
を示す波形図である。
を示す波形図である。
【００８３】同図は受信電圧測定回路１２及び最大電圧
検出器１６に入力される信号（振幅値Ｐｔ）のレベルが
時間Ｔの経過とともにＶ２１〜Ｖ２９に変化する様子を
示している。
検出器１６に入力される信号（振幅値Ｐｔ）のレベルが
時間Ｔの経過とともにＶ２１〜Ｖ２９に変化する様子を
示している。
【００８４】又、Ａ／Ｄ変換器７，８からの出力８ビッ
トで最大値Ｖ１０（Ｖ２８）が表示され、下位４ビット
で平均値Ｖ３（Ｖ２１）が表示されることを示してい
る。
トで最大値Ｖ１０（Ｖ２８）が表示され、下位４ビット
で平均値Ｖ３（Ｖ２１）が表示されることを示してい
る。
【００８５】次に、比較器１１について説明する。図７
は比較器１１に入力される受信電圧Ｖ３と基準電圧Ｖ１
の構成を示す模式説明図である。
は比較器１１に入力される受信電圧Ｖ３と基準電圧Ｖ１
の構成を示す模式説明図である。
【００８６】同図を参照して、比較器１１には８ビット
の受信電圧（平均値）Ｖ３と下位４ビットの基準電圧Ｖ
１が入力される。又、基準電圧Ｖ１は基準電圧発生器１
５から入力され、受信電圧Ｖ３が受信電圧測定回路１２
から入力されることは前述したとおりである。
の受信電圧（平均値）Ｖ３と下位４ビットの基準電圧Ｖ
１が入力される。又、基準電圧Ｖ１は基準電圧発生器１
５から入力され、受信電圧Ｖ３が受信電圧測定回路１２
から入力されることは前述したとおりである。
【００８７】この受信電圧Ｖ３の８ビットのうちの先頭
１ビットはサインビット（符号＋，−の別を表示する）
であり、残り７ビットが受信電圧である。一方、基準電
圧Ｖ１は８ビット中の下位４ビットで表示できる電圧に
設定されている。
１ビットはサインビット（符号＋，−の別を表示する）
であり、残り７ビットが受信電圧である。一方、基準電
圧Ｖ１は８ビット中の下位４ビットで表示できる電圧に
設定されている。
【００８８】比較器１１はこの受信電圧Ｖ３が基準電圧
Ｖ１と一致するようにＡＧＣアンプ１の利得を制御す
る。
Ｖ１と一致するようにＡＧＣアンプ１の利得を制御す
る。
【００８９】次に、ＡＧＣ回路全体の動作について説明
する。図８及び図９はＡＧＣ回路全体の動作を示すフロ
ーチャートである。
する。図８及び図９はＡＧＣ回路全体の動作を示すフロ
ーチャートである。
【００９０】図８を参照して、まず、基準電圧発生器１
５に基準電圧の初期値Ｖ１を設定する（ＳＴ１）。
５に基準電圧の初期値Ｖ１を設定する（ＳＴ１）。
【００９１】次に、ＡＧＣアンプ１に初期制御電圧Ｖ２
を設定する（ＳＴ２）。
を設定する（ＳＴ２）。
【００９２】次に、受信電圧測定回路１２にて現在の受
信電圧（平均値）Ｖ３を測定する（ＳＴ３）。
信電圧（平均値）Ｖ３を測定する（ＳＴ３）。
【００９３】次に、比較器１１にて基準電圧Ｖ１と受信
電圧（平均値）Ｖ３とが比較され（ＳＴ４）、不一致の
場合比較器１１はＡＧＣアンプ１に差分電圧相当の利得
変化を生じさせるようにＡＧＣアンプ１の利得制御端子
１ａに新たな電圧Ｖ２を印加する（ＳＴ５）。
電圧（平均値）Ｖ３とが比較され（ＳＴ４）、不一致の
場合比較器１１はＡＧＣアンプ１に差分電圧相当の利得
変化を生じさせるようにＡＧＣアンプ１の利得制御端子
１ａに新たな電圧Ｖ２を印加する（ＳＴ５）。
【００９４】次に、ＳＴ４に戻り、基準電圧Ｖ１と受信
電圧（平均値）Ｖ３とが一致するまでＳＴ４とＳＴ５を
繰り返す。
電圧（平均値）Ｖ３とが一致するまでＳＴ４とＳＴ５を
繰り返す。
【００９５】一方、ＳＴ４にて基準電圧Ｖ１と受信電圧
（平均値）Ｖ３とが一致すると、最大電圧検出器１６に
て受信電圧の最大値Ｖｍａｘ（Ｖ１０）を検出する（Ｓ
Ｔ６）。
（平均値）Ｖ３とが一致すると、最大電圧検出器１６に
て受信電圧の最大値Ｖｍａｘ（Ｖ１０）を検出する（Ｓ
Ｔ６）。
【００９６】次に、最大電圧検出器１６は受信電圧の最
大値ＶｍａｘがＡ／Ｄ変換器７，８のフルスケール相当
の電圧Ｖａｄと一致するか否かを調べ（図９のＳＴ
７）、一致する場合は基準電圧Ｖ１は現在の値を保持
し、再びＳＴ３以降の処理を実行する。
大値ＶｍａｘがＡ／Ｄ変換器７，８のフルスケール相当
の電圧Ｖａｄと一致するか否かを調べ（図９のＳＴ
７）、一致する場合は基準電圧Ｖ１は現在の値を保持
し、再びＳＴ３以降の処理を実行する。
【００９７】一方、最大値Ｖｍａｘと電圧Ｖａｄとが不
一致の場合、最大電圧検出器１６は基準電圧発生器１５
に新たな基準電圧Ｖ１を設定させる（ＳＴ８）。
一致の場合、最大電圧検出器１６は基準電圧発生器１５
に新たな基準電圧Ｖ１を設定させる（ＳＴ８）。
【００９８】そして、再びＳＴ３以降の処理を実行す
る。
る。
【００９９】ここで、最大電圧検出器１６が最大値Ｖｍ
ａｘ＝電圧Ｖａｄ（ＳＴ７）をいかにして検出するかに
ついて説明する。
ａｘ＝電圧Ｖａｄ（ＳＴ７）をいかにして検出するかに
ついて説明する。
【０１００】例えば、Ａ／Ｄ変換器７，８が８ビット量
子化及び２の補数形式にて出力符号化された場合には、
下位７ビット（１０進数で０〜１２７）が測定される振
幅の絶対値となる。
子化及び２の補数形式にて出力符号化された場合には、
下位７ビット（１０進数で０〜１２７）が測定される振
幅の絶対値となる。
【０１０１】その時に最大電圧検出器１６がＮスロット
間にＭ（Ｍは正の整数）回”１２７“を検出した場合、
最大電圧検出器１６はＡ／Ｄ変換器７，８としてオーバ
フローするような入力が存在すると判定する。
間にＭ（Ｍは正の整数）回”１２７“を検出した場合、
最大電圧検出器１６はＡ／Ｄ変換器７，８としてオーバ
フローするような入力が存在すると判定する。
【０１０２】即ち、１スロット間にＡ（Ａは正の整数）
チップが存在するシステムで、Ａ／Ｄ変換器７，８にて
Ｂ（Ｂは正の整数）オーバサンプリングを実施すると仮
定すると、Ｎスロット間でＡ×Ｎ×Ｂ個のサンプリング
データが観測される。
チップが存在するシステムで、Ａ／Ｄ変換器７，８にて
Ｂ（Ｂは正の整数）オーバサンプリングを実施すると仮
定すると、Ｎスロット間でＡ×Ｎ×Ｂ個のサンプリング
データが観測される。
【０１０３】そのＡ×Ｎ×Ｂ個のデータから”１２７
“に相当するものがＭ個を超える場合に最大電圧検出器
１６は基準電圧発生器１５に基準電圧Ｖ１を変更させ
る。
“に相当するものがＭ個を超える場合に最大電圧検出器
１６は基準電圧発生器１５に基準電圧Ｖ１を変更させ
る。
【０１０４】この場合は、基準電圧Ｖ１を下げさせる。
これにより、ＡＧＣアンプ１の利得も下げられる。
これにより、ＡＧＣアンプ１の利得も下げられる。
【０１０５】逆に、Ａ×Ｎ×Ｂ個のサンプリングデータ
が全てオーバフローすることなく、全データ中の最大値
ＶｍａｘがＶａｄ未満となった場合も、最大電圧検出器
１６は基準電圧発生器１５に基準電圧Ｖ１を変更させ
る。
が全てオーバフローすることなく、全データ中の最大値
ＶｍａｘがＶａｄ未満となった場合も、最大電圧検出器
１６は基準電圧発生器１５に基準電圧Ｖ１を変更させ
る。
【０１０６】この場合は、新たな基準電圧Ｖ１として現
在の基準電圧にＶａｄ／Ｖｍａｘを乗算した電圧を設定
させる。
在の基準電圧にＶａｄ／Ｖｍａｘを乗算した電圧を設定
させる。
【０１０７】従って、Ｎスロット間に検出された”１２
７“が１回以上Ｍ回以下の場合は現在の基準値Ｖ１が保
持され（ＳＴ７にてＹＥＳの場合に相当）、Ｎスロット
間に検出された”１２７“が”０”回かもしくはＭ回を
超える場合は現在の基準値Ｖ１が変更される（ＳＴ７に
てＮＯの場合に相当）ことになる。
７“が１回以上Ｍ回以下の場合は現在の基準値Ｖ１が保
持され（ＳＴ７にてＹＥＳの場合に相当）、Ｎスロット
間に検出された”１２７“が”０”回かもしくはＭ回を
超える場合は現在の基準値Ｖ１が変更される（ＳＴ７に
てＮＯの場合に相当）ことになる。
【０１０８】なお、ＣＤＭＡのみならずＦＤＭＡやＴＤ
ＭＡのような変調方式においても本発明を採用すること
により、例外的な干渉波による歪みを回避することがで
きる。また、基地局においても、適用可能である。
ＭＡのような変調方式においても本発明を採用すること
により、例外的な干渉波による歪みを回避することがで
きる。また、基地局においても、適用可能である。
【０１０９】次に、本発明の第２の実施の形態について
説明する。第２の実施の形態は受信信号のレベルから送
信局数（ユーザ数）を推定する回路を提供するものであ
る。
説明する。第２の実施の形態は受信信号のレベルから送
信局数（ユーザ数）を推定する回路を提供するものであ
る。
【０１１０】即ち、基準電圧発生器１５の発生する基準
電圧Ｖ１がＮスロット間の平均電圧Ｖ３に収束すること
により、Ｖｍａｘ／Ｖ１の比からそのユーザ数を推定す
ることが可能となる。
電圧Ｖ１がＮスロット間の平均電圧Ｖ３に収束すること
により、Ｖｍａｘ／Ｖ１の比からそのユーザ数を推定す
ることが可能となる。
【０１１１】即ち、図８，図９のフローチャートに戻
り、ＳＴ７にてＶｍａｘ＝Ｖａｄを満足しない場合は、
ＳＴ８にて新たな基準電圧Ｖ１が設定されるが、次にＳ
Ｔ３、ＳＴ４と進み、ＳＴ４にてＶ３＝Ｖ１となれば基
準電圧Ｖ１が平均電圧Ｖ３に収束したことになる。
り、ＳＴ７にてＶｍａｘ＝Ｖａｄを満足しない場合は、
ＳＴ８にて新たな基準電圧Ｖ１が設定されるが、次にＳ
Ｔ３、ＳＴ４と進み、ＳＴ４にてＶ３＝Ｖ１となれば基
準電圧Ｖ１が平均電圧Ｖ３に収束したことになる。
【０１１２】このときのＶ１と先にＳＴ７で得られた最
大値Ｖｍａｘとの比からそのユーザ数を推定することが
可能となるのである。
大値Ｖｍａｘとの比からそのユーザ数を推定することが
可能となるのである。
【０１１３】ただし、この場合、基地局より各ユーザに
与えられる送信電力は同一でありかつスロットタイミン
グ等が同期していることが条件となる。
与えられる送信電力は同一でありかつスロットタイミン
グ等が同期していることが条件となる。
【０１１４】
【発明の効果】本発明によれば、入力信号を増幅する増
幅手段と、この増幅手段で増幅された前記入力信号の振
幅を第１基準値と比較し比較結果に応じて前記増幅手段
の利得を制御する制御手段とを含むＡＧＣ回路であっ
て、そのＡＧＣ回路を前記増幅手段で増幅された前記入
力信号の所定期間における振幅の最大値を検出し、その
最大値に応じて前記第１基準値を制御する第１基準値制
御手段とを含んで構成したため、ＣＤＭＡのように周波
数軸上を複数受信機にて共有する変調方式の信号を復調
する場合であっても、Ａ／Ｄ変換器の入力信号に歪みが
発生するのを防止することができ、もってＡ／Ｄ変換器
のフルスケールを使用することが可能となる。
幅手段と、この増幅手段で増幅された前記入力信号の振
幅を第１基準値と比較し比較結果に応じて前記増幅手段
の利得を制御する制御手段とを含むＡＧＣ回路であっ
て、そのＡＧＣ回路を前記増幅手段で増幅された前記入
力信号の所定期間における振幅の最大値を検出し、その
最大値に応じて前記第１基準値を制御する第１基準値制
御手段とを含んで構成したため、ＣＤＭＡのように周波
数軸上を複数受信機にて共有する変調方式の信号を復調
する場合であっても、Ａ／Ｄ変換器の入力信号に歪みが
発生するのを防止することができ、もってＡ／Ｄ変換器
のフルスケールを使用することが可能となる。
【０１１５】又、本発明による他の発明によれば、入力
信号を増幅し、その増幅された前記入力信号の振幅を第
１基準値と比較し比較結果に応じて前記入力信号の増幅
度を制御する第１処理を含むＡＧＣ回路の制御方法であ
って、その制御方法を前記増幅された前記入力信号の所
定期間における振幅の最大値を検出し、この最大値に応
じて前記第１基準値を制御する第２処理を含んで構成し
たため、ＣＤＭＡのように周波数軸上を複数受信機にて
共有する変調方式の信号を復調する場合であっても、Ａ
／Ｄ変換器の入力信号に歪みが発生するのを防止するこ
とができ、もってＡ／Ｄ変換器のフルスケールを使用す
ることが可能となる。
信号を増幅し、その増幅された前記入力信号の振幅を第
１基準値と比較し比較結果に応じて前記入力信号の増幅
度を制御する第１処理を含むＡＧＣ回路の制御方法であ
って、その制御方法を前記増幅された前記入力信号の所
定期間における振幅の最大値を検出し、この最大値に応
じて前記第１基準値を制御する第２処理を含んで構成し
たため、ＣＤＭＡのように周波数軸上を複数受信機にて
共有する変調方式の信号を復調する場合であっても、Ａ
／Ｄ変換器の入力信号に歪みが発生するのを防止するこ
とができ、もってＡ／Ｄ変換器のフルスケールを使用す
ることが可能となる。
【図１】本発明に係るＡＧＣ回路の第１の実施の形態の
構成図である。
構成図である。
【図２】受信データと拡散符号との関係を示す波形図で
ある。
ある。
【図３】受信データの一例の構成図である。
【図４】Ｉ成分とＱ成分とを直交座標で表示した模式説
明図である。
明図である。
【図５】信号が１６ＱＡＭの場合のＩ成分とＱ成分とを
直交座標で表示した模式説明図である。
直交座標で表示した模式説明図である。
【図６】振幅値Ｐｔと最大値Ｖ１０との関係を示す波形
図である。
図である。
【図７】比較器１１に入力される受信電圧Ｖ３と基準電
圧Ｖ１の構成を示す模式説明図である。
圧Ｖ１の構成を示す模式説明図である。
【図８】ＡＧＣ回路全体の動作を示すフローチャートで
ある。
ある。
【図９】ＡＧＣ回路全体の動作を示すフローチャートで
ある。
ある。
【図１０】本発明に係るＡＧＣ回路を含む送受信装置の
全体構成図である。
全体構成図である。
【図１１】ＣＤＭＡ方式の送信信号の構成を示す周波数
スペクトル図である。
スペクトル図である。
【図１２】特開平７−２２６７２５号公報記載のＡＧＣ
回路の構成図である。
回路の構成図である。
【図１３】ＯＦＤＭ波の周波数スペクトル図である。
１ ＡＧＣアンプ ２ 直交復調器 ７，８ Ａ／Ｄ変換器 １１ 比較器 １２ 受信電圧測定回路 １５ 基準電圧発生器 １６ 最大電圧検出器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00
Claims (24)
- 【請求項１】 入力信号を増幅する増幅手段と、この増
幅手段で増幅された前記入力信号をディジタルデータに
変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段にてデ
ィジタルデータに変換された前記入力信号の振幅を第１
基準値と比較し比較結果に応じて前記増幅手段の利得を
制御する制御手段とを含むＡＧＣ回路であって、 前記ディジタルデータに変換された前記入力信号の所定
期間における振幅の最大値を検出し、その最大値に応じ
て前記第１基準値を制御する第１基準値制御手段を含ん
でおり、 前記第１基準値制御手段は、前記ディジタルデータに変
換された前記入力信号の所定期間における振幅の最大値
を第２基準値と比較し、前記最大値が前記第２基準値を
超える場合は前記増幅手段の利得を下げるよう前記第１
基準値を制御することを特徴とするＡＧＣ回路。 - 【請求項２】 前記第１基準値制御手段は、前記増幅手
段で増幅された入力信号の所定期間における振幅の最大
値を第２基準値と比較し、前記最大値が前記第２基準値
未満の場合は前記増幅手段の利得を上げるよう前記第１
基準値を制御することを特徴とする請求項１記載のＡＧ
Ｃ回路。 - 【請求項３】 前記第１基準値制御手段は、前記増幅手
段で増幅された入力信号の所定期間における振幅の最大
値を第２基準値と比較し、前記最大値が前記第２基準値
と等しい場合は前記増幅手段の現在の利得を保持するよ
う前記第１基準値を制御することを特徴とする請求項１
又は２記載のＡＧＣ回路。 - 【請求項４】 前記第２基準値は前記Ａ／Ｄ変換手段で
変換可能な最大値であることを特徴とする請求項１〜３
いずれかに記載のＡＧＣ回路。 - 【請求項５】 前記第１基準値制御手段は、前記Ａ／Ｄ
変換手段からの所定サンプリング回数により得られたデ
ータのうち前記第２基準値と等しいデータが基準回数を
超えて得られた場合、前記最大値が前記第２基準値を超
えたと判定することを特徴とする請求項４記載のＡＧＣ
回路。 - 【請求項６】 前記第１基準値制御手段は、前記Ａ／Ｄ
変換手段からの所定サンプリング回数により得られたデ
ータのうち前記第２基準値と等しいデータが全く得られ
ない場合、前記最大値が前記第２基準値未満と判定する
ことを特徴とする請求項４又は５記載のＡＧＣ回路。 - 【請求項７】 前記第１基準値制御手段は、前記Ａ／Ｄ
変換手段からの所定サンプリング回数により得られたデ
ータのうち前記第２基準値と等しいデータが１回乃至基
準回数得られた場合、前記最大値が前記第２基準値と等
しいと判定することを特徴とする請求項４〜６いずれか
に記載のＡＧＣ回路。 - 【請求項８】 前記入力信号は直交変調信号であり、前
記入力信号を直交復調する直交復調手段をさらに有し、
前記Ａ／Ｄ変換手段は前記直交復調手段からの同相復調
成分及び直交復調成分を各々Ａ／Ｄ変換する第１及び第
２のＡ／Ｄ変換器で構成され、前記制御手段及び前記第
１基準値制御手段には前記第１及び第２のＡ／Ｄ変換器
からのサンプリングデータを合成したものの平均値が入
力されることを特徴とする請求項４〜７いずれかに記載
のＡＧＣ回路。 - 【請求項９】 前記入力信号はＣＤＭＡ方式の多重信号
であることを特徴とする請求項１〜８いずれかに記載の
ＡＧＣ回路。 - 【請求項１０】 前記制御手段及び前記第１基準値制御
手段は前記第１及び第２基準値に基づき前記入力信号を
送信した局数を推定する機能を含むことを特徴とする請
求項９記載のＡＧＣ回路。 - 【請求項１１】 前記入力信号はＦＤＭＡ方式の多重信
号であることを特徴とする請求項１〜８いずれかに記載
のＡＧＣ回路。 - 【請求項１２】 前記入力信号はＴＤＭＡ方式の多重信
号であることを特徴とする請求項１〜８いずれかに記載
のＡＧＣ回路。 - 【請求項１３】 入力信号を増幅し、その増幅された前
記入力信号をディジタルデータに変換し、そのディジタ
ルデータに変換された前記入力信号の振幅を第１基準値
と比較し比較結果に応じて前記入力信号の増幅度を制御
する第１処理を含むＡＧＣ回路の制御方法であって、 前記ディジタルデータに変換された前記入力信号の所定
期間における振幅の最大値を検出し、この最大値に応じ
て前記第１基準値を制御する第２処理を含んでおり、 前記第２処理は、前記ディジタルデータに変換された前
記入力信号の所定期間 における振幅の最大値を第２基準
値と比較し、前記最大値が前記第２基準値を超える場合
は前記増幅度を下げるよう前記第１基準値を制御するこ
とを特徴とするＡＧＣ回路の制御方法。 - 【請求項１４】 前記第２処理は、前記増幅された入力
信号の所定期間における振幅の最大値を第２基準値と比
較し、前記最大値が前記第２基準値未満の場合は前記増
幅度を上げるよう前記第１基準値を制御することを特徴
とする請求項１３記載のＡＧＣ回路の制御方法。 - 【請求項１５】 前記第２処理は、前記増幅された入力
信号の所定期間における振幅の最大値を第２基準値と比
較し、前記最大値が前記第２基準値と等しい場合は現在
の増幅度を保持するよう前記第１基準値を制御すること
を特徴とする請求項１３又は１４記載のＡＧＣ回路の制
御方法。 - 【請求項１６】 前記第２基準値はディジタル変換可能
な最大値であることを特徴とする請求項１３〜１５いず
れかに記載のＡＧＣ回路の制御方法。 - 【請求項１７】 前記第２処理は、前記第３処理からの
所定サンプリング回数により得られたデータのうち前記
第２基準値と等しいデータが基準回数を超えて得られた
場合、前記最大値が前記第２基準値を超えたと判定する
ことを特徴とする請求項１６記載のＡＧＣ回路の制御方
法。 - 【請求項１８】 前記第２処理は、前記第３処理からの
所定サンプリング回数により得られたデータのうち前記
第２基準値と等しいデータが全く得られない場合、前記
最大値が前記第２基準値未満と判定することを特徴とす
る請求項１６又は１７記載のＡＧＣ回路の制御方法。 - 【請求項１９】 前記第２処理は、前記第３処理からの
所定サンプリング回数により得られたデータのうち前記
第２基準値と等しいデータが１回乃至基準回数得られた
場合、前記最大値が前記第２基準値と等しいと判定する
ことを特徴とする請求項１６〜１８いずれかに記載のＡ
ＧＣ回路の制御方法。 - 【請求項２０】 前記入力信号は直交変調信号であり、
前記入力信号を直交復調する第４処理をさらに有し、前
記第３処理は前記第４処理からの同相復調成分及び直交
復調成分を各々Ａ／Ｄ変換し、前記第１及び第２処理に
はこれら２つのＡ／Ｄ変換後のサンプリングデータを合
成したものの平均値が入力されることを特徴とする請求
項１６〜１９いずれかに記載のＡＧＣ回路の制御方法。 - 【請求項２１】 前記入力信号はＣＤＭＡ方式の多重信
号であることを特徴とする請求項１３〜２０いずれかに
記載のＡＧＣ回路の制御方法。 - 【請求項２２】 前記第１及び第２処理は前記第１及び
第２基準値に基づき前記入力信号を送信した局数を推定
する第５処理を含むことを特徴とする請求項２１記載の
ＡＧＣ回路の制御方法。 - 【請求項２３】 前記入力信号はＦＤＭＡ方式の多重信
号であることを特徴とする請求項１３〜２０いずれかに
記載のＡＧＣ回路の制御方法。 - 【請求項２４】 前記入力信号はＴＤＭＡ方式の多重信
号であることを特徴とする請求項１３〜２０いずれかに
記載のＡＧＣ回路の制御方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17648498A JP3024755B2 (ja) | 1998-06-24 | 1998-06-24 | Ａｇｃ回路及びその制御方法 |
| US09/337,264 US6658069B1 (en) | 1998-06-24 | 1999-06-22 | Automatic gain control circuit and control method therefor |
| GB9914726A GB2338850B (en) | 1998-06-24 | 1999-06-23 | Automatic gain control circuit and control method therefor |
| AU35855/99A AU750307B2 (en) | 1998-06-24 | 1999-06-23 | Automatic gain control circuit and control method therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17648498A JP3024755B2 (ja) | 1998-06-24 | 1998-06-24 | Ａｇｃ回路及びその制御方法 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000013358A JP2000013358A (ja) | 2000-01-14 |
| JP3024755B2 true JP3024755B2 (ja) | 2000-03-21 |
Family
ID=16014479
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17648498A Expired - Fee Related JP3024755B2 (ja) | 1998-06-24 | 1998-06-24 | Ａｇｃ回路及びその制御方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6658069B1 (ja) |
| JP (1) | JP3024755B2 (ja) |
| AU (1) | AU750307B2 (ja) |
| GB (1) | GB2338850B (ja) |
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| CN111399001B (zh) * | 2020-03-31 | 2022-05-06 | 和芯星通科技(北京)有限公司 | 一种处理宽带干扰方法和装置 |
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