JP3108051B2 - 通信信号プロセッサおよび通信装置により使用される多帯域多モードトランシーバ - Google Patents
通信信号プロセッサおよび通信装置により使用される多帯域多モードトランシーバInfo
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- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
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- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
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- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般的に信号プロセ
ッサに関し、特にデジタル信号プロセッサに関する。
ッサに関し、特にデジタル信号プロセッサに関する。
【０００２】
【従来の技術】通信装置の増大するリスト（例えば、ペ
ージャー、セルラ電話、ラップトップコンピュータ、２
点間無線および移動体無線）は、現在無線通信ネットワ
ークへのアクセスと競争している。残念ながら、無線通
信の標準規格として多様な変調プロセスが世界中で採用
されている。
ージャー、セルラ電話、ラップトップコンピュータ、２
点間無線および移動体無線）は、現在無線通信ネットワ
ークへのアクセスと競争している。残念ながら、無線通
信の標準規格として多様な変調プロセスが世界中で採用
されている。
【０００３】米国では、例えば通信工業協会が暫定標準
規格（ＩＳ−９５）を採用しており、この規格は２相位
相シフト変調（ＢＰＳＫ）および直角位相シフト変調
（ＱＰＳＫ）の変調プロセスを明記し、郵政局標準規格
顧問団は周波数シフト変調（ＦＳＫ）の変調プロセスを
（ページャーに対して）採用しており、米国デジタルセ
ルラシステム（ＵＳＤＣ）は暫定標準規格（ＩＳ−５
４）を採用しており、この規格はπ／４直角位相シフト
変調（π／４ＱＰＳＫ）の変調プロセスを明記してい
る。他の通信標準規格（例えば、欧州におけるＥＲＭＥ
Ｓおよび日本におけるＰＤＣ）は、Ｍ−ａｒｙ周波数シ
フト変調（Ｍ−ＦＳＫ）および差動直角位相シフト変調
（ＤＱＰＳＫ）のようなさらに別の変調プロセスを加え
る。
規格（ＩＳ−９５）を採用しており、この規格は２相位
相シフト変調（ＢＰＳＫ）および直角位相シフト変調
（ＱＰＳＫ）の変調プロセスを明記し、郵政局標準規格
顧問団は周波数シフト変調（ＦＳＫ）の変調プロセスを
（ページャーに対して）採用しており、米国デジタルセ
ルラシステム（ＵＳＤＣ）は暫定標準規格（ＩＳ−５
４）を採用しており、この規格はπ／４直角位相シフト
変調（π／４ＱＰＳＫ）の変調プロセスを明記してい
る。他の通信標準規格（例えば、欧州におけるＥＲＭＥ
Ｓおよび日本におけるＰＤＣ）は、Ｍ−ａｒｙ周波数シ
フト変調（Ｍ−ＦＳＫ）および差動直角位相シフト変調
（ＤＱＰＳＫ）のようなさらに別の変調プロセスを加え
る。
【０００４】現在の通信トランシーバは、一般的にこれ
らのさまざまな変調プロセスの内の選択された１つのみ
と互換性を持つように構成されている。したがって通信
装置のユーザは、異なる無線通信サービスへのアクセス
において制限を受けるか、または複数のトランシーバを
得るための付加的な費用を受け入れなければならない。
らのさまざまな変調プロセスの内の選択された１つのみ
と互換性を持つように構成されている。したがって通信
装置のユーザは、異なる無線通信サービスへのアクセス
において制限を受けるか、または複数のトランシーバを
得るための付加的な費用を受け入れなければならない。
【０００５】さまざまな変調プロセスと互換性を持つト
ランシーバは、現存するトランシーバ構造を“力ずく”
で統合することにより実現することができるが、この方
法は一般的に、より大きなサイズ、より高い費用、機能
の重複および操縦しやすさの制限となる。
ランシーバは、現存するトランシーバ構造を“力ずく”
で統合することにより実現することができるが、この方
法は一般的に、より大きなサイズ、より高い費用、機能
の重複および操縦しやすさの制限となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は複数の変調プ
ロセスと互換性を持つ通信プロセッサ、通信装置により
使用される多帯域多モードトランシーバおよび方法に向
けられている。
ロセスと互換性を持つ通信プロセッサ、通信装置により
使用される多帯域多モードトランシーバおよび方法に向
けられている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的は、入力データ
ストリームｄ（ｔ）をさまざまな変調プロセスにしたが
っている出力同相および直角位相Ｉ（ｔ）およびＱ
（ｔ）信号に変換することができる、ダイレクトＩ／Ｑ
変調器と共通の位相変調器とを含む送信パスを持つデジ
タルプロセッサによって達成される。
ストリームｄ（ｔ）をさまざまな変調プロセスにしたが
っている出力同相および直角位相Ｉ（ｔ）およびＱ
（ｔ）信号に変換することができる、ダイレクトＩ／Ｑ
変調器と共通の位相変調器とを含む送信パスを持つデジ
タルプロセッサによって達成される。
【０００８】ダイレクトＩ／Ｑ変調器は、ＢＰＳＫ、差
動位相シフト変調（ＤＰＳＫ）、ＱＰＳＫおよびオフセ
ット直角位相シフト変調（ＯＱＰＳＫ）を含むプロセス
をサポートする。共通の位相変調器は、ビット位相符号
器およびサイン／コサインルックアップテーブルを、シ
ンボル位相積分器および周波数積分器を含むデータパス
と結合することにより、これらのプロセスと多くの他の
もの（例えば、π／４ＱＰＳＫ、Ｍ−ａｒｙＦＳＫ，Ｍ
−ａｒｙ位相シフト変調（Ｍ−ａｒｙＰＳＫ）および最
小シフト変調（ＭＳＫ））をサポートする。
動位相シフト変調（ＤＰＳＫ）、ＱＰＳＫおよびオフセ
ット直角位相シフト変調（ＯＱＰＳＫ）を含むプロセス
をサポートする。共通の位相変調器は、ビット位相符号
器およびサイン／コサインルックアップテーブルを、シ
ンボル位相積分器および周波数積分器を含むデータパス
と結合することにより、これらのプロセスと多くの他の
もの（例えば、π／４ＱＰＳＫ、Ｍ−ａｒｙＦＳＫ，Ｍ
−ａｒｙ位相シフト変調（Ｍ−ａｒｙＰＳＫ）および最
小シフト変調（ＭＳＫ））をサポートする。
【０００９】デジタルプロセッサは受信パスも持ち、こ
のパスには利得制御装置、信号再サンプリング装置、時
間オフセット推定装置、位相および周波数オフセット推
定装置および共通の位相復調器が含まれており、入力同
相および直角位相Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）信号から出力
データストリームｄ（ｔ）を再生する。狭帯域モードで
は、共通の位相復調器がさまざまな位相および周波数変
調波形（例えば、ＢＰＳＫ，ＤＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／
４ＱＰＳＫ，ＳＱＰＳＫおよＭ−ａｒｙＦＳＫ）を復調
する。拡散スペクトラムモードでは、共通の位相復調器
は異なる変調プロセス（例えば、ＤＳＰＮ／ＭＳＫ，Ｄ
ＳＰＮ／ＢＰＳＫおよびＤＳＰＮ／ＭＳＫ）でダイレク
トシーケンス疑似ノイズ（ＤＳＰＮ）波形を復調する。
復調器は、例えば、ダイレクト復号化やグレー復号化や
疑似グレー復号化のようなさまざまな復号化方法に基づ
く復号器で構成されている。
のパスには利得制御装置、信号再サンプリング装置、時
間オフセット推定装置、位相および周波数オフセット推
定装置および共通の位相復調器が含まれており、入力同
相および直角位相Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）信号から出力
データストリームｄ（ｔ）を再生する。狭帯域モードで
は、共通の位相復調器がさまざまな位相および周波数変
調波形（例えば、ＢＰＳＫ，ＤＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／
４ＱＰＳＫ，ＳＱＰＳＫおよＭ−ａｒｙＦＳＫ）を復調
する。拡散スペクトラムモードでは、共通の位相復調器
は異なる変調プロセス（例えば、ＤＳＰＮ／ＭＳＫ，Ｄ
ＳＰＮ／ＢＰＳＫおよびＤＳＰＮ／ＭＳＫ）でダイレク
トシーケンス疑似ノイズ（ＤＳＰＮ）波形を復調する。
復調器は、例えば、ダイレクト復号化やグレー復号化や
疑似グレー復号化のようなさまざまな復号化方法に基づ
く復号器で構成されている。
【００１０】デジタルプロセッサは、多くの符号化レー
トおよび拘束長をサポートでき、パンクチャコード方式
をサポートできるプログラム可能なビタビ復号器も備え
ている。
トおよび拘束長をサポートでき、パンクチャコード方式
をサポートできるプログラム可能なビタビ復号器も備え
ている。
【００１１】また本発明の目的は、入力データストリー
ムｄ（ｔ）を処理して、複数の異なる同相および直角位
相変調信号の発生を容易にする出力ベースバンド同相お
よび直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）にし、複数の
異なる復調された入力ベースバンド同相および直角位相
信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を処理して、出力データス
トリームｄ（ｔ）にし、前記出力および入力データスト
リームｄ（ｔ）がビット持続時間を有するデータビット
から形成されている方法によっても達成することがで
き、この方法は、以下の変調プロセス（ａ）〜（ｈ）の
選択された１つを示す変調選択信号を受け取り、 （ａ）２相位相シフト変調 （ｂ）差動位相シフト変調 （ｃ）直角位相シフト変調 （ｄ）差動直角位相シフト変調 （ｅ）オフセット直角位相シフト変調 （ｆ）π／４直角位相シフト変調 （ｇ）成形された直角位相シフト変調 （ｈ）Ｍ−ａｒｙ位相シフト変調 前記選択信号に応答して、前記入力データストリームｄ
（ｔ）を、前記選択された変調プロセスにしたがって同
相および直角位相シヌソイド信号を変調する、出力ベー
スバンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ
（ｔ）に変換し、前記選択された変調プロセスにしたが
って復調することにより発生させた入力ベースバンド同
相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を受け取
り、前記選択された信号に応答して、前記入力ベースバ
ンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）か
ら出力データストリームｄ（ｔ）を再生するステップを
含む。
ムｄ（ｔ）を処理して、複数の異なる同相および直角位
相変調信号の発生を容易にする出力ベースバンド同相お
よび直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）にし、複数の
異なる復調された入力ベースバンド同相および直角位相
信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を処理して、出力データス
トリームｄ（ｔ）にし、前記出力および入力データスト
リームｄ（ｔ）がビット持続時間を有するデータビット
から形成されている方法によっても達成することがで
き、この方法は、以下の変調プロセス（ａ）〜（ｈ）の
選択された１つを示す変調選択信号を受け取り、 （ａ）２相位相シフト変調 （ｂ）差動位相シフト変調 （ｃ）直角位相シフト変調 （ｄ）差動直角位相シフト変調 （ｅ）オフセット直角位相シフト変調 （ｆ）π／４直角位相シフト変調 （ｇ）成形された直角位相シフト変調 （ｈ）Ｍ−ａｒｙ位相シフト変調 前記選択信号に応答して、前記入力データストリームｄ
（ｔ）を、前記選択された変調プロセスにしたがって同
相および直角位相シヌソイド信号を変調する、出力ベー
スバンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ
（ｔ）に変換し、前記選択された変調プロセスにしたが
って復調することにより発生させた入力ベースバンド同
相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を受け取
り、前記選択された信号に応答して、前記入力ベースバ
ンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）か
ら出力データストリームｄ（ｔ）を再生するステップを
含む。
【００１２】前記選択された変調プロセスは２相位相シ
フト変調としてもよい。この場合には、前記変換ステッ
プが等式Ｉ（ｔ）＝ｄ（ｔ）およびＱ（ｔ）＝０にした
がって前記出力ベースバンド同相および直角位相信号Ｉ
（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるステップを含む。
フト変調としてもよい。この場合には、前記変換ステッ
プが等式Ｉ（ｔ）＝ｄ（ｔ）およびＱ（ｔ）＝０にした
がって前記出力ベースバンド同相および直角位相信号Ｉ
（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるステップを含む。
【００１３】また、前記選択された変調プロセスは差動
位相シフト変調としてもよい。この場合には、シンボル
持続時間Ｔs1が前記ビット持続時間と実質的に等しく、
前記変換ステップが等式Ｉ（ｔ）＝ｄ（ｔ）ｄ（ｔ−Ｔ
s1）およびＱ（ｔ）＝０にしたがって前記出力ベースバ
ンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を
発生させるステップを含む。
位相シフト変調としてもよい。この場合には、シンボル
持続時間Ｔs1が前記ビット持続時間と実質的に等しく、
前記変換ステップが等式Ｉ（ｔ）＝ｄ（ｔ）ｄ（ｔ−Ｔ
s1）およびＱ（ｔ）＝０にしたがって前記出力ベースバ
ンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を
発生させるステップを含む。
【００１４】また、前記選択された変調プロセスは直角
位相位相シフト変調としてもよい。この場合には、前記
変換ステップが、前記入力データストリームｄ（ｔ）を
同相および直角位相入力データストリームｄi （ｔ）お
よびｄq （ｔ）に分割し、等式Ｉ（ｔ）＝ｄi （ｔ）お
よびＱ（ｔ）＝ｄq （ｔ）にしたがって、前記出力ベー
スバンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ
（ｔ）を発生させるステップを含む。
位相位相シフト変調としてもよい。この場合には、前記
変換ステップが、前記入力データストリームｄ（ｔ）を
同相および直角位相入力データストリームｄi （ｔ）お
よびｄq （ｔ）に分割し、等式Ｉ（ｔ）＝ｄi （ｔ）お
よびＱ（ｔ）＝ｄq （ｔ）にしたがって、前記出力ベー
スバンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ
（ｔ）を発生させるステップを含む。
【００１５】また、前記選択された変調プロセスはオフ
セット直角位相位相シフト変調としてもよい。この場合
には、前記変換ステップが、前記入力データストリーム
ｄ（ｔ）を同相および直角位相入力データストリームｄ
i （ｔ）およびｄq （ｔ）に分割し、シンボル持続時間
Ｔs2が前記ビット持続時間の２倍と実質的に等しく、等
式Ｉ（ｔ）＝ｄi （ｔ）およびＱ（ｔ）＝ｄq （ｔ−Ｔ
s2／２）にしたがって、前記出力ベースバンド同相およ
び直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるス
テップを含む。
セット直角位相位相シフト変調としてもよい。この場合
には、前記変換ステップが、前記入力データストリーム
ｄ（ｔ）を同相および直角位相入力データストリームｄ
i （ｔ）およびｄq （ｔ）に分割し、シンボル持続時間
Ｔs2が前記ビット持続時間の２倍と実質的に等しく、等
式Ｉ（ｔ）＝ｄi （ｔ）およびＱ（ｔ）＝ｄq （ｔ−Ｔ
s2／２）にしたがって、前記出力ベースバンド同相およ
び直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるス
テップを含む。
【００１６】本発明の処理方法はコンピュータ（例え
ば、マイクロプロセッサ）の助けを借りて実現すること
が好ましく、このプロセッサは多帯域多モードトランシ
ーバに組込むことができる特定用途向け集積回路（ＡＳ
ＩＣ）として実現するのに特に適している。
ば、マイクロプロセッサ）の助けを借りて実現すること
が好ましく、このプロセッサは多帯域多モードトランシ
ーバに組込むことができる特定用途向け集積回路（ＡＳ
ＩＣ）として実現するのに特に適している。
【００１７】また本発明の他の観点では、複数の変調プ
ロセスと互換性を持ち、通信装置により使用される多帯
域多モードトランシーバが提供される。
ロセスと互換性を持ち、通信装置により使用される多帯
域多モードトランシーバが提供される。
【００１８】この多帯域多モードトランシーバは、マイ
クロ波信号の放射および受信のための複数のアンテナ
と、信号をアップコンバートおよびダウンコンバートす
るように構成された複数のアナログフロントエンドと、
前記マイクロ波信号の送信されるものを増幅するため
に、前記アンテナと前記アナログフロントエンドの異な
る対の間にそれぞれ結合されている複数の高出力増幅器
と、前記マイクロ波信号の受信されたものを低ノイズ増
幅するために、前記アンテナと前記アナログフロントエ
ンドの異なる対の間にそれぞれ結合されている複数の低
ノイズ増幅器と、前記アナログフロントエンドの異なる
ものへの送信パスを形成するように結合されている複数
のデジタルアナログ変換器と、前記アナログフロントエ
ンドからの受信パスを形成するように結合されている複
数のアナログデジタル変換器と、前記トランシーバに対
するアクセスを前記通信装置に提供するデータバスと、
前記データバスから入力データストリームｄ（ｔ）を受
け取るように結合されている通信信号プロセッサと、前
記通信信号プロセッサから出力ベースバンドＩおよびＱ
信号を受け取り、これらを前記送信パスに沿って結合さ
れる中間周波数信号にアップコンバートし、前記受信パ
スに沿ったデジタルサンプルを受け取り、前記通信信号
プロセッサに対して入力ベースバンド同相および直角位
相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を送るように構成されて
いるデジタルチューナとを具備する。
クロ波信号の放射および受信のための複数のアンテナ
と、信号をアップコンバートおよびダウンコンバートす
るように構成された複数のアナログフロントエンドと、
前記マイクロ波信号の送信されるものを増幅するため
に、前記アンテナと前記アナログフロントエンドの異な
る対の間にそれぞれ結合されている複数の高出力増幅器
と、前記マイクロ波信号の受信されたものを低ノイズ増
幅するために、前記アンテナと前記アナログフロントエ
ンドの異なる対の間にそれぞれ結合されている複数の低
ノイズ増幅器と、前記アナログフロントエンドの異なる
ものへの送信パスを形成するように結合されている複数
のデジタルアナログ変換器と、前記アナログフロントエ
ンドからの受信パスを形成するように結合されている複
数のアナログデジタル変換器と、前記トランシーバに対
するアクセスを前記通信装置に提供するデータバスと、
前記データバスから入力データストリームｄ（ｔ）を受
け取るように結合されている通信信号プロセッサと、前
記通信信号プロセッサから出力ベースバンドＩおよびＱ
信号を受け取り、これらを前記送信パスに沿って結合さ
れる中間周波数信号にアップコンバートし、前記受信パ
スに沿ったデジタルサンプルを受け取り、前記通信信号
プロセッサに対して入力ベースバンド同相および直角位
相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を送るように構成されて
いるデジタルチューナとを具備する。
【００１９】そして前記通信信号プロセッサが、以下の
変調プロセス（ａ）〜（ｈ）の選択された１つを示す変
調選択信号を受け取るようにプログラムされ、 （ａ）２相位相シフト変調 （ｂ）差動位相シフト変調 （ｃ）直角位相シフト変調 （ｄ）差動直角位相シフト変調 （ｅ）オフセット直角位相シフト変調 （ｆ）π／４直角位相シフト変調 （ｇ）成形された直角位相シフト変調 （ｈ）Ｍ−ａｒｙ位相シフト変調 前記選択信号に応答して、前記入力データストリームｄ
（ｔ）を、前記出力ベースバンド同相および直角位相信
号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）に変換し、前記入力ベースバ
ンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）か
ら出力データストリームｄ（ｔ）を再生し、前記出力デ
ータストリームｄ（ｔ）を前記データバスに結合するス
テップを実行するようにプログラムされているコンピュ
ータを持っている。
変調プロセス（ａ）〜（ｈ）の選択された１つを示す変
調選択信号を受け取るようにプログラムされ、 （ａ）２相位相シフト変調 （ｂ）差動位相シフト変調 （ｃ）直角位相シフト変調 （ｄ）差動直角位相シフト変調 （ｅ）オフセット直角位相シフト変調 （ｆ）π／４直角位相シフト変調 （ｇ）成形された直角位相シフト変調 （ｈ）Ｍ−ａｒｙ位相シフト変調 前記選択信号に応答して、前記入力データストリームｄ
（ｔ）を、前記出力ベースバンド同相および直角位相信
号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）に変換し、前記入力ベースバ
ンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）か
ら出力データストリームｄ（ｔ）を再生し、前記出力デ
ータストリームｄ（ｔ）を前記データバスに結合するス
テップを実行するようにプログラムされているコンピュ
ータを持っている。
【００２０】このトランシーバにおいて、前記選択され
た変調プロセスは２相位相シフト変調としてもよい。こ
の場合には、前記変換ステップが等式Ｉ（ｔ）＝ｄ
（ｔ）およびＱ（ｔ）＝０にしたがって前記出力ベース
バンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）
を発生させるステップを含む。
た変調プロセスは２相位相シフト変調としてもよい。こ
の場合には、前記変換ステップが等式Ｉ（ｔ）＝ｄ
（ｔ）およびＱ（ｔ）＝０にしたがって前記出力ベース
バンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）
を発生させるステップを含む。
【００２１】このトランシーバにおいて、前記選択され
た変調プロセスは差動位相シフト変調としてもよい。こ
の場合には、シンボル持続時間Ｔs1が前記ビット持続時
間と実質的に等しく、前記変換ステップが等式Ｉ（ｔ）
＝ｄ（ｔ）ｄ（ｔ−Ｔs1）およびＱ（ｔ）＝０にしたが
って前記出力ベースバンド同相および直角位相信号Ｉ
（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるステップを含む。
た変調プロセスは差動位相シフト変調としてもよい。こ
の場合には、シンボル持続時間Ｔs1が前記ビット持続時
間と実質的に等しく、前記変換ステップが等式Ｉ（ｔ）
＝ｄ（ｔ）ｄ（ｔ−Ｔs1）およびＱ（ｔ）＝０にしたが
って前記出力ベースバンド同相および直角位相信号Ｉ
（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるステップを含む。
【００２２】このトランシーバにおいて、前記選択され
た変調プロセスは直角位相位相シフト変調としてもよ
い。この場合には、前記変換ステップが、前記入力デー
タストリームｄ（ｔ）を同相および直角位相入力データ
ストリームｄi （ｔ）およびｄq （ｔ）に分割し、等式
Ｉ（ｔ）＝ｄi （ｔ）およびＱ（ｔ）＝ｄq （ｔ）にし
たがって、前記出力ベースバンド同相および直角位相信
号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるステップを含
む。
た変調プロセスは直角位相位相シフト変調としてもよ
い。この場合には、前記変換ステップが、前記入力デー
タストリームｄ（ｔ）を同相および直角位相入力データ
ストリームｄi （ｔ）およびｄq （ｔ）に分割し、等式
Ｉ（ｔ）＝ｄi （ｔ）およびＱ（ｔ）＝ｄq （ｔ）にし
たがって、前記出力ベースバンド同相および直角位相信
号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるステップを含
む。
【００２３】このトランシーバにおいて、前記選択され
た変調プロセスはオフセット直角位相位相シフト変調と
してもよい。この場合には、前記変換ステップが、前記
入力データストリームｄ（ｔ）を同相および直角位相入
力データストリームｄi （ｔ）およびｄq （ｔ）に分割
し、シンボル持続時間Ｔs1が前記ビット持続時間と実質
的に等しく、等式Ｉ（ｔ）＝ｄi （ｔ）ｄi （ｔ−
Ｔs1）およびＱ（ｔ）＝ｄq （ｔ）ｄq （ｔ−Ｔs1）に
したがって、前記出力ベースバンド同相および直角位相
信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるステップを含
む。
た変調プロセスはオフセット直角位相位相シフト変調と
してもよい。この場合には、前記変換ステップが、前記
入力データストリームｄ（ｔ）を同相および直角位相入
力データストリームｄi （ｔ）およびｄq （ｔ）に分割
し、シンボル持続時間Ｔs1が前記ビット持続時間と実質
的に等しく、等式Ｉ（ｔ）＝ｄi （ｔ）ｄi （ｔ−
Ｔs1）およびＱ（ｔ）＝ｄq （ｔ）ｄq （ｔ−Ｔs1）に
したがって、前記出力ベースバンド同相および直角位相
信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるステップを含
む。
【００２４】
【発明の実施の形態】図１は、本発明にしたがった通信
信号プロセッサ（ＣＳＰ）20を示している。ＣＳＰ20に
は送信部40と受信部60が含まれている。ＣＳＰ送信部40
は入力データストリームｄ（ｔ）22を受け取って、これ
を出力ベースバンド同相Ｉ（ｔ）および直角位相Ｑ
（ｔ）信号24に変換し、その変調レートには４Ｒs と８
Ｒs が含まれており、Ｒs は入力ビットストリームｄ
（ｔ）22のボーレートである。ＣＳＰ20の例示的な適用
では、ビットデータストリーム22が、音声やファクシミ
リやビデオ源のデジタルサンプルにより提供され、ＩＦ
およびＲＦ搬送波信号への変調のためにデジタルトラン
シーバのデジタルチューナに対して出力ベースバンド同
相Ｉ（ｔ）および直角位相Ｑ（ｔ）信号24が送られる。
信号プロセッサ（ＣＳＰ）20を示している。ＣＳＰ20に
は送信部40と受信部60が含まれている。ＣＳＰ送信部40
は入力データストリームｄ（ｔ）22を受け取って、これ
を出力ベースバンド同相Ｉ（ｔ）および直角位相Ｑ
（ｔ）信号24に変換し、その変調レートには４Ｒs と８
Ｒs が含まれており、Ｒs は入力ビットストリームｄ
（ｔ）22のボーレートである。ＣＳＰ20の例示的な適用
では、ビットデータストリーム22が、音声やファクシミ
リやビデオ源のデジタルサンプルにより提供され、ＩＦ
およびＲＦ搬送波信号への変調のためにデジタルトラン
シーバのデジタルチューナに対して出力ベースバンド同
相Ｉ（ｔ）および直角位相Ｑ（ｔ）信号24が送られる。
【００２５】ＣＳＰ受信部60は、入力ベースバンド同相
Ｉ（ｔ）および直角位相Ｑ（ｔ）信号26を受け取って、
それらから出力データストリームｄ（ｔ）28を再生す
る。先に言及した例示的な適用では、入力ベースバンド
同相Ｉ（ｔ）および直角位相Ｑ（ｔ）信号26はデジタル
トランシーバのデジタルチューナから受け取られ、出力
データストリームｄ（ｔ）28はさまざまな通信装置に対
するアクセスを提供するデータバスに対して送られる。
ＣＳＰ送信部40とＣＳＰ受信部60の詳細な構造は図２と
図３にそれぞれ示されている。
Ｉ（ｔ）および直角位相Ｑ（ｔ）信号26を受け取って、
それらから出力データストリームｄ（ｔ）28を再生す
る。先に言及した例示的な適用では、入力ベースバンド
同相Ｉ（ｔ）および直角位相Ｑ（ｔ）信号26はデジタル
トランシーバのデジタルチューナから受け取られ、出力
データストリームｄ（ｔ）28はさまざまな通信装置に対
するアクセスを提供するデータバスに対して送られる。
ＣＳＰ送信部40とＣＳＰ受信部60の詳細な構造は図２と
図３にそれぞれ示されている。
【００２６】図２のＣＳＰ送信部40は、４Ｒs または８
Ｒs のレートで、入力デジタルビットストリーム22を出
力ベースバンド同相および直角位相のＩおよびＱ信号24
に変換する。送信部40の主要部分には、符号器42、共通
の位相変調器44、ダイレクトＩ／Ｑ変調器46および信号
再サンプリング装置48が含まれている。送信部40の詳細
な説明は、これらの送信部の以下の概観説明の後に行な
う。
Ｒs のレートで、入力デジタルビットストリーム22を出
力ベースバンド同相および直角位相のＩおよびＱ信号24
に変換する。送信部40の主要部分には、符号器42、共通
の位相変調器44、ダイレクトＩ／Ｑ変調器46および信号
再サンプリング装置48が含まれている。送信部40の詳細
な説明は、これらの送信部の以下の概観説明の後に行な
う。
【００２７】符号器42は入力データビットストリーム22
を受け取り、このビットストリームを畳み込み符号化し
て冗長なデータビットを入れる。これによりＣＳＰ受信
部60が通信リンクにおいて生じるエラーを検出し訂正で
きるようになる。符号器42は異なる束縛長（Ｋ＝１，
２，………９）とコードレート（Ｒ＝１／２，１／３）
をサポートしている。この符号器42は、パンクチャコー
ドをサポートするようにプログラムすることもできる。
を受け取り、このビットストリームを畳み込み符号化し
て冗長なデータビットを入れる。これによりＣＳＰ受信
部60が通信リンクにおいて生じるエラーを検出し訂正で
きるようになる。符号器42は異なる束縛長（Ｋ＝１，
２，………９）とコードレート（Ｒ＝１／２，１／３）
をサポートしている。この符号器42は、パンクチャコー
ドをサポートするようにプログラムすることもできる。
【００２８】共通の位相変調器44は、４Ｒs または８Ｒ
s のサンプリングレートで、チャネルビットまたはシン
ボルをＩおよびＱベースバンド信号に変換する。非拡散
波形に対して、共通の位相変調器44は、少なくとも以下
の変調プロセスに対してＩ／Ｑベースバンド信号24を形
成するようにプログラムされている。すなわち、対象と
されるのは、Ｍ−ａｒｙＦＳＫ（周波数シフト変調），
ＭＳＫ（最小シフト変調）、ＢＰＳＫ（２相シフト変
調），ＤＰＳＫ（差動シフト変調），ＱＰＳＫ（直角位
相シフト変調），ＳＱＰＳＫ（スタガ直角位相シフト変
調はＯＱＰＳＫすなわちオフセット直角位相シフト変調
として呼ばれることも多く、この後では両方の用語を使
用する），ＤＱＰＳＫ（差動直角位相シフト変調），お
よびπ／４ＤＱＰＳＫ（π／４差動直角位相シフト変
調）の変調プロセスである。送信部40は、ダイレクトシ
ーケンス拡散スペクトラム波形を発生させることがで
き、共通の位相変調器44は、ＭＳＫ，ＢＰＳＫ，ＱＰＳ
Ｋを含む変調でこれらの波形を変調するようにプログラ
ムすることができる。
s のサンプリングレートで、チャネルビットまたはシン
ボルをＩおよびＱベースバンド信号に変換する。非拡散
波形に対して、共通の位相変調器44は、少なくとも以下
の変調プロセスに対してＩ／Ｑベースバンド信号24を形
成するようにプログラムされている。すなわち、対象と
されるのは、Ｍ−ａｒｙＦＳＫ（周波数シフト変調），
ＭＳＫ（最小シフト変調）、ＢＰＳＫ（２相シフト変
調），ＤＰＳＫ（差動シフト変調），ＱＰＳＫ（直角位
相シフト変調），ＳＱＰＳＫ（スタガ直角位相シフト変
調はＯＱＰＳＫすなわちオフセット直角位相シフト変調
として呼ばれることも多く、この後では両方の用語を使
用する），ＤＱＰＳＫ（差動直角位相シフト変調），お
よびπ／４ＤＱＰＳＫ（π／４差動直角位相シフト変
調）の変調プロセスである。送信部40は、ダイレクトシ
ーケンス拡散スペクトラム波形を発生させることがで
き、共通の位相変調器44は、ＭＳＫ，ＢＰＳＫ，ＱＰＳ
Ｋを含む変調でこれらの波形を変調するようにプログラ
ムすることができる。
【００２９】ＢＰＳＫ，ＤＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳ
Ｋのようないくつかのサンプル変調プロセスに対して、
ダイレクトＩ／Ｑ変調器46は、Ｉ／Ｑベースバンドチャ
ネル24へ直接的にデータビットストリーム22を配置する
ことを促進する。
Ｋのようないくつかのサンプル変調プロセスに対して、
ダイレクトＩ／Ｑ変調器46は、Ｉ／Ｑベースバンドチャ
ネル24へ直接的にデータビットストリーム22を配置する
ことを促進する。
【００３０】信号再サンプリング装置48は線形補間処理
を使用して、ＩおよびＱベースバンド信号24を受け取る
デジタルトランシーバにおいて一般的に使用される典型
的なデジタルアナログ変換器のサンプリングレートに、
入力データストリーム22のビットレートを変換する。
を使用して、ＩおよびＱベースバンド信号24を受け取る
デジタルトランシーバにおいて一般的に使用される典型
的なデジタルアナログ変換器のサンプリングレートに、
入力データストリーム22のビットレートを変換する。
【００３１】ＣＳＰ復調器60は図３に図示されている。
復調器60は、入力ベースバンドＩ／Ｑ信号26から出力デ
ータストリーム28を再生する。復調器60の主要部分に
は、デジタル利得制御装置62、信号再サンプリング装置
64、信号乗算器338、位相および周波数オフセット推定
装置68、時間オフセット推定装置70、共通の位相復調器
72および復号器74が含まれている。復調器60の詳細な説
明は、これらの主要部分の以下の概観説明の後に行な
う。
復調器60は、入力ベースバンドＩ／Ｑ信号26から出力デ
ータストリーム28を再生する。復調器60の主要部分に
は、デジタル利得制御装置62、信号再サンプリング装置
64、信号乗算器338、位相および周波数オフセット推定
装置68、時間オフセット推定装置70、共通の位相復調器
72および復号器74が含まれている。復調器60の詳細な説
明は、これらの主要部分の以下の概観説明の後に行な
う。
【００３２】デジタル利得制御装置62は、振幅統計を監
視し、適切なビットシフトおよびリミッタをサンプルに
適用することにより、Ｉ／Ｑベースバンド信号26のダイ
ナミックレンジを最大にする。結果として、Ｉ／Ｑベー
スバンド信号26のレベルが所要の信号レベルに調整され
る。使用される振幅統計には、サンプルピークレベル、
振幅平均、予め定められたしきい値を越えるサンプルの
パーセンテージが含まれている。
視し、適切なビットシフトおよびリミッタをサンプルに
適用することにより、Ｉ／Ｑベースバンド信号26のダイ
ナミックレンジを最大にする。結果として、Ｉ／Ｑベー
スバンド信号26のレベルが所要の信号レベルに調整され
る。使用される振幅統計には、サンプルピークレベル、
振幅平均、予め定められたしきい値を越えるサンプルの
パーセンテージが含まれている。
【００３３】信号再サンプリング装置64は受け取ったＩ
およびＱのサンプリングレートを４Ｒs または８Ｒs の
所要のレートに変換する。信号再サンプリング装置64の
このプロセスは、ＣＰＳ送信部（図２の40）の信号再サ
ンプリング装置（図２の48）のプロセスと基本的に逆で
ある。
およびＱのサンプリングレートを４Ｒs または８Ｒs の
所要のレートに変換する。信号再サンプリング装置64の
このプロセスは、ＣＰＳ送信部（図２の40）の信号再サ
ンプリング装置（図２の48）のプロセスと基本的に逆で
ある。
【００３４】信号乗算器338 はダイレクトデジタルシン
セサイザを使用して、特定の周波数および位相におい
て、入ってくる信号をサイン／コサイン対により乗算す
る。これにより、位相および周波数追跡に対して臨界的
である入ってくる信号を周波数および位相においてシフ
トさせる。
セサイザを使用して、特定の周波数および位相におい
て、入ってくる信号をサイン／コサイン対により乗算す
る。これにより、位相および周波数追跡に対して臨界的
である入ってくる信号を周波数および位相においてシフ
トさせる。
【００３５】位相および周波数オフセット推定装置68
は、信号の変調タイプに基づいて、受け取った信号の位
相オフセットを推定する。周波数オフセットは経時的に
位相オフセットから計算される。位相および周波数オフ
セットの両者は信号乗算器により補正することができ
る。
は、信号の変調タイプに基づいて、受け取った信号の位
相オフセットを推定する。周波数オフセットは経時的に
位相オフセットから計算される。位相および周波数オフ
セットの両者は信号乗算器により補正することができ
る。
【００３６】時間オフセット推定装置70は、早いサンプ
ル、時間通りのサンプル、および遅いサンプルの振幅を
測定する。これらの測定値から一般的に補間によって時
間オフセットが計算される。時間通りのサンプルの信号
対ノイズ比（ＳＮＲ）を増加させるために、その後時間
オフセットは信号再サンプリング装置64において補正さ
れる。
ル、時間通りのサンプル、および遅いサンプルの振幅を
測定する。これらの測定値から一般的に補間によって時
間オフセットが計算される。時間通りのサンプルの信号
対ノイズ比（ＳＮＲ）を増加させるために、その後時間
オフセットは信号再サンプリング装置64において補正さ
れる。
【００３７】共通の位相復調器72はＩおよびＱのサンプ
ルを３ビット軟復調データストリーム73に変換する。非
拡散波形に対して、共通の位相復調器72は、Ｍ−ａｒｙ
ＦＳＫ，ＭＳＫ，ＢＰＳＫ，ＤＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＳＱ
ＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，π／４ＤＱＰＳＫの信号を含む信
号を復調することができる。ダイレクトシーケンス拡散
スペクトラム波形のケースでは、復調信号にはＭＳＫ，
ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫの信号が含まれている。共通の位相
復調器72の機能は、共通の位相変調器（図２の44）の機
能と基本的に逆である。
ルを３ビット軟復調データストリーム73に変換する。非
拡散波形に対して、共通の位相復調器72は、Ｍ−ａｒｙ
ＦＳＫ，ＭＳＫ，ＢＰＳＫ，ＤＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＳＱ
ＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，π／４ＤＱＰＳＫの信号を含む信
号を復調することができる。ダイレクトシーケンス拡散
スペクトラム波形のケースでは、復調信号にはＭＳＫ，
ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫの信号が含まれている。共通の位相
復調器72の機能は、共通の位相変調器（図２の44）の機
能と基本的に逆である。
【００３８】復号器74には、畳み込み復号化を実行し、
異なる束縛長（Ｋ＝１，２………９）およびコードレー
ト（Ｒ＝１／２，１／３）をサポートすることができる
ビタビ復号器が含まれている。復号器74はパンクチャコ
ードもサポートすることができる。基本的にビタビ復号
器74は、畳み込み符号器（図２の42）と逆の機能を実行
する。
異なる束縛長（Ｋ＝１，２………９）およびコードレー
ト（Ｒ＝１／２，１／３）をサポートすることができる
ビタビ復号器が含まれている。復号器74はパンクチャコ
ードもサポートすることができる。基本的にビタビ復号
器74は、畳み込み符号器（図２の42）と逆の機能を実行
する。
【００３９】ＣＳＰ変調器40と復調器60の主要部分を簡
単に説明したので、図２のＣＳＰ送信部40のさらに詳細
な説明を行なう。
単に説明したので、図２のＣＳＰ送信部40のさらに詳細
な説明を行なう。
【００４０】入力データビットストリーム22のデータビ
ットが符号器42で受け取られ、この符号器42はエラーの
検出および補正を容易にするためにデータを符号化す
る。特に符号器42は、畳み込み符号器、差動符号器、コ
ードパンクチャ装置を備えることができる。畳み込み符
号器はランダムエラーを補正し、差動符号器はデータシ
ンボルの差を符号化して関連復号器（図３の74）がデー
タのあいまいさを取り除けるようにする。差動符号器は
図４および図５に図示されており、畳み込み符号器は図
６および図７に図示されており、コードパンクチャ装置
は図８および図９に図示されている。
ットが符号器42で受け取られ、この符号器42はエラーの
検出および補正を容易にするためにデータを符号化す
る。特に符号器42は、畳み込み符号器、差動符号器、コ
ードパンクチャ装置を備えることができる。畳み込み符
号器はランダムエラーを補正し、差動符号器はデータシ
ンボルの差を符号化して関連復号器（図３の74）がデー
タのあいまいさを取り除けるようにする。差動符号器は
図４および図５に図示されており、畳み込み符号器は図
６および図７に図示されており、コードパンクチャ装置
は図８および図９に図示されている。
【００４１】差動符号器の動作は図４のフローチャート
100 で図示されており、差動符号器は“排他的論理和”
機能を現在および前のビットストリームサンプルで実行
して、新しい出力データサンプルを生成する。“現在
の”入ってくるデータ22は、排他的論理和プロセスステ
ップ104 に受け取られる。プロセスステップ104 の出力
はプロセスステップ106 において時間的にシフトされ、
パス108 によりプロセスステップ104 の“前の”入力と
なるようにフィードバックされる。符号化信号109 （図
２の符号器42の出力）はプロセスステップ106 の出力で
ある。この符号器は、２つのデータサンプル上に何らか
のデジタル機能を実行し、バイパスを設けて、新しい出
力サンプルを生成する点で異なっている。
100 で図示されており、差動符号器は“排他的論理和”
機能を現在および前のビットストリームサンプルで実行
して、新しい出力データサンプルを生成する。“現在
の”入ってくるデータ22は、排他的論理和プロセスステ
ップ104 に受け取られる。プロセスステップ104 の出力
はプロセスステップ106 において時間的にシフトされ、
パス108 によりプロセスステップ104 の“前の”入力と
なるようにフィードバックされる。符号化信号109 （図
２の符号器42の出力）はプロセスステップ106 の出力で
ある。この符号器は、２つのデータサンプル上に何らか
のデジタル機能を実行し、バイパスを設けて、新しい出
力サンプルを生成する点で異なっている。
【００４２】例示的な差動符号器110 は図５に示されて
いる。この差動符号器110 は、データ22を受け取る入力
レジスタ112 と符号化データ109 を送る出力レジスタ11
3 を備えている。これらのレジスタの間に結合されてい
るものは差動器115 であり、出力レジスタ113 の出力は
差動器115 に対する入力116 としてフィードバックされ
る。入力レジスタ112 の出力は、差動器115 の他の入力
を形成する。差動器115 は選択信号118 に応答する。
いる。この差動符号器110 は、データ22を受け取る入力
レジスタ112 と符号化データ109 を送る出力レジスタ11
3 を備えている。これらのレジスタの間に結合されてい
るものは差動器115 であり、出力レジスタ113 の出力は
差動器115 に対する入力116 としてフィードバックされ
る。入力レジスタ112 の出力は、差動器115 の他の入力
を形成する。差動器115 は選択信号118 に応答する。
【００４３】畳み込み符号器の動作はフローチャート12
0 において図示されており、入ってくるデータ22はステ
ップ124 において時間シフトされる。１組のＮ多項式ベ
クトルがプロセスステップ126 において提供され、プロ
セスステップ128 において、時間シフトされたデータと
加算されモジュロ２がとられる。
0 において図示されており、入ってくるデータ22はステ
ップ124 において時間シフトされる。１組のＮ多項式ベ
クトルがプロセスステップ126 において提供され、プロ
セスステップ128 において、時間シフトされたデータと
加算されモジュロ２がとられる。
【００４４】例示的な畳み込み符号器130 は図７に示さ
れている。データがｋビットシフトレジスタ132 で受け
取られ、このｋビットシフトレジスタ132 はシフトレジ
スタ中の特定のビットの“排他的論理和”から出力ビッ
トストリーム133 を発生させる。モジュロ２加算器134
はビットストリーム133 とｎ多項式ベクトルを受け取っ
て、Ｒ＝１／２からＲ＝１／ｎのレートで、ｎ個の別々
のプログラム可能なデータパターンおよびコードを発生
させる。例示的なモジュロ２加算器134 は、ＡＮＤゲー
ト135 と１対の排他的論理和136 ,137との直列結合を持
っている。モジュロ２加算器134 の出力は、独立的に
（図２の42の）符号器データストリーム109 を形成する
ことができる。代わりに、符号器データストリームを形
成するようにモジュロ２加算器134 の出力を順序付ける
こともできる。符号器パターンと束縛長はプログラム可
能であり、束縛長ｋの任意の１／ｎコードを使用できる
ように容易に拡張することができる。
れている。データがｋビットシフトレジスタ132 で受け
取られ、このｋビットシフトレジスタ132 はシフトレジ
スタ中の特定のビットの“排他的論理和”から出力ビッ
トストリーム133 を発生させる。モジュロ２加算器134
はビットストリーム133 とｎ多項式ベクトルを受け取っ
て、Ｒ＝１／２からＲ＝１／ｎのレートで、ｎ個の別々
のプログラム可能なデータパターンおよびコードを発生
させる。例示的なモジュロ２加算器134 は、ＡＮＤゲー
ト135 と１対の排他的論理和136 ,137との直列結合を持
っている。モジュロ２加算器134 の出力は、独立的に
（図２の42の）符号器データストリーム109 を形成する
ことができる。代わりに、符号器データストリームを形
成するようにモジュロ２加算器134 の出力を順序付ける
こともできる。符号器パターンと束縛長はプログラム可
能であり、束縛長ｋの任意の１／ｎコードを使用できる
ように容易に拡張することができる。
【００４５】コードパンクチャ装置の動作は図８のフロ
ーチャート140 で図示されており、プロセスステップ14
4 は、畳み込み符号化データストリーム142 からのデー
タサンプルを周期的にドロップさせ、パンクチャデータ
146 を発生させる。ドロップパターンと周期は、プログ
ラム可能であることが好ましい。
ーチャート140 で図示されており、プロセスステップ14
4 は、畳み込み符号化データストリーム142 からのデー
タサンプルを周期的にドロップさせ、パンクチャデータ
146 を発生させる。ドロップパターンと周期は、プログ
ラム可能であることが好ましい。
【００４６】例示的なコードパンクチャ装置150 は図９
に示されている。このコードパンクチャ装置150 には、
図７の畳み込み符号器130 から畳み込みコードを受け取
る一連のレジスタ152 が含まれている。これらのレジス
タ152 はデジタルスイッチ154 に結合されている。パン
クチャ長とパターンは選択論理回路155 において選択さ
れ、データ入力が選択的にスイッチ154 を通るように
し、フリップフロップレジスタ156 から出る選択された
データ146 をクロックするために使用される。
に示されている。このコードパンクチャ装置150 には、
図７の畳み込み符号器130 から畳み込みコードを受け取
る一連のレジスタ152 が含まれている。これらのレジス
タ152 はデジタルスイッチ154 に結合されている。パン
クチャ長とパターンは選択論理回路155 において選択さ
れ、データ入力が選択的にスイッチ154 を通るように
し、フリップフロップレジスタ156 から出る選択された
データ146 をクロックするために使用される。
【００４７】ＣＳＰ変調器40は、拡散スペクトラム変調
技術を利用するように構成されている。特にダイレクト
シーケンス拡散スペクトラムは、疑似ノイズ拡散装置19
0 と疑似ノイズ発生器192 とにより、符号分割多元接続
システムに対して発生させることができる。これらのモ
ジュールの動作は図１０のフローチャート180 において
示されている。
技術を利用するように構成されている。特にダイレクト
シーケンス拡散スペクトラムは、疑似ノイズ拡散装置19
0 と疑似ノイズ発生器192 とにより、符号分割多元接続
システムに対して発生させることができる。これらのモ
ジュールの動作は図１０のフローチャート180 において
示されている。
【００４８】プロセスステップ182 においてＮビットシ
ードが供給され、このシードはステップ184 において時
間シフトされる。これらの時間シフトされたサンプルの
選択されたものは、さまざまな疑似ノイズスペクトラム
186 （例えば、ｍシーケンス、ゴールドシーケンス、カ
サミシーケンス、ウォルシュシーケンス）を発生させる
ために、加算されて、フィードバックステップ185 にお
いてフィードバックされる。疑似ノイズスペクトラム
は、ダイレクトシーケンス疑似ノイズ（ＤＳＰＮ）符号
化ビットストリーム189 を形成するために、プロセスス
テップ187 において（図２のビットフォーマット装置22
0 からの）チャネルシンボル188 と排他的論理和がとら
れる。
ードが供給され、このシードはステップ184 において時
間シフトされる。これらの時間シフトされたサンプルの
選択されたものは、さまざまな疑似ノイズスペクトラム
186 （例えば、ｍシーケンス、ゴールドシーケンス、カ
サミシーケンス、ウォルシュシーケンス）を発生させる
ために、加算されて、フィードバックステップ185 にお
いてフィードバックされる。疑似ノイズスペクトラム
は、ダイレクトシーケンス疑似ノイズ（ＤＳＰＮ）符号
化ビットストリーム189 を形成するために、プロセスス
テップ187 において（図２のビットフォーマット装置22
0 からの）チャネルシンボル188 と排他的論理和がとら
れる。
【００４９】図１１に示されているように、例示的な疑
似ノイズ発生器192 には線形シーケンス発生器193 ,194
が含まれている。これらの発生器はそれぞれ、長さＮの
シフトレジスタ196 を通してＮビットシードを時間シフ
トさせる。レジスタに沿った選択されたタップ197 は加
算器198 において加算され、レジスタの入力にフィード
バックされる。線形シーケンス発生器193,194 はそれぞ
れ、疑似ノイズ拡散装置（図２の190 ）に入力されるＱ
およびＩ疑似ノイズシーケンス201 ,202を発生させる。
代わりに、線形シーケンス発生器194 に対するシードと
してＱ疑似ノイズシーケンス201 を適用することによ
り、線形シーケンス発生器193,194 を鎖状につなげるこ
とができる。本質的にこれは、単一の疑似ノイズシーケ
ンスを発生させる長さ２Ｎのシフトレジスタを形成す
る。
似ノイズ発生器192 には線形シーケンス発生器193 ,194
が含まれている。これらの発生器はそれぞれ、長さＮの
シフトレジスタ196 を通してＮビットシードを時間シフ
トさせる。レジスタに沿った選択されたタップ197 は加
算器198 において加算され、レジスタの入力にフィード
バックされる。線形シーケンス発生器193,194 はそれぞ
れ、疑似ノイズ拡散装置（図２の190 ）に入力されるＱ
およびＩ疑似ノイズシーケンス201 ,202を発生させる。
代わりに、線形シーケンス発生器194 に対するシードと
してＱ疑似ノイズシーケンス201 を適用することによ
り、線形シーケンス発生器193,194 を鎖状につなげるこ
とができる。本質的にこれは、単一の疑似ノイズシーケ
ンスを発生させる長さ２Ｎのシフトレジスタを形成す
る。
【００５０】図１２に示されているように、例示的な疑
似ノイズ拡散装置190 は単に１対の排他的論理和回路20
4,206 であり、データストリームと疑似ノイズシーケン
スを受け取って、疑似ノイズ符号化データストリームを
発生させる。疑似ノイズ発生器192 と疑似ノイズ拡散装
置190 はデータストリーム22をダイレクトシーケンス拡
散スペクトラムに変換する。
似ノイズ拡散装置190 は単に１対の排他的論理和回路20
4,206 であり、データストリームと疑似ノイズシーケン
スを受け取って、疑似ノイズ符号化データストリームを
発生させる。疑似ノイズ発生器192 と疑似ノイズ拡散装
置190 はデータストリーム22をダイレクトシーケンス拡
散スペクトラムに変換する。
【００５１】図２は、符号器42と疑似ノイズ拡散装置19
0 との間に配置されているビットフォーマット装置220
を図示している。異なっている選択された変調プロセス
に対して、フォーマット装置220 はビットデータストリ
ーム22をＩおよびＱデータストリームに分割し、ビット
シンボルを規定し、データ源を識別するためにビットを
挿入する。
0 との間に配置されているビットフォーマット装置220
を図示している。異なっている選択された変調プロセス
に対して、フォーマット装置220 はビットデータストリ
ーム22をＩおよびＱデータストリームに分割し、ビット
シンボルを規定し、データ源を識別するためにビットを
挿入する。
【００５２】例えばＱＰＳＫが選択された変調プロセス
である場合、フォーマット装置220はデータストリーム2
2をＩおよびＱ（同相および直角位相）データストリー
ム222,224 に分割する。一般的にこの分割は交互のビッ
トをデータストリーム222,224 に連続的に割り当てるこ
とによりなされる（例えば、ビット１，３，５………が
Ｉデータストリーム222 に割り当てられ、ビット２，
４，６………がＱデータストリーム224 に割り当てられ
る）。この例では、フォーマット装置220 がシンボルを
識別し、この各シンボルには、それぞれのデータストリ
ーム222,224 における１つのデータビットが含まれてい
る。したがってシンボル持続時間はビット持続時間の２
倍である。
である場合、フォーマット装置220はデータストリーム2
2をＩおよびＱ（同相および直角位相）データストリー
ム222,224 に分割する。一般的にこの分割は交互のビッ
トをデータストリーム222,224 に連続的に割り当てるこ
とによりなされる（例えば、ビット１，３，５………が
Ｉデータストリーム222 に割り当てられ、ビット２，
４，６………がＱデータストリーム224 に割り当てられ
る）。この例では、フォーマット装置220 がシンボルを
識別し、この各シンボルには、それぞれのデータストリ
ーム222,224 における１つのデータビットが含まれてい
る。したがってシンボル持続時間はビット持続時間の２
倍である。
【００５３】ＢＰＳＫが選択された変調プロセスである
場合には、フォーマット装置220 は、単にＩデータスト
リーム222 としてデータストリーム22を通すだけであ
り、シンボル持続時間はビット持続時間と実質的に等し
く、Ｑデータストリーム224 は何らデータを伝えない
（例えば、ゼロにセットされる）。
場合には、フォーマット装置220 は、単にＩデータスト
リーム222 としてデータストリーム22を通すだけであ
り、シンボル持続時間はビット持続時間と実質的に等し
く、Ｑデータストリーム224 は何らデータを伝えない
（例えば、ゼロにセットされる）。
【００５４】最後の例として８−ａｒｙＰＳＫが選択さ
れた変調プロセスである場合には、フォーマット装置22
0 はデータストリーム22を３つのデータストリーム、す
なわちデータストリーム222,224 および破線で示されて
いる第３のデータストリーム226 に分割する。この変調
プロセスでは、シンボル持続時間はビット持続時間の３
倍である。
れた変調プロセスである場合には、フォーマット装置22
0 はデータストリーム22を３つのデータストリーム、す
なわちデータストリーム222,224 および破線で示されて
いる第３のデータストリーム226 に分割する。この変調
プロセスでは、シンボル持続時間はビット持続時間の３
倍である。
【００５５】データストリーム22は複数のデータ源（例
えば、音声、ファクシミリおよびビデオ）から来ること
もある。これらの異なるデータ源からのデータバースト
は、フォーマット装置220 においてインターリーブさ
れ、識別ビット227 が各インターリーブバーストのプリ
アンブルに挿入されることにより識別されてもよい。
えば、音声、ファクシミリおよびビデオ）から来ること
もある。これらの異なるデータ源からのデータバースト
は、フォーマット装置220 においてインターリーブさ
れ、識別ビット227 が各インターリーブバーストのプリ
アンブルに挿入されることにより識別されてもよい。
【００５６】図２を参照すると、符号器42は、入力デー
タストリーム22を符号化データストリーム109 に変換す
る。この符号化データストリーム109 に応答して、ビッ
トフォーマット装置220 は１以上のデータストリーム22
2,224,226 を形成する（このストリームでは、シンボル
持続時間はビット持続時間と等しいか、ビット持続時間
の２倍であるか、ビット持続時間の３倍である）。疑似
ノイズ発生器192 はＩおよびＱ疑似ノイズシーケンス20
1,202 を形成する。データストリームが拡散されるべき
場合、疑似ノイズ拡散装置190 の出力230,232 は、デー
タストリームと疑似ノイズチップストリーム201,202 の
積である（チップは疑似ノイズシーケンスのビットであ
る）。さもなければ、出力230,232 は単にフォーマット
装置220の出力を伝える。
タストリーム22を符号化データストリーム109 に変換す
る。この符号化データストリーム109 に応答して、ビッ
トフォーマット装置220 は１以上のデータストリーム22
2,224,226 を形成する（このストリームでは、シンボル
持続時間はビット持続時間と等しいか、ビット持続時間
の２倍であるか、ビット持続時間の３倍である）。疑似
ノイズ発生器192 はＩおよびＱ疑似ノイズシーケンス20
1,202 を形成する。データストリームが拡散されるべき
場合、疑似ノイズ拡散装置190 の出力230,232 は、デー
タストリームと疑似ノイズチップストリーム201,202 の
積である（チップは疑似ノイズシーケンスのビットであ
る）。さもなければ、出力230,232 は単にフォーマット
装置220の出力を伝える。
【００５７】図２のＣＳＰ送信部40には、共通の位相変
調器44とダイレクトＩ／Ｑ変調器46が含まれている。Ｂ
ＰＳＫ，ＤＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＳＱＰＳＫのようないく
つかの簡単な変調波形に対しては、ダイレクトＩ／Ｑ変
調器46において入力データビットストリーム22を直接的
に出力ベースバンドＩおよびＱチャネル24に変換するこ
とができる。ＣＳＰ（図１の20）の外において、搬送波
信号をＭ搬送波位相に変調するために、一般的に出力ベ
ースバンドＩおよびＱ信号24が使用される。ＢＰＳＫで
はＭ＝２であり、シンボルはデータストリームｄ（ｔ）
22の単一ビットから構成されている。ＱＰＳＫではＭ＝
４であり、シンボルはデータストリームｄ（ｔ）22のビ
ット対から構成されている。
調器44とダイレクトＩ／Ｑ変調器46が含まれている。Ｂ
ＰＳＫ，ＤＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＳＱＰＳＫのようないく
つかの簡単な変調波形に対しては、ダイレクトＩ／Ｑ変
調器46において入力データビットストリーム22を直接的
に出力ベースバンドＩおよびＱチャネル24に変換するこ
とができる。ＣＳＰ（図１の20）の外において、搬送波
信号をＭ搬送波位相に変調するために、一般的に出力ベ
ースバンドＩおよびＱ信号24が使用される。ＢＰＳＫで
はＭ＝２であり、シンボルはデータストリームｄ（ｔ）
22の単一ビットから構成されている。ＱＰＳＫではＭ＝
４であり、シンボルはデータストリームｄ（ｔ）22のビ
ット対から構成されている。
【００５８】送信部40からのダウンストリームで実行さ
れる変調は次のように表すことができる。 ｓ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｔ＋φ） ＋Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（２πｆｔ＋φ） （１） ここで、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）はＣＳＰ送信部40によ
り発生させた同相および直角位相信号24であり、ｆは変
調周波数であり、φは任意の位相である。図１３の表24
0 は、さまざまな変調プロセスに対する入力データスト
リームｄ（ｔ）22のＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）信号24への
ダイレクトＩ／Ｑ変調器46における変換を図示してい
る。表240 は、ベースバンド信号24Ｉ（ｔ）およびＱ
（ｔ）の形成前に、データストリームｄ（ｔ）のビット
であるｄi （ｔ）およびｄq （ｔ）が±１に等しいよう
にセットされることが好ましいことを示している。
れる変調は次のように表すことができる。 ｓ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｔ＋φ） ＋Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（２πｆｔ＋φ） （１） ここで、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）はＣＳＰ送信部40によ
り発生させた同相および直角位相信号24であり、ｆは変
調周波数であり、φは任意の位相である。図１３の表24
0 は、さまざまな変調プロセスに対する入力データスト
リームｄ（ｔ）22のＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）信号24への
ダイレクトＩ／Ｑ変調器46における変換を図示してい
る。表240 は、ベースバンド信号24Ｉ（ｔ）およびＱ
（ｔ）の形成前に、データストリームｄ（ｔ）のビット
であるｄi （ｔ）およびｄq （ｔ）が±１に等しいよう
にセットされることが好ましいことを示している。
【００５９】ＢＰＳＫに対して、Ｑ（ｔ）は単に０にセ
ットされ、Ｉ（ｔ）はデータストリームｄ（ｔ）22に等
しくセットされる。ＤＰＳＫはＢＰＳＫと同様である。
ＤＰＳＫにおいて、Ｑ（ｔ）は再度０にセットされる。
しかしながらＩ（ｔ）は、１シンボル時間Ｔs1だけ遅延
させたデータストリームのサンプルによって入力データ
ストリームｄ（ｔ）を乗算することにより形成されたデ
ータストリームに等しくセットされる（このシンボル時
間Ｔs1はＢＰＳＫにおけるデータストリームｄ（ｔ）の
単一ビットである）。したがってＤＰＳＫにおいて、Ｉ
（ｔ）＝ｄ（ｔ）ｄ（ｔ−Ｔs1）およびＱ（ｔ）＝０で
ある。データストリームのその集積が非コヒーレント受
信機の使用を促進することから、ＤＰＳＫは便利であ
る。
ットされ、Ｉ（ｔ）はデータストリームｄ（ｔ）22に等
しくセットされる。ＤＰＳＫはＢＰＳＫと同様である。
ＤＰＳＫにおいて、Ｑ（ｔ）は再度０にセットされる。
しかしながらＩ（ｔ）は、１シンボル時間Ｔs1だけ遅延
させたデータストリームのサンプルによって入力データ
ストリームｄ（ｔ）を乗算することにより形成されたデ
ータストリームに等しくセットされる（このシンボル時
間Ｔs1はＢＰＳＫにおけるデータストリームｄ（ｔ）の
単一ビットである）。したがってＤＰＳＫにおいて、Ｉ
（ｔ）＝ｄ（ｔ）ｄ（ｔ−Ｔs1）およびＱ（ｔ）＝０で
ある。データストリームのその集積が非コヒーレント受
信機の使用を促進することから、ＤＰＳＫは便利であ
る。
【００６０】ＱＰＳＫに対して、入力データストリーム
ｄ（ｔ）22は２つのデータストリームｄi （ｔ）および
ｄq （ｔ）に分割される。その後Ｉ（ｔ）はｄi （ｔ）
に等しくなるようにセットされ、Ｑ（ｔ）はｄq （ｔ）
に等しくなるようにセットされる。ＳＱＰＳＫはＱＰＳ
Ｋと同様であるが、データストリームはシンボル時間Ｔ
s2の半分だけ遅延される（このシンボル時間Ｔs2は、Ｑ
ＰＳＫおよびＳＱＰＳＫにおけるデータストリームｄ
（ｔ）のビット対である）。この遅延は、図２のダイレ
クトＩ／Ｑ変調器46に示されている半シンボル遅延装置
242 で実行される。
ｄ（ｔ）22は２つのデータストリームｄi （ｔ）および
ｄq （ｔ）に分割される。その後Ｉ（ｔ）はｄi （ｔ）
に等しくなるようにセットされ、Ｑ（ｔ）はｄq （ｔ）
に等しくなるようにセットされる。ＳＱＰＳＫはＱＰＳ
Ｋと同様であるが、データストリームはシンボル時間Ｔ
s2の半分だけ遅延される（このシンボル時間Ｔs2は、Ｑ
ＰＳＫおよびＳＱＰＳＫにおけるデータストリームｄ
（ｔ）のビット対である）。この遅延は、図２のダイレ
クトＩ／Ｑ変調器46に示されている半シンボル遅延装置
242 で実行される。
【００６１】したがってＳＱＰＳＫにおいて、Ｉ（ｔ）
＝ｄ（ｔ）およびＱ（ｔ）＝ｄ（ｔ−Ｔs2／２）であ
る。等式（１）にしたがうと、ＱＰＳＫはπ／２だけ離
れている４つの位相状態を持っている。位相変化はベー
スバンドＩおよびＱ信号24において同時に生じ、したが
って最大の状態変化はπ／２である。同相信号と直角位
相信号との間におけるオフセットのために、ＳＱＰＳＫ
は同時に１つの位相変化のみを持ち、式（１）における
最大の位相状態変化はπ／２である（すなわち、πの状
態変化は決して存在しない）。この制限された位相変化
のために、フィルタされたＳＱＰＳＫはこのプロセスの
ダウンストリーム信号変調において非線形増幅器を使用
することを促進する。
＝ｄ（ｔ）およびＱ（ｔ）＝ｄ（ｔ−Ｔs2／２）であ
る。等式（１）にしたがうと、ＱＰＳＫはπ／２だけ離
れている４つの位相状態を持っている。位相変化はベー
スバンドＩおよびＱ信号24において同時に生じ、したが
って最大の状態変化はπ／２である。同相信号と直角位
相信号との間におけるオフセットのために、ＳＱＰＳＫ
は同時に１つの位相変化のみを持ち、式（１）における
最大の位相状態変化はπ／２である（すなわち、πの状
態変化は決して存在しない）。この制限された位相変化
のために、フィルタされたＳＱＰＳＫはこのプロセスの
ダウンストリーム信号変調において非線形増幅器を使用
することを促進する。
【００６２】ＣＳＰ（図１の２０）からの等式（１）ダ
ウンストリームの変調プロセスを促進するために、非拡
散波形に対して、シンボルレートＲs の実質的に４倍の
シンボルレートであるサンプリングレートにおいてデー
タストリームをサンプリングすることが好ましい（Ｒs
はシンボル持続時間Ｔs の逆数である）。図２の送信部
40の疑似ノイズ発生器192 と疑似ノイズ拡散装置190 を
使用して入力データストリームｄ（ｔ）22を乗算して拡
散スペクトラムを生成する場合、サンプリングレートは
疑似ノイズシーケンスのチップレートの２倍であること
が好ましい。この増加したサンプリングレートは、ダイ
レクトＩ／Ｑ変調器46のサンプリング装置244 において
得られる。
ウンストリームの変調プロセスを促進するために、非拡
散波形に対して、シンボルレートＲs の実質的に４倍の
シンボルレートであるサンプリングレートにおいてデー
タストリームをサンプリングすることが好ましい（Ｒs
はシンボル持続時間Ｔs の逆数である）。図２の送信部
40の疑似ノイズ発生器192 と疑似ノイズ拡散装置190 を
使用して入力データストリームｄ（ｔ）22を乗算して拡
散スペクトラムを生成する場合、サンプリングレートは
疑似ノイズシーケンスのチップレートの２倍であること
が好ましい。この増加したサンプリングレートは、ダイ
レクトＩ／Ｑ変調器46のサンプリング装置244 において
得られる。
【００６３】ダイレクトＩ／Ｑ変調器46の変調プロセス
は図１４のフローチャート250 においてさらに図示され
ている。プロセスステップ251 においてデータストリー
ムｄ（ｔ）が受け取られた後に、決定ステップ252-255
はＢＰＳＫ，ＤＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＳＱＰＳＫのうちど
の変調プロセスが選択されたかを決定する。それぞれの
選択されたプロセスに対して、ダイレクトＩ／Ｑ変調器
（図２の46）は、フローチャート250 のプロセスステッ
プ256-259 において特定されているように、図１３の表
240 にしたがって、ベースバンド同相および直角位相信
号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）（図２の24）を形成する。
は図１４のフローチャート250 においてさらに図示され
ている。プロセスステップ251 においてデータストリー
ムｄ（ｔ）が受け取られた後に、決定ステップ252-255
はＢＰＳＫ，ＤＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＳＱＰＳＫのうちど
の変調プロセスが選択されたかを決定する。それぞれの
選択されたプロセスに対して、ダイレクトＩ／Ｑ変調器
（図２の46）は、フローチャート250 のプロセスステッ
プ256-259 において特定されているように、図１３の表
240 にしたがって、ベースバンド同相および直角位相信
号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）（図２の24）を形成する。
【００６４】図１３および図１４のプロセスは、図２に
示されているように、ダイレクトＩ／Ｑ変調器46に結合
され、図１４のフローチャート250 と図１３の表240 に
したがってプログラムされているコンピュータ260 の助
けを借りて実現することが好ましい。コンピュータ260
はマイクロプロセッサであることが好ましく、この用途
に対する例示的なマイクロプロセッサは、テキサス・イ
ンスツルメントTMS3200C40プロセッサである。
示されているように、ダイレクトＩ／Ｑ変調器46に結合
され、図１４のフローチャート250 と図１３の表240 に
したがってプログラムされているコンピュータ260 の助
けを借りて実現することが好ましい。コンピュータ260
はマイクロプロセッサであることが好ましく、この用途
に対する例示的なマイクロプロセッサは、テキサス・イ
ンスツルメントTMS3200C40プロセッサである。
【００６５】ＣＳＰ送信部40の共通の位相変調器44に
は、ビット位相符号器270 とｃｏｓ／ｓｉｎルックアッ
プテーブル272 が含まれている。これらの素子間に結合
されているものは、サンプリング装置244 を有する第１
のパス274 と、サンプリング装置244 とシンボル位相積
分器278 の直列配列を有する第２のパス276 と、サンプ
リング装置244 と周波数積分器282 の直列配列を有する
第３のパス280 である。
は、ビット位相符号器270 とｃｏｓ／ｓｉｎルックアッ
プテーブル272 が含まれている。これらの素子間に結合
されているものは、サンプリング装置244 を有する第１
のパス274 と、サンプリング装置244 とシンボル位相積
分器278 の直列配列を有する第２のパス276 と、サンプ
リング装置244 と周波数積分器282 の直列配列を有する
第３のパス280 である。
【００６６】共通の位相変調器44は、ｓｉｎ／ｃｏｓル
ックアップテーブル272 への第４のパス286 も持ってい
る。このパスには、サンプリング装置244 、半シンボル
遅延装置242 、（ビット位相符号器270 と同様である）
ビット位相符号器290 、および位相成形器292 の直列配
列が含まれている。この第４のパス286 は、ｓｉｎ／ｃ
ｏｓルックアップテーブル272 と疑似ノイズ拡散装置19
0 との間に結合されている。
ックアップテーブル272 への第４のパス286 も持ってい
る。このパスには、サンプリング装置244 、半シンボル
遅延装置242 、（ビット位相符号器270 と同様である）
ビット位相符号器290 、および位相成形器292 の直列配
列が含まれている。この第４のパス286 は、ｓｉｎ／ｃ
ｏｓルックアップテーブル272 と疑似ノイズ拡散装置19
0 との間に結合されている。
【００６７】先に説明したように、出力ベースバンドＩ
およびＱ信号24はＣＳＰ（図１の20）のダウンストリー
ムにおいて、搬送波信号をＭ搬送波位相に変調するため
に使用される。ＢＰＳＫのような変調プロセスにおいて
Ｍ＝２であり、シンボルはデータストリーム22の単一ビ
ットから構成されている。ＱＰＳＫのような変調プロセ
スにおいてＭ＝４であり、シンボルはデータストリーム
ｄ（ｔ）22のビット対（ｄi ，ｄq ）から構成されてい
る。８−ａｒｙＰＳＫのような変調プロセスではＭ＝８
であり、シンボルはデータストリーム22の３つのビット
（ｄ1 ，ｄ2 、ｄ3 ）から構成されている。また先に説
明したように、ダウンストリーム変調は上記等式（１）
として表すことができる。
およびＱ信号24はＣＳＰ（図１の20）のダウンストリー
ムにおいて、搬送波信号をＭ搬送波位相に変調するため
に使用される。ＢＰＳＫのような変調プロセスにおいて
Ｍ＝２であり、シンボルはデータストリーム22の単一ビ
ットから構成されている。ＱＰＳＫのような変調プロセ
スにおいてＭ＝４であり、シンボルはデータストリーム
ｄ（ｔ）22のビット対（ｄi ，ｄq ）から構成されてい
る。８−ａｒｙＰＳＫのような変調プロセスではＭ＝８
であり、シンボルはデータストリーム22の３つのビット
（ｄ1 ，ｄ2 、ｄ3 ）から構成されている。また先に説
明したように、ダウンストリーム変調は上記等式（１）
として表すことができる。
【００６８】共通の位相変調器44の変調プロセスは図１
５の表300 に明記されている。図１５の表300 の右列
は、データストリームを位相ストリームに変換するため
にコードが使用されることを明記している。この変換
は、表300 の真ん中の列に示されているような位相スト
リームｑ（ｔ）を生み出す。最後に、出力ベースバンド
Ｉ／Ｑ信号（図１および図２の24）は以下の式により得
られる。 Ｉ（ｔ）＝ｃｏｓ（θ（ｔ）） （２） Ｑ（ｔ）＝ｓｉｎ（θ（ｔ）） （３）
５の表300 に明記されている。図１５の表300 の右列
は、データストリームを位相ストリームに変換するため
にコードが使用されることを明記している。この変換
は、表300 の真ん中の列に示されているような位相スト
リームｑ（ｔ）を生み出す。最後に、出力ベースバンド
Ｉ／Ｑ信号（図１および図２の24）は以下の式により得
られる。 Ｉ（ｔ）＝ｃｏｓ（θ（ｔ）） （２） Ｑ（ｔ）＝ｓｉｎ（θ（ｔ）） （３）
【００６９】共通の位相変調器44により発生させること
ができる波形は、ＢＰＳＫ，ＤＰＳＫ，成形されたＢＰ
ＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＤＱＰＳＫ，オフセットＱＰＳ
Ｋ、成形されたオフセットＱＰＳＫ，Ｍ−ａｒｙＦＳ
Ｋ，ＭＳＫである。
ができる波形は、ＢＰＳＫ，ＤＰＳＫ，成形されたＢＰ
ＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＤＱＰＳＫ，オフセットＱＰＳ
Ｋ、成形されたオフセットＱＰＳＫ，Ｍ−ａｒｙＦＳ
Ｋ，ＭＳＫである。
【００７０】隣接した位相状態から生じるエラーを減少
させることから、データストリームを位相ストリームに
変換するために使用するコードはグレーコードであるこ
とが好ましい。例えば、隣接した位相状態間のエラー
は、データストリームｄi （ｔ），ｄq （ｔ）の１つの
みにエラーを生じさせる。
させることから、データストリームを位相ストリームに
変換するために使用するコードはグレーコードであるこ
とが好ましい。例えば、隣接した位相状態間のエラー
は、データストリームｄi （ｔ），ｄq （ｔ）の１つの
みにエラーを生じさせる。
【００７１】ＢＰＳＫのような変調プロセスにおいて使
用するための例示的なグレーコードは、図１６の表302
に示されている。ＱＰＳＫのような変調プロセスで使用
するための例示的なグレーコードは図１７の表304 に示
されている。最後に、８−ａｒｙＰＳＫと８−ａｒｙＦ
ＳＫのような変調プロセスにおいて使用するための例示
的なグレーコードは、図１８の表306 に示されている。
用するための例示的なグレーコードは、図１６の表302
に示されている。ＱＰＳＫのような変調プロセスで使用
するための例示的なグレーコードは図１７の表304 に示
されている。最後に、８−ａｒｙＰＳＫと８−ａｒｙＦ
ＳＫのような変調プロセスにおいて使用するための例示
的なグレーコードは、図１８の表306 に示されている。
【００７２】フローチャート310 は図１９および図２０
に示されている。このフローチャート310 は、データス
トリーム22を位相ストリームθ（ｔ）に変換するため
に、共通の位相変調器44において使用されるプロセスを
図示している。この位相ストリームθ（ｔ）は、ベース
バンドＩおよびＱ信号（図２の24）を得るために、ｃｏ
ｓ／ｓｉｎルックアップテーブル272 に供給される。
に示されている。このフローチャート310 は、データス
トリーム22を位相ストリームθ（ｔ）に変換するため
に、共通の位相変調器44において使用されるプロセスを
図示している。この位相ストリームθ（ｔ）は、ベース
バンドＩおよびＱ信号（図２の24）を得るために、ｃｏ
ｓ／ｓｉｎルックアップテーブル272 に供給される。
【００７３】プロセスステップ312 において、データス
トリームｄ（ｔ）が受け取られた後に、決定ステップ31
3-319 は図１５の表300 のうちのどの変調プロセスが選
択されたかを決定する。それぞれ選択された変調プロセ
スに対して、共通の位相変調器（図２の44）は、図１９
および図２０のプロセスステップ322-328 により特定さ
れているように、図１５の表300 にしたがって、ベース
バンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）
（図２の24）を形成する。図１９および図２０のフロー
チャートは終了プログラム330,332 によって接続されて
おり、終了プログラム334 によって終了している。位相
ストリームをｓｉｎ／ｃｏｓルックアップテーブル（図
２の272 ）に供給する前に、図１６〜図１８の表302,30
4,306 のもののようなグレーコードを使用して、データ
ストリームを位相ストリームに変換することが好まし
い。
トリームｄ（ｔ）が受け取られた後に、決定ステップ31
3-319 は図１５の表300 のうちのどの変調プロセスが選
択されたかを決定する。それぞれ選択された変調プロセ
スに対して、共通の位相変調器（図２の44）は、図１９
および図２０のプロセスステップ322-328 により特定さ
れているように、図１５の表300 にしたがって、ベース
バンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）
（図２の24）を形成する。図１９および図２０のフロー
チャートは終了プログラム330,332 によって接続されて
おり、終了プログラム334 によって終了している。位相
ストリームをｓｉｎ／ｃｏｓルックアップテーブル（図
２の272 ）に供給する前に、図１６〜図１８の表302,30
4,306 のもののようなグレーコードを使用して、データ
ストリームを位相ストリームに変換することが好まし
い。
【００７４】図１５、図１９および図２０の変換プロセ
スでは、図２のシンボル位相積分器278 が、ＤＰＳＫや
π／４ＤＱＰＳＫのような差動位相変調に対する位相を
積分する。ｓｉｎ／ｃｏｓルックアップテーブル272 で
ＩおよびＱ成分に変換する前に累積された位相を生成す
るために、シンボルの位相はシンボルレートＲs におい
てサンプリングされ、積分される。積分レートはデータ
シンボル当たり１つである。
スでは、図２のシンボル位相積分器278 が、ＤＰＳＫや
π／４ＤＱＰＳＫのような差動位相変調に対する位相を
積分する。ｓｉｎ／ｃｏｓルックアップテーブル272 で
ＩおよびＱ成分に変換する前に累積された位相を生成す
るために、シンボルの位相はシンボルレートＲs におい
てサンプリングされ、積分される。積分レートはデータ
シンボル当たり１つである。
【００７５】周波数積分器282 は周波数を積分して、Ｍ
ＳＫやＭ−ａｒｙＦＳＫのような周波数変調に対する位
相を生成する。シンボルの位相はｋＲs のレートでサン
プリングされる。
ＳＫやＭ−ａｒｙＦＳＫのような周波数変調に対する位
相を生成する。シンボルの位相はｋＲs のレートでサン
プリングされる。
【００７６】パス286 において、半シンボル遅延装置24
2 が、ＯＱＰＳＫのようなオフセット変調を発生させる
ために必要な１データストリームの遅延を提供する。位
相成形装置292 は、成形されたＢＰＳＫ（ＳＢＰＳＫ）
や成形されたオフセットＱＰＳＫ（ＳＯＱＰＳＫ）のよ
うな異なる位相変調波形に対する位相変化をスムーズに
するために、持続時間Ｔw を有するウィンドウ積分器フ
ィルタを使用する。
2 が、ＯＱＰＳＫのようなオフセット変調を発生させる
ために必要な１データストリームの遅延を提供する。位
相成形装置292 は、成形されたＢＰＳＫ（ＳＢＰＳＫ）
や成形されたオフセットＱＰＳＫ（ＳＯＱＰＳＫ）のよ
うな異なる位相変調波形に対する位相変化をスムーズに
するために、持続時間Ｔw を有するウィンドウ積分器フ
ィルタを使用する。
【００７７】位相変調波形とともに使用される場合、こ
のフィルタは位相変化があった時に期間Ｔw に対して線
形位相変化を提供する。他のどこでも位相は元の位相と
同じである。
のフィルタは位相変化があった時に期間Ｔw に対して線
形位相変化を提供する。他のどこでも位相は元の位相と
同じである。
【００７８】図１５〜図２０のプロセスは、共通の位相
変調器44に結合され、図１９および図２０のフローチャ
ート310 と図１５〜図１８の表300,302,304,306 にした
がってプログラムされた、図２のコンピュータ260 の助
けを借りて実現されることが好ましい。
変調器44に結合され、図１９および図２０のフローチャ
ート310 と図１５〜図１８の表300,302,304,306 にした
がってプログラムされた、図２のコンピュータ260 の助
けを借りて実現されることが好ましい。
【００７９】多くの適用では、共通の位相変調器44のサ
ンプリングレートは、搬送波信号を変調するためにベー
スバンドＩおよびＱ信号24を使用するダウンストリーム
チューナのクロックと同期していない。したがって、信
号再サンプリング装置48によってＩおよびＱのサンプル
を処理して、これらをチューナにより必要とされるサン
プリングレートに変換しなければならない。信号再サン
プリング装置48は補間プロセスを使用することが好まし
い。ベースバンドＩおよびＱ信号24が４回以上オーバサ
ンプリングされた場合、補間によりエラーは無視するこ
とができる。
ンプリングレートは、搬送波信号を変調するためにベー
スバンドＩおよびＱ信号24を使用するダウンストリーム
チューナのクロックと同期していない。したがって、信
号再サンプリング装置48によってＩおよびＱのサンプル
を処理して、これらをチューナにより必要とされるサン
プリングレートに変換しなければならない。信号再サン
プリング装置48は補間プロセスを使用することが好まし
い。ベースバンドＩおよびＱ信号24が４回以上オーバサ
ンプリングされた場合、補間によりエラーは無視するこ
とができる。
【００８０】図３のＣＳＰ受信部60の詳細な説明をす
る。入力ベースバンドＩおよびＱ信号26は典型的に例え
ばデジタルチューナのような変換装置から受け取られ、
このデジタルチューナは、所要のデジメートされたサン
プリングレートで、広帯域ＩＦ信号をベースバンド同相
および直角位相Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）信号26に変換す
る。これらのサンプリングレートは、非拡散波形に対し
てシンボルレートの約４倍であり、ＰＮ拡散スペクトラ
ム波形に対してチップレートの約２倍であることが好ま
しい。
る。入力ベースバンドＩおよびＱ信号26は典型的に例え
ばデジタルチューナのような変換装置から受け取られ、
このデジタルチューナは、所要のデジメートされたサン
プリングレートで、広帯域ＩＦ信号をベースバンド同相
および直角位相Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）信号26に変換す
る。これらのサンプリングレートは、非拡散波形に対し
てシンボルレートの約４倍であり、ＰＮ拡散スペクトラ
ム波形に対してチップレートの約２倍であることが好ま
しい。
【００８１】利得制御装置62はベースバンドＩおよびＱ
信号26の入力信号レベルを調整して、信号の飽和を避
け、信号のダイナミックスを最大にする。図２１に示さ
れているように、利得制御装置62はＩおよびＱ信号26を
処理して、ベースバンド信号のピーク振幅、振幅平均、
信号振幅が特定のしきい値を越える確率を推定する。予
め計算された理想的な振幅レベルと受け取った信号の振
幅を比較してシフトさせるビットの数を決定するため
に、これらのパラメータは（例えば図３のコンピュータ
260 ）読み取られて処理される。
信号26の入力信号レベルを調整して、信号の飽和を避
け、信号のダイナミックスを最大にする。図２１に示さ
れているように、利得制御装置62はＩおよびＱ信号26を
処理して、ベースバンド信号のピーク振幅、振幅平均、
信号振幅が特定のしきい値を越える確率を推定する。予
め計算された理想的な振幅レベルと受け取った信号の振
幅を比較してシフトさせるビットの数を決定するため
に、これらのパラメータは（例えば図３のコンピュータ
260 ）読み取られて処理される。
【００８２】シフトさせるビットの数は、ＩおよびＱ信
号をスケーリングおよび制限するために、利得制御装置
62に書き戻される（各ビットシフトは信号振幅における
６ｄＢ変化を示す）。ＡＧＣ動作のためにＤＳＰまたは
デジタルチューナのいずれかにおいて、細かい利得調整
を達成することができる。利得制御装置62には、ゼロ交
差検出器およびプログラム可能なしきい値検出器の組み
合わせに基づいて２ビットを発生させる２ビット量子化
器も含まれている。シヌソイド信号により損なわれた拡
散スペクトラム信号に対してこの量子化器を使用するこ
とができる。
号をスケーリングおよび制限するために、利得制御装置
62に書き戻される（各ビットシフトは信号振幅における
６ｄＢ変化を示す）。ＡＧＣ動作のためにＤＳＰまたは
デジタルチューナのいずれかにおいて、細かい利得調整
を達成することができる。利得制御装置62には、ゼロ交
差検出器およびプログラム可能なしきい値検出器の組み
合わせに基づいて２ビットを発生させる２ビット量子化
器も含まれている。シヌソイド信号により損なわれた拡
散スペクトラム信号に対してこの量子化器を使用するこ
とができる。
【００８３】復調プロセスにおける高い効率のために、
非拡散波形にはシンボルレート（Ｒs ）の４倍であるサ
ンプリングレートで、ダイレクトシーケンス疑似ノイズ
（ＤＳＰＮ）波形にはチップレート（Ｒc ）の２倍（ま
たは４倍）であるサンプリングレートで、復調および追
跡することが望ましい。したがって受け取られたサンプ
ルは、信号再サンプリング装置64によって適切なサンプ
リングレートに変換されることが好ましい。ｔout にお
ける任意のサンプルがｔinにおける隣接する２つのサン
プルにより囲まれるように、線形補間技術を使用して信
号再サンプリング装置64がサンプルを計算する。
非拡散波形にはシンボルレート（Ｒs ）の４倍であるサ
ンプリングレートで、ダイレクトシーケンス疑似ノイズ
（ＤＳＰＮ）波形にはチップレート（Ｒc ）の２倍（ま
たは４倍）であるサンプリングレートで、復調および追
跡することが望ましい。したがって受け取られたサンプ
ルは、信号再サンプリング装置64によって適切なサンプ
リングレートに変換されることが好ましい。ｔout にお
ける任意のサンプルがｔinにおける隣接する２つのサン
プルにより囲まれるように、線形補間技術を使用して信
号再サンプリング装置64がサンプルを計算する。
【００８４】図２２に図示されているように、信号再サ
ンプリング装置64は１／ｋカウンタとｍ／ｎカウンタの
組み合わせを使用して、システムクロックレートの整数
倍でない出力データレートを発生させる。１／ｋカウン
タは、何らかの時間オフセットによって初期化すること
ができる能力を持つことから、データアライメントに必
要である。１／ｋカウンタがｎ＋ｍサイクルでｍ回１／
（ｋ＋１）カウンタになるようにすることで、ｍ／ｎカ
ウンタにより非整数クロックレートが可能となる。した
がって、出力レートは、ｋクロックのｎサイクルとｋ＋
１クロックのｍサイクルとを加算したものを平均する。
ンプリング装置64は１／ｋカウンタとｍ／ｎカウンタの
組み合わせを使用して、システムクロックレートの整数
倍でない出力データレートを発生させる。１／ｋカウン
タは、何らかの時間オフセットによって初期化すること
ができる能力を持つことから、データアライメントに必
要である。１／ｋカウンタがｎ＋ｍサイクルでｍ回１／
（ｋ＋１）カウンタになるようにすることで、ｍ／ｎカ
ウンタにより非整数クロックレートが可能となる。した
がって、出力レートは、ｋクロックのｎサイクルとｋ＋
１クロックのｍサイクルとを加算したものを平均する。
【００８５】例えばデジタルチューナのようなアップス
トリーム受信機構造の特性のために、ベースバンドＩお
よびＱ信号はＤＣを中心としない。信号積分プロセスの
間、この周波数オフセットはＣＳＰ受信部60の性能を低
下させる。したがって、信号乗算器338 が図２３に示さ
れており、これには入力信号の位相と周波数をシフトさ
せることができる４つの乗算器が含まれている。必要な
サインおよびコサイン波形は、それぞれ周波数および位
相のオフセットを示している周波数ワードｆeと位相ワ
ードθe に基づいて、ダイレクトデジタルシンセサイザ
（ＤＤＳ）により発生させる。実際このプロセスは周波
数および位相のエラーを補正し、受信部60を入ってくる
信号にロックさせる。信号乗算器338 は、利得制御装置
62および信号再サンプリング装置64と直列に配置するこ
とが好ましい。したがって図３では、信号乗算器338 は
これら２つのモジュールの間において（破線で）示され
ている。
トリーム受信機構造の特性のために、ベースバンドＩお
よびＱ信号はＤＣを中心としない。信号積分プロセスの
間、この周波数オフセットはＣＳＰ受信部60の性能を低
下させる。したがって、信号乗算器338 が図２３に示さ
れており、これには入力信号の位相と周波数をシフトさ
せることができる４つの乗算器が含まれている。必要な
サインおよびコサイン波形は、それぞれ周波数および位
相のオフセットを示している周波数ワードｆeと位相ワ
ードθe に基づいて、ダイレクトデジタルシンセサイザ
（ＤＤＳ）により発生させる。実際このプロセスは周波
数および位相のエラーを補正し、受信部60を入ってくる
信号にロックさせる。信号乗算器338 は、利得制御装置
62および信号再サンプリング装置64と直列に配置するこ
とが好ましい。したがって図３では、信号乗算器338 は
これら２つのモジュールの間において（破線で）示され
ている。
【００８６】半シンボル遅延装置339 は、信号再サンプ
リング装置64と直列的に配列されている。変調プロセス
が例えばＳＱＰＳＫのようなオフセットプロセスである
場合、これはＴs ／２の遅延をもたらす。
リング装置64と直列的に配列されている。変調プロセス
が例えばＳＱＰＳＫのようなオフセットプロセスである
場合、これはＴs ／２の遅延をもたらす。
【００８７】図３のＣＳＰ受信部60には、疑似ノイズ発
生器342 から疑似ノイズシーケンスを受け取る疑似ノイ
ズ逆拡散装置340 が含まれている。疑似ノイズ逆拡散装
置340 は、ＭＳＫまたはＢＰＳＫ変調プロセスで形成さ
れたベースバンドＩおよびＱ信号を持つＤＳＰＮ波形を
逆拡散するために使用することができる。この逆拡散は
本質的に、受け取られたサンプルを疑似ノイズシーケン
スで乗算して、その結果をチャネルビットまたはチャネ
ルシンボル時間に対して積分することにより得られる相
関プロセスである。逆拡散は、早いサンプル、時間通り
のサンプル、および遅いサンプルに対して実行される。
疑似ノイズ逆拡散装置340 の構造の詳細は図２４に示さ
れている。
生器342 から疑似ノイズシーケンスを受け取る疑似ノイ
ズ逆拡散装置340 が含まれている。疑似ノイズ逆拡散装
置340 は、ＭＳＫまたはＢＰＳＫ変調プロセスで形成さ
れたベースバンドＩおよびＱ信号を持つＤＳＰＮ波形を
逆拡散するために使用することができる。この逆拡散は
本質的に、受け取られたサンプルを疑似ノイズシーケン
スで乗算して、その結果をチャネルビットまたはチャネ
ルシンボル時間に対して積分することにより得られる相
関プロセスである。逆拡散は、早いサンプル、時間通り
のサンプル、および遅いサンプルに対して実行される。
疑似ノイズ逆拡散装置340 の構造の詳細は図２４に示さ
れている。
【００８８】ＣＳＰ受信部60には、図２５に詳細が示さ
れているＦＳＫ−ＰＳＫ変換器350も含まれている。共
通の位相復調器72によってデータを時間追跡、周波数追
跡、および軟復調できるように、この変換器350 はＭ−
ａｒｙＦＳＫ波形を位相領域に変換する。
れているＦＳＫ−ＰＳＫ変換器350も含まれている。共
通の位相復調器72によってデータを時間追跡、周波数追
跡、および軟復調できるように、この変換器350 はＭ−
ａｒｙＦＳＫ波形を位相領域に変換する。
【００８９】時間通りの入力サンプル対Ｉ（ｔ）および
Ｑ（ｔ）は複素信号を形成し、位相Ｆ（ｋ）を得るため
に、この信号の位相はアークタンジェント関数またはル
ックアップテーブルを通して抽出される。その後この位
相は微分され、Ｍレベルの変調された周波数信号が生成
され、周波数間隔ｆd も生み出す。ここでＭは周波数ア
ルファベットの大きさである。シンボル持続時間の間、
周波数は一定のままである。
Ｑ（ｔ）は複素信号を形成し、位相Ｆ（ｋ）を得るため
に、この信号の位相はアークタンジェント関数またはル
ックアップテーブルを通して抽出される。その後この位
相は微分され、Ｍレベルの変調された周波数信号が生成
され、周波数間隔ｆd も生み出す。ここでＭは周波数ア
ルファベットの大きさである。シンボル持続時間の間、
周波数は一定のままである。
【００９０】復調ＳＮＲを増加させるためにこの信号は
整合フィルタ処理され（ウィンドウ長Ｔs に対して平均
化され）、整合周波数信号が生成される。共通の位相お
よび周波数オフセット推定装置および復調器の使用は、
周波数を［０，２π］に対して等しく分布された“位
相”に変換するために２π／Ｍｆd だけ整合フィルタ出
力をスケーリングすることにより促進される。
整合フィルタ処理され（ウィンドウ長Ｔs に対して平均
化され）、整合周波数信号が生成される。共通の位相お
よび周波数オフセット推定装置および復調器の使用は、
周波数を［０，２π］に対して等しく分布された“位
相”に変換するために２π／Ｍｆd だけ整合フィルタ出
力をスケーリングすることにより促進される。
【００９１】結果として得られた波形がゼロ平均を持つ
ことが理想的であるが、一般的に受け取られた信号は周
波数オフセットを持っている。周波数オフセットを推定
するために狭帯域ローパスフィルタを使用して波形の平
均を推定し、受信機はこのオフセットをΦf（ｔk ）か
ら取り除いて、チューナにおける周波数を補正する。結
局、位相Φf （ｔk ）はゼロ平均を持つ。Ｍ＝４に対し
てこの信号はＱＰＳＫに類似するが、Ｍ＝２または８に
対しては、波形はＢＰＳＫおよび８ＰＳＫに関してシフ
トした位相配置を持つ。位相信号は、時間オフセット推
定装置70、位相および周波数オフセット推定装置68、共
通の位相復調器72に供給され、それぞれ時間オフセッ
ト、周波数オフセット、出力ビットストリームｄ（ｔ）
が抽出される。
ことが理想的であるが、一般的に受け取られた信号は周
波数オフセットを持っている。周波数オフセットを推定
するために狭帯域ローパスフィルタを使用して波形の平
均を推定し、受信機はこのオフセットをΦf（ｔk ）か
ら取り除いて、チューナにおける周波数を補正する。結
局、位相Φf （ｔk ）はゼロ平均を持つ。Ｍ＝４に対し
てこの信号はＱＰＳＫに類似するが、Ｍ＝２または８に
対しては、波形はＢＰＳＫおよび８ＰＳＫに関してシフ
トした位相配置を持つ。位相信号は、時間オフセット推
定装置70、位相および周波数オフセット推定装置68、共
通の位相復調器72に供給され、それぞれ時間オフセッ
ト、周波数オフセット、出力ビットストリームｄ（ｔ）
が抽出される。
【００９２】ＣＳＰ受信部60の時間オフセット推定装置
70はサンプルタイミングオフセットを測定し、時間調整
のためにそれらを信号再サンプリング装置64またはシス
テム制御装置に送る。これは入ってくる信号のタイミン
グとの時間アライメントを促進し、復調されたＳＮＲを
最大にする。特に時間オフセット推定装置70は早いサン
プル、時間通りのサンプル、遅いサンプルを活用して、
不明瞭なピーク時間を識別する。時間オフセット推定装
置70とともに使用することができる変調プロセスには、
ＭＳＫ，ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＳＱＰＳＫ，Ｍ−ａｒｙ
ＦＳＫ，ＤＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，π／４ＤＱＰＳＫが含
まれている。時間オフセット推定装置70の詳細は図２６
に示されている。
70はサンプルタイミングオフセットを測定し、時間調整
のためにそれらを信号再サンプリング装置64またはシス
テム制御装置に送る。これは入ってくる信号のタイミン
グとの時間アライメントを促進し、復調されたＳＮＲを
最大にする。特に時間オフセット推定装置70は早いサン
プル、時間通りのサンプル、遅いサンプルを活用して、
不明瞭なピーク時間を識別する。時間オフセット推定装
置70とともに使用することができる変調プロセスには、
ＭＳＫ，ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＳＱＰＳＫ，Ｍ−ａｒｙ
ＦＳＫ，ＤＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，π／４ＤＱＰＳＫが含
まれている。時間オフセット推定装置70の詳細は図２６
に示されている。
【００９３】非拡散波形に対して、受け取られた信号を
シンボルレートの４倍でサンプリングすることが好まし
く、サンプルシーケンスがシンボル当たり４つのサンプ
ルを示すように構成する。これらのサンプルは、早いサ
ンプル（ｘi1）、時間通りのサンプル（ｘi2）、遅いサ
ンプル（ｘi3）および“ノイズ”サンプル（ｘi4）であ
る。ＳＮＲを増加させて４つのサンプルＡ１＝和Ｙi1，
Ａ２＝和Ｙi2，Ａ３＝和Ｙi3，Ａ４＝和Ｙi4を得るため
に、項ＹijはＮttシンボルに対して積分される。ここ
で、 ＭＳＫ，ＢＰＳＫ，Ｍ−ａｒｙＦＳＫに対して、Ｙij＝
｜実数（ｘij）｜ ＱＰＳＫおよびＳＱＰＳＫに対して、Ｙij＝｜実数（ｘ
ij）｜＋｜虚数（ｘij）｜ π／４ＱＰＳＫに対して、Ｙij＝｜（ｘij）｜＝｜実数
（ｘij）｜＋γ｜虚数（ｘij）｜
シンボルレートの４倍でサンプリングすることが好まし
く、サンプルシーケンスがシンボル当たり４つのサンプ
ルを示すように構成する。これらのサンプルは、早いサ
ンプル（ｘi1）、時間通りのサンプル（ｘi2）、遅いサ
ンプル（ｘi3）および“ノイズ”サンプル（ｘi4）であ
る。ＳＮＲを増加させて４つのサンプルＡ１＝和Ｙi1，
Ａ２＝和Ｙi2，Ａ３＝和Ｙi3，Ａ４＝和Ｙi4を得るため
に、項ＹijはＮttシンボルに対して積分される。ここ
で、 ＭＳＫ，ＢＰＳＫ，Ｍ−ａｒｙＦＳＫに対して、Ｙij＝
｜実数（ｘij）｜ ＱＰＳＫおよびＳＱＰＳＫに対して、Ｙij＝｜実数（ｘ
ij）｜＋｜虚数（ｘij）｜ π／４ＱＰＳＫに対して、Ｙij＝｜（ｘij）｜＝｜実数
（ｘij）｜＋γ｜虚数（ｘij）｜
【００９４】最大振幅を持つサンプルのインデックスｋ
が見つけられ、ｋ−２サンプルだけ４つのサンプルが環
状にシフトされ、図２７に示されているようなサンプル
（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４）が形成される。Ｂ２が最大
のサンプルであるから、図２７に図示されているよう
に、３つのサンプルＢ１，Ｂ２，Ｂ３が、真のピークに
ついて中心付けられた放物線362 を形成する。
が見つけられ、ｋ−２サンプルだけ４つのサンプルが環
状にシフトされ、図２７に示されているようなサンプル
（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４）が形成される。Ｂ２が最大
のサンプルであるから、図２７に図示されているよう
に、３つのサンプルＢ１，Ｂ２，Ｂ３が、真のピークに
ついて中心付けられた放物線362 を形成する。
【００９５】時間オフセットは次のように表現すること
ができる。 Δｔ／Ｔs ＝（ｋ−２）（Ｔs ／４）＋１／４｛（Ｂ１
−Ｂ３）／（２Ｂ２−（Ｂ１＋Ｂ３））｝ 実際には、分母はＢ２に比例するので、より簡単なアル
ゴリズムは次のようになる。 Δｔ／Ｔs ＝（ｋ−２）（１／４）＋α｛（Ｂ１−Ｂ
３）／Ｂ２｝ ここで、αは信号振幅成形に依存する選択されたパラメ
ータである。
ができる。 Δｔ／Ｔs ＝（ｋ−２）（Ｔs ／４）＋１／４｛（Ｂ１
−Ｂ３）／（２Ｂ２−（Ｂ１＋Ｂ３））｝ 実際には、分母はＢ２に比例するので、より簡単なアル
ゴリズムは次のようになる。 Δｔ／Ｔs ＝（ｋ−２）（１／４）＋α｛（Ｂ１−Ｂ
３）／Ｂ２｝ ここで、αは信号振幅成形に依存する選択されたパラメ
ータである。
【００９６】ＤＳＰＮ波形のケースでは、時間オフセッ
トを計算するために逆拡散サンプルを使用することがで
きる。受け取られた信号はチップレートの２倍でサンプ
リングされ、図２６の和装置を使用して３つの（すなわ
ち、半チップだけ早い、時間通りの、半チップだけ遅
い）逆拡散出力が計算される。逆拡散を計算して、コヒ
ーレントにまたは非コヒーレントに結合させることがで
きる。３つのサンプルＢ１，Ｂ２，Ｂ３は三角形360 を
形成し、図２７に示されているようにＢ２がピークに最
も近くなっている。
トを計算するために逆拡散サンプルを使用することがで
きる。受け取られた信号はチップレートの２倍でサンプ
リングされ、図２６の和装置を使用して３つの（すなわ
ち、半チップだけ早い、時間通りの、半チップだけ遅
い）逆拡散出力が計算される。逆拡散を計算して、コヒ
ーレントにまたは非コヒーレントに結合させることがで
きる。３つのサンプルＢ１，Ｂ２，Ｂ３は三角形360 を
形成し、図２７に示されているようにＢ２がピークに最
も近くなっている。
【００９７】インデックスｋとともに３つのサンプルを
使用して次のように時間シフトを推定する。 Δｔ／Ｔc ＝（ｋ−２）（１／４）＋｛（Ｂ１−Ｂ３）
／（２Ｂ２＋｜Ｂ１−Ｂ３｜）｝ これは次のように近似することができる。 Δｔ／Ｔc ＝（ｋ−２）（１／４）＋α｛（Ｂ１−Ｂ
３）／Ｂ２｝
使用して次のように時間シフトを推定する。 Δｔ／Ｔc ＝（ｋ−２）（１／４）＋｛（Ｂ１−Ｂ３）
／（２Ｂ２＋｜Ｂ１−Ｂ３｜）｝ これは次のように近似することができる。 Δｔ／Ｔc ＝（ｋ−２）（１／４）＋α｛（Ｂ１−Ｂ
３）／Ｂ２｝
【００９８】時間オフセットが抽出されて、再サンプリ
ング装置（図３の64）に報告され、時間通りのサンプル
を整合させるようにタイミングが調整される。
ング装置（図３の64）に報告され、時間通りのサンプル
を整合させるようにタイミングが調整される。
【００９９】推定された時間オフセットΔｔは、その平
均に関して変動する。時間オフセットの推定を向上させ
るために、ローパスフィルタ（ＩＩＲまたはＦＩＲのい
ずれか）を使用してΔｔをフィルタリングすることがで
きる。ＭＳＫ波形に対しては、位相オフセットは時間オ
フセットの量を示している。したがって時間オフセット
を抽出し、補償しなければならない。
均に関して変動する。時間オフセットの推定を向上させ
るために、ローパスフィルタ（ＩＩＲまたはＦＩＲのい
ずれか）を使用してΔｔをフィルタリングすることがで
きる。ＭＳＫ波形に対しては、位相オフセットは時間オ
フセットの量を示している。したがって時間オフセット
を抽出し、補償しなければならない。
【０１００】図３に示されているように、受信部60には
位相ルックアップテーブル370 が含まれており、これは
（位相変調された波形の）時間通りのＩおよびＱ信号の
位相への変換を促進する。出力は、位相および周波数オ
フセット推定装置68と共通の位相復調器72に送られる。
位相ルックアップテーブル370 が含まれており、これは
（位相変調された波形の）時間通りのＩおよびＱ信号の
位相への変換を促進する。出力は、位相および周波数オ
フセット推定装置68と共通の位相復調器72に送られる。
【０１０１】図３の位相および周波数オフセット推定装
置68は、位相および周波数のオフセットを測定して、位
相および周波数の補正値を見つける。これは、入ってく
る信号に対する位相ロックおよび周波数ロックを促進し
て、復調されたＳＮＲを最大にする。このプロセスは位
相乗算器を利用して、位相アルファベットを取り除き、
位相オフセット検出に対して単一の位相配置を形成させ
る。ＭＳＫ，ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＳＱＰＳＫの変調プ
ロセスから得られた波形とともに、位相および周波数オ
フセット推定装置68を使用することができる。さらに、
Ｍ−ａｒｙＦＳＫの周波数オフセットを推定することが
できる。位相追跡をする必要性がないことから、ＤＰＳ
Ｋ，ＤＱＰＳＫ，π／４ＤＱＰＳＫのような差動変調プ
ロセスとともに、位相および周波数オフセット推定装置
68は使用されない。
置68は、位相および周波数のオフセットを測定して、位
相および周波数の補正値を見つける。これは、入ってく
る信号に対する位相ロックおよび周波数ロックを促進し
て、復調されたＳＮＲを最大にする。このプロセスは位
相乗算器を利用して、位相アルファベットを取り除き、
位相オフセット検出に対して単一の位相配置を形成させ
る。ＭＳＫ，ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＳＱＰＳＫの変調プ
ロセスから得られた波形とともに、位相および周波数オ
フセット推定装置68を使用することができる。さらに、
Ｍ−ａｒｙＦＳＫの周波数オフセットを推定することが
できる。位相追跡をする必要性がないことから、ＤＰＳ
Ｋ，ＤＱＰＳＫ，π／４ＤＱＰＳＫのような差動変調プ
ロセスとともに、位相および周波数オフセット推定装置
68は使用されない。
【０１０２】位相および周波数オフセット推定装置68の
詳細は図２８に示されている。入力において、ノイズな
しで、時間通りのサンプル対Ｉ（ｋ）およびＱ（ｋ）が
次のように表すことができる複素信号を形成する。 ｓ（ｋ）＝Ｉ（ｋ）＋ｊＱ（ｋ） ＝ｅｘｐ（ｊ（２πｄ／Ｍφ＋β／Ｍφ＋Δｆ（ｋ））） ここで、ｄ＝０，１，………，Ｍφ−１は変調位相ワー
ドであり、ｆ（ｋ）は位相オフセットであり、これは
［０，２π］内のどこでもよい。パラメータβは、位相
配置に基づいて位相を回転させる係数である（例えば、
ＭＳＫ，ＢＰＳＫにおいてβ＝０であり、ＱＰＳＫ，Ｏ
ＱＰＳＫ，Ｍ−ａｒｙＦＳＫにおいてβ＝πである）。
詳細は図２８に示されている。入力において、ノイズな
しで、時間通りのサンプル対Ｉ（ｋ）およびＱ（ｋ）が
次のように表すことができる複素信号を形成する。 ｓ（ｋ）＝Ｉ（ｋ）＋ｊＱ（ｋ） ＝ｅｘｐ（ｊ（２πｄ／Ｍφ＋β／Ｍφ＋Δｆ（ｋ））） ここで、ｄ＝０，１，………，Ｍφ−１は変調位相ワー
ドであり、ｆ（ｋ）は位相オフセットであり、これは
［０，２π］内のどこでもよい。パラメータβは、位相
配置に基づいて位相を回転させる係数である（例えば、
ＭＳＫ，ＢＰＳＫにおいてβ＝０であり、ＱＰＳＫ，Ｏ
ＱＰＳＫ，Ｍ−ａｒｙＦＳＫにおいてβ＝πである）。
【０１０３】位相オフセットを推定するために、変調位
相を取り除き、０°配置に回転させることが必要であ
る。したがって、 ｓ（ｋ）＝Ｉ（ｋ）＋ｊＱ（ｋ） ＝ｅｘｐ（ｊΦ（ｋ））） ＝ｅｘｐ（ｊ（２πｄ／Ｍφ＋β／Ｍφ＋Δｆ（ｋ））） ここで、Φ（ｋ）＝角度（Ｉ（ｋ）＋ｊＱ（ｋ））であ
る。したがって、 Ｅ［［ｓ（ｋ）］Ｍφ｝＝ｅｘｐ（ｊ（β＋ＭφＥ［Δ
φ（ｋ）］）） ＭφΦ（ｋ）＝β＋ＭφＥ［Δφ（ｋ）］であるから、 Ｅ［Δφ（ｋ）］＝（β＋ＭφＥ［Δφ（ｋ）］）／Ｍ
φ これは次のものと等しい。 （−β＋角度｛Ｅ［ｃｏｓ（ＭφΦ（ｋ））］ ＋ｊＥ［ｓｉｎ（ＭφΦ（ｋ））］）／Ｍφ
相を取り除き、０°配置に回転させることが必要であ
る。したがって、 ｓ（ｋ）＝Ｉ（ｋ）＋ｊＱ（ｋ） ＝ｅｘｐ（ｊΦ（ｋ））） ＝ｅｘｐ（ｊ（２πｄ／Ｍφ＋β／Ｍφ＋Δｆ（ｋ））） ここで、Φ（ｋ）＝角度（Ｉ（ｋ）＋ｊＱ（ｋ））であ
る。したがって、 Ｅ［［ｓ（ｋ）］Ｍφ｝＝ｅｘｐ（ｊ（β＋ＭφＥ［Δ
φ（ｋ）］）） ＭφΦ（ｋ）＝β＋ＭφＥ［Δφ（ｋ）］であるから、 Ｅ［Δφ（ｋ）］＝（β＋ＭφＥ［Δφ（ｋ）］）／Ｍ
φ これは次のものと等しい。 （−β＋角度｛Ｅ［ｃｏｓ（ＭφΦ（ｋ））］ ＋ｊＥ［ｓｉｎ（ＭφΦ（ｋ））］）／Ｍφ
【０１０４】図２８に示されているように、ＩおよびＱ
サンプル対はルックアップテーブルを通して最初に位相
に変換される。その後に位相シーケンスが値Ｍθと乗算
され、信号アルファベットが取り除かれる。その後に、
ＳＮＲを増加させるために、位相ＭφΦ（ｋ）のサイン
およびコサインが計算され、Ｎφｔシンボルに対して積
分される。より高いＳＮＲが望まれる場合には、ＦＩＲ
フィルタを使用することができる。積分されたサインお
よびコサイン対は変換されて位相に戻され、これはβ＋
ＭφΦ（ｋ）の平均である。位相βは先に言及した位相
から取り除かれて、その後にＭφにより分割され、平均
位相オフセットＥ［φ（ｋ）］が抽出される。βは２位
相変調に対してゼロであり、他の前述の変調に対しては
πに等しい。
サンプル対はルックアップテーブルを通して最初に位相
に変換される。その後に位相シーケンスが値Ｍθと乗算
され、信号アルファベットが取り除かれる。その後に、
ＳＮＲを増加させるために、位相ＭφΦ（ｋ）のサイン
およびコサインが計算され、Ｎφｔシンボルに対して積
分される。より高いＳＮＲが望まれる場合には、ＦＩＲ
フィルタを使用することができる。積分されたサインお
よびコサイン対は変換されて位相に戻され、これはβ＋
ＭφΦ（ｋ）の平均である。位相βは先に言及した位相
から取り除かれて、その後にＭφにより分割され、平均
位相オフセットＥ［φ（ｋ）］が抽出される。βは２位
相変調に対してゼロであり、他の前述の変調に対しては
πに等しい。
【０１０５】位相オフセットが抽出され、ＣＳＰ（図１
の20）に関連する他のフロントエンドプロセッサ（例え
ば、ＲＦミキサやデジタルチューナ）に報告されて、位
相を位相配列に整列させる。
の20）に関連する他のフロントエンドプロセッサ（例え
ば、ＲＦミキサやデジタルチューナ）に報告されて、位
相を位相配列に整列させる。
【０１０６】残留周波数エラーは位相を時間に対して移
動させる。一旦位相オフセットが検出されると、周波数
オフセットは次のように決定することができる。 ｆφ＝｛Ｅ［Δφ（ｋ）］｝／Ｔin ここで、Ｅ［Δφ（ｋ）］は位相シフト平均であり、Ｔ
inは積分期間である。Ｍ−ａｒｙＦＳＫ波形に対して
は、位相を周波数に変換しなければならない。ｆd がＦ
ＳＫ間の周波数間隔であるならば、ＦＳＫ周波数オフセ
ットは次のように表現することができる。
動させる。一旦位相オフセットが検出されると、周波数
オフセットは次のように決定することができる。 ｆφ＝｛Ｅ［Δφ（ｋ）］｝／Ｔin ここで、Ｅ［Δφ（ｋ）］は位相シフト平均であり、Ｔ
inは積分期間である。Ｍ−ａｒｙＦＳＫ波形に対して
は、位相を周波数に変換しなければならない。ｆd がＦ
ＳＫ間の周波数間隔であるならば、ＦＳＫ周波数オフセ
ットは次のように表現することができる。
【０１０７】ｆfsk ＝２ｆd ｛（Δφ（ｋ）／π）｝
【０１０８】ＭＳＫ波形に対しては、位相オフセットは
時間オフセットを示す。したがって、時間オフセットを
抽出し、Δｔ＝Δｔ１＋Δｔ２として、時間オフセット
推定装置（図３の70）からの時間オフセットで補償しな
ければならない。ここでΔｔ１は推定された時間オフセ
ットであり、Δｔ２は｛Ｅ［Δφ（ｋ）］／π｝／Ｔs
である。
時間オフセットを示す。したがって、時間オフセットを
抽出し、Δｔ＝Δｔ１＋Δｔ２として、時間オフセット
推定装置（図３の70）からの時間オフセットで補償しな
ければならない。ここでΔｔ１は推定された時間オフセ
ットであり、Δｔ２は｛Ｅ［Δφ（ｋ）］／π｝／Ｔs
である。
【０１０９】時間オフセット推定装置70の時間オフセッ
ト推定値と位相および周波数オフセット推定装置68の周
波数および位相推定値を、例えばデジタルチューナのよ
うなアップストリームの復調装置に送って、受信機のア
ライメントを強化することが望ましい。このアライメン
トは、共通の位相復調器72による出力データストリーム
ｄ（ｔ）28の軟復調を促進する。
ト推定値と位相および周波数オフセット推定装置68の周
波数および位相推定値を、例えばデジタルチューナのよ
うなアップストリームの復調装置に送って、受信機のア
ライメントを強化することが望ましい。このアライメン
トは、共通の位相復調器72による出力データストリーム
ｄ（ｔ）28の軟復調を促進する。
【０１１０】共通の位相復調器72は、ＢＰＳＫ，ＤＰＳ
Ｋ，成形されたＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＤＱＰＳ
Ｋ，オフセットＱＰＳＫ，成形されたＯＱＰＳＫ，Ｍ−
ａｒｙＦＳＫ、ＭＳＫを含む変調プロセスに関連する波
形に対して、信号位相または周波数を３ビットの軟復調
データビットに変換する。共通の位相復調器72はＤＳＰ
Ｎや非拡散波形に適用可能であり、位相または周波数変
調された両変調プロセスをサポートする。
Ｋ，成形されたＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＤＱＰＳ
Ｋ，オフセットＱＰＳＫ，成形されたＯＱＰＳＫ，Ｍ−
ａｒｙＦＳＫ、ＭＳＫを含む変調プロセスに関連する波
形に対して、信号位相または周波数を３ビットの軟復調
データビットに変換する。共通の位相復調器72はＤＳＰ
Ｎや非拡散波形に適用可能であり、位相または周波数変
調された両変調プロセスをサポートする。
【０１１１】図２９は共通の位相復調器72のフローチャ
ート380 を図示している。フローチャートに示されてい
るように、入力信号は、ＤＳＰＮまたは非拡散波形の両
者に対する位相ルックアップテーブル（図３の370 ）か
らの位相変調波形であってもよい。代わりに入力信号
は、フローチャートの決定ステップ382 に結合されてい
るＦＳＫからＰＳＫへの変換器350 からの周波数変調波
形であってもよい。
ート380 を図示している。フローチャートに示されてい
るように、入力信号は、ＤＳＰＮまたは非拡散波形の両
者に対する位相ルックアップテーブル（図３の370 ）か
らの位相変調波形であってもよい。代わりに入力信号
は、フローチャートの決定ステップ382 に結合されてい
るＦＳＫからＰＳＫへの変換器350 からの周波数変調波
形であってもよい。
【０１１２】差動変調プロセスに対しては、位相はステ
ップ384 において差が計算され、差動変調に対するΔΦ
が抽出される。他の変調プロセスに対してはこのステッ
プはバイパスされる。
ップ384 において差が計算され、差動変調に対するΔΦ
が抽出される。他の変調プロセスに対してはこのステッ
プはバイパスされる。
【０１１３】Ｍ−ａｒｙＦＳＫ信号に対しては、決定ス
テップ382 において周波数がチェックされ、−（Ｍ−
１）π／Ｍ≦Φｆ≦（Ｍ−１）π／Ｍが真でない場合、
軟復調が必要である。位相配列をＭＰＳＫ信号の配列に
変換するために位相シフトが実行される。この位相シフ
トは、４ＦＳＫに対して＝０、２ＦＳＫに対して−π／
２、８ＦＳＫに対して−π／８にしたがう。その後図２
９に示すように、結果として得られた信号はスイッチ38
6 を通して適切な復調器に結合される。
テップ382 において周波数がチェックされ、−（Ｍ−
１）π／Ｍ≦Φｆ≦（Ｍ−１）π／Ｍが真でない場合、
軟復調が必要である。位相配列をＭＰＳＫ信号の配列に
変換するために位相シフトが実行される。この位相シフ
トは、４ＦＳＫに対して＝０、２ＦＳＫに対して−π／
２、８ＦＳＫに対して−π／８にしたがう。その後図２
９に示すように、結果として得られた信号はスイッチ38
6 を通して適切な復調器に結合される。
【０１１４】決定ステップ382 における決定がない場
合、入力信号は疑似グレー復号化プロセスを使用する硬
復調ステップ388 により復調される。
合、入力信号は疑似グレー復号化プロセスを使用する硬
復調ステップ388 により復調される。
【０１１５】Φｆ≦−（Ｍ−１）π／Ｍである場合、
｛Ｄ｝＝｛３ｄｆmin ｝＝｛±３，±３，………±３｝
である。すなわち、符号ビットはｆmin のものと同じで
あるが（図１６〜図１８の表302,304,306 参照）、３の
大きさを持っている。代わりにΦｆ≧（Ｍ−１）π／Ｍ
である場合、｛Ｄ｝＝｛３ｄｆmax ｝＝｛±３，±３，
………±３｝である。すなわち符号ビットはｆmax に対
応しているが、３の大きさを持っている。
｛Ｄ｝＝｛３ｄｆmin ｝＝｛±３，±３，………±３｝
である。すなわち、符号ビットはｆmin のものと同じで
あるが（図１６〜図１８の表302,304,306 参照）、３の
大きさを持っている。代わりにΦｆ≧（Ｍ−１）π／Ｍ
である場合、｛Ｄ｝＝｛３ｄｆmax ｝＝｛±３，±３，
………±３｝である。すなわち符号ビットはｆmax に対
応しているが、３の大きさを持っている。
【０１１６】位相状態Ｍが２または４である変調プロセ
スに対しては、データを軟復調するためにステップ390
のダイレクト復号化を使用することができる。この復号
化は、図３０の表400 にしたがっている。この表では、
Ｑ３（ｘ）は次のように規定される３ビット量子化プロ
セスを表している。
スに対しては、データを軟復調するためにステップ390
のダイレクト復号化を使用することができる。この復号
化は、図３０の表400 にしたがっている。この表では、
Ｑ３（ｘ）は次のように規定される３ビット量子化プロ
セスを表している。
【０１１７】Ｑ３（ｘ）＝最近接整数｛３＊ｍｉｎ
（１，ａｂｓ（ｘ））＊ｓｉｇｎ（ｘ）｝
（１，ａｂｓ（ｘ））＊ｓｉｇｎ（ｘ）｝
【０１１８】位相状態Ｍが２，４または８に等しい変調
プロセス（例えば、８−ａｒｙＦＳＫ）に対しては、ス
テップ402 の一般的なグレー復号化を使用する。代わり
にＭが２または４である場合、ステップ390 のダイレク
ト復号化を使用することができる。
プロセス（例えば、８−ａｒｙＦＳＫ）に対しては、ス
テップ402 の一般的なグレー復号化を使用する。代わり
にＭが２または４である場合、ステップ390 のダイレク
ト復号化を使用することができる。
【０１１９】ステップ402 において、グレーコード化さ
れたシンボルは図１６〜図１８の表302,304,306 の複数
ビットを表しているので、 θh ＜＝＞（ａh1，ａh2，………，ａhm）であり、θh
は位相値θ、（ａh1，ａh2，………，ａhm）は図１５な
いし図１８にｄ1，ｄ2，………として示されたビット
値、ｈ＝１，２，………，Ｍおよびｍ＝ｌｏｇ2 Ｍであ
る。
れたシンボルは図１６〜図１８の表302,304,306 の複数
ビットを表しているので、 θh ＜＝＞（ａh1，ａh2，………，ａhm）であり、θh
は位相値θ、（ａh1，ａh2，………，ａhm）は図１５な
いし図１８にｄ1，ｄ2，………として示されたビット
値、ｈ＝１，２，………，Ｍおよびｍ＝ｌｏｇ2 Ｍであ
る。
【０１２０】プロセスステップ402 は次のステップを含
む。 ａ）θh ＜Φ＜θh+1 において、２つの位相配置を位置
付け、 ｂ）（Φ−θh ）／（２π／Ｍ）に等しい（Φ−θh ）
／（θh+1 −θh ）として、θh からオフセットρを計
算し、 ｃ）線形重み付けに対して、 Ｗ（ρ）＝Ｑ３（１−２ρ） ＝｛−３，−２，−１，０，１，２，３｝ コサイン重み付けに対して、 Ｗ（ρ）＝Ｑ３（ｃｏｓ（πｒ）） ＝｛−３，−２，−１，０，１，２，３｝ であり、ａk,j ＝ａk+1,j の場合、ｊ＝１，２，………
ｍに対して、 ｄj ＝３ａk,j ａk,j ≠ａk+1,j の場合、ｊ＝１，２，………ｍに対し
て、 ｄj ＝Ｗ（ρ）ａk,jであるとして、軟復号化（ｄ1 ，
ｄ2 ，………，ｄm ）を見つける。
む。 ａ）θh ＜Φ＜θh+1 において、２つの位相配置を位置
付け、 ｂ）（Φ−θh ）／（２π／Ｍ）に等しい（Φ−θh ）
／（θh+1 −θh ）として、θh からオフセットρを計
算し、 ｃ）線形重み付けに対して、 Ｗ（ρ）＝Ｑ３（１−２ρ） ＝｛−３，−２，−１，０，１，２，３｝ コサイン重み付けに対して、 Ｗ（ρ）＝Ｑ３（ｃｏｓ（πｒ）） ＝｛−３，−２，−１，０，１，２，３｝ であり、ａk,j ＝ａk+1,j の場合、ｊ＝１，２，………
ｍに対して、 ｄj ＝３ａk,j ａk,j ≠ａk+1,j の場合、ｊ＝１，２，………ｍに対し
て、 ｄj ＝Ｗ（ρ）ａk,jであるとして、軟復号化（ｄ1 ，
ｄ2 ，………，ｄm ）を見つける。
【０１２１】先に記載したプロセスがルックアップテー
ブルで促進されることが好ましい。ＣＰＳ受信部（図３
の60）のプロセス（特に、図２９のフローチャート380
および図３０の表400 のプロセス）は、図３の構成要素
に関連して示されている図２のコンピュータ260 の助け
を借りて実現することが好ましい。このコンピュータ
は、フローチャート380 と表400 にしたがってプログラ
ムされる。
ブルで促進されることが好ましい。ＣＰＳ受信部（図３
の60）のプロセス（特に、図２９のフローチャート380
および図３０の表400 のプロセス）は、図３の構成要素
に関連して示されている図２のコンピュータ260 の助け
を借りて実現することが好ましい。このコンピュータ
は、フローチャート380 と表400 にしたがってプログラ
ムされる。
【０１２２】ＣＰＳ送信部（図２の40）の符号器42に
は、入力データストリーム（図２の22）を畳み込みおよ
び差動的に符号化する構成が含まれている。したがっ
て、図３の共通の位相復調器72の後に、データ制御装
置、ビタビ復号器および差動復号器を含んでいることが
好ましい復号器74が続く。
は、入力データストリーム（図２の22）を畳み込みおよ
び差動的に符号化する構成が含まれている。したがっ
て、図３の共通の位相復調器72の後に、データ制御装
置、ビタビ復号器および差動復号器を含んでいることが
好ましい復号器74が続く。
【０１２３】データ制御装置は、データドロップ処理、
データスワップ処理、データ逆パンクチャ処理のプロセ
スによって、ビタビ復号器に対するデータを整列させ
る。データドロップ装置は、データが同期から外れてい
る場合に、データストリームからの個々の入力サンプル
をドロップさせるように構成されている。データスワッ
プ装置は、データシーケンスがビタビ復号器により予測
されたものと異なる場合に、データシーケンスを反転さ
せるように構成されている。逆パンクチャ処理は、ヌル
軟値を持つデータストリームにデータサンプルを周期的
に加えることにより、入力データストリームを逆パンク
チャさせる。このパンクチャパターンは、符号器（図２
の42）中のパターンと整合される。
データスワップ処理、データ逆パンクチャ処理のプロセ
スによって、ビタビ復号器に対するデータを整列させ
る。データドロップ装置は、データが同期から外れてい
る場合に、データストリームからの個々の入力サンプル
をドロップさせるように構成されている。データスワッ
プ装置は、データシーケンスがビタビ復号器により予測
されたものと異なる場合に、データシーケンスを反転さ
せるように構成されている。逆パンクチャ処理は、ヌル
軟値を持つデータストリームにデータサンプルを周期的
に加えることにより、入力データストリームを逆パンク
チャさせる。このパンクチャパターンは、符号器（図２
の42）中のパターンと整合される。
【０１２４】ビタビ復号器は、ノイズで損なわれ、畳み
込み符号化されたデータサンプルを受け取り、最尤確率
を持つデータシーケンスを決定する。復号化束縛長（ｋ
＝４からｋ＝９）と多項式は、コンピュータ（図３の26
0 ）によりプログラムされることが好ましい。
込み符号化されたデータサンプルを受け取り、最尤確率
を持つデータシーケンスを決定する。復号化束縛長（ｋ
＝４からｋ＝９）と多項式は、コンピュータ（図３の26
0 ）によりプログラムされることが好ましい。
【０１２５】差動復号器は２つのデータサンプル（現在
のサンプルと前のサンプル）を受け取り、それらに排他
的論理和機能を実行して新しいデータサンプルを生成す
る。
のサンプルと前のサンプル）を受け取り、それらに排他
的論理和機能を実行して新しいデータサンプルを生成す
る。
【０１２６】図３のＣＰＳ受信部60には、早いサンプ
ル、遅いサンプル、時間通りのサンプル、およびノイズ
サンプルを、位相および周波数オフセット推定装置68、
時間オフセット推定装置70、共通の位相復調器72、最初
の周波数、位相および時間の推定値を獲得するデータ獲
得部412 に結合させるインターリーブ装置410 も含まれ
ている。
ル、遅いサンプル、時間通りのサンプル、およびノイズ
サンプルを、位相および周波数オフセット推定装置68、
時間オフセット推定装置70、共通の位相復調器72、最初
の周波数、位相および時間の推定値を獲得するデータ獲
得部412 に結合させるインターリーブ装置410 も含まれ
ている。
【０１２７】（図４〜図３０においてさらに詳細に図示
されている）図１〜図３のＣＳＰ20は、異なる周波数帯
で動作し、異なる特性を有する異なる通信波形を変調お
よび復調することができるトランシーバに組込むことが
できる特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）として実現す
るのに特に適している。
されている）図１〜図３のＣＳＰ20は、異なる周波数帯
で動作し、異なる特性を有する異なる通信波形を変調お
よび復調することができるトランシーバに組込むことが
できる特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）として実現す
るのに特に適している。
【０１２８】図３１は、図１〜図３のＣＳＰ20を備えて
いる例示的な多帯域多モードのデジタルトランシーバ42
0 を図示している。トランシーバ420 は、無線周波数
（ＲＦ）信号を送受信する複数のアンテナ421 を持って
いる。各アンテナ421 の近くに結合されているものは、
高出力増幅器（ＨＰＡ）422 と低ノイズ増幅器（ＬＮ
Ａ）423 である。これらのマイクロ波増幅器はアンテナ
インターフェイス424 （例えば、マイクロ波ハイブリッ
ド）を通してアナログフロントエンド426 に結合されて
いる。それぞれのアナログフロントエンド426 は、局部
発振器428 、ミキサ430 、バンドパスフィルタ432 を持
っている。
いる例示的な多帯域多モードのデジタルトランシーバ42
0 を図示している。トランシーバ420 は、無線周波数
（ＲＦ）信号を送受信する複数のアンテナ421 を持って
いる。各アンテナ421 の近くに結合されているものは、
高出力増幅器（ＨＰＡ）422 と低ノイズ増幅器（ＬＮ
Ａ）423 である。これらのマイクロ波増幅器はアンテナ
インターフェイス424 （例えば、マイクロ波ハイブリッ
ド）を通してアナログフロントエンド426 に結合されて
いる。それぞれのアナログフロントエンド426 は、局部
発振器428 、ミキサ430 、バンドパスフィルタ432 を持
っている。
【０１２９】ｎチャネルデジタルチューナ434 は、送信
パスにおいて、複数のデジタルアナログ変換器（ＤＡ
Ｃ）436 を備えたアナログフロントエンド426 に結合さ
れている。受信パスにおいて、デジタルチューナ434
は、和増幅器442 とアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）
444 によりアナログフロントエンド426 に結合されてい
る。受信された信号を和増幅器442 で結合して、受信さ
れた信号が共通の信号帯域幅を共有するようにすること
が好ましい。図１〜図３のＣＳＰ20は、デジタルチュー
ナ434 と、さまざまなユーザ装置（例えば、ページャ
ー、セルラ電話、ラップトップコンピュータ、２点間無
線および移動体無線）によりアクセスすることができる
データバス446 との間に結合される。
パスにおいて、複数のデジタルアナログ変換器（ＤＡ
Ｃ）436 を備えたアナログフロントエンド426 に結合さ
れている。受信パスにおいて、デジタルチューナ434
は、和増幅器442 とアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）
444 によりアナログフロントエンド426 に結合されてい
る。受信された信号を和増幅器442 で結合して、受信さ
れた信号が共通の信号帯域幅を共有するようにすること
が好ましい。図１〜図３のＣＳＰ20は、デジタルチュー
ナ434 と、さまざまなユーザ装置（例えば、ページャ
ー、セルラ電話、ラップトップコンピュータ、２点間無
線および移動体無線）によりアクセスすることができる
データバス446 との間に結合される。
【０１３０】トランシーバ420 の送信動作において、入
力データストリームｄ（ｔ）22（また図２の22）は、Ｃ
ＳＰ20によってベースバンドＩおよびＱ信号24（または
図２の24）に変換される。これらのベースバンドＩおよ
びＱ信号24は、デジタルチューナ434 により処理されア
ップコンバートされて、デジタル中間周波数（ＩＦ）信
号になる。その後デジタルＩＦ信号は、デジタルアナロ
グ変換器436 の１つによりアナログＩＦ信号に変換され
る。このＩＦ信号は、アナログフロントエンド426 の１
つにより、フィルタされアップコンバートされて無線周
波数（ＲＦ）信号になる。ＲＦ信号は、ＨＰＡ422 にお
ける増幅とアンテナ421 の１つからの放射のために、ア
ンテナインターフェイス424 に結合される。
力データストリームｄ（ｔ）22（また図２の22）は、Ｃ
ＳＰ20によってベースバンドＩおよびＱ信号24（または
図２の24）に変換される。これらのベースバンドＩおよ
びＱ信号24は、デジタルチューナ434 により処理されア
ップコンバートされて、デジタル中間周波数（ＩＦ）信
号になる。その後デジタルＩＦ信号は、デジタルアナロ
グ変換器436 の１つによりアナログＩＦ信号に変換され
る。このＩＦ信号は、アナログフロントエンド426 の１
つにより、フィルタされアップコンバートされて無線周
波数（ＲＦ）信号になる。ＲＦ信号は、ＨＰＡ422 にお
ける増幅とアンテナ421 の１つからの放射のために、ア
ンテナインターフェイス424 に結合される。
【０１３１】トランシーバ420 の受信動作において、異
なる周波数帯のＲＦ信号はアンテナ421 から低ノイズ増
幅用のＬＮＡ423 に結合される。ＬＮＡの出力は、アナ
ログフロントエンド426 においてフィルタされたＩＦ信
号にダウンコンバートされる。これらのＩＦ信号は、ア
ナログデジタル変換器444 のナイキスト帯域幅内に入る
ように選択された周波数を有することが好ましい。ＩＦ
信号は和増幅器442 において増幅され、増幅された信号
はアナログデジタル変換器444 においてデジタルサンプ
ルに変換される。その後デジタルサンプルはｎチャネル
デジタルチューナ434 に供給され、ここで、ＩおよびＱ
成分に分割し、ＩＦ周波数からベースバンド信号26に変
換し、選択された帯域幅にフィルタリングすることによ
り、所要の信号が抽出される。結果として生じたベース
バンドＩおよびＱ信号26（また図３の26）はＣＳＰ20に
より処理されて、データストリームｄ（ｔ）28（また図
３の28）が再生される。
なる周波数帯のＲＦ信号はアンテナ421 から低ノイズ増
幅用のＬＮＡ423 に結合される。ＬＮＡの出力は、アナ
ログフロントエンド426 においてフィルタされたＩＦ信
号にダウンコンバートされる。これらのＩＦ信号は、ア
ナログデジタル変換器444 のナイキスト帯域幅内に入る
ように選択された周波数を有することが好ましい。ＩＦ
信号は和増幅器442 において増幅され、増幅された信号
はアナログデジタル変換器444 においてデジタルサンプ
ルに変換される。その後デジタルサンプルはｎチャネル
デジタルチューナ434 に供給され、ここで、ＩおよびＱ
成分に分割し、ＩＦ周波数からベースバンド信号26に変
換し、選択された帯域幅にフィルタリングすることによ
り、所要の信号が抽出される。結果として生じたベース
バンドＩおよびＱ信号26（また図３の26）はＣＳＰ20に
より処理されて、データストリームｄ（ｔ）28（また図
３の28）が再生される。
【０１３２】本発明のいくつかの実施形態を示し説明し
たが、多くの変形や他の実施形態も当業者に思い浮かぶ
ことであろう。このような変形や他の実施形態も企図さ
れており、特許請求の範囲に規定されているような本発
明の技術的範囲を逸脱することなくなし得るものであ
る。
たが、多くの変形や他の実施形態も当業者に思い浮かぶ
ことであろう。このような変形や他の実施形態も企図さ
れており、特許請求の範囲に規定されているような本発
明の技術的範囲を逸脱することなくなし得るものであ
る。
【図１】本発明にしたがった通信信号プロセッサのブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１の通信信号プロセッサの送信部のブロック
図である。
図である。
【図３】図１の通信信号プロセッサの受信部のブロック
図である。
図である。
【図４】図２の送信部中の差動符号器の動作ステップを
図示しているフローチャートである。
図示しているフローチャートである。
【図５】図４のフローチャートにしたがった差動符号器
のブロック図である。
のブロック図である。
【図６】図２の送信部中の畳み込み符号器の動作ステッ
プを図示しているフローチャートである。
プを図示しているフローチャートである。
【図７】図６のフローチャートにしたがった畳み込み符
号器のブロック図ある。
号器のブロック図ある。
【図８】図２の送信部中のコードパンクチャ装置の動作
ステップを図示しているフローチャートである。
ステップを図示しているフローチャートである。
【図９】図８のフローチャートにしたがったコードパン
クチャ装置のブロック図である。
クチャ装置のブロック図である。
【図１０】図２の送信部中の疑似ノイズ発生器および拡
散装置の動作ステップを図示しているフローチャートで
ある。
散装置の動作ステップを図示しているフローチャートで
ある。
【図１１】図１０のフローチャートにしたがった疑似ノ
イズ発生器のブロック図である。
イズ発生器のブロック図である。
【図１２】図１０のフローチャートにしたがった疑似ノ
イズ拡散装置のブロック図である。
イズ拡散装置のブロック図である。
【図１３】選択された変調プロセスに対する出力ベース
バンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）
への入力データストリームｄ（ｔ）のダイレクト変換を
明記している表である。
バンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）
への入力データストリームｄ（ｔ）のダイレクト変換を
明記している表である。
【図１４】図２の送信部のダイレクトＩ／Ｑ変調器にお
ける図１３のプロセスステップを図示しているフローチ
ャートである。
ける図１３のプロセスステップを図示しているフローチ
ャートである。
【図１５】入力データストリームｄ（ｔ）と位相ストリ
ームθ（ｔ）との間のコードの使用と、選択された変調
プロセスに対する出力ベースバンド同相および直角位相
信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）への位相ストリームθ
（ｔ）の変換におけるｓｉｎ／ｃｏｓルックアップテー
ブルの使用とを明記している表である。
ームθ（ｔ）との間のコードの使用と、選択された変調
プロセスに対する出力ベースバンド同相および直角位相
信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）への位相ストリームθ
（ｔ）の変換におけるｓｉｎ／ｃｏｓルックアップテー
ブルの使用とを明記している表である。
【図１６】２相位相シフト変調と２−ａｒｙ周波数シフ
ト変調に対する図１５のコードを明記している表であ
る。
ト変調に対する図１５のコードを明記している表であ
る。
【図１７】直角位相シフト変調と４−ａｒｙ周波数シフ
ト変調に対する図１５のコードを明記している表であ
る。
ト変調に対する図１５のコードを明記している表であ
る。
【図１８】８−ａｒｙ位相シフト変調と８−ａｒｙ周波
数シフト変調に対する図１５のコードを明記している表
である。
数シフト変調に対する図１５のコードを明記している表
である。
【図１９】図２の送信部のダイレクトＩ／Ｑ変調器にお
ける図１３のプロセスステップを図示しているフローチ
ャートである。
ける図１３のプロセスステップを図示しているフローチ
ャートである。
【図２０】図２の送信部のダイレクトＩ／Ｑ変調器にお
ける図１３のプロセスステップを図示しているフローチ
ャートである。
ける図１３のプロセスステップを図示しているフローチ
ャートである。
【図２１】図３の受信部中の利得制御装置のブロック図
である。
である。
【図２２】図３の受信部中の信号再サンプリング装置の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２３】図３の受信部中の信号乗算器のブロック図で
ある。
ある。
【図２４】図３の受信部中の疑似ノイズ逆拡散装置のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２５】図３の受信部中のＦＳＫ−ＰＳＫ変換器のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２６】図３の受信部中の時間オフセット推定装置の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２７】図２６の時間オフセット推定装置におけるサ
ンプル振幅分布図である。
ンプル振幅分布図である。
【図２８】図３の受信部中の位相および周波数オフセッ
ト推定装置のブロック図である。
ト推定装置のブロック図である。
【図２９】図３の受信部中の共通の位相復調器のフロー
チャートである。
チャートである。
【図３０】図２９の共通の位相復調器における復調プロ
セスを明記している表である。
セスを明記している表である。
【図３１】図１の通信信号プロセッサを含んでいる例示
的な多帯域、多モードデジタルトランシーバのブロック
図である。
的な多帯域、多モードデジタルトランシーバのブロック
図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アラン・エル・レビン・ジュニア アメリカ合衆国、カリフォルニア州 91320、サウザンド・オークス、ブラッ サム・コート 1781 (56)参考文献 特開 平３−283743（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−30595（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−141057（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−297862（ＪＰ，Ａ) 実開 平５−43641（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/20 H04L 27/10 H04L 27/12 H04L 27/32
Claims (15)
- 【請求項１】 入力データストリームｄ（ｔ）を受け取
る入力手段と、 前記入力手段に結合され、前記入力データストリームｄ
（ｔ）を位相ストリームに変換する第１のビット位相符
号手段と、 前記第１のビット位相符号手段に結合された第１のサン
プリング手段と、 前記第１のビット位相符号手段に結合され、差動位相変
調に対する位相を積分するシンボル位相積分手段と、 前記シンボル位相積分手段に結合された第２のサンプリ
ング手段と、 前記第１のビット位相符号手段に結合された第３のサン
プリング手段と、 前記第３のサンプリング手段に結合され、周波数を積分
して周波数変調に対する位相を生成する周波数積分手段
と、 前記入力手段に結合された第４および第５のサンプリン
グ手段と、 前記第４および第５のサンプリング手段に結合された第
１の半シンボル遅延手段と、 前記第１の半シンボル遅延手段に結合され、前記入力デ
ータストリームｄ（ｔ）を位相ストリームに変換する第
２のビット位相符号手段と、 前記第２のビット位相符号手段に結合された位相成形手
段と、 前記第１および第２のサンプリング手段と前記周波数積
分手段と前記位相成形手段とに結合され、前記位相スト
リームを出力ベースバンド同相および直角位相信号Ｉ
（ｔ）およびＱ（ｔ）に変換するｓｉｎ／ｃｏｓルック
アップテーブルとを備えた共通の位相変調手段を具備
し、 前記入力データストリームｄ（ｔ）を処理して、複数の
異なる同相および直角位相変調信号の発生を容易にする
前記出力ベースバンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）
およびＱ（ｔ）に変換し、前記入力データストリームｄ
（ｔ）がビット持続時間を有するデータビットから形成
されている通信信号プロセッサ。 - 【請求項２】 前記共通の位相変調手段に結合され、以
下の変調プロセス（ａ）〜（ｈ）の選択された１つを示
す変調選択信号を受け取るようにプログラムされ、 （ａ）２相位相シフト変調 （ｂ）差動位相シフト変調 （ｃ）直角位相シフト変調 （ｄ）差動直角位相シフト変調 （ｅ）オフセット直角位相シフト変調 （ｆ）π／４直角位相シフト変調 （ｇ）成形された直角位相シフト変調 （ｈ）Ｍ−ａｒｙ位相シフト変調 前記選択信号に応答して、前記入力データストリームｄ
（ｔ）を前記出力ベースバンド同相および直角位相信号
Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）に変換するために前記共通の位
相変調手段を制御するようにプログラムされている制御
手段をさらに具備する請求項１記載の通信信号プロセッ
サ。 - 【請求項３】 前記入力データストリームｄ（ｔ）を受
け取る第２の入力手段と、 前記第２の入力手段に結合された第６および第７のサン
プリング手段と、 前記第６および第７のサンプリング手段に結合され、前
記出力ベースバンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）お
よびＱ（ｔ）を出力する第２の半シンボル遅延手段とを
備えたダイレクトＩ／Ｑ変調手段をさらに具備し、 前記制御手段は、前記（ａ）〜（ｄ）の選択された１つ
を示す変調選択信号に応答して、前記入力データストリ
ームｄ（ｔ）を前記出力ベースバンド同相および直角位
相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）に変換するために前記ダ
イレクトＩ／Ｑ変調手段を制御するようにさらにプログ
ラムされている請求項２記載の通信信号プロセッサ。 - 【請求項４】 前記出力ベースバンド同相および直角位
相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）のサンプリングレートを
変換する再サンプリング手段をさらに具備する請求項１
ないし請求項３のいずれか１項記載の通信信号プロセッ
サ。 - 【請求項５】 前記入力データストリームｄ（ｔ）は、
畳み込み符号手段により符号化されている請求項１ない
し請求項３のいずれか１項記載の通信信号プロセッサ。 - 【請求項６】 前記入力データストリームｄ（ｔ）は、
差動符号手段により符号化されている請求項１ないし請
求項３のいずれか１項記載の通信信号プロセッサ。 - 【請求項７】 前記入力データストリームｄ（ｔ）は、
ビットフォーマット手段により生成された同相および直
角位相入力データストリームを含む請求項１ないし請求
項３のいずれか１項記載の通信信号プロセッサ。 - 【請求項８】 前記入力データストリームｄ（ｔ）は、
疑似ノイズ拡散手段により拡散されている請求項１ない
し請求項３のいずれか１項記載の通信信号プロセッサ。 - 【請求項９】 前記第１のビット位相符号手段は、グレ
ーコードを使用して前記入力データストリームｄ（ｔ）
を位相ストリームに変換する請求項１ないし請求項８の
いずれか１項記載の通信信号プロセッサ。 - 【請求項１０】 前記選択された変調プロセスが２相位
相シフト変調であり、前記制御手段は、等式Ｉ（ｔ）＝
ｄ（ｔ）およびＱ（ｔ）＝０にしたがって前記出力ベー
スバンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ
（ｔ）を発生させるように前記ダイレクトＩ／Ｑ変調手
段を制御する請求項３記載の通信信号プロセッサ。 - 【請求項１１】 前記選択された変調プロセスが差動位
相シフト変調であり、シンボル持続時間Ｔs1が前記ビッ
ト持続時間と実質的に等しく、前記制御手段は、等式Ｉ
（ｔ）＝ｄ（ｔ）ｄ（ｔ−Ｔs1）およびＱ（ｔ）＝０に
したがって前記出力ベースバンド同相および直角位相信
号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるように前記ダイ
レクトＩ／Ｑ変調手段を制御する請求項３記載の通信信
号プロセッサ。 - 【請求項１２】 前記選択された変調プロセスが直角位
相位相シフト変調であり、前記制御手段は、前記入力デ
ータストリームｄ（ｔ）を同相および直角位相入力デー
タストリームｄi （ｔ）およびｄq （ｔ）に分割させる
ように前記ビットフォーマット手段を制御し、等式Ｉ
（ｔ）＝ｄi （ｔ）およびＱ（ｔ）＝ｄq （ｔ）にした
がって、前記出力ベースバンド同相および直角位相信号
Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるように前記ダイレ
クトＩ／Ｑ変調手段を制御する請求項７記載の通信信号
プロセッサ。 - 【請求項１３】 前記選択された変調プロセスがオフセ
ット直角位相位相シフト変調であり、前記制御手段は、
前記入力データストリームｄ（ｔ）を同相および直角位
相入力データストリームｄi （ｔ）およびｄq （ｔ）に
分割させるように前記ビットフォーマット手段を制御
し、シンボル持続時間Ｔs2が前記ビット持続時間の２倍
と実質的に等しく、前記制御手段は、等式Ｉ（ｔ）＝ｄ
i （ｔ）およびＱ（ｔ）＝ｄq （ｔ−Ｔs2／２）にした
がって、前記出力ベースバンド同相および直角位相信号
Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を発生させるように前記ダイレ
クトＩ／Ｑ変調手段を制御する請求項７記載の通信信号
プロセッサ。 - 【請求項１４】 前記選択された変調プロセスにしたが
って復調することにより発生させた入力ベースバンド同
相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を受け取
り、前記選択された信号に応答して、前記入力ベースバ
ンド同相および直角位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）か
ら出力データストリームｄ（ｔ）を再生する共通の位相
復調手段をさらに具備し、 前記出力データストリームｄ（ｔ）がビット持続時間を
有するデータビットから形成され、 前記制御手段は、前記選択信号に応答して、複数の異な
る復調された入力ベースバンド同相および直角位相信号
Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を処理して、出力データストリ
ームｄ（ｔ）に変換するように前記共通の位相復調手段
を制御する請求項２ないし請求項１３のいずれか１項記
載の通信信号プロセッサ。 - 【請求項１５】 通信装置により使用される多帯域多モ
ードトランシーバにおいて、 前記請求項１ないし請求項１４のいずれか１項に記載さ
れた通信信号プロセッサと、 前記通信信号プロセッサに入力データストリームｄ
（ｔ）を出力するように結合され、前記トランシーバに
対するアクセスを前記通信装置に提供するデータバス
と、 マイクロ波信号の放射および受信のための複数のアンテ
ナと、 信号をアップコンバートおよびダウンコンバートするよ
うに構成された複数のアナログフロントエンドと、 前記マイクロ波信号の送信されるものを増幅するため
に、前記アンテナと前記アナログフロントエンドの異な
る対の間にそれぞれ結合されている複数の高出力増幅器
と、 前記マイクロ波信号の受信されたものを低ノイズ増幅す
るために、前記アンテナと前記アナログフロントエンド
の異なる対の間にそれぞれ結合されている複数の低ノイ
ズ増幅器と、 前記アナログフロントエンドの異なるものへの送信パス
を形成するように結合されている複数のデジタルアナロ
グ変換器と、 前記アナログフロントエンドからの受信パスを形成する
ように結合されている複数のアナログデジタル変換器
と、 前記通信信号プロセッサから出力ベースバンドＩおよび
Ｑ信号を受け取り、これらを前記送信パスに沿って結合
される中間周波数信号にアップコンバートし、前記受信
パスに沿ったデジタルサンプルを受け取り、前記通信信
号プロセッサに対して入力ベースバンド同相および直角
位相信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を送るように構成され
ているデジタルチューナとを具備する通信装置により使
用される多帯域多モードトランシーバ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US761103 | 1996-12-05 | ||
| US08/761,103 US5960040A (en) | 1996-12-05 | 1996-12-05 | Communication signal processors and methods |
Publications (2)
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|---|---|
| JPH10271174A JPH10271174A (ja) | 1998-10-09 |
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Family
ID=25061134
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09336138A Expired - Fee Related JP3108051B2 (ja) | 1996-12-05 | 1997-12-05 | 通信信号プロセッサおよび通信装置により使用される多帯域多モードトランシーバ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5960040A (ja) |
| EP (1) | EP0847169A3 (ja) |
| JP (1) | JP3108051B2 (ja) |
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