JP4608167B2 - ダイレクトシーケンス拡散スペクトルシステムのためのキャリアトラッキングループ - Google Patents

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Description

【０００１】
（発明の背景）
（発明の分野）
本発明は、キャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）に関し、より詳細には、ダイレクトシーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）システムにおける使用のためのＣＴＬに関する。
【０００２】
（従来技術の説明）
送信機から受信機へのデジタルデータ伝送は、データが送信機によって送信されること、および、受信機によって正常に回復(recover)または獲得(acquire)されることを可能にするために、様々なデジタル信号処理技術を必要とする。デジタルワイヤレス電話システムにおいて、例えば、ワイヤレス（コードレス）電話ハンドセットユニットは、外部電話ネットワークに標準的な電話回線を介して一般的に接続されているベースユニットとワイヤレス信号を介して通信する。各ハンドセットおよびベースは、送信機および受信機を有するトランシーバを具備する。このようなシステムにおいて、ユーザは、電話の呼(telephone call)において、ベースユニットおよび電話ネットワークを介して、他のユーザと関わるために、ワイヤレスハンドセットを利用することができる。
【０００３】
マルチ回線(multi-line)ワイヤレス電話システムは、多くの電話ユーザとのビジネスなどの様々な状況において使用されている。このようなシステムは、典型的に時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）などの拡散スペクトル時間分割多重（ＴＤＭ）方式などのデジタル通信方式を使用して、最大Ｎ個のハンドセットとリアルタイムで通信するベースユニットを利用している。拡散スペクトルシステムにおいて、帯域幅リソース(bandwidth resource)は、いわゆるシャノンの理論に従って、性能ゲイン(performance gain)のために犠牲とされている。拡散スペクトルシステムの長所は、低出力スペクトル密度(low power spectral density、改善された狭帯域干渉除去(narrowband interference rejection)、（符号の選択を伴った）内蔵選択可能アドレス能力(built-in selective addressing capability)、および、固有チャンネル多重アクセス能力(inherent channel multiple access capability)を含む。拡散スペクトルシステムは、ダイレクトシーケンスまたはシーケンス（ＤＳ）、周波数ホッピング（ＦＨ）、チャープシステム(chirp system)、および、ハイブリッドＤＳ／ＦＨシステムを含めた様々な技術を採用している。ＤＳ拡散スペクトルシステムは、ＤＳＳＳシステムと呼ばれることもある。
【０００４】
ＴＤＭＡシステムにおいては単一のＲＦチャンネルが使用され、各ハンドセットは、全体的なＴＤＭＡサイクルまたはエポック(epoch)内の専用のタイムスライス(dedicated time slece)またはタイムスロット(time slot)の間、音声データパケット並びに非音声データパケットを送受信する。他の通信方式は、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）、および、それらの方式の組み合わせを含む。キャリアレス振幅／位相（ＣＡＰ）および直交振幅変調（ＱＡＭ）などの様々な変調方式が採用されている。
【０００５】
デジタルデータは、一般的に、ＲＦチャンネルなどの伝送媒体を介して、変調された信号として伝送される。（デジタル通信のためにしばしば使用される他の伝送媒体は、非対称デジタル加入者ループ（ＡＤＳＬ）システムまたはケーブルモデムシステムを含む。）二進法の数字（ビット）のストリームの形になったデジタルデータは、まず、各々が複数のビットを表すことができるシンボルのストリームにマッピングされる。コンステレーション(constellation)は、与えられた信号方式のための全ての可能なシンボルの集合である。シンボルは、パルス振幅変調（ＰＡＭ）におけるような実数の振幅レベルの集合、または、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）におけるような複素平面内の円周上の点の集合（円周上の９０度の位相だけ離れた４つの点）、または、ＱＡＭにおけるような複素平面上の異なった振幅および位相の点の配列とすることができる。ビットの集合は、ルックアップテーブル（例えば、ＲＯＭ）によって、シンボルにマッピングされる。信号コンステレーション(signaling constellatin)内のシンボルの数は、符号化方式(encoding scheme)に依存する。例えば、各ＱＰＳＫシンボルは、各々がビットパターン００、０１、１０、および、１１をそれぞれ表す４つのシンボル１＋ｊ、１−ｊ、−１＋ｊ、−１−ｊを使用して、２ビットの入力データストリームを表す。このような複素デジタルシンボルの実数部分は、インフェイズまたは「Ｉ」データと呼ばれ、虚数部分は直交または「Ｑ」データと呼ばれ、ＩとＱの組を作り出す。
【０００６】
複素データシステムにおいて与えられた入力データ値を伝送するため、伝送される入力データ値は、実数および虚数の軸ＩおよびＱを有する複素信号コンステレーション上の対応するコンステレーション点のシンボルの組、または、座標Ｉ、Ｑの組にマッピングされる。続いて、本来のデータ値を表すこれらのＩ、Ｑシンボルは、変調されたチャンネルによって、データパケットの一部として伝送される。受信機は、Ｉ、Ｑの組を回復させ、それからコンステレーションの位置を決定し、本来の入力データ値またはそれの近い近似を供給するために、逆マッピング(reverse-mapping)を行うことができる。
【０００７】
ＤＳＳＳタイプの拡散スペクトルシステムにおいて、各シンボルは、（いくつかの方式では１または−１のいずれかであってよい）シンボルの回数に特定の長さ（チップ数Ｃ）の擬似乱数（ＰＮ）バイナリストリングの数をかけることによって一般的に導出される「サブシンボル」または「チップ」のストリングによって伝送される。したがって、このようなシステムは、シンボルレートに関係付けられているチップレートによって特徴付けられる。拡散スペクトルシステムも、一般に、複素フォーマットであってもなくても、および、ＴＤＭＡシステムにおいてであってもなくても、いかなるデジタルデータを伝送するために使用することができる。
【０００８】
したがって、ＤＳＳＳシステムにおいて、信号は、シンボルの連続する「チップ」によって、連続するシンボルを表す。受信された信号は、サンプルを提供するためにサンプリングされる。したがって、サンプルは、シンボルを表すチップを自身が表す信号を表す。
【０００９】
トランシーバの受信機側は、今度はシンボルを表す信号を表すサンプルを供給するアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）を使用して、受信された信号をサンプリングする。トランシーバの送信機側は、シンボルを、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）を使用して、信号を構成するアナログサンプルに変換する。
【００１０】
上述したように、デジタルデータ伝送は、伝送されるデータが送信機（例えば、ベースユニットトランシーバの送信機）によって送信され、受信機（例えば、特定のハンドセットトランシーバの受信機）によって正常に回復されることを可能にするために、様々なデジタル信号処理技術を必要とする。例えば、拡散スペクトルデジタルワイヤレス電話システムにおけるデータ伝送の受信機側は、送信されたＲＦ信号からデータを回復する(recover data)ための様々な機能を採用している。これらの機能は、シンボル同期のためのタイミング回復(timing recovery for symbol synchronization)、キャリア回復(carrier recovery)（周波数復調(frequency demodulation)）、および、ゲインを含むことができる。したがって、受信機は、中でも、各リンクのための自動ゲイン制御（ＡＧＣ）ループ、キャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）、および、タイミングループを含む。
【００１１】
タイミング回復は、受信機のクロック（基準時間(timebase)）が送信機のクロックに同期される処理である。これは、受信されたシンボル値の決定志向処理(decision-directed processing)に関連したスライシング誤差(slicing error)の可能性を低減するために、受信された信号が時間の最適な点においてサンプリングされることを可能にする。いくつかの受信機において、受信された信号は、複数の送信機シンボル（または、チップ）レートでサンプリングされる。例えば、いくつかの受信機は、送信機シンボル（または、チップ）レートの２倍で、受信された信号をサンプリングする。いかなる場合でも、受信機のサンプリングクロックは、送信機のシンボルクロックに同期されなければならない。キャリアの回復は、変調ベースバンド情報の回復を可能にするために、より低い中間パスバンド(intermediate passband)に周波数シフトされた後の受信されたＲＦ信号がベースバンドに周波数シフトされる処理である。例えば、受信された信号に対する送信チャンネルの妨害の効果(effect of transmission channel disturbance)を補償(compensate)することを支援するために、ＡＧＣは信号の強度を追跡し、ゲインを調整する。他の等化技術(equalization technique)とともに、ＡＧＣは、送信チャンネルの妨害によって生じるシンボル間干渉（ＩＳＩ: intersymbol interference）を除去することを支援できる。ＩＳＩは、特定のシンボルの値を、先行および後続のシンボルの値によって歪ませる。これら、および、関連する機能、および、関連する変調方式およびシステムは、Ｅｄｗａｒｄ Ａ．ＬｅｅおよびＤａｖｉｄ Ｇ．Ｍｅｓｓｅｒｓｃｈｍｉｔｔによる「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、第２版」（１９９４年、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、ボストン）に非常に詳細に検討されている。
【００１２】
ＴＤＭＡに基づく多回線ワイヤレス電話システムなどのバーストモードまたはＴＤＭＡ通信システムにおいて、キャリアループの迅速な獲得は、利用可能な帯域幅を効率的に利用するために必要である。例えば、ＴＤＭＡに基づくデジタル多回線ワイヤレス電話システムは、トランシーバを有するベースユニットが、パケット伝送間にガード時間Ｔｇを伴って、時間間隔Ｔｄにわたって、連続して、異なったハンドセットと送信、および受信する図２に示す構造(structure)２００などのＴＤＭＡ音声パケット構造を使用することができる。ガード時間(guard time)は、送信機が電源を切断することを可能にするため、および、受信機が電源を投入することを可能にするために確立される。受信機は、各パケットについて同期しなければならない。同期の間、データは信頼性が低く、そのため、システム帯域幅効率(system bandwidth efficiency)は、システムを同期するために使用されている時間のために、低減される。したがって、この同期時間を最小に抑える、または、低減すること、すなわち、キャリアループのより迅速な獲得(acquisition)に備えておくことは、重要である。
【００１３】
したがって、ＤＳＳＳ多回線ワイヤレス電話システムにおいては、全ての拡散スペクトルシステムにおけるように、特に、正確かつ迅速なキャリアトラッキングに備えるために、システム内の各トランシーバが、送信された信号を正確かつ迅速に受信することが可能であることが重要である。したがって、拡散スペクトル通信システムにおけるキャリアトラッキングのための改良された技術、および、したがって、改良されたＣＴＬおよびＣＴＬ技術に対する必要性がある。
【００１４】
（概要）
ワイヤレス電話システムは、ベース受信機(base receiver)および複数のワイヤレスハンドセット(wireless handset)を有するベーストランシーバ(base transceiver)を含む。各ハンドセットは、ベーストランシーバを介して、ベースユニットと共有するチャンネルでＤＳＳＳリンクを確立するためのハンドセットトランシーバを含む。各受信機、ベーストランシーバ、および、ハンドセットトランシーバは、システムの送信機から、シンボルデータを表す拡散スペクトル信号を受信する。システム内では、このような各受信機が、デローテートされた信号(derotated signal)を供給するための逆回転信号(counter-rotating signal)に従って拡散スペクトル信号をデローテート(derotate)するデローテータ(derotator)、デローテートされた信号を受信するため、および、デローテートされた信号に基づいて出力シンボルデータを供給するための相関器(correlator)、出力シンボルデータを受信するため、および、拡散スペクトル信号の回転に基づいてキャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）位相誤差(phase error)信号を発生するためのＣＴＬ位相誤差推定器(phase error estimator)、および、ＣＴＬ位相誤差信号に基づいて逆回転信号を発生するためのＣＴＬを含む。
【００１５】
（好ましい実施形態の説明）
本発明において、受信機の復調器における、決定に基づいたキャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）からの誤差(error)は、シンボル周期全体(entire symbol period)にわたってではなく、１つのチップ周期内のチップレート発振器を更新するために使用される。ＣＴＬの数値制御発振器（ＮＣＯ）は、相関周期(correlation period)の間に位相または周波数を変化させず、他の実施形態では、、相関の間にＮＣＯ変化が起こるため、これは、次のシンボル周期にわたって、有効な相関(valid correlation)の公算(likelihood)を高める。
【００１６】
図１には、本発明の実施形態による拡散スペクトルＴＤＭＡ多回線デジタルワイヤレス電話システム１００のブロック図が示されている。ＴＤＭＡシステム１００は、受信機および送信機ユニット、それぞれ１１２および１１１を有し、電話回線１１５を介して外部電話ネットワーク１１６に結合されているベースユニット１１０を含む。システム１００は、同じく、Ｎ個のワイヤレスハンドセット１２０1、１２０2、．．．１２０Nも含む。各々は、ハンドセット１２０1の送信機１２１および受信機１２２などの送信機および受信機ユニット（トランシーバ）を有する。一実施の形態においては、受信機および送信機ユニット１１２および１１１がＮ個の全トランシーバユニットに、Ｎ個のワイヤレスハンドセットの各々を１つずつ供給するように、受信機ユニット１１２は、Ｎ個の分離した受信機を含み、送信機ユニット１１１は、Ｎ個の分離した送信機を含む。いかなる特定の時刻においても、Ｍ個のハンドセット（０≦Ｍ≦Ｎ）は、動作中または起動されている（すなわち、電話の呼を行うプロセスにある）。一実施の形態において、システム１００は、動作中の各ハンドセットがそれ自身の「タイムスライス」またはスロットの間にデータを送信または受信するだけであるデジタルＴＤＭＡ方式を採用している。したがって、システム１００は、ベース局１１０と各ハンドセット１２０i（１≦ｉ≦Ｎ）との間にワイヤレスネットワークを提供する。
【００１７】
誤差を削減するために、システム１００は、好ましくは、ブロック誤差コーディング(block error coding)を採用する。一実施の形態において、タイムスライス(time slise)の間、ブロックコード(block code)を備えた推奨(recommendation)ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２１またはＧ．７２７などの（ＡＤＰＣＭ（適応差分パルス符号変調: adaptive differential pulse code modulation）サンプルなどの）デジタルで圧縮されたオーディオパケット(audio packet)が送信される。これは、例えば、１６個のＡＤＰＣＭサンプルが、オーディオパケット毎に送信されることを可能にする。ブロックコードおよびＡＤＰＣＭは、ワイヤレス電話の振るまいが標準的な有線電話(standard corded phone)の振るまいを模倣することを可能にする、それらの短い待ち時間のために、より好まれる。従来の符号(conventional code)、または、ターボコード(turbo code)、ＬＰＣ（線形予測可能符号化）などのより強力なソースコーディング(source coding)、変換コーディング(transform coding)、または、ホルマントコーディング(formant coding)などのチャンネルコードは、システムを等化コード化された電話(equivalent-corded telephone)から遠ざけるさらなる遅延を発生させる。ベースユニットおよびハンドセットの受信機１１２、１２２は、図４〜６を参照して以下にさらに詳細に述べる、キャリアループの改良された獲得(acquisition)に備える復調器アーキテクチャ(demodulator architecture)を採用している。
【００１８】
図２には、本発明の実施形態による図１のデジタルワイヤレス電話システム１００において使用されるＴＤＭＡオーディオパケット構造２００の概略図が示されている。構造２００は、オーディオパケット２２０などの８個のオーディオパケットを含むデジタルデータの２ミリ秒（Ｔｄ）のフィールド２１０を含む。各オーディオパケットは、システムのデータチャンネル上でデータを受信または送信する他のハンドセットがない、全体的な「エポック」方式における特定のタイムスロットの間、ベースユニットから特定のハンドセットへ、または、その逆のいずれかに送信されたオーディオデータの集合である。各パケットは、ベースユニット１１０から特定のハンドセット１２０へ送信され、または、これからベースユニット１１０によって受信されているかどうかを示すため、ＴｉまたはＲｉとラベル付けされている。
【００１９】
本発明において、２ミリ秒のＴＤＭＡフィールドサイクルの間、ボイスデータ(voice data)は、ボイスデータの１６個のサンプルを含むパケット内で交換(exchange)される。システム１００の動作の１つのモードにおいて、これらのサンプルは、４ビットのＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２１またはＧ．７２７ ＡＤＰＣＭサンプル（すなわち、３２キロビット／秒のＡＤＰＣＭ信号）である。Ｇ．７２７ ３または２ビットのＡＤＰＣＭサンプル（それぞれ２４または１６キロビット／秒のＡＤＰＣＭ信号）に変化させることによって、追加の１６または３２ビットが各パケット内の符号化のために供給される。
【００２０】
一実施の形態において、ＴＤＭＡ電話システムは、送信機１１１、１２１がＤＳＳＳ変調器を採用し、受信機１１２、１２２がＤＳＳＳ復調器を採用するＱＰＳＫ ＤＳＳＳシステムである。図３を参照すると、図１のＴＤＭＡシステムの送信機１１１、１２１に採用されるＤＳＳＳ変調器３００およびシステムサンプルレートを示すブロック図が示される。ＤＳＳＳ変調器３００は、データソース３２１、シンボル発生器(symbol generator)３２２、チップ発生器(chip generator)３２３、および、パルス整形フィルタ(pulse shaping filter)３２４を含む。シンボルレートＦｓに関したデータおよびサンプリングレートは、図３に示す通りである。データソース３２１は、シンボルレートの２倍もしくは２Ｆｓでデータを供給し、シンボル発生器３２２は、ＩおよびＱのシンボルの組を、それぞれシンボルレートＦｓで供給する。チップ発生器３２３は、長さｎのＰＮシーケンスによって、シンボル発生器３２２の各出力を増倍する。したがって、各シンボルは、ｎ個の「サブシンボル(sub-symbol)」または「チップ」のストリング(string)によって送信される。その結果として、ｎ個のチップが、ｎＦｓのレートで各シンボルについて発生される。パルス整形フィルタ（ＰＳＦ）３２４は、データチップをゼロパッド(zero pad)し、チップ当り２つのサンプル、または、２ｎ個のサンプル／シンボル、すなわち、２ｎＦｓのレートで信号を発生する。したがって、自身がチップを表すアナログＲＦ信号が送信される。このように、ＤＳＳＳタイプのシステムにおいて、信号は、連続するチップの手段によって、連続するシンボルを表す。
【００２１】
受信機側において、受信された信号は、サンプルを供給するためにサンプリングされる。これらのサンプルは、今度はシンボルを表すチップを自身が表す信号を表す。
【００２２】
図４には、本発明の実施形態による図１のＴＤＭＡシステム１００の受信機のＤＳＳＳ復調器(DSSS demodulator)４００を示すブロック図が示されている。復調器４００は、ハンドセットの受信機１２２、または、ベースユニット１１０の受信機１１２の一部とすることができる。復調器４００は、ＤＡＣ４０６およびＡＧＣループ４４０からのＡＧＣフィードバックに従ってＲＦ信号を受信するため、および、ＡＤＣ４０１に近ベースバンド信号(near baseband signal)を供給するためのＲＦ回路４１０を含む。ＡＤＣ４０１は、２×チップレートで近ベースバンド信号に印加されている固定クロック(fixed clock)を使用して近ベースバンド信号をサンプリングし、したがって、ＤＳＳＳ入力信号を供給する。この信号は、並列相関器(parallel correlator)を通過したデータから信号の誤差を導出する内挿／タイミング回復(interpolation/timing recovery)メカニズム４０２に印加される。内挿／タイミングユニット４０２の出力は、実際のＲＦキャリア周波数と（復調を制御するために使用される）受信機の発振器の周波数との間の周波数の差で複素平面上を回転(rotate)する近ベースバンドＤＳＳＳ信号である。この信号は、回転のないベースバンド(baseband without rotation)にある信号内となる、キャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）４３０（逆回転信号: counter-rotating signal）によって計算された逆回転信号にしたがって、逆位相の回転(rotation of opposite phase)によって、回転近ベースバンド信号(rotating near-baseband signal)を増倍(multiply)するデローテータ４０３に印加される。キャリアトラッキングループ４３０のフィードバックシステムは、ＮＣＯ４３３内に逆回転信号を発生することによって、位相誤差を最小に抑えようと試みる。ＣＴＬ４３０は、誤差推定器(error estimator)４０５から受信されるＣＴＬ位相誤差に基づいて、この逆回転信号を発生する。したがって、デローテータ４０３は、並列相関器４０４などの相関器に位相訂正された信号(phase corrected signal)を送る。
【００２３】
並列相関器４０４の出力におけるシンボルストリームは、（図示しない）順方向誤差訂正（ＦＥＣ）システムに印加される。相関ピーク（ＣＯＲＲ ＰＥＡＫ）の検出は、入来するＳＮＲ（信号雑音比）信号のレベル、および、キャリアとタイミングのオフセットに依存する。したがって、デローテータ４０３の出力は、並列相関器４０４の入力に印加され、並列相関器４０４は、（図示しない）ＦＥＣ回路にシンボルレートで出力シンボルデータを供給し、同じく、このシンボルデータおよび相関ピーク（ＣＯＲＲ ＰＥＡＫ）データを誤差推定器に４０５に印加し、誤差推定器４０５は、理解されるように、並列相関器の出力（すなわち、シンボルデータおよび／またはＣＯＲＲ ＰＥＡＫデータのいずれか）に基づいて、キャリア、タイミング、および、ＡＧＣループのための誤差信号（すなわち、ＣＴＬ位相誤差、タイミング誤差、および、ＡＧＣ誤差信号）を供給する。
【００２４】
理解されるように、クロック回復(clock ricovery)のためのタイミング誤差推定(timing error estimation)は、通常、通信システムに採用されている。タイミング回復の従来方法では、入来する信号(incoming signal)に基づいてタイミング誤差を推定し、その誤差をフィルタリングし、ローカルに発生されたクロックの位相を調整するためのＶＣＸＯを駆動するフィードバック制御システムが含まれている。例えば、決定タイミング誤差の推定(decision timing error estimation)は、Ｇａｒｄｎｅｒのアルゴリズム（Ｆ．Ｍ．Ｇａｒｄｎｅｒによる「Ａ ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ Ｔｉｍｉｎｇ−Ｅｒｒｏｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ ｆｏｒ Ｓａｍｐｌｅｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」、ＩＥＥＥ通信に関する会報、１９８６年５月、４２３〜４２９ページ）のような非決定志向技術(non-decision directed technique)を使用して、ときどき採用されている。Ｍｕｌｌｅｒ ａｎｄ Ｍｕｅｌｌｅｒアルゴリズム（Ｋ．Ｈ．ＭｕｅｌｌｅｒおよびＭ．Ｍｕｌｌｅｒによる「Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｉｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｄａｔａ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」、ＩＥＥＥ通信に関する会報、１９７６年５月、５１６〜５３０ページ）のような決定志向技術(decision directed technique)も、ときどき採用されている。
【００２５】
しかし、本発明においては、誤差推定器(error estimator)４０５が、信号の受信および回復を改善するように、タイミング、キャリアオフセット、および、ＡＧＣループを追跡／調整(track/adjust)するために、並列相関器４０４から発生されたデータを使用する。特に、内挿／タイミング回復４０２は、タイミングループ４２０からのタイミングフィードバックに従って、シンボル同期のためにサンプリング位相を調整し、信号および周波数をデローテートするデローテータ４０３は、キャリアループまたはＣＴＬ４３０からのキャリアフィードバックに従って、信号をベースバンドにシフトする。したがって、デローテータ４０３は、位相訂正された信号を並列相関器４０４に送る。並列相関器４０４は、誤差推定器４０５にシンボルおよび相関ピークデータ(correlation peak data)を供給し、以下にさらに詳細に説明するように、これらに基づいて、誤差推定器４０５は、信号の獲得を改良するために、制御ループ４３０、４２０、４４０のために復調パラメータ(demodulation parameter)を調整する。タイミングループ４２０は、受信機におけるサンプリング同期を確立するために使用され、そのため、サンプリングは、適切な時刻に行われる。
【００２６】
ＣＴＬ４３０によって制御されるデローテータ４０３は、並列相関器４０４の後の代わりに、並列相関器４０４の前に置かれ、したがって、シンボルレートの倍数よりもチップレートの倍数で動作することが注目される。これは、改良されたキャリアトラッキングを有利に考慮する。ＣＴＬ４３０で訂正（デローテート）されている信号は、２ｎＦｓのレート（すなわち、チップレート）の信号であるが、ＣＴＬ位相誤差は、シンボルレートＦｓで発生される。したがって、デローテータ４０３によって供給されたデローテートされた信号は、特定の受信機の復調器４００内の並列相関器４０３に進む。
【００２７】
理解されるように、ＰＮシーケンス長さに関した速い回転（＞３０度／ＰＮシーケンス周期）は、相関を劣化させる。したがって、本発明の復調器は、システム内の相関間の境界の近くにあるシンボル間の境界の直後に、全てのＣＴＬ誘発デローテーションを強制的に発生させる。これは、２つの利益をもたらす。これは、よりよい相関のために並列相関器４０４内に信号の回転を減少させ、先行するシンボルからのＣＴＬ相関を次のシンボルに即座に適用する。対照的に、ＤＳＳＳ復調器における従来の手法において、ＣＴＬ相関は、各シンボル周期にわたって拡散される。
【００２８】
図５を参照すると、図４に示したＤＳＳＳ復調器アーキテクチャ４００のＣＴＬ態様を示すブロック図が示される。図５に示すように、点線の左にある構成要素における全ての信号処理は、チップレート２ｎＦｓの倍数で行われる一方、点線の右にある構成要素における信号処理は、シンボルレートＦｓの倍数で行われる。ＡＤＣ４０１からのＤＳＳＳ入力信号は、内挿／タイミング回復ブロック４０２のＰＳＦ４３５に印加され、これの出力は、上記に示すように、並列相関器４０４の入力に結合されているデローテータ４０３に供給される。誤差推定器４０５のＣＴＬ位相誤差推定器サブユニット４１１は、並列相関４０４によるシンボルデータ出力を受信し、ＣＴＬ位相誤差信号をＣＴＬ４３０に供給する。図示するように、ＣＴＬ４３０は、誤差更新回路４３１、ループフィルタ４３２、および、ＮＣＯ４３３を含む。ＣＴＬ４３０において、誤差更新回路４３１はシンボルレートで動作する一方、ループフィルタ４３２およびＮＣＯ４３３はチップレートで動作する。
【００２９】
本発明において、復調器４００は、シンボルレートで計算されるＣＴＬ位相誤差を取り込み、これを、各拡散シーケンスの開始において誘発されたステップ誤差として適用する。一実施の形態において、誤差更新回路(error update circuit)４３１は、先行する誤差(previous error)が計算された直後の拡散シーケンスの開始時において、ループフィルタ４３２のレジスタをシンボル当り１回有効にすることによって、これを実施する。２ｎ個の更新の代わりに１個のフィルタ更新があるため、ループフィルタ４３２のゲインがＰＮシーケンス長さだけ変倍しなければならないことに注目すべきである。
【００３０】
図６を参照すると、図５のＣＴＬ４３０をさらに詳細に示すブロック図が示される。特に、図６はループフィルタ４３２およびＮＣＯ４３３をさらに詳細に示す。ループフィルタ４３２は、それぞれ信号ｋｐ、ｋｉを受信するローテータ(rotator)６０１、６０２を含む。ループフィルタ４３２は、ｋｐ倍の誤差信号をｋｉ倍の積分誤差信号と組み合わせる標準的な二次フィルタである。定数ｋｐ、ｋｉは、ループの安定性(stability)および収斂時間(convergence time)を決定し、したがって、ループが即座に獲得するのを支援する値に初期化される一方、安定性を維持する。これらの値を増加させることはループの帯域幅を広げ、迅速な獲得(fast acquisition)を可能にする一方、これらの定数を減少させることは帯域幅を狭め、これがループ内のノイズを低減する。より広い帯域幅は獲得のために採用することができ、より狭い帯域幅は、ロックが確立されたなら、トラッキングのために採用することができる。
【００３１】
ループフィルタ４３２は、同じく、加算器(summer or adder)６１３、および、ループフィルタ積分器(loop filter integrator)６１５も含む（示すように、加算器(adder)６１１および遅延ユニット(delay unit)６１２はフィードバックと結合されている）。ＮＣＯ４３３は、ＮＣＯ積分器６２５（加算器６２１および遅延ユニット６２２）、および、逆回転信号(counter-rotating signal)（デローテーション制御信号(derotation control signal)）をデローテータ４０３に供給するＳＩＮ／ＣＯＳルックアップテーブル（ＬＵＴ）ユニット６２３を含む。
【００３２】
ＣＴＬ位相誤差は、シンボル毎を基本として作成される。ＤＳＳＳシステムは、シンボルを表現するために多くのチップを使用する。シンボルに広がる全てのチップにわたって位相を印加するより、位相誤差は、チップレートの倍数で動作するタイミング回復およびパルス整形ブロック４０２の出力の１サンプルの周期にわたって、ループフィルタに印加される。
【００３３】
図７を参照すると、図４に示した復調器アーキテクチャの様々なサンプル間のタイミング関係を示すタイミング図７００が示される。特に、タイミング図７００は、タイミング回復およびパルス整形ブロック４０２からのサンプル、並列相関器４０４、ＣＴＬ位相誤差推定器４１１からのタイミング誤差、および、ループフィルタ制御およびＮＣＯ出力の間の関係を示す。誤差更新回路４３１は、単に、（４１１からの）ＣＴＬ位相誤差信号を構成するビットに対するＡＮＤゲートであってもよく、ＰＮシーケンス長さがシンボル時間に対して持続時間が等しい時に、（図５の境界内に示すように、チップレートの倍数で動作する）ループフィルタおよびＮＣＯを、各相関の第１のサンプルのみについての誤差を強制的に得させる。
【００３４】
他の実施形態では、、比例する誤差が相関周期にわたって定数であるので、誤差更新(error update)は、積分器６１５の更新を制御することのみを必要とする。これは、ＮＣＯが相関シーケンスの開始において位相を１回変更すること、および、相関シーケンスの残り部分のための安定した発振器に留まることを可能にする。このため、相関器は、相関のほとんど全体について、周波数訂正されたサンプル(frequency corrected sample)を認識(see)する。そうではなく、誤差が相関周期全体(entire correlation period)にわたって印加された場合、積分器６１５が相関周期にわたって誤差を蓄積する間に、発振器は、各サンプルについて周波数を変化させる。この周波数を変化させることは、同じ規模の段階的な周波数変化と比較して、相関の性能が劣化する。
【００３５】
したがって、本発明においては、ループフィルタ積分器６１５は、ＰＮシーケンス周期当り１回更新され、ＣＴＬ相関周波数（ループフィルタ４３２の出力）を所望の場所に移動することによって生じた回転のいかなる変化も除去する。ループフィルタ積分器６１５は、好ましくは、並列相関器４０４が相関から即座に利益を得るように、ＰＮシーケンスの開始において更新される。
【００３６】
したがって、本発明において、受信機の復調器の決定に基づいたＣＴＬからの誤差は、シンボル周期全体にわたって妨害されたように１つのチップ周期において、チップレート発振器（チップレートの倍数で動作するＮＣＯ４３３）を更新するために使用される。これは、相関周期の間にＣＴＬのＮＣＯが位相または周波数を変化させず、その代わりに、ＮＣＯの変化が相関間で発生するため、次のシンボル周期にわたる有効な相関の見込みを高める。
【００３７】
以下に示す表１は、ＤＳＳＳ受信機における従来のＣＴＬ手法と本発明の考えられる３つの実施形態を比較したものである。
【００３８】
【表１】
Figure 0004608167
【００３９】
上記の表１において、ループフィルタ積分ゲイン(loop filter integral gain)は、ＣＴＬからのどのくらい多くの誤差が周波数オフセットを見積もるために積分されるかを制御するスケールファクタである。伝統的な（従来の）手法について、ｋｉが安定した動作をもたらすようにこれを選択すると仮定する。伝統的な手法は、誤差が相関周期全体にわたって適用される上記に説明した従来の手法である。他の手法については、誤差がチップレートの倍数で１個のサンプルクロックにおいて取り込まれる。シンボル当りｍ個のサンプルがあるので、本発明では、ループがレートの１／ｍで更新される時に、従来の手法において問題に対して供給された誤差をｍ回供給する。
【００４０】
出力クロックは、ＮＣＯ（出力ＮＣＯブロック）を更新するクロックを指す。表１の「好ましい実施形態」において、積分器６１５は、（タイミング図７００に関するループフィルタ制御における）相関周期の開始時において１回有効とされる。比例する誤差(proportional error)は、変化せずに通り過ぎる。第１の代案となる実施形態において、ループフィルタ積分器を動作させるために、シンボルクロックまたは遅延されたシンボルクロックが使用される。第２の代案となる実施形態において、クロックループフィルタ積分器は、チップレートの倍数（内挿／タイミング回復ブロック４０２の出力のサンプルレート）で実行されるが、相関シーケンスの開始時におけるゲート誤差(gate error)（例えば、タイミング図７００におけるループフィルタ制御信号を使用する）は、上記に説明したように動作する。
【００４１】
理解されるように、本発明のＣＴＬは、いかなるＤＳＳＳ受信機にも適用可能である。代案となる実施形態において、本発明は、ＴＤＭＡ、ＣＤＭＡ、および、ＦＤＭＡを含めたＤＳＳＳシステムの他のタイプで実施することもできる。
【００４２】
当業者は、本発明の原理による、上記に説明したワイヤレスシステムについて、ベースユニット１１０が、セル方式電話ネットワーク内のセルの１つで機能するベース局を代表するセル方式システムであってもよいことを認識する。
【００４３】
本発明の性質を説明するために、上記に説明し、示した各部分の詳細、材料、および、配置に対する様々な変更が、冒頭の特許請求の範囲に述べた本発明の原理および範囲から逸脱することなく、当業者によって行われることが可能であることが理解される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施の形態によるＴＤＭＡ多回線デジタルワイヤレス電話システムを示すブロック図である。
【図２】 本発明の一実施の形態による図１のデジタルワイヤレス電話システムに使用されるＴＤＭＡオーディオパケット構造を示す図である。
【図３】 図１のシステムの送信機で採用されるＤＳＳＳ変調器およびシステムサンプルレートを示すブロック図である。
【図４】 本発明の一実施の形態による図１に示した受信機のＤＳＳＳ復調器を示すブロック図である。
【図５】 図４に示したＤＳＳＳ復調器アーキテクチャのキャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）態様を示すブロック図である。
【図６】 図５のＣＴＬをさらに詳細に示すブロック図である。
【図７】 図４に示した復調器アーキテクチャの様々なサンプル間のタイミングの関係を示すタイミング図である。

Claims (13)

  1. 送信機からシンボルデータを表す拡散スペクトル信号を受信する受信機であって、
    該受信機は、
    （ａ）デローテートされた信号を供給するための逆回転信号に従って、前記拡散スペクトル信号をデローテートするデローテータと、
    （ｂ）前記デローテートされた信号を受信し、かつ、前記デローテートされた信号に基づいて出力シンボルデータを供給する相関器と、
    （ｃ）前記出力シンボルデータを受信し、かつ、前記拡散スペクトル信号の回転に基づいてキャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）位相誤差信号を発生するキャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）位相誤差推定器と、
    （ｄ）前記ＣＴＬ位相誤差信号に基づいて前記逆回転信号を発生するＣＴＬと
    を備え、
    前記拡散スペクトル信号は、ダイレクトシーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）信号であり、
    前記相関器は並列相関器であり、
    前記ＤＳＳＳ信号は、シンボルを表す一連のチップを表し、
    前記ＤＳＳＳ信号は、チップレートおよびシンボルレートによって特徴付けられ、
    前記デローテータおよび前記相関器は、前記チップレートの倍数で動作し、
    前記ＣＴＬ位相誤差推定器は、前記シンボルレートの倍数で動作し、
    前記ＣＴＬは、前記シンボルレートの倍数で動作する誤差更新回路と、前記チップレートの倍数で動作するループフィルタと、前記チップレートの倍数で動作する数値制御発振器（ＮＣＯ）とを有し、前記ＣＴＬ位相誤差推定器によって発生されるＣＴＬ位相誤差は、前記シンボルレートで計算され、各拡散シーケンスの開始時において導入されるステップ誤差として、前記ＣＴＬに適用される、
    ことを特徴とする受信機。
  2. 前記送信機からＲＦ信号を受信し、かつ、前記ＲＦ信号に基づき自動ゲイン制御（ＡＧＣ）信号に従って、近ベースバンドアナログ信号を供給するＲＦ回路と、
    デジタル信号を供給するために前記近ベースバンドアナログ信号をサンプルするアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、
    前記デジタル信号を受信し、かつ、タイミング信号に従って前記拡散スペクトル信号を供給する内挿／タイミング回復ユニットと、
    並列相関器である前記相関器の出力に基づいて、前記ＣＴＬ位相誤差信号、ＡＧＣ誤差信号、および、タイミング誤差信号を発生するＣＴＬ位相誤差推定器を含む誤差推定ユニットと、
    前記タイミング誤差信号に基づいて、前記タイミング信号を発生するタイミングループと、
    前記ＡＧＣ誤差信号に基づいて、前記ＡＧＣ信号を発生するＡＧＣループと、
    をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
  3. 前記ＤＳＳＳ信号は、時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）ＤＳＳＳ信号であることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
  4. 前記誤差更新回路は、先行する誤差が計算された直後における拡散シーケンスの開始時において、前記ループフィルタを１シンボルごとに１回イネーブルとし、前記ＣＴＬ位相誤差は、前記拡散シーケンスの開始時において、単一のチップ周期内で前記ＮＣＯを更新するために使用されることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
  5. 前記受信機は、ワイヤレス電話システムの複数のトランシーバの１つのトランシーバの受信機であって、前記受信機は、
    ベース受信機を有するベーストランシーバと、
    複数のワイヤレスハンドセットであって、各々の該ワイヤレスハンドセットはベーストランシーバを介してベースユニットと共有するチャンネルでワイヤレスリンクを確立するハンドセットトランシーバを含み、各々のハンドセットトランシーバはハンドセット受信機を有する、複数のワイヤレスハンドセットと
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
  6. 前記ワイヤレスリンクは、ハンドセットにタイムスロットを割り当てるＴＤＭＡ方式の排他的タイムスロットの間に各ハンドセットが通信する時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）リンクであることを特徴とする請求項５に記載の受信機。
  7. 複数の適応差動パルス符号変調（ＡＤＰＣＭ）データサンプルは、各タイムスロットの間に送信されることを特徴とする請求項６に記載の受信機。
  8. ワイヤレス電話システムであって、
    （ａ）ベース受信機を有するベーストランシーバと、
    （ｂ）複数のワイヤレスハンドセットであって、各々の該ワイヤレスハンドセットは前記ベーストランシーバを介してベースユニットと共有するチャンネルでワイヤレスリンクを確立するハンドセットトランシーバを含み、各々の該ハンドセットトランシーバはハンドセット受信機を有し、前記システムの各受信機は、前記システムの送信機から、シンボルデータを表す拡散スペクトル信号を受信するためであり、各々の前記受信機は、
    （１）デローテートされた信号を供給するための逆回転信号に従って、前記拡散スペクトル信号をデローテートするデローテータと、
    （２）前記デローテートされた信号を受信し、かつ、前記デローテートされた信号に基づいて出力シンボルデータを供給する相関器と、
    （３）前記出力シンボルデータを受信し、かつ、前記拡散スペクトル信号の回転に基づいてキャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）位相誤差信号を発生するキャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）位相誤差推定器と、
    （４）シンボルレートの倍数で動作する誤差更新回路を備える、前記ＣＴＬ位相誤差信号に基づいて前記逆回転信号を発生するＣＴＬであって、前記ＣＴＬ位相誤差推定器によって発生されるＣＴＬ位相誤差は、前記シンボルレートで計算され、各拡散シーケンスの開始時において導入されるステップ誤差として、前記ＣＴＬに適用される、ＣＴＬと
    を有することを特徴とするワイヤレス電話システム。
  9. 各々の前記受信機は、
    前記送信機からＲＦ信号を受信し、かつ、前記ＲＦ信号に基づき自動ゲイン制御（ＡＧＣ）信号に従って、近ベースバンドアナログ信号を供給するＲＦ回路と、
    前記近ベースバンドアナログ信号を受信し、かつ、デジタル信号を供給するために前記近ベースバンドアナログ信号をサンプルするアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、
    前記デジタル信号を受信し、かつ、タイミング信号に従って前記拡散スペクトル信号を供給する内挿／タイミング回復ユニットと、
    並列相関器である前記相関器の出力に基づいて、前記ＣＴＬ位相誤差信号、ＡＧＣ誤差信号、および、タイミング誤差信号を発生するＣＴＬ位相誤差推定器を備えた誤差推定ユニットと、
    前記タイミング誤差信号に基づいて、前記タイミング信号を発生するタイミングループと、
    前記ＡＧＣ誤差信号に基づいて、前記ＡＧＣ信号を発生するＡＧＣループと、
    をさらに含むことを特徴とする請求項８に記載のシステム。
  10. 前記拡散スペクトル信号はダイレクトシーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）信号であり、
    シンボルを表す一連のチップを表す前記ＤＳＳＳ信号は、チップレートおよびシンボルレートによって特徴付けられ
    前記相関器は並列相関器であり、
    前記デローテータおよび前記並列相関器は、前記チップレートの倍数で動作し、
    前記ＣＴＬ位相誤差推定器は前記シンボルレートの倍数で動作し、
    前記ＣＴＬは、前記チップレートの倍数で動作するループフィルタと、前記チップレートの倍数で動作する数値制御発振器（ＮＣＯ）とを含む、
    ことを特徴とする請求項９に記載のシステム。
  11. 前記誤差更新回路は、先行する誤差が計算された直後における拡散シーケンスの開始時において、前記ループフィルタを１シンボルごとに１回イネーブルにし、
    前記ＣＴＬ位相誤差は、前記拡散シーケンスの開始時において、単一チップ周期内の前記ＮＣＯを更新するために使用されることを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
  12. 前記ワイヤレスリンクは、ハンドセットにタイムスロットを割り当てるＴＤＭＡ方式の排他的タイムスロットの間に各ハンドセットが通信する時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）リンクであることを特徴とする請求項８に記載のシステム。
  13. 複数の適応差動パルス符号変調（ＡＤＰＣＭ）データサンプルは、各タイムスロットの間に送信されることを特徴とする請求項１２に記載のシステム。
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