JP2003519955A - ダイレクトシーケンス拡散スペクトルシステムのためのキャリアトラッキングループ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ワイヤレス電話システムは、ベース受信機および複数のワイヤレスハンドセットを有するベーストランシーバを含む。各ハンドセットは、ベーストランシーバを介して、ベースユニットと共有するチャンネルでＤＳＳＳリンクを確立するためのハンドセットトランシーバを含む。各受信機、ベーストランシーバ、および、ハンドセットトランシーバは、システムの送信機から、シンボルデータを表す拡散スペクトル信号を受信する。システム内では、このような各受信機は、デローテートされた信号を供給するための逆回転信号に従って拡散スペクトル信号をデローテートするデローテータと、デローテートされた信号を受信し、かつ、デローテートされた信号に基づいて出力シンボルデータを供給する相関器と、出力シンボルデータを受信し、かつ、拡散スペクトル信号の回転に基づいてキャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）位相誤差信号を発生するＣＴＬ位相誤差推定器と、ＣＴＬ位相誤差信号に基づいて逆回転信号を発生するためのＣＴＬとを含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 （発明の背景） （発明の分野） 本発明は、キャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）に関し、より詳細には、ダ
イレクトシーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）システムにおける使用のための
ＣＴＬに関する。

【０００２】 （従来技術の説明） 送信機から受信機へのデジタルデータ伝送は、データが送信機によって送信さ
れること、および、受信機によって正常に回復(recover)または獲得(acquire)さ
れることを可能にするために、様々なデジタル信号処理技術を必要とする。デジ
タルワイヤレス電話システムにおいて、例えば、ワイヤレス（コードレス）電話
ハンドセットユニットは、外部電話ネットワークに標準的な電話回線を介して一
般的に接続されているベースユニットとワイヤレス信号を介して通信する。各ハ
ンドセットおよびベースは、送信機および受信機を有するトランシーバを具備す
る。このようなシステムにおいて、ユーザは、電話の呼(telephone call)におい
て、ベースユニットおよび電話ネットワークを介して、他のユーザと関わるため
に、ワイヤレスハンドセットを利用することができる。

【０００３】 マルチ回線(multi-line)ワイヤレス電話システムは、多くの電話ユーザとのビ
ジネスなどの様々な状況において使用されている。このようなシステムは、典型
的に時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）などの拡散スペクトル時間分割多重（Ｔ
ＤＭ）方式などのデジタル通信方式を使用して、最大Ｎ個のハンドセットとリア
ルタイムで通信するベースユニットを利用している。拡散スペクトルシステムに
おいて、帯域幅リソース(bandwidth resource)は、いわゆるシャノンの理論に従
って、性能ゲイン(performance gain)のために犠牲とされている。拡散スペクト
ルシステムの長所は、低出力スペクトル密度(low power spectral density、改
善された狭帯域干渉除去(narrowband interference rejection)、（符号の選択
を伴った）内蔵選択可能アドレス能力(built-in selective addressing capabil
ity)、および、固有チャンネル多重アクセス能力(inherent channel multiple a
ccess capability)を含む。拡散スペクトルシステムは、ダイレクトシーケンス
またはシーケンス（ＤＳ）、周波数ホッピング（ＦＨ）、チャープシステム(chi
rp system)、および、ハイブリッドＤＳ／ＦＨシステムを含めた様々な技術を採
用している。ＤＳ拡散スペクトルシステムは、ＤＳＳＳシステムと呼ばれること
もある。

【０００４】 ＴＤＭＡシステムにおいては単一のＲＦチャンネルが使用され、各ハンドセッ
トは、全体的なＴＤＭＡサイクルまたはエポック(epoch)内の専用のタイムスラ
イス(dedicated time slece)またはタイムスロット(time slot)の間、音声デー
タパケット並びに非音声データパケットを送受信する。他の通信方式は、周波数
分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）、および、
それらの方式の組み合わせを含む。キャリアレス振幅／位相（ＣＡＰ）および直
交振幅変調（ＱＡＭ）などの様々な変調方式が採用されている。

【０００５】 デジタルデータは、一般的に、ＲＦチャンネルなどの伝送媒体を介して、変調
された信号として伝送される。（デジタル通信のためにしばしば使用される他の
伝送媒体は、非対称デジタル加入者ループ（ＡＤＳＬ）システムまたはケーブル
モデムシステムを含む。）二進法の数字（ビット）のストリームの形になったデ
ジタルデータは、まず、各々が複数のビットを表すことができるシンボルのスト
リームにマッピングされる。コンステレーション(constellation)は、与えられ
た信号方式のための全ての可能なシンボルの集合である。シンボルは、パルス振
幅変調（ＰＡＭ）におけるような実数の振幅レベルの集合、または、直交位相シ
フトキーイング（ＱＰＳＫ）におけるような複素平面内の円周上の点の集合（円
周上の９０度の位相だけ離れた４つの点）、または、ＱＡＭにおけるような複素
平面上の異なった振幅および位相の点の配列とすることができる。ビットの集合
は、ルックアップテーブル（例えば、ＲＯＭ）によって、シンボルにマッピング
される。信号コンステレーション(signaling constellatin)内のシンボルの数は
、符号化方式(encoding scheme)に依存する。例えば、各ＱＰＳＫシンボルは、
各々がビットパターン００、０１、１０、および、１１をそれぞれ表す４つのシ
ンボル１＋ｊ、１−ｊ、−１＋ｊ、−１−ｊを使用して、２ビットの入力データ
ストリームを表す。このような複素デジタルシンボルの実数部分は、インフェイ
ズまたは「Ｉ」データと呼ばれ、虚数部分は直交または「Ｑ」データと呼ばれ、
ＩとＱの組を作り出す。

【０００６】 複素データシステムにおいて与えられた入力データ値を伝送するため、伝送さ
れる入力データ値は、実数および虚数の軸ＩおよびＱを有する複素信号コンステ
レーション上の対応するコンステレーション点のシンボルの組、または、座標Ｉ
、Ｑの組にマッピングされる。続いて、本来のデータ値を表すこれらのＩ、Ｑシ
ンボルは、変調されたチャンネルによって、データパケットの一部として伝送さ
れる。受信機は、Ｉ、Ｑの組を回復させ、それからコンステレーションの位置を
決定し、本来の入力データ値またはそれの近い近似を供給するために、逆マッピ
ング(reverse-mapping)を行うことができる。

【０００７】 ＤＳＳＳタイプの拡散スペクトルシステムにおいて、各シンボルは、（いくつ
かの方式では１または−１のいずれかであってよい）シンボルの回数に特定の長
さ（チップ数Ｃ）の擬似乱数（ＰＮ）バイナリストリングの数をかけることによ
って一般的に導出される「サブシンボル」または「チップ」のストリングによっ
て伝送される。したがって、このようなシステムは、シンボルレートに関係付け
られているチップレートによって特徴付けられる。拡散スペクトルシステムも、
一般に、複素フォーマットであってもなくても、および、ＴＤＭＡシステムにお
いてであってもなくても、いかなるデジタルデータを伝送するために使用するこ
とができる。

【０００８】 したがって、ＤＳＳＳシステムにおいて、信号は、シンボルの連続する「チッ
プ」によって、連続するシンボルを表す。受信された信号は、サンプルを提供す
るためにサンプリングされる。したがって、サンプルは、シンボルを表すチップ
を自身が表す信号を表す。

【０００９】 トランシーバの受信機側は、今度はシンボルを表す信号を表すサンプルを供給
するアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）を使用して、受信された信号をサンプ
リングする。トランシーバの送信機側は、シンボルを、デジタル／アナログ変換
器（ＤＡＣ）を使用して、信号を構成するアナログサンプルに変換する。

【００１０】 上述したように、デジタルデータ伝送は、伝送されるデータが送信機（例えば
、ベースユニットトランシーバの送信機）によって送信され、受信機（例えば、
特定のハンドセットトランシーバの受信機）によって正常に回復されることを可
能にするために、様々なデジタル信号処理技術を必要とする。例えば、拡散スペ
クトルデジタルワイヤレス電話システムにおけるデータ伝送の受信機側は、送信
されたＲＦ信号からデータを回復する(recover data)ための様々な機能を採用し
ている。これらの機能は、シンボル同期のためのタイミング回復(timing recove
ry for symbol synchronization)、キャリア回復(carrier recovery)（周波数復
調(frequency demodulation)）、および、ゲインを含むことができる。したがっ
て、受信機は、中でも、各リンクのための自動ゲイン制御（ＡＧＣ）ループ、キ
ャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）、および、タイミングループを含む。

【００１１】 タイミング回復は、受信機のクロック（基準時間(timebase)）が送信機のクロ
ックに同期される処理である。これは、受信されたシンボル値の決定志向処理(d
ecision-directed processing)に関連したスライシング誤差(slicing error)の
可能性を低減するために、受信された信号が時間の最適な点においてサンプリン
グされることを可能にする。いくつかの受信機において、受信された信号は、複
数の送信機シンボル（または、チップ）レートでサンプリングされる。例えば、
いくつかの受信機は、送信機シンボル（または、チップ）レートの２倍で、受信
された信号をサンプリングする。いかなる場合でも、受信機のサンプリングクロ
ックは、送信機のシンボルクロックに同期されなければならない。キャリアの回
復は、変調ベースバンド情報の回復を可能にするために、より低い中間パスバン
ド(intermediate passband)に周波数シフトされた後の受信されたＲＦ信号がベ
ースバンドに周波数シフトされる処理である。例えば、受信された信号に対する
送信チャンネルの妨害の効果(effect of transmission channel disturbance)を
補償(compensate)することを支援するために、ＡＧＣは信号の強度を追跡し、ゲ
インを調整する。他の等化技術(equalization technique)とともに、ＡＧＣは、
送信チャンネルの妨害によって生じるシンボル間干渉（ＩＳＩ: intersymbol in
terference）を除去することを支援できる。ＩＳＩは、特定のシンボルの値を、
先行および後続のシンボルの値によって歪ませる。これら、および、関連する機
能、および、関連する変調方式およびシステムは、Ｅｄｗａｒｄ Ａ．Ｌｅｅお
よびＤａｖｉｄ Ｇ．Ｍｅｓｓｅｒｓｃｈｍｉｔｔによる「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃ
ｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、第２版」（１９９４年、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅ
ｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、ボストン）に非常に詳細に検討されている。

【００１２】 ＴＤＭＡに基づく多回線ワイヤレス電話システムなどのバーストモードまたは
ＴＤＭＡ通信システムにおいて、キャリアループの迅速な獲得は、利用可能な帯
域幅を効率的に利用するために必要である。例えば、ＴＤＭＡに基づくデジタル
多回線ワイヤレス電話システムは、トランシーバを有するベースユニットが、パ
ケット伝送間にガード時間Ｔｇを伴って、時間間隔Ｔｄにわたって、連続して、
異なったハンドセットと送信、および受信する図２に示す構造(structure)２０
０などのＴＤＭＡ音声パケット構造を使用することができる。ガード時間(guard
time)は、送信機が電源を切断することを可能にするため、および、受信機が電
源を投入することを可能にするために確立される。受信機は、各パケットについ
て同期しなければならない。同期の間、データは信頼性が低く、そのため、シス
テム帯域幅効率(system bandwidth efficiency)は、システムを同期するために
使用されている時間のために、低減される。したがって、この同期時間を最小に
抑える、または、低減すること、すなわち、キャリアループのより迅速な獲得(a
cquisition)に備えておくことは、重要である。

【００１３】 したがって、ＤＳＳＳ多回線ワイヤレス電話システムにおいては、全ての拡散
スペクトルシステムにおけるように、特に、正確かつ迅速なキャリアトラッキン
グに備えるために、システム内の各トランシーバが、送信された信号を正確かつ
迅速に受信することが可能であることが重要である。したがって、拡散スペクト
ル通信システムにおけるキャリアトラッキングのための改良された技術、および
、したがって、改良されたＣＴＬおよびＣＴＬ技術に対する必要性がある。

【００１４】 （概要） ワイヤレス電話システムは、ベース受信機(base receiver)および複数のワイ
ヤレスハンドセット(wireless handset)を有するベーストランシーバ(base tran
sceiver)を含む。各ハンドセットは、ベーストランシーバを介して、ベースユニ
ットと共有するチャンネルでＤＳＳＳリンクを確立するためのハンドセットトラ
ンシーバを含む。各受信機、ベーストランシーバ、および、ハンドセットトラン
シーバは、システムの送信機から、シンボルデータを表す拡散スペクトル信号を
受信する。システム内では、このような各受信機が、デローテートされた信号(d
erotated signal)を供給するための逆回転信号(counter-rotating signal)に従
って拡散スペクトル信号をデローテート(derotate)するデローテータ(derotator
)、デローテートされた信号を受信するため、および、デローテートされた信号
に基づいて出力シンボルデータを供給するための相関器(correlator)、出力シン
ボルデータを受信するため、および、拡散スペクトル信号の回転に基づいてキャ
リアトラッキングループ（ＣＴＬ）位相誤差(phase error)信号を発生するため
のＣＴＬ位相誤差推定器(phase error estimator)、および、ＣＴＬ位相誤差信
号に基づいて逆回転信号を発生するためのＣＴＬを含む。

【００１５】 （好ましい実施形態の説明） 本発明において、受信機の復調器における、決定に基づいたキャリアトラッキ
ングループ（ＣＴＬ）からの誤差(error)は、シンボル周期全体(entire symbol
period)にわたってではなく、１つのチップ周期内のチップレート発振器を更新
するために使用される。ＣＴＬの数値制御発振器（ＮＣＯ）は、相関周期(corre
lation period)の間に位相または周波数を変化させず、他の実施形態では、、相
関の間にＮＣＯ変化が起こるため、これは、次のシンボル周期にわたって、有効
な相関(valid correlation)の公算(likelihood)を高める。

【００１６】 図１には、本発明の実施形態による拡散スペクトルＴＤＭＡ多回線デジタルワ
イヤレス電話システム１００のブロック図が示されている。ＴＤＭＡシステム１
００は、受信機および送信機ユニット、それぞれ１１２および１１１を有し、電
話回線１１５を介して外部電話ネットワーク１１６に結合されているベースユニ
ット１１０を含む。システム１００は、同じく、Ｎ個のワイヤレスハンドセット
１２０₁、１２０₂、．．．１２０_Nも含む。各々は、ハンドセット１２０₁の送信
機１２１および受信機１２２などの送信機および受信機ユニット（トランシーバ
）を有する。一実施の形態においては、受信機および送信機ユニット１１２およ
び１１１がＮ個の全トランシーバユニットに、Ｎ個のワイヤレスハンドセットの
各々を１つずつ供給するように、受信機ユニット１１２は、Ｎ個の分離した受信
機を含み、送信機ユニット１１１は、Ｎ個の分離した送信機を含む。いかなる特
定の時刻においても、Ｍ個のハンドセット（０≦Ｍ≦Ｎ）は、動作中または起動
されている（すなわち、電話の呼を行うプロセスにある）。一実施の形態におい
て、システム１００は、動作中の各ハンドセットがそれ自身の「タイムスライス
」またはスロットの間にデータを送信または受信するだけであるデジタルＴＤＭ
Ａ方式を採用している。したがって、システム１００は、ベース局１１０と各ハ
ンドセット１２０_i（１≦ｉ≦Ｎ）との間にワイヤレスネットワークを提供する
。

【００１７】 誤差を削減するために、システム１００は、好ましくは、ブロック誤差コーデ
ィング(block error coding)を採用する。一実施の形態において、タイムスライ
ス(time slise)の間、ブロックコード(block code)を備えた推奨(recommendatio
n)ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２１またはＧ．７２７などの（ＡＤＰＣＭ（適応差分パル
ス符号変調: adaptive differential pulse code modulation）サンプルなどの
）デジタルで圧縮されたオーディオパケット(audio packet)が送信される。これ
は、例えば、１６個のＡＤＰＣＭサンプルが、オーディオパケット毎に送信され
ることを可能にする。ブロックコードおよびＡＤＰＣＭは、ワイヤレス電話の振
るまいが標準的な有線電話(standard corded phone)の振るまいを模倣すること
を可能にする、それらの短い待ち時間のために、より好まれる。従来の符号(con
ventional code)、または、ターボコード(turbo code)、ＬＰＣ（線形予測可能
符号化）などのより強力なソースコーディング(source coding)、変換コーディ
ング(transform coding)、または、ホルマントコーディング(formant coding)な
どのチャンネルコードは、システムを等化コード化された電話(equivalent-cord
ed telephone)から遠ざけるさらなる遅延を発生させる。ベースユニットおよび
ハンドセットの受信機１１２、１２２は、図４〜６を参照して以下にさらに詳細
に述べる、キャリアループの改良された獲得(acquisition)に備える復調器アー
キテクチャ(demodulator architecture)を採用している。

【００１８】 図２には、本発明の実施形態による図１のデジタルワイヤレス電話システム１
００において使用されるＴＤＭＡオーディオパケット構造２００の概略図が示さ
れている。構造２００は、オーディオパケット２２０などの８個のオーディオパ
ケットを含むデジタルデータの２ミリ秒（Ｔｄ）のフィールド２１０を含む。各
オーディオパケットは、システムのデータチャンネル上でデータを受信または送
信する他のハンドセットがない、全体的な「エポック」方式における特定のタイ
ムスロットの間、ベースユニットから特定のハンドセットへ、または、その逆の
いずれかに送信されたオーディオデータの集合である。各パケットは、ベースユ
ニット１１０から特定のハンドセット１２０へ送信され、または、これからベー
スユニット１１０によって受信されているかどうかを示すため、ＴｉまたはＲｉ
とラベル付けされている。

【００１９】 本発明において、２ミリ秒のＴＤＭＡフィールドサイクルの間、ボイスデータ
(voice data)は、ボイスデータの１６個のサンプルを含むパケット内で交換(exc
hange)される。システム１００の動作の１つのモードにおいて、これらのサンプ
ルは、４ビットのＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２１またはＧ．７２７ ＡＤＰＣＭサンプ
ル（すなわち、３２キロビット／秒のＡＤＰＣＭ信号）である。Ｇ．７２７ ３
または２ビットのＡＤＰＣＭサンプル（それぞれ２４または１６キロビット／秒
のＡＤＰＣＭ信号）に変化させることによって、追加の１６または３２ビットが
各パケット内の符号化のために供給される。

【００２０】 一実施の形態において、ＴＤＭＡ電話システムは、送信機１１１、１２１がＤ
ＳＳＳ変調器を採用し、受信機１１２、１２２がＤＳＳＳ復調器を採用するＱＰ
ＳＫ ＤＳＳＳシステムである。図３を参照すると、図１のＴＤＭＡシステムの
送信機１１１、１２１に採用されるＤＳＳＳ変調器３００およびシステムサンプ
ルレートを示すブロック図が示される。ＤＳＳＳ変調器３００は、データソース
３２１、シンボル発生器(symbol generator)３２２、チップ発生器(chip genera
tor)３２３、および、パルス整形フィルタ(pulse shaping filter)３２４を含む
。シンボルレートＦｓに関したデータおよびサンプリングレートは、図３に示す
通りである。データソース３２１は、シンボルレートの２倍もしくは２Ｆｓでデ
ータを供給し、シンボル発生器３２２は、ＩおよびＱのシンボルの組を、それぞ
れシンボルレートＦｓで供給する。チップ発生器３２３は、長さｎのＰＮシーケ
ンスによって、シンボル発生器３２２の各出力を増倍する。したがって、各シン
ボルは、ｎ個の「サブシンボル(sub-symbol)」または「チップ」のストリング(s
tring)によって送信される。その結果として、ｎ個のチップが、ｎＦｓのレート
で各シンボルについて発生される。パルス整形フィルタ（ＰＳＦ）３２４は、デ
ータチップをゼロパッド(zero pad)し、チップ当り２つのサンプル、または、２
ｎ個のサンプル／シンボル、すなわち、２ｎＦｓのレートで信号を発生する。し
たがって、自身がチップを表すアナログＲＦ信号が送信される。このように、Ｄ
ＳＳＳタイプのシステムにおいて、信号は、連続するチップの手段によって、連
続するシンボルを表す。

【００２１】 受信機側において、受信された信号は、サンプルを供給するためにサンプリン
グされる。これらのサンプルは、今度はシンボルを表すチップを自身が表す信号
を表す。

【００２２】 図４には、本発明の実施形態による図１のＴＤＭＡシステム１００の受信機の
ＤＳＳＳ復調器(DSSS demodulator)４００を示すブロック図が示されている。復
調器４００は、ハンドセットの受信機１２２、または、ベースユニット１１０の
受信機１１２の一部とすることができる。復調器４００は、ＤＡＣ４０６および
ＡＧＣループ４４０からのＡＧＣフィードバックに従ってＲＦ信号を受信するた
め、および、ＡＤＣ４０１に近ベースバンド信号(near baseband signal)を供給
するためのＲＦ回路４１０を含む。ＡＤＣ４０１は、２×チップレートで近ベー
スバンド信号に印加されている固定クロック(fixed clock)を使用して近ベース
バンド信号をサンプリングし、したがって、ＤＳＳＳ入力信号を供給する。この
信号は、並列相関器(parallel correlator)を通過したデータから信号の誤差を
導出する内挿／タイミング回復(interpolation/timing recovery)メカニズム４
０２に印加される。内挿／タイミングユニット４０２の出力は、実際のＲＦキャ
リア周波数と（復調を制御するために使用される）受信機の発振器の周波数との
間の周波数の差で複素平面上を回転(rotate)する近ベースバンドＤＳＳＳ信号で
ある。この信号は、回転のないベースバンド(baseband without rotation)にあ
る信号内となる、キャリアトラッキングループ（ＣＴＬ）４３０（逆回転信号:
counter-rotating signal）によって計算された逆回転信号にしたがって、逆位
相の回転(rotation of opposite phase)によって、回転近ベースバンド信号(rot
ating near-baseband signal)を増倍(multiply)するデローテータ４０３に印加
される。キャリアトラッキングループ４３０のフィードバックシステムは、ＮＣ
Ｏ４３３内に逆回転信号を発生することによって、位相誤差を最小に抑えようと
試みる。ＣＴＬ４３０は、誤差推定器(error estimator)４０５から受信される
ＣＴＬ位相誤差に基づいて、この逆回転信号を発生する。したがって、デローテ
ータ４０３は、並列相関器４０４などの相関器に位相訂正された信号(phase cor
rected signal)を送る。

【００２３】 並列相関器４０４の出力におけるシンボルストリームは、（図示しない）順方
向誤差訂正（ＦＥＣ）システムに印加される。相関ピーク（ＣＯＲＲ ＰＥＡＫ
）の検出は、入来するＳＮＲ（信号雑音比）信号のレベル、および、キャリアと
タイミングのオフセットに依存する。したがって、デローテータ４０３の出力は
、並列相関器４０４の入力に印加され、並列相関器４０４は、（図示しない）Ｆ
ＥＣ回路にシンボルレートで出力シンボルデータを供給し、同じく、このシンボ
ルデータおよび相関ピーク（ＣＯＲＲ ＰＥＡＫ）データを誤差推定器に４０５
に印加し、誤差推定器４０５は、理解されるように、並列相関器の出力（すなわ
ち、シンボルデータおよび／またはＣＯＲＲ ＰＥＡＫデータのいずれか）に基
づいて、キャリア、タイミング、および、ＡＧＣループのための誤差信号（すな
わち、ＣＴＬ位相誤差、タイミング誤差、および、ＡＧＣ誤差信号）を供給する
。

【００２４】 理解されるように、クロック回復(clock ricovery)のためのタイミング誤差推
定(timing error estimation)は、通常、通信システムに採用されている。タイ
ミング回復の従来方法では、入来する信号(incoming signal)に基づいてタイミ
ング誤差を推定し、その誤差をフィルタリングし、ローカルに発生されたクロッ
クの位相を調整するためのＶＣＸＯを駆動するフィードバック制御システムが含
まれている。例えば、決定タイミング誤差の推定(decision timing error estim
ation)は、Ｇａｒｄｎｅｒのアルゴリズム（Ｆ．Ｍ．Ｇａｒｄｎｅｒによる「Ａ
ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ Ｔｉｍｉｎｇ−Ｅｒｒｏｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ ｆｏｒ
Ｓａｍｐｌｅｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」、ＩＥＥＥ通信に関する会報、１９８
６年５月、４２３〜４２９ページ）のような非決定志向技術(non-decision dire
cted technique)を使用して、ときどき採用されている。Ｍｕｌｌｅｒ ａｎｄ
Ｍｕｅｌｌｅｒアルゴリズム（Ｋ．Ｈ．ＭｕｅｌｌｅｒおよびＭ．Ｍｕｌｌｅ
ｒによる「Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｉｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｃ
ｈｒｏｎｏｕｓ Ｄａｔａ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」、ＩＥＥＥ通信に関する会報
、１９７６年５月、５１６〜５３０ページ）のような決定志向技術(decision di
rected technique)も、ときどき採用されている。

【００２５】 しかし、本発明においては、誤差推定器(error estimator)４０５が、信号の
受信および回復を改善するように、タイミング、キャリアオフセット、および、
ＡＧＣループを追跡／調整(track/adjust)するために、並列相関器４０４から発
生されたデータを使用する。特に、内挿／タイミング回復４０２は、タイミング
ループ４２０からのタイミングフィードバックに従って、シンボル同期のために
サンプリング位相を調整し、信号および周波数をデローテートするデローテータ
４０３は、キャリアループまたはＣＴＬ４３０からのキャリアフィードバックに
従って、信号をベースバンドにシフトする。したがって、デローテータ４０３は
、位相訂正された信号を並列相関器４０４に送る。並列相関器４０４は、誤差推
定器４０５にシンボルおよび相関ピークデータ(correlation peak data)を供給
し、以下にさらに詳細に説明するように、これらに基づいて、誤差推定器４０５
は、信号の獲得を改良するために、制御ループ４３０、４２０、４４０のために
復調パラメータ(demodulation parameter)を調整する。タイミングループ４２０
は、受信機におけるサンプリング同期を確立するために使用され、そのため、サ
ンプリングは、適切な時刻に行われる。

【００２６】 ＣＴＬ４３０によって制御されるデローテータ４０３は、並列相関器４０４の
後の代わりに、並列相関器４０４の前に置かれ、したがって、シンボルレートの
倍数よりもチップレートの倍数で動作することが注目される。これは、改良され
たキャリアトラッキングを有利に考慮する。ＣＴＬ４３０で訂正（デローテート
）されている信号は、２ｎＦｓのレート（すなわち、チップレート）の信号であ
るが、ＣＴＬ位相誤差は、シンボルレートＦｓで発生される。したがって、デロ
ーテータ４０３によって供給されたデローテートされた信号は、特定の受信機の
復調器４００内の並列相関器４０３に進む。

【００２７】 理解されるように、ＰＮシーケンス長さに関した速い回転（＞３０度／ＰＮシ
ーケンス周期）は、相関を劣化させる。したがって、本発明の復調器は、システ
ム内の相関間の境界の近くにあるシンボル間の境界の直後に、全てのＣＴＬ誘発
デローテーションを強制的に発生させる。これは、２つの利益をもたらす。これ
は、よりよい相関のために並列相関器４０４内に信号の回転を減少させ、先行す
るシンボルからのＣＴＬ相関を次のシンボルに即座に適用する。対照的に、ＤＳ
ＳＳ復調器における従来の手法において、ＣＴＬ相関は、各シンボル周期にわた
って拡散される。

【００２８】 図５を参照すると、図４に示したＤＳＳＳ復調器アーキテクチャ４００のＣＴ
Ｌ態様を示すブロック図が示される。図５に示すように、点線の左にある構成要
素における全ての信号処理は、チップレート２ｎＦｓの倍数で行われる一方、点
線の右にある構成要素における信号処理は、シンボルレートＦｓの倍数で行われ
る。ＡＤＣ４０１からのＤＳＳＳ入力信号は、内挿／タイミング回復ブロック４
０２のＰＳＦ４３５に印加され、これの出力は、上記に示すように、並列相関器
４０４の入力に結合されているデローテータ４０３に供給される。誤差推定器４
０５のＣＴＬ位相誤差推定器サブユニット４１１は、並列相関４０４によるシン
ボルデータ出力を受信し、ＣＴＬ位相誤差信号をＣＴＬ４３０に供給する。図示
するように、ＣＴＬ４３０は、誤差更新回路４３１、ループフィルタ４３２、お
よび、ＮＣＯ４３３を含む。ＣＴＬ４３０において、誤差更新回路４３１はシン
ボルレートで動作する一方、ループフィルタ４３２およびＮＣＯ４３３はチップ
レートで動作する。

【００２９】 本発明において、復調器４００は、シンボルレートで計算されるＣＴＬ位相誤
差を取り込み、これを、各拡散シーケンスの開始において誘発されたステップ誤
差として適用する。一実施の形態において、誤差更新回路(error update circui
t)４３１は、先行する誤差(previous error)が計算された直後の拡散シーケンス
の開始時において、ループフィルタ４３２のレジスタをシンボル当り１回有効に
することによって、これを実施する。２ｎ個の更新の代わりに１個のフィルタ更
新があるため、ループフィルタ４３２のゲインがＰＮシーケンス長さだけ変倍し
なければならないことに注目すべきである。

【００３０】 図６を参照すると、図５のＣＴＬ４３０をさらに詳細に示すブロック図が示さ
れる。特に、図６はループフィルタ４３２およびＮＣＯ４３３をさらに詳細に示
す。ループフィルタ４３２は、それぞれ信号ｋｐ、ｋｉを受信するローテータ(r
otator)６０１、６０２を含む。ループフィルタ４３２は、ｋｐ倍の誤差信号を
ｋｉ倍の積分誤差信号と組み合わせる標準的な二次フィルタである。定数ｋｐ、
ｋｉは、ループの安定性(stability)および収斂時間(convergence time)を決定
し、したがって、ループが即座に獲得するのを支援する値に初期化される一方、
安定性を維持する。これらの値を増加させることはループの帯域幅を広げ、迅速
な獲得(fast acquisition)を可能にする一方、これらの定数を減少させることは
帯域幅を狭め、これがループ内のノイズを低減する。より広い帯域幅は獲得のた
めに採用することができ、より狭い帯域幅は、ロックが確立されたなら、トラッ
キングのために採用することができる。

【００３１】 ループフィルタ４３２は、同じく、加算器(summer or adder)６１３、および
、ループフィルタ積分器(loop filter integrator)６１５も含む（示すように、
加算器(adder)６１１および遅延ユニット(delay unit)６１２はフィードバック
と結合されている）。ＮＣＯ４３３は、ＮＣＯ積分器６２５（加算器６２１およ
び遅延ユニット６２２）、および、逆回転信号(counter-rotating signal)（デ
ローテーション制御信号(derotation control signal)）をデローテータ４０３
に供給するＳＩＮ／ＣＯＳルックアップテーブル（ＬＵＴ）ユニット６２３を含
む。

【００３２】 ＣＴＬ位相誤差は、シンボル毎を基本として作成される。ＤＳＳＳシステムは
、シンボルを表現するために多くのチップを使用する。シンボルに広がる全ての
チップにわたって位相を印加するより、位相誤差は、チップレートの倍数で動作
するタイミング回復およびパルス整形ブロック４０２の出力の１サンプルの周期
にわたって、ループフィルタに印加される。

【００３３】 図７を参照すると、図４に示した復調器アーキテクチャの様々なサンプル間の
タイミング関係を示すタイミング図７００が示される。特に、タイミング図７０
０は、タイミング回復およびパルス整形ブロック４０２からのサンプル、並列相
関器４０４、ＣＴＬ位相誤差推定器４１１からのタイミング誤差、および、ルー
プフィルタ制御およびＮＣＯ出力の間の関係を示す。誤差更新回路４３１は、単
に、（４１１からの）ＣＴＬ位相誤差信号を構成するビットに対するＡＮＤゲー
トであってもよく、ＰＮシーケンス長さがシンボル時間に対して持続時間が等し
い時に、（図５の境界内に示すように、チップレートの倍数で動作する）ループ
フィルタおよびＮＣＯを、各相関の第１のサンプルのみについての誤差を強制的
に得させる。

【００３４】 他の実施形態では、、比例する誤差が相関周期にわたって定数であるので、誤
差更新(error update)は、積分器６１５の更新を制御することのみを必要とする
。これは、ＮＣＯが相関シーケンスの開始において位相を１回変更すること、お
よび、相関シーケンスの残り部分のための安定した発振器に留まることを可能に
する。このため、相関器は、相関のほとんど全体について、周波数訂正されたサ
ンプル(frequency corrected sample)を認識(see)する。そうではなく、誤差が
相関周期全体(entire correlation period)にわたって印加された場合、積分器
６１５が相関周期にわたって誤差を蓄積する間に、発振器は、各サンプルについ
て周波数を変化させる。この周波数を変化させることは、同じ規模の段階的な周
波数変化と比較して、相関の性能が劣化する。

【００３５】 したがって、本発明においては、ループフィルタ積分器６１５は、ＰＮシーケ
ンス周期当り１回更新され、ＣＴＬ相関周波数（ループフィルタ４３２の出力）
を所望の場所に移動することによって生じた回転のいかなる変化も除去する。ル
ープフィルタ積分器６１５は、好ましくは、並列相関器４０４が相関から即座に
利益を得るように、ＰＮシーケンスの開始において更新される。

【００３６】 したがって、本発明において、受信機の復調器の決定に基づいたＣＴＬからの
誤差は、シンボル周期全体にわたって妨害されたように１つのチップ周期におい
て、チップレート発振器（チップレートの倍数で動作するＮＣＯ４３３）を更新
するために使用される。これは、相関周期の間にＣＴＬのＮＣＯが位相または周
波数を変化させず、その代わりに、ＮＣＯの変化が相関間で発生するため、次の
シンボル周期にわたる有効な相関の見込みを高める。

【００３７】 以下に示す表１は、ＤＳＳＳ受信機における従来のＣＴＬ手法と本発明の考え
られる３つの実施形態を比較したものである。

【００３８】

【表１】

【００３９】 上記の表１において、ループフィルタ積分ゲイン(loop filter integral gain
)は、ＣＴＬからのどのくらい多くの誤差が周波数オフセットを見積もるために
積分されるかを制御するスケールファクタである。伝統的な（従来の）手法につ
いて、ｋｉが安定した動作をもたらすようにこれを選択すると仮定する。伝統的
な手法は、誤差が相関周期全体にわたって適用される上記に説明した従来の手法
である。他の手法については、誤差がチップレートの倍数で１個のサンプルクロ
ックにおいて取り込まれる。シンボル当りｍ個のサンプルがあるので、本発明で
は、ループがレートの１／ｍで更新される時に、従来の手法において問題に対し
て供給された誤差をｍ回供給する。

【００４０】 出力クロックは、ＮＣＯ（出力ＮＣＯブロック）を更新するクロックを指す。
表１の「好ましい実施形態」において、積分器６１５は、（タイミング図７００
に関するループフィルタ制御における）相関周期の開始時において１回有効とさ
れる。比例する誤差(proportional error)は、変化せずに通り過ぎる。第１の代
案となる実施形態において、ループフィルタ積分器を動作させるために、シンボ
ルクロックまたは遅延されたシンボルクロックが使用される。第２の代案となる
実施形態において、クロックループフィルタ積分器は、チップレートの倍数（内
挿／タイミング回復ブロック４０２の出力のサンプルレート）で実行されるが、
相関シーケンスの開始時におけるゲート誤差(gate error)（例えば、タイミング
図７００におけるループフィルタ制御信号を使用する）は、上記に説明したよう
に動作する。

【００４１】 理解されるように、本発明のＣＴＬは、いかなるＤＳＳＳ受信機にも適用可能
である。代案となる実施形態において、本発明は、ＴＤＭＡ、ＣＤＭＡ、および
、ＦＤＭＡを含めたＤＳＳＳシステムの他のタイプで実施することもできる。

【００４２】 当業者は、本発明の原理による、上記に説明したワイヤレスシステムについて
、ベースユニット１１０が、セル方式電話ネットワーク内のセルの１つで機能す
るベース局を代表するセル方式システムであってもよいことを認識する。

【００４３】 本発明の性質を説明するために、上記に説明し、示した各部分の詳細、材料、
および、配置に対する様々な変更が、冒頭の特許請求の範囲に述べた本発明の原
理および範囲から逸脱することなく、当業者によって行われることが可能である
ことが理解される。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施の形態によるＴＤＭＡ多回線デジタルワイヤレス電話システム
を示すブロック図である。

【図２】 本発明の一実施の形態による図１のデジタルワイヤレス電話システムに使用さ
れるＴＤＭＡオーディオパケット構造を示す図である。

【図３】 図１のシステムの送信機で採用されるＤＳＳＳ変調器およびシステムサンプル
レートを示すブロック図である。

【図４】 本発明の一実施の形態による図１に示した受信機のＤＳＳＳ復調器を示すブロ
ック図である。

【図５】 図４に示したＤＳＳＳ復調器アーキテクチャのキャリアトラッキングループ（
ＣＴＬ）態様を示すブロック図である。

【図６】 図５のＣＴＬをさらに詳細に示すブロック図である。

【図７】 図４に示した復調器アーキテクチャの様々なサンプル間のタイミングの関係を
示すタイミング図である。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１３年１２月１１日（２００１．１２．１１）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ， ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ， ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｂ Ｚ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ， ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，Ｊ Ｐ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ， ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，Ｒ Ｕ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ， ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 ドン−チャン シウエ アメリカ合衆国 46033 インディアナ州 カーメル ブリッジャー ノース ドラ イブ 3772 (72)発明者 ポール ゴザード ナットソン アメリカ合衆国 46219 インディアナ州 インディアナポリス サウス エマーソ ン アベニュー 148 (72)発明者 クマー ラマスワミー アメリカ合衆国 08536 ニュージャージ ー州 プレーンズボロ タマロン ドライ ブ 7701 Ｆターム(参考） 5K022 EE01

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信機からのシンボルデータを表す拡散スペクトル信号を受
   信するための受信機であって、 （ａ）デローテートされた信号を供給するための逆回転信号に従って、前記拡
   散スペクトル信号をデローテートするデローテータと、 （ｂ）前記デローテートされた信号を受信するため、および、前記デローテー
   トされた信号に基づいて出力シンボルデータを供給するための相関器と、 （ｃ）前記出力シンボルデータを受信するため、および、前記拡散スペクトル
   信号の回転に基づいてＣＴＬ位相誤差信号を発生するためのキャリアトラッキン
   グループ（ＣＴＬ）位相誤差推定器と、 （ｄ）前記ＣＴＬ位相誤差信号に基づいて逆回転信号を発生するためのＣＴＬ
   を含むことを特徴とする受信機。
2. 【請求項２】 送信機からＲＦ信号を受信するため、および、前記ＲＦ信号
   に基づいて、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）信号に従って、近ベースバンドアナログ
   信号を供給するためのＲＦ回路と、 デジタル信号を供給するために近ベースバンドアナログ信号をサンプリングす
   るためのアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、 前記デジタル信号を受信するため、および、タイミング信号に従って前記拡散
   スペクトル信号を供給するための内挿／タイミング回復ユニットと、 並列相関器である相関器の出力に基づいて、ＣＴＬ位相誤差信号、ＡＧＣ誤差
   信号、および、タイミング誤差信号を発生するためのＣＴＬ位相誤差推定器を含
   む誤差推定ユニットと、 前記タイミング誤差信号に基づいて、タイミング信号を発生するためのタイミ
   ングループと、 前記ＡＧＣ誤差信号に基づいて、ＡＧＣ信号を発生するためのＡＧＣループを
   さらに含むことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 【請求項３】 前記拡散スペクトル信号が、ダイレクトシーケンス拡散スペ
   クトル（ＤＳＳＳ）信号であることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
4. 【請求項４】 前記ＤＳＳＳ信号が、時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）Ｄ
   ＳＳＳ信号であることを特徴とする請求項３に記載の受信機。
5. 【請求項５】 前記相関器が並列相関器であり、 シンボルを表す一連のチップを表す前記ＤＳＳＳ信号が、チップレートおよび
   シンボルレートによって特徴付けられ、 前記デローテータおよび前記相関器が、前記チップレートの倍数で動作し、 前記ＣＴＬ位相誤差推定器が前記シンボルレートの倍数で動作することを特徴
   とする請求項３に記載の受信機。
6. 【請求項６】 前記ＣＴＬが、前記シンボルレートの倍数で動作する誤差更
   新回路、前記チップレートの倍数で動作するループフィルタ、および、前記チッ
   プレートの倍数で動作する数値制御発振器（ＮＣＯ）を含むことを特徴とする請
   求項５に記載の受信機。
7. 【請求項７】 前記ＣＴＬ位相誤差推定器によって発生される前記ＣＴＬ位
   相誤差が、前記シンボルレートで計算され、各拡散シーケンスの開始において導
   入されるステップ誤差として、前記ＣＴＬに印加されることを特徴とする請求項
   ６に記載の受信機。
8. 【請求項８】 前記誤差更新回路が、先行する誤差が計算された直後の拡散
   シーケンスの開始において、ループフィルタをシンボル当り１回有効にし、前記
   ＣＴＬ位相誤差が、前記拡散シーケンスの開始において、単一のチップ周期内の
   前記ＮＣＯを更新するために使用されることを特徴とする請求項７に記載の受信
   機。
9. 【請求項９】 前記受信機が、ワイヤレス電話システムの複数のトランシー
   バの１つの受信機であって、 ベーストランシーバを有するベーストランシーバと、 ベーストランシーバを介してベースユニットと共有するチャンネルでワイヤレ
   スリンクを確立するための、各々がハンドセット受信機を含むハンドセットトラ
   ンシーバを各々が含む複数のワイヤレスハンドセットを含むことを特徴とする請
   求項１に記載の受信機。
10. 【請求項１０】 前記ワイヤレスリンクが、ハンドセットにタイムスロット
    を割り当てるＴＤＭＡ方式の排他的タイムスロットの間に各ハンドセットが通信
    する時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）リンクであることを特徴とする請求項９
    に記載の受信機。
11. 【請求項１１】 複数の適応差動パルス符号変調（ＡＤＰＣＭ）データサン
    プルが、各タイムスロットの間に送信されることを特徴とする請求項１０に記載
    の受信機。
12. 【請求項１２】 ワイヤレス電話システムであって、 （ａ）ベース受信機を有するベーストランシーバと、 （ｂ）ベーストランシーバを介してベースユニットと共有するチャンネルでワ
    イヤレスリンクを確立するための、各々がハンドセット受信機を含むハンドセッ
    トトランシーバを各々が含む複数のワイヤレスハンドセットであって、前記シス
    テムの各受信機が、前記システムの送信機から、シンボルデータを表す拡散スペ
    クトル信号を受信するためであり、 （１）デローテートされた信号を供給するための逆回転信号に従って、前記
    拡散スペクトル信号をデローテートするデローテータと、 （２）前記デローテートされた信号を受信するため、および、前記デローテ
    ートされた信号に基づいて出力シンボルデータを供給するための相関器と、 （３）前記出力シンボルデータを受信するため、および、前記拡散スペクト
    ル信号の回転に基づいてＣＴＬ位相誤差信号を発生するためのキャリアトラッキ
    ングループ（ＣＴＬ）位相誤差推定器と、 （４）前記ＣＴＬ位相誤差信号に基づいて逆回転信号を発生するためのＣＴ
    Ｌを含む受信機を含むことを特徴とするシステム。
13. 【請求項１３】 各前記受信機が、 前記送信機からＲＦ信号を受信するため、および、前記ＲＦ信号に基づいて、
    自動ゲイン制御（ＡＧＣ）信号に従って、近ベースバンドアナログ信号を供給す
    るためのＲＦ回路と、 前記近ベースバンドアナログ信号を受信するため、および、デジタル信号を供
    給するために前記近ベースバンドアナログ信号をサンプリングするためのアナロ
    グ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、 前記デジタル信号を受信するため、および、タイミング信号に従って前記拡散
    スペクトル信号を供給するための内挿／タイミング回復ユニットと、 並列相関器である相関器の出力に基づいて、ＣＴＬ位相誤差信号、ＡＧＣ誤差
    信号、および、タイミング誤差信号を発生するためのＣＴＬ位相誤差推定器を含
    む誤差推定ユニットと、 前記タイミング誤差信号に基づいて、タイミング信号を発生するためのタイミ
    ングループと、 前記ＡＧＣ誤差信号に基づいて、ＡＧＣ信号を発生するためのＡＧＣループを
    さらに含むことを特徴とする請求項１２に記載のシステム。
14. 【請求項１４】 前記拡散スペクトル信号が、ダイレクトシーケンス拡散ス
    ペクトル（ＤＳＳＳ）信号であり、 シンボルを表す一連のチップを表す前記ＤＳＳＳ信号が、チップレートおよび
    シンボルレートによって特徴付けられ 前記相関器が並列相関器であり、 前記デローテータおよび前記相関器が、前記チップレートの倍数で動作し、 前記ＣＴＬ位相誤差推定器が前記シンボルレートの倍数で動作し、 前記ＣＴＬが、前記シンボルレートの倍数で動作する誤差更新回路、前記チッ
    プレートの倍数で動作するループフィルタ、および、前記チップレートの倍数で
    動作する数値制御発振器（ＮＣＯ）を含むことを特徴とする請求項１２に記載の
    システム。
15. 【請求項１５】 前記ＣＴＬ位相誤差推定器によって発生される前記ＣＴＬ
    位相誤差が、前記シンボルレートで計算され、各拡散シーケンスの開始において
    導入されるステップ誤差として、前記ＣＴＬに印加され、 前記誤差更新回路が、先行する誤差が計算された直後の拡散シーケンスの開始
    において、ループフィルタをシンボル当り１回有効にし、 前記ＣＴＬ位相誤差が、前記拡散シーケンスの開始において、単一のチップ周
    期内の前記ＮＣＯを更新するために使用されることを特徴とする請求項１４に記
    載のシステム。
16. 【請求項１６】 前記ワイヤレスリンクが、ハンドセットにタイムスロット
    を割り当てるＴＤＭＡ方式の排他的タイムスロットの間に各ハンドセットが通信
    する時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）リンクであることを特徴とする請求項１
    ２に記載のシステム。
17. 【請求項１７】 複数の適応差動パルス符号変調（ＡＤＰＣＭ）データサン
    プルが、各タイムスロットの間に送信されることを特徴とする請求項１６に記載
    のシステム。