KR100739011B1 - 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 시스템을 위한 반송파 추적 루프 - Google Patents

직접 시퀀스 확산 스펙트럼 시스템을 위한 반송파 추적 루프 Download PDF

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Abstract

무선 전화 시스템은 베이스 수신기를 구비하는 베이스 송수신기 및 복수의 무선 핸드셋을 포함한다. 각 핸드셋은 공유 채널에 걸쳐 베이스 송수신기를 통해 베이스 유닛과 DSSS 링크를 확립하기 위한 핸드셋 송수신기를 포함한다. 베이스 송수신기 및 핸드셋 송수신기의 각 수신기는 심벌 데이터를 나타내는 확산 스펙트럼 신호를 시스템의 송신기로부터 수신하고, 그러한 각각의 수신기는, 역-순환 신호에따라 확산 스펙트럼 신호를 역순환시켜 역순환된 신호를 제공하는 역순환기와; 상기 역순환된 신호를 수신하고, 상기 역순환된 신호에 기초하여 출력 심벌 데이터를 제공하기 위한 상관기와; 상기 출력 심벌 데이터를 수신하고, 상기 확산 스펙트럼 신호의 순환에 기초하여 CTL 위상 에러 신호를 생성하기 위한 반송파 추적 루프 (CTL) 위상 에러 추정기와; 상기 CTL 위상 에러 신호에 기초하여 상기 역-순환 신호를 생성하기 위한 CTL 을 포함한다.

Description

직접 시퀀스 확산 스펙트럼 시스템을 위한 반송파 추적 루프 {CARRIER TRACKING LOOP FOR DIRECT SEQUENCE SPREAD SPECTRUM SYSTEMS}
본 발명은 반송파 추적 루프 (CTLs) 에 관한 것이고, 특히 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 시스템 (DSSS) 에서 사용하기 위한 CTLs 에 관한 것이다.
송신기로부터 수신기로의 디지털 데이터 전송은 데이터로 하여금 송신기에 의해 전송되고 수신기에 의해 성공적으로 복구되거나 획득되게 하는 다양한 디지털 신호 처리 기술을 필요로 한다. 디지털 무선 전화 시스템에서, 예를 들면 무선 (코드없는) 전화 핸드셋 유닛은 전형적으로 표준 전화선을 통해 외부 전화망에 연결되는 베이스 유닛과 디지털 무선 신호를 통해 통신한다. 각 핸드셋 및 베이스 유닛은 송신기와 수신기를 가지는 송수신기를 포함한다. 그러한 시스템에서, 사용자는 무선 핸드셋을 이용하여 베이스 유닛과 전화 망을 통해 다른 사용자와의 전화 통화에 참여한다.
다중-라인 무선 전화 시스템은 많은 전화 사용자를 가진 회사 같은 다양한 상황에서 사용된다. 그러한 시스템은 전형적으로 확산 스펙트럼, 시분할 다중 접속 (TDMA)과 같은 시분할 멀티플렉스(TDM) 방식과 같은 디지털 통신 방식으로 실시간으로 최대 N개의 핸드셋과 통신하는 베이스 유닛을 이용한다. 확산 스펙트럼 시스템에서, 소위 샤논 이론 (Shannon Theory) 에 따라 대역폭 자원은 성능 이득과 트레이드된다. 확산 스펙트럼 시스템의 이점은 저전력 스펙트럼 밀도, 개선된 협대역 간섭 거부, 내장 선택적 어드레싱 능력 (코드 선택을 구비함) , 및 고유의 채널 다중 접속 능력을 포함한다. 확산 스펙트럼 시스템은 직접 시퀀싱 또는 시퀀스(DS), 주파수 호핑(FH), 처프 시스템 (chirp system), 및 하이브리드 DS/FH 시스템을 포함하는 다양한 기술을 이용한다. DS 확산 스펙트럼 시스템은 때때로 DSSS 시스템으로 언급된다.
TDMA 시스템에서, 단일한 RF 채널이 사용되고, 각 핸드셋은 전 TDMA 사이클 또는 에포크 (epoch) 내의 전용 시간 슬라이스 또는 시간 슬롯동안에 비-오디오 데이터 패킷뿐만 아니라 오디오 데이터 패킷을 송신 및 수신한다. 다른 통신 방식은 주파수 분할 다중 접속(FDMA), 코드 분할 다중 접속(CDMA), 및 그러한 방식의 조합을 포함한다. 반송파없는 진폭/위상 (CAP) 및 직교 진폭 변조(QAM) 같은 다양한 변조 방식이 이용된다.
디지털 데이터는 통상 RF 채널 같은 전송 매체를 통해 변조 신호로 송신된다. {디지털 통신에 자주 사용되는 다른 전송 매체는 비대칭 디지털 가입자 루프 (ADSL) 시스템 또는 케이블 모뎀 시스템을 포함한다.} 2진 디지트(비트) 스트림 형태의 디지털 데이터는 먼저 심벌 스트림으로 매핑되고, 각 심벌 스트림은 다중 비트를 나타낸다. 배열(constellation)은 소정의 발신 방식(Signaling Scheme)에 대해 모든 가능한 심벌 세트이다. 심벌은 펄스 진폭 변조 (PAM) 에서와 같은 실제 진폭 레벨 세트 또는 직교 위상 이동 키잉(QPSK:서클상에서의 4포인트, 90도만큼 위상이 분리됨)에서와 같은 복소평면내의 서클상의 포인트 세트, 또는 QAM에서와 같은 복소평면상의 상이한 진폭 및 위상에서의 포인트의 어레이가 될 수 있다. 비트 세트는 룩-업 표 (look-up table) (예를 들면 ROM) 에 의해 심벌에 매핑된다. 발신 배열 내의 심벌의 수는 인코딩 기술에 의존한다. 예를 들면, 각 QPSK 심벌은 각각 00,01,10, 및 11 의 비트 패턴을 나타내는 4개의 심벌 1+j,1-j,-1+j,-1-j 을 가진 2비트의 입력 데이터 스트림을 나타낸다. 그러한 복소 디지털 심벌의 실수부는 동위상, 또는 "I" 데이터로 언급되고, 허수부는 직교, 또는 "Q" 데이터로 언급되고, 이는 I,Q 쌍을 산출한다.
복소 데이터 시스템에서 소정의 입력 데이터 값을 전송하기 위해, 전송될 입력 데이터 값은 실수 및 허수축 I 및 Q를 갖는 복소 신호 배열상의 해당 배열 포인트의 심벌쌍 또는 좌표쌍 I,Q 에 매핑된다. 원래의 데이터 값을 나타내는 이러한 I,Q 심벌은 그후 변조된 채널에 의해 데이터 패킷의 일부로 전송된다. 수신기는 I,Q 쌍을 복구하고 그로부터 배열 위치를 결정하고, 역-매핑을 수행하여 원래의 입력 데이터 값 또는 이의 근사치를 제공할 수 있다.
DSSS 유형의 확산 스펙트럼 시스템에서, 각 심벌은 전형적으로, 심벌(어떤 방식에서 1 또는 -1 일 수 있음) 을 임의의 길이의 의사-랜덤 수 (PN) 이진 스트링 (칩 C 의 수) 만큼 배가시킴으로서 얻어지는 "서브-심벌" 또는 "칩" 의 스트링에 의해 전송된다. 따라서 이러한 시스템은 심벌 레이트 (symbol rate) 와 관련된 칩 레이트 (chip rate) 에 의해 특징지어진다. 또한 확산 스펙트럼 시스템은 일반적으로 복소 포맷이든 아니든, TDMA 시스템이든 아니든간에 임의의 디지털 데이터를 전송하는데 사용된다.
따라서, DSSS 시스템에서, 연속적인 심벌의 "칩"에 의해 신호는 연속적인 심벌을 나타낸다. 수신된 신호는 샘플링되어 샘플을 제공한다. 따라서 샘플은 신호를 나타내고, 신호 그 자체는 칩을 나타내며, 칩은 심벌을 나타낸다.
송수신기의 수신기측은 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 로 수신 신호를 샘플링하고, 이 변환기는 신호를 나타내는 샘플을 제공하며, 이 신호는 심벌을 나타낸다. 송수신기의 송신기측은 디지털-아날로그 변환기(DAC)를 이용해, 심벌을 신호를 구성하는 아날로그 샘플로 변환한다.
전술한 바와 같이, 디지털 데이터 전송은 데이터로 하여금 전송기(예를 들면 베이스 유닛 송수신기의 송신기)에 의해 전송되고, 수신기(예를 들면 소정의 핸드셋 송수신기의 수신기)에 의해 성공적으로 복구되게 하는 다양한 디지털 신호 처리 기술을 필요로 한다. 예를 들면, 확산 스펙트럼 디지털 무선 전화 시스템에서의 데이터 전송의 수신기측은 전송된 RF 신호로부터 데이터를 복구하기 위해 다양한 기능을 이용한다. 이러한 기능은 심벌 동기화를 위한 타이밍 복구, 반송파 복구 (주파수 복조), 및 이득을 포함한다. 따라서 수신기는 특히, 자동 이득 제어 (AGC) 루프, 반송파 추적 루프 (CTL), 및 각 링크를 위한 타이밍 루프를 포함한다.
타이밍 복구는 수신기 클록 (시간기준) 이 송신기 클록에 동기화되는 과정이다. 이로 인해 수신 신호는 시간에 있어 최적의 포인트에서 샘플링되어 수신 심벌값의 판정-지시된 처리와 관련된 슬라이싱 에러 기회를 감소시킬 수 있다. 일부 수신기에 있어서, 수신 신호는 송신기 심벌(또는 칩) 레이트의 배수로 샘플링된다. 예를 들면, 일부 수신기는 수신 신호를 송신기 심벌 (또는 칩) 레이트의 2배로 샘플링한다. 여하튼간에, 수신기의 샘플링 클록은 송신기의 심벌 클록에 동기되어야 한다. 반송파 복구는 수신된 RF 신호가 하위 중간 통과대역 (lower intermediate passband) 로 주파수 이동된 후에, 변조 기저대역 정보의 복구를 가능하게 하기위해 기저대역으로 주파수 이동되는 과정이다. AGC 는 예를 들면 수신 신호에 대한 전송 채널 교란의 영향을 보상하는 것을 돕기위해 신호세기를 추적하여 이득을 조절한다. AGC는, 다른 등화 기술과 함께, 전송 채널 교란에 의해 발생되는 심벌간 간섭 (ISI) 을 제거하는 것을 도울 수 있다. ISI 는 소정의 심벌값으로 하여금 이전 및 이후 심벌 값에 의해 왜곡되게 한다. 이러한 그리고 관련된 기능, 그리고 관련된 변조 기술 및 시스템은 Edward A. Lee 및 David G. Messerschmitt 의 디지털 통신 (Digital Communication) 제 2 판 (보스톤: 클루워 아카데믹 퍼블리셔, 1994년) 에 더욱 상세히 설명되어 있다.
버스트 모드 또는 TDMA 기반의 다중-라인 무선 전화 시스템 같은 TDMA 통신 시스템에서, 반송파 루프의 급속한 획득은 이용가능한 대역폭을 효율적으로 사용하는데 필요하다. 예를 들면, TDMA 기반의 디지털 다중-라인 무선 전화 시스템은 도 2 에 도시된 구조 (200) 와 같은 TDMA 오디오 패킷 구조를 사용하고, 여기서 송수신기를 가지는 베이스 유닛은 패킷 전송 사이의 보호 시간 (guard time) Tg 를 가지고, 시간 간격 Td 에 걸쳐 순차적으로 상이한 핸드셋으로 송신하고 핸드셋으로부터 수신한다. 보호 시간은 송신기가 파워다운되게하거나 수신기가 파워업되게 하도록 확립된다. 수신기는 각 패킷에 대해 동기화시켜야 한다. 동기화동안 데이터는 신뢰할 수 없으므로, 시스템 대역폭 효율은 시스템을 동기화시키는데 사용되는 시간때문에 감소된다. 그러므로, 이러한 동기화 시간을 최소화하거나 감소시키는 것, 즉 반송파 루프의 더 빠른 획득을 제공하는 것이 중요하다.
따라서, DSSS 다중라인 무선 전화 시스템에서, 모든 확산 스펙트럼 시스템에서와 같이, 시스템내의 각 송수신기가 전송된 신호를 정확하게 그리고 빨리 수신하는 것이 중요하고, 특히 정확하고 빠른 반송파 추적을 제공하는 것이 중요하다. 그러므로, 확산 스펙트럼 통신 시스템에서의 반송파 추적을 위한 개선된 기술 및 이에 따른 개선된 CTLs 및 CTL 기술에 대한 요구가 있다.
무선 전화 시스템은 베이스 수신기를 가지는 베이스 송수신기 및 복수의 무선 핸드셋을 포함한다. 각 핸드셋은 공유 채널에 걸쳐 베이스 송수신기를 통해 베이스 유닛과 DSSS 링크를 확립하기 위한 핸드셋 송수신기를 포함한다. 베이스 송수신기 및 핸드셋 송수신기의 각 수신기는 시스템의 송신기로부터의 심벌 데이터를 나타내는 확산 스펙트럼 신호를 수신하고, 이러한 각 수신기는 역-순환 신호 (counter-rotating signal) 에 따라 확산 스펙트럼 신호를 역순환(derotate)시켜 역순환된 신호를 제공하는 역순환기(derotator); 상기 역순환된 신호를 수신하여 상기 역순환된 신호에 기초하여 출력 심벌 데이터를 제공하기 위한 상관기 (correlator); 출력 심벌 데이터를 수신하여 확산 스펙트럼 신호의 순환에 기초하여 CTL 위상 에러 신호를 생성하기위한 반송파 추적 루프 (CTL) 위상 에러 추정기; 및 CTL 위상 에러 신호에 기초하여 역-순환 신호를 생성하기위한 CTL 를 포함한다.
도 1 은 본 발명의 일 실시예에 따른, TDMA 다중라인 디지털 무선 전화 시스템의 블록도;
도 2 는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 1의 디지털 무선 전화 시스템에 사용되는 TDMA 오디오 패킷 구조의 개략도;
도 3 은 도 1 의 시스템의 송신기에 이용되는 DSSS 변조기 및 시스템 샘플 레이트를 도시하는 블록도;
도 4 는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 1 의 수신기의 DSSS 복조기를 도시하는 블록도;
도 5 는 도 4 의 DSSS 복조기 구조의 반송파 추적 루프 (CTL) 양상을 도시하는 블록도;
도 6 은 도 5 의 CTL 을 더 상세히 도시하는 블록도;
도 7 은 도 4 의 복조기 구조의 다양한 샘플사이의 시간 관계를 도시하는 타이밍도.
본 발명에서, 수신기의 복조기내의 판정에 기초한 반송파 추적 루프 (CTL) 로부터의 에러는 전체 심벌 기간에 대한 것과는 반대로, 하나의 칩 기간에서의 칩 레이트 발진기를 갱신하는데 사용된다. CTL 의 수치 제어 발진기 (NCO) 는 상관 기간동안 위상 또는 주파수를 변화시키지 않으므로, 이것은 다음 심벌 기간에 걸쳐 유효한 상관(correlation)의 가능성을 증가시킨다; 대신, NCO 변화는 상관사이에 발생한다.
이제 도 1 을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른, 확산 스펙트럼 TDMA 다중라인 디지털 무선 전화 시스템 (100) 의 블록도가 도시된다. TDMA 시스템 (100) 은 각각 수신기 및 송신기 유닛 (112 및 111) 을 구비하며 전화선(115)을 통해 외부 전화망 (116) 에 연결되는 베이스 유닛 (110) 을 포함한다. 시스템 (100) 은 또한 N개의 무선 핸드셋 (1201, 1202, ... 120N) 을 포함한다. 각각은 핸드셋 (1201) 의 송신기 (121) 및 수신기 (122) 같은 송신기 및 수신기 유닛 (송수신기) 을 가진다. 일 실시예에서, 수신기 유닛 (112) 은 N 개의 분리된 수신기를 포함하고, 송신기 유닛 (111) 은 N 개의 분리된 송신기를 포함하여, 수신기 및 송신기 유닛 (112 및 111) 은 N 개의 무선 핸드셋 각각당 하나씩인, 전체 N 개의 송수신기를 제공한다. 임의의 소정의 시간에, M개의 핸드셋(0<=M<=N)은 동작중이거나 활성상태이다(즉 전화 통화를 하고 있는 과정에 있다). 일 실시예에서, 시스템(100)은 각각의 작동 핸드셋이 단지 그 "시간 슬라이스" 또는 슬롯 동안에 데이터를 송신하거나 수신하는 디지털 TDMA 방식을 이용한다. 따라서, 시스템 (100) 은 기지국 (110) 과 각 핸드셋 (120i) (1<=i<=N) 사이에 무선 네트워크를 제공한다.
시스템(100)은 바람직하게는, 에러를 감소시키기 위해 블록 에러 코딩을 이용한다. 일 실시예에서, 시간 슬라이스동안, {ADPCM(적응 차분 펄스 코드 변조) 샘플과 같은} 디지털적으로 압축된 오디오 패킷이 ITU-T G.721 또는 G.727 권고처럼 블록코드로 전송된다. 이것은 예를 들면, 오디오 패킷당 16 ADPCM 샘플이 전송되게 한다. 블록 코드 및 ADPCM은 그들의 낮은 지연 (latency) 때문에 우선시되고, 이것은 무선 전화 동작이 표준 유선 전화 동작을 흉내낼 수 있게 한다. 콘볼루션 코드 또는 터보 코드 같은 채널 코드, 또는 LPC(선형 예측 코딩), 변환 코딩 (transform coding), 또는 포먼트 코딩 (formant coding) 같은 더욱 강한 소스 코딩(stronger source coding) 은 더 많은 지연을 초래하고, 이것은 시스템을 등가의 유선 전화와 덜 유사하게 만든다. 베이스 유닛 및 핸드셋의 수신기 (112, 122) 는, 도 4 내지 도 6 을 참조하여 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이 복조기 구조를 이용하며, 이는 개선된 반송파 루프의 획득을 제공한다.
이제 도 2 를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 1 의 디지털 무선 전화 시스템에 사용되는 TDMA 오디오 패킷 구조 (200) 의 개략도가 나타난다. 구조 (200) 는 오디오 패킷 (220) 같은 8개의 오디오 패킷을 포함하는 디지털 데이터의 2ms (Td) 필드 (210) 를 포함한다. 각 오디오 패킷은 전체 "에포크" 방식으로 소정의 시간 슬라이스 동안 베이스 유닛으로부터 소정의 핸드셋으로 또는 그 역으로 전송된 오디오 데이터 세트이며, 그 시간 동안, 다른 핸드셋이 시스템의 데이터 채널을 통해 데이터를 전혀 수신하거나 송신하지 않는다. 각 패킷은 Ti 또는 Ri 로 이름 붙여지고, 이것은 베이스 유닛(110)으로부터 소정의 핸드셋(120)에 송신되었는지 또는 소정의 핸드셋 (120)으로부터 베이스 유닛(110)에 의해 수신되었는지를 나타낸다.
본 발명에서, 2 ms TDMA 필드 사이클동안, 음성 데이터는 16개의 음성 데이터 샘플을 함유하는 패킷내에서 교환된다. 시스템 (100) 의 하나의 동작 모드에서, 이러한 샘플은 4비트 ITU_T G.721 또는 G.727 ADPCM 샘플 (즉 32kbps ADPCM 신호) 이다. G.727 3 또는 2비트 ADPCM 샘플 (각각 24 또는 16kbps 신호) 로 변환함으로써, 추가적인 16 또는 32 비트가 각 패킷 내에서 코딩을 위해 자유로워진다(free up).
일 실시예에서, TDMA 전화 시스템은 QPSK DSSS 시스템이고, 이러한 시스템에서 송신기 (111,121) 는 DSSS 변조기를 사용하고 수신기 (112,122) 는 DSSS 복조기를 사용한다. 이제 도 3 을 참조하면, 도 1 의 TDMA 시스템 (100) 의 송신기 (111,121) 에 이용된 DSSS 변조기 (300) 및 시스템 샘플 레이트를 도시하는 블록도를 나타낸다. DSSS 변조기 (300) 는 데이터 소스 (321), 심벌 생성기 (322), 칩 생성기 (323), 및 펄스 형성 필터 (pulse shaping filter) (324) 를 포함한다. 심벌 레이트 Fs 에 대하여, 데이터 및 샘플링 레이트는 도 3 에 도시된 바와 같다. 데이터 소스 (321) 는 심벌 레이트의 2배 또는 2Fs 로 데이터를 제공하고, 심벌 생성기 (322) 는 각 심벌레이트 Fs 에서 I 및 Q 심벌 쌍을 제공한다. 칩 생성기 (323) 는 길이 n 의 PN 시퀀스만큼 심벌 생성기 (322) 의 각 출력을 배가한다. 따라서, 각 심벌은 n개의 "서브심벌" 또는 "칩" 의 스트링에 의해 전송된다. 결과적으로, n개의 칩이 nFs 의 속도로 각 심벌에 대해 생성된다. 펄스 형성 필터 (PSF) (324) 는 데이터 칩을 제로로 메워넣고 (zero pad), 칩 당 2개의 샘플로 신호 또는 2n 샘플/심벌, 즉 2nFs 의 속도로 신호를 생성시킨다. 따라서, 그 자체가 칩을 나타내는 아날로그 RF 신호가 전송된다. 이러한 방식으로, DSSS 유형의 시스템에서, 신호는 연속적인 칩에 의해 연속적인 심벌을 나타낸다.
수신기측에서, 수신 신호는 샘플링되어 샘플을 제공한다. 이러한 샘플은 신호를 나타내고, 이 신호 그 자체는 칩을 나타내며, 계속해서 칩은 심벌을 나타낸다.
이제 도 4 를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 1 의 TDMA 시스템 (100) 의 수신기의 DSSS 복조기 (400) 를 도시하는 블록도를 나타낸다. 복조기 (400) 는 핸드셋의 수신기 (122) 또는 베이스 유닛 (110) 의 수신기 (112) 의 일부일 수 있다. 복조기 (400) 는 DAC (406) 및 AGC 루프 (440) 로부터의 AGC 피드백에 따른 RF 신호를 수신하고 ADC (401) 에 기저대역에 가까운 신호를 제공하기 위한 RF 회로 (410) 를 포함한다. ADC (401) 는 2배속 칩 레이트에서 인가되는 고정된 클록을 사용하여 기저대역에 가까운 신호를 샘플링하고, 이로인해 DSSS 입력 신호를 제공한다. 이러한 신호는 병렬 상관기를 통과한 데이터로부터 그 에러를 추출하는 내삽(interpolation)/타이밍 복구 메커니즘(402)에 인가된다. 내삽/타이밍 유닛 (402) 의 출력은, 실제 RF 반송파 주파수와 수신기 내의 발진기의 주파수 (복조를 제어하는데 사용됨) 사이의 주파수 차이로 복소평면 상에서 순환하는, 기저대역에 가까운 DSSS 신호이다. 이 신호는 역순환기 (403) 에 인가되고, 이 역순환기는 반송파 추적 루프 (CTL) (430) (역-순환 신호)에 의해 계산되는 역-순환 신호에 따라 반대 위상의 순환만큼 순환하는 기저대역에 가까운 신호를 배가시키고, 이것은 순환이 없는 기저대역에서 신호를 야기한다. 반송파 추적 루프 (430) 의 피드백 시스템은 NCO (433) 내에서 역-순환 신호를 생성함으로써 위상 에러를 최소화시키려 한다. CTL (430) 은 에러 추정기 (405) 로부터 수신된 CTL 위상 에러에 기초하여 이러한 역-순환 신호를 생성한다. 따라서, 역순환기 (403) 는 병렬 상관기 (404) 같은 상관기에 위상 정정된 신호를 제공한다.
병렬 상관기 (404) 의 출력상의 심벌 스트림은 순방향 에러 정정 (FEC) 시스템 (미도시됨)에 인가된다. 상관 피크 (CORR PEAK) 의 검출은 인입하는 SNR (신호대 잡음비), 신호 레벨, 및 반송파 및 타이밍 오프셋에 의존한다. 따라서, 역순환기 (403) 의 출력은 병렬 상관기(404)의 입력에 인가되고, 이 병렬 상관기는 FEC 회로 (미도시됨) 에 심벌 레이트로 출력 심벌 데이터를 제공하고 또한 이 심벌 데이터 및 상관 피크 (CORR PEAK) 데이터를 에러 추정기 (405) 에 인가하고, 이 에러 추정기는, 인식할 수 있는 바와 같이, 병렬 상관기의 출력 (즉 심벌 데이터 및/또는 CORR PEAK 데이터) 에 기초하여, 반송파, 타이밍, 및 AGC 루프에 대한 에러 신호 (즉 CTL 위상 에러, 타이밍 에러, 및 AGC 에러 신호) 를 제공한다.
인식할 수 있는 바와 같이, 클록 복구를 위한 타이밍 에러 추정은 일반적으로 통신 시스템에서 이용된다. 종래의 타이밍 복구 방법은 인입하는 신호에 기초하여 타이밍 에러를 추정하고 에러를 필터링하며 VCXO 를 구동시켜 국부적으로 생성된 클록의 위상을 조정하는 피드백 제어 시스템을 포함한다. 예를 들면, 판정 타이밍 에러 추정이 때때로 이용되고, 이것은 "샘플링된 수신기를 위한 BPSK/QPSK 타이밍 에러 검출기 (A BPSK/QPSK Timing-Error Detector for Sampled Receivers)", F.M. 가드너, IEEE Trans. on Comm., 1986년 5월 페이지 423 내지 429 에 기재된 가드너의 알고리즘 같은 비-판정 지시된 기술을 사용한다. 뮐러 및 뮤엘러 알고리즘과 같은 판정 지시된 기술도 또한 때때로 사용되며, 이는 "디지털 동기 데이터 수신기에 있어서 타이밍 복구 (Timing Recovery in Digital Synchronous Data Receivers)" K.H. 뮤엘러 및 M.뮐러, IEEE Trans. on Comm, 1976년 5월 페이지 516 내지 530 에 기재되어 있다.
그러나, 본 발명에서, 에러 추정기 (405) 는 신호 수신 및 복구를 개선하기 위해, 병렬 상관기 (404) 로부터 생성된 데이터를 사용하여 타이밍, 반송파 오프셋, 및 AGC 루프를 추적/조절한다. 특히, 내삽/타이밍 복구 (402) 는 타이밍 루프 (420) 로부터의 타이밍 피드백에 따라 심벌 동기화를 위한 샘플링 위상을 조절하고; 신호 및 주파수를 역순환시키는 역순환기 (403) 는 반송파 루프 또는 CTL (430) 로부터의 반송파 피드백에 따라 신호를 기저대역으로 이동시킨다. 따라서, 역순환기 (403) 는 위상 정정된 신호를 병렬 상관기 (404) 에 제공한다. 병렬 상관기 (404) 는 심벌 및 상관 피크 데이터를 에러 추정기 (405) 에 제공하고, 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 이에 기초하여 에러 추정기 (405) 는 제어 루프 (430,420,440) 에 대한 복조 파라미터를 조절하여 신호 획득을 개선시킨다. 타이밍 루프 (420) 는 수신기에서의 샘플링 동기화를 확립하는데 사용되어, 샘플링은 적절한 시기에 발생된다.
CTL (430) 에 의해 제어되는 역순환기 (403) 는 병렬 상관기 (404) 의 뒤에 오는 대신에 병렬 상관기 (404) 의 앞에 위치하고, 그럼으로써 심벌 레이트의 배수에서보다는 칩 레이트의 배수에서 동작한다. 이것은 유익하게는 개선된 반송파 추적을 가능하게 한다. CTL (430) 에서 정정되는 (역순환되는) 신호는 2nFs 레이트 (즉 칩 레이트) 신호이지만, CTL 위상 에러는 심벌 레이트 Fs 에서 생성된다. 따라서, 역순환기 (403) 에 의해 제공된 역순환된 신호는 소정의 수신기의 복조기 (400) 에서 병렬 상관기 (403) 에 선행한다.
인식될 수 있는 바와 같이, PN 시퀀스 길이에 대해 급속한 순환 (PN 시퀀스 기간 당 30도 보다 큼) 은 상관을 열화시킨다. 따라서, 본 발명의 복조기는 모든 CTL-유도된 역순환으로 하여금 시스템에서 상관간의 경계에 가까운, 심벌간의 경계 바로 직후에 발생하도록 한다. 이것은 두가지 이점을 제공한다: 그것은 더 나은 상관을 위해 병렬 상관기 (404) 로의 신호의 순환을 감소시키고, 이전의 심벌로부터 즉시 그다음 심벌로 CTL 정정을 적용한다. 이와 대조적으로, DSSS 복조기에서의 전통적인 접근에서는, CTL 정정은 각 심벌 기간에 걸쳐 확산된다.
이제 도 5 를 참조하면, 도 4 의 DSSS 복조기 구조 (400) 의 CTL 양상을 도시하는 블록도를 나타낸다. 도 5 에 도시된 바와 같이, 점선의 오른쪽의 요소에서의 신호 처리는 심벌 레이트 Fs 의 배수에서 발생하는 반면, 점선의 왼쪽의 요소에서의 모든 신호 처리는 칩 레이트의 배수 2nFs 에서 발생한다. ADC (401) 로부터 수신된 DSSS 입력 신호는 내삽/타이밍 복구 블록 (402) 의 PSF (435) 에 인가되고, 이것의 출력은 이전에 도시된 바와 같이 병렬 상관기 (404) 의 입력에 연결된 역순환기 (403) 에 제공된다. 에러 추정기 (405) 의 CTL 위상 에러 추정기 서브유닛 (411) 은 병렬 상관기 (404) 에 의한 심벌 데이터 출력을 수신하고, CTL (430) 에 CTL 위상 에러 신호를 제공한다. 도시된 바와 같이, CTL (430) 은 에러 갱신 회로 (431), 루프 필터 (432), 및 NCO (433) 를 포함한다. CTL (430) 에서, 루프 필터 (432), 및 NCO (433) 가 칩 레이트에서 동작하는 반면에, 에러 갱신 회로 (431) 는 심벌 레이트에서 동작한다.
본 발명에서, 복조기 (400) 는 심벌 레이트에서 계산되는 CTL 위상 에러를 받아서, 그것을 각 확산 시퀀스의 초기에 도입되는 스텝 에러로 적용한다. 일 실시예에서, 에러 갱신 회로 (431) 는, 이전 에러가 계산된 직후 확산 시퀀스의 초기에 심벌당 한번 루프 필터 (432) 의 레지스터를 인에이블(enable)시킴으로써, 이것을 구현한다. 2n 갱신 대신에 하나의 필터 갱신이 있을 것이기 때문에, 루프 필터 (432) 의 이득은 PN 시퀀스 길이 만큼 스케일링되어야 한다는 것을 주목하라.
이제 도 6 을 참조하면, 도 5 의 CTL (430) 을 더욱 상세히 도시하는 블록도가 도시된다. 특히, 도 6 은 루프 필터 (432) 및 NCO (433) 을 더욱 상세히 도시한다. 루프 필터 (432) 는 각각 신호 kp, ki 를 수신하는 순환기 (601,602) 를 포함한다. 루프 필터 (432) 는 kp 만큼 배가한 에러 신호를 ki 만큼 배가한 집적된 에러 신호와 결합시키는 표준 2차 필터이다. 상수 kp, ki 는 루프 안정성 및 수렴 시간을 결정하고, 따라서, 안정성을 유지하면서 루프가 빨리 획득되도록 돕는 값으로 초기화된다. 이러한 상수를 감소시키는 것은 대역폭을 감소시키고, 이것은 루프내의 잡음을 감소시키는 반면, 이러한 값을 증가시키는 것은 루프의 대역폭을 개방시켜, 빠른 획득을 가능하게 한다. 더 넓은 대역폭이 획득을 위해 이용되고, 로크 (lock) 가 일단 설정되면, 더 좁은 대역폭이 추적을 위해 이용된다.
루프 필터 (432) 는 또한 합산기(summer) 또는 가산기(adder) (613), 및 루프 필터 적분기 (615) 를 포함한다 {도시된 바와 같이 피드백과 연결된, 가산기 (611) 및 지연 유닛 (612)}. NCO (433) 은 NCO 적분기 (625) {가산기(621) 및 지연 유닛(622)} 및 역순환기 (403) 에 역-순환 신호 (역순환 제어 신호) 를 제공하는 SIN/COS 룩-업 표 (LUT) 유닛 (623) 을 포함한다.
CTL 위상 에러는 심벌을 기반으로 생성된다. DSSS 시스템은 많은 칩을 사용하여 심벌을 표현한다. 심벌에 미치는 (span) 모든 칩에 대해 위상 에러를 인가하기보다는, 위상 에러는 칩 레이트의 배수에서 동작하는 타이밍 복구 및 펄스 형성 블록 (402) 의 출력의 하나의 샘플 기간에 걸쳐 루프 필터에 인가된다.
이제 도 7 을 참조하면, 도 4 의 복조기 구조의 다양한 샘플간의 시간 관계를 도시하는 타이밍도 (700) 가 도시된다. 특히, 타이밍도 (700) 는 타이밍 복구 및 펄스 형성 블록 (402) 으로부터의 샘플, 병렬 상관기 (404) 로부터의 심벌, CTL 위상 에러 추정기 (411) 로부터의 타이밍 에러, 및 루프 필터 제어 및 NCO 출력사이의 관계를 도시한다. 에러 갱신 회로 (431) 는 단순히 (411로 부터의) CTL 위상 에러 신호를 구성하는 비트상의 AND 게이트이고, 이러한 AND 게이트는 루프 필터 및 NCO (도 5의 경계에 도시된 바와 같이 칩 레이트의 배수에서 동작함) 로 하여금 PN 시퀀스 길이가 심벌 시간과 그 기간이 동일할 때 각 상관의 제 1 샘플만에 대한 에러를 가지도록 한다.
대안적으로, 비례 에러는 상관 기간동안 상수이므로, 에러 갱신은 적분기 (615) 의 갱신을 제어하기만하면 된다. 이것은 NCO 로하여금 상관 시퀀스의 초기에 위상을 한번 변화시키고, 상관 시퀀스의 나머지 동안 안정한 발진기를 유지하도록 한다. 이 때문에, 상관기는 거의 전 상관에 대해 주파수 정정된 샘플을 볼 것이다. 대신에 에러가 전 상관 기간에 걸쳐 인가된다면, 발진기는 적분기 (615) 가 상관 기간동안 에러를 누적시킴에 따라 각 샘플에 대한 주파수를 변화시킬 것이다. 이러한 변화하는 주파수는 동일한 크기의 스텝 주파수 변화에 비해 상관 성능을 열화시킬 것이다.
따라서, 본 발명에서, 루프 필터 적분기 (615) 는 PN 시퀀스 기간당 한번 갱신되며, 이것은 원하는 곳으로 CTL 정정 주파수 {루프 필터 (432) 의 출력}를 이동시킴으로서 발생되는 임의의 변화하는 순환을 제거한다. 루프 필터 적분기 (615) 는 바람직하게는 PN 시퀀스의 초기에 갱신되어서, 병렬 상관기 (404) 는 정정으로부터 즉시 이익을 얻는다.
그러므로, 본 발명에서 수신기의 복조기에서의 판정-기반 CTL 로부터의 에러가 전체 심벌 기간에 대한 것과는 반대로, 하나의 칩 기간에 칩 레이트 발진기 {NCO (433), 칩 레이트의 배수로 동작함}를 갱신하는데 사용된다. 이것은, CTL 의 NCO 가 상관 기간동안 위상이나 주파수를 변화시키지 않기 때문에, 그 다음 심벌 기간에 대한 유효한 상관의 가능성을 증가시킨다; 대신, NCO 변화는 상관간에 발생한다.
이하의 표 1 은 DSSS 수신기에서의 전통적인 CTL 접근을 본 발명의 가능한 3개의 실시예와 비교한다.
CTL 및 위상 에러 ~에서 생성되는 위상 에러 추정치 루프 필터 적분기 클록 루프 필터 적분 이득 출력 클록
전통적인 접근: 에러는 심벌 기간에 걸쳐 분포됨 심벌 레이트 칩 레이트 또는 칩 레이트의 배수 Ki 칩 레이트 또는 그 배수
본 발명의 바람직한 실시예: 전체 에러는 루프 필터 적분기 클록이 인에이블됨에 의해 즉시 인가됨 심벌 레이트 PN 시퀀스의 개시에서 하나의 클록에 대해 활성화됨 m*Ki 칩 레이트 또는 그 배수
본 발명의 또다른 실시예: 전체 에러는 지연된 심벌 클록에 의해 즉시 인가됨 심벌 레이트 이전 에러를 포착하도록 지연된 심벌 클록 m*Ki 칩 레이트 또는 그 배수
본 발명의 또다른 실시예: 루프 필터에 즉시 영향을 미치기 위한 에러를 형성함으로써 전체 에러가 즉시 인가됨 심벌 레이트에서 생성됨, PN 시퀀스 지속기간을 채우기 위한 제로 패딩으로 칩 레이트에서 단일한 샘플로서 루프 필터에 제공됨 칩 레이트 또는 그 배수 m*Ki 칩 레이트 또는 그 배수
위의 표 1 에서, 루프 필터 적분 이득은 주파수 오프셋을 추정하기 위해 얼마나 많은 에러가 CTL 로부터 적분되는지를 제어하는 스케일 인자이다. 전통적인 (종래의) 접근에 있어서, 안정한 동작을 일으키도록 Ki 가 선택되는 것을 가정한다. 전통적인 방법은 에러가 전체 상관 기간에 걸쳐 인가되는 위에서 설명한 종래의 접근이다. 다른 접근에 대해, 칩 레이트의 배수에서 하나의 샘플 클록에서 에러가 취해진다. 심벌당 m개의 샘플이 있으므로, 본 발명은 루프가 1/m 레이트로 갱신될 때 의 문제점에 대한 종래의 접근법에서 제공된 에러의 m배를 제공한다.
출력 클록은 NCO 을 갱신하는 클록 (출력 NCO 블록) 을 참조한다. 표 1 의 "바람직한 실시예"에서, 적분기 (615) 는 상관 기간의 초기에 {타이밍도 (700) 의 루프 필터 제어에서} 한 번 인에이블된다. 비례 에러는 변화되지 않고 통과한다. 제 1 대안적인 실시예에서, 심벌 클록 또는 지연된 심벌 클록은 루프 필터 적분기를 동작시키는데 사용된다. 제 2 대안적인 실시예에서, 클록 루프 필터 적분기는 칩 레이트의 배수 {내삽기/타이밍 복구 블록 (402) 의 출력의 샘플 레이트} 에서 동작하지만, 상관 시퀀스의 초기에서의 게이트 에러 {예를 들면 타이밍도 (700) 에서 루프 필터 제어 신호를 사용} 는 위에서 설명한 바와 같이 동작한다.
인식할 수 있는 바와 같이, 본 발명의 CTL 은 임의의 DSSS 수신기에 적용가능하다. 대안적인 실시예에서, 본 발명은 TDMA, CDMA, 및 FDMA 를 포함하는 다른 유형의 DSSS 시스템에서 구현될 수 있다.
당업자는, 본 발명의 원리에 따라 위에서 설명한 무선 시스템이 베이스 유닛 (110) 이 셀룰러 전화망에서 셀 중 하나로 기능하는 기지국인 셀룰러 시스템일 수 있음을 인식할 것이다.
본 발명의 성질을 설명하기 위해 위에서 도시되고 설명된 상세사항, 재료, 및 일부 배열에 있어서의 다양한 변화가, 후술하는 청구범위에서 기술된 것과 같이, 본 발명의 원리 및 범위를 벗어나지 않고 당업자에 의해 이루어질 수 있음을 인식하여야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 반송파 추적 루프 (CTLs) 에 이용가능하고, 특히 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 시스템 (DSSS) 에서의 사용을 위한 CTLs 에 이용가능하다.

Claims (17)

  1. 심벌 데이터를 나타내는 확산-스펙트럼 신호를 송신기로부터 수신하는 수신기로서,
    (a) 역-순환 신호에따라 상기 확산 스펙트럼 신호를 역순환시켜 역순환된 신호를 제공하기위한 역순환기와;
    (b) 상기 역순환된 신호를 수신하고, 상기 역순환된 신호에 기초하여 출력 심벌 데이터를 제공하기 위한 상관기와;
    (c) 상기 출력 심벌 데이터를 수신하고, 상기 역순환 신호에 기초하여 CTL 위상 에러 신호를 생성하기 위한 반송파 추적 루프 (CTL) 위상 에러 추정기와;
    (d) 상기 CTL 위상 에러 신호에 기초하여 상기 역-순환 신호를 생성하기 위한 CTL 을 포함하되,
    상기 확산 스펙트럼 신호는 직접-시퀀스 확산 스펙트럼 (DSSS) 신호이고,
    상기 상관기는 병렬 상관기이고;
    상기 DSSS 신호는 심벌을 나타내는 일련의 칩을 나타내되, 상기 DSSS 신호는 칩 레이트 및 심벌 레이트에 의해 특징지어지고;
    상기 역순환기 및 상기 상관기는 상기 칩 레이트의 배수에서 동작하고;
    상기 CTL 위상 에러 추정기는 상기 심벌 레이트의 배수에서 동작하고,
    상기 CTL 은 상기 심벌 레이트의 배수에서 동작하는 에러 갱신 회로, 상기 칩 레이트의 배수에서 동작하는 루프 필터, 및 상기 칩 레이트의 배수에서 동작하는 수적-제어 발진기 (NCO) 를 포함하는, 확산-스펙트럼 신호를 송신기로부터 수신하는 수신기
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신기로부터 RF 신호를 수신하고, 상기 RF 신호에 기초하여 자동 이득 제어 (AGC) 신호에 따라 기저대역에 가까운 아날로그 신호를 제공하기 위한 RF 회로와;
    상기 기저대역에 가까운 아날로그 신호를 샘플링하여 디지털 신호를 제공하기 위한 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 와;
    상기 디지털 신호를 수신하고, 타이밍 신호에 따라 상기 확산 스펙트럼 신호를 제공하기 위한 내삽/타이밍 복구 유닛과;
    병렬 상관기인 상기 상관기의 출력에 기초하여 CTL 위상 에러 신호, AGC 에러 신호, 및 타이밍 에러 신호를 생성하기 위한, CTL 위상 에러 추정기를 포함하는 에러 추정기 유닛과;
    상기 타이밍 에러 신호에 기초하여 타이밍 신호를 생성하기 위한 타이밍 루프와;
    상기 AGC 에러 신호에 기초하여 AGC 신호를 생성하는 AGC 루프를 더 포함하는, 확산-스펙트럼 신호를 송신기로부터 수신하는 수신기
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 DSSS 신호는 시분할 다중 접속 (TDMA) DSSS 신호인, 수신기
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 CTL 위상 에러 추정기에 의해 생성된 상기 CTL 위상 에러는, 상기 심벌 레이트에서 계산되고, 각 확산 시퀀스의 초기에 도입되는 스텝 에러로서 상기 CTL 내에 인가되는, 확산-스펙트럼 신호를 송신기로부터 수신하는 수신기
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 에러 갱신 회로는 이전 에러가 계산된 직후 확산 시퀀스의 초기에 심벌당 한번씩 상기 루프 필터를 인에이블시키고, 상기 CTL 위상 에러는 상기 확산 시퀀스의 초기에 단일 칩 기간에서의 NCO 를 갱신하는데 사용되는, 확산-스펙트럼 신호를 송신기로부터 수신하는 수신기
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 수신기는,
    베이스 수신기를 구비하는 베이스 송수신기; 및
    복수의 무선 핸드셋으로서, 각 핸드셋은 공유 채널에 걸쳐 상기 베이스 송수신기를 통해 상기 베이스 유닛과 무선 링크를 확립하기 위한 핸드셋 송수신기를 포함하고, 각 핸드셋 송수신기는 핸드셋 수신기를 구비하는, 복수의 무선 핸드셋을 포함하는, 무선 전화 시스템의 복수의 송수신기 중 하나의 수신기인, 확산-스펙트럼 신호를 송신기로부터 수신하는 수신기
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 무선 링크는, 시간 슬롯을 핸드셋에 할당하는 TDMA 방식의 배타적인 시간 슬롯동안 각 핸드셋이 통신하는, 시분할 다중 접속 (TDMA) 링크인, 확산-스펙트럼 신호를 송신기로부터 수신하는 수신기
  8. 제 7 항에 있어서, 복수의 적응 차분 펄스 코드 변조 (ADPCM) 데이터 샘플이 각 시간 슬롯동안 전송되는, 확산-스펙트럼 신호를 송신기로부터 수신하는 수신기
  9. 무선 전화 시스템으로서,
    (a) 베이스 수신기를 구비하는 베이스 송수신기; 및
    (b) 복수의 무선 핸드셋으로서, 각 핸드셋은 공유 채널에 걸쳐 상기 베이스 송수신기를 통해 상기 베이스 유닛과 무선 링크를 확립하기 위한 핸드셋 송수신기를 포함하고, 각 핸드셋 송수신기는 핸드셋 수신기를 구비하되, 상기 시스템의 각 수신기는 심벌 데이터를 나타내는 확산 스펙트럼 신호를 상기 시스템의 송신기로부터 수신하기 위한 것이고, 상기 각 수신기는
    (1) 역-순환 신호에따라 상기 확산 스펙트럼 신호를 역순환시켜 역순환된 신호를 제공하기위한 역순환기와;
    (2) 상기 역순환된 신호를 수신하고, 상기 역순환된 신호에 기초하여 출력 심벌 데이터를 제공하기 위한 상관기와;
    (3) 상기 출력 심벌 데이터를 수신하고, 상기 확산 스펙트럼 신호의 순환에 기초하여 CTL 위상 에러 신호를 생성하기 위한 반송파 추적 루프 (CTL) 위상 에러 추정기와;
    (4) 상기 CTL 위상 에러 신호에 기초하여 상기 역-순환 신호를 생성하기 위한 CTL 을 포함하는, 복수의 무선 핸드셋을 포함하는, 무선 전화 시스템에 있어서,
    CTL 위상 에러 추정기에 의해 생성된 CTL 위상 에러는 심벌 레이트에서 계산되고 각 확산 시퀀스의 시작시에 유도된 스텝 에러로서 CTL에서 사용되고 역순환기는 개선된 반송파 추적을 제공하기 위해 상관기 앞에 배치되는, 무선 전화 시스템
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 각 수신기는,
    상기 송신기로부터 RF 신호를 수신하고, 상기 RF 신호에 기초하여 자동 이득 제어 (AGC) 신호에 따라 기저대역에 가까운 아날로그 신호를 제공하기 위한 RF 회로와;
    상기 기저대역에 가까운 아날로그 신호를 수신하고, 상기 기저대역에 가까운 아날로그 신호를 샘플링하여 디지털 신호를 제공하기 위한 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 와;
    상기 디지털 신호를 수신하고, 타이밍 신호에 따라 상기 확산 스펙트럼 신호를 제공하기 위한 내삽/타이밍 복구 유닛과;
    병렬 상관기인 상기 상관기의 출력에 기초하여 CTL 위상 에러 신호, AGC 에러 신호, 및 타이밍 에러 신호를 생성하기 위한, CTL 위상 에러 추정기를 포함하는 에러 추정기 유닛과;
    상기 타이밍 에러 신호에 기초하여 타이밍 신호를 생성하기 위한 타이밍 루프와;
    상기 AGC 에러 신호에 기초하여 AGC 신호를 생성하는 AGC 루프를 더 포함하는, 무선 전화 시스템
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 확산 스펙트럼 신호는 직접-시퀀스 확산 스펙트럼 (DSSS) 신호이고;
    상기 DSSS 신호는 심벌을 나타내는 일련의 칩을 나타내되, 상기 DSSS 신호는 칩 레이트 및 심벌 레이트에 의해 특징지어지고;
    상기 상관기는 병렬 상관기이고;
    상기 역순환기 및 상기 병렬 상관기는 상기 칩 레이트의 배수에서 동작하고;
    상기 CTL 위상 에러 추정기는 상기 심벌 레이트의 배수에서 동작하고;
    상기 CTL 은 상기 심벌 레이트의 배수에서 동작하는 에러 갱신 회로, 상기 칩 레이트의 배수에서 동작하는 루프 필터, 및 상기 칩 레이트의 배수에서 동작하는 수치-제어 발진기 (NCO) 를 포함하는, 무선 전화 시스템
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 CTL 위상 에러 추정기에 의해 생성된 상기 CTL 위상 에러는, 상기 심벌 레이트에서 계산되고, 각 확산 시퀀스의 초기에 도입되는 스텝 에러로서 상기 CTL 내에 인가되고;
    상기 에러 갱신 회로는 이전의 에러가 계산된 직후 확산 시퀀스의 초기에, 심벌마다 한번씩 상기 루프 필터를 인에이블시키고; 및
    상기 CTL 위상 에러는 상기 확산 시퀀스의 초기에 단일 칩 기간에 상기 NCO 를 갱신하는데 사용되는, 무선 전화 시스템
  13. 제 9 항에 있어서, 상기 무선 링크는, 시간 슬롯을 핸드셋에 할당하는 TDMA 방식의 배타적인 시간 슬롯동안 각 핸드셋이 통신하는, 시분할 다중 접속 (TDMA) 링크인, 무선 전화 시스템
  14. 제 13 항에 있어서, 복수의 적응 차분 펄스 코드 변조 (ADPCM) 데이터 샘플이 각 시간 슬롯동안 전송되는, 무선 전화 시스템
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  16. 삭제
  17. 삭제
KR1020027008059A 1999-12-31 2000-12-22 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 시스템을 위한 반송파 추적 루프 KR100739011B1 (ko)

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Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7023833B1 (en) 1999-09-10 2006-04-04 Pulse-Link, Inc. Baseband wireless network for isochronous communication
US6963602B1 (en) * 2000-01-05 2005-11-08 Advanced Micro Devices, Inc. Digital correction method and system
SE517039C2 (sv) * 2000-05-31 2002-04-02 Bjoern Ottersten Anordning och metod för kanalinterferensdämpning
US6952456B1 (en) 2000-06-21 2005-10-04 Pulse-Link, Inc. Ultra wide band transmitter
US6970448B1 (en) 2000-06-21 2005-11-29 Pulse-Link, Inc. Wireless TDMA system and method for network communications
US7512951B2 (en) * 2000-07-31 2009-03-31 Infineon Technologies Ag Method and apparatus for time-sliced and multi-threaded data processing in a communication system
US7016296B2 (en) 2000-10-16 2006-03-21 Broadcom Corporation Adaptive modulation for fixed wireless link in cable transmission system
GB2371187A (en) * 2001-01-15 2002-07-17 Marconi Comm Ltd Signal slicing circuit with variable threshold levels
US7079599B2 (en) * 2001-02-28 2006-07-18 Broadcom Corporation Multi-mode quadrature amplitude modulation receiver for high rate wireless personal area networks
US6968021B1 (en) * 2001-09-24 2005-11-22 Rockwell Collins Synchronization method and apparatus for modems based on jointly iterative turbo demodulation and decoding
KR100435494B1 (ko) * 2001-11-21 2004-06-09 한국전자통신연구원 디지털 통신에서의 동기 수행 시스템 및 그 방법
US7454743B2 (en) 2001-12-28 2008-11-18 Sun Microsystems, Inc. Java to SNMP MIB mapping
DE10224165A1 (de) 2002-05-31 2003-12-24 Advanced Micro Devices Inc Phasenfehlerkorrektur unter Verwendung entspreizter Signale
CN100539559C (zh) * 2002-05-31 2009-09-09 先进微装置公司 使用解扩频信号以校正相位误差的装置
DE10228999B4 (de) * 2002-06-28 2006-12-14 Advanced Micro Devices, Inc., Sunnyvale Konstellationsmanipulation zur Frequenz/Phasenfehlerkorrektur
GB2391771A (en) * 2002-08-03 2004-02-11 Zarlink Semiconductor Ltd Method and apparatus for recovering a reference clock
US6650187B1 (en) * 2002-08-29 2003-11-18 Qualcomm, Incorporated Decision directed suppressed carrier symbol-rate PLL with programmable phase discriminator and chip-rate phase extrapolation
US6795486B2 (en) * 2002-09-23 2004-09-21 Thomson Licensing S.A. Variable-length correlator for spread-spectrum communications
US7349462B2 (en) * 2002-12-23 2008-03-25 International Business Machines Corporation Acquisition and adjustment of gain, receiver clock frequency, and symbol timing in an OFDM radio receiver
US7224715B1 (en) 2003-05-30 2007-05-29 Hellosoft, Inc. Method and system for maximum likelihood clock and carrier recovery in a direct sequence spread spectrum communication system
KR101009798B1 (ko) 2003-11-04 2011-01-19 톰슨 라이센싱 확산 스펙트럼 시스템의 지능형 코드 추적
KR100630043B1 (ko) * 2003-11-06 2006-09-27 삼성전자주식회사 이동통신시스템의 수신단에서의 주파수 오차 추정 및 결합기
US7961823B2 (en) * 2004-06-02 2011-06-14 Broadcom Corporation System and method for adjusting multiple control loops using common criteria
FR2877787A1 (fr) * 2004-11-09 2006-05-12 St Microelectronics Sa Dispositif d'estimation d'erreur de boucle de correction de cadence pour demodulateur numerique
US7555074B2 (en) * 2005-02-01 2009-06-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Interference estimation in the presence of frequency errors
US7720179B2 (en) * 2005-05-27 2010-05-18 Marvell World Trade Ltd. Method for timing detection
US7529320B2 (en) * 2005-09-16 2009-05-05 Agere Systems Inc. Format efficient timing acquisition for magnetic recording read channels
US8565324B2 (en) * 2008-09-17 2013-10-22 Harris Corporation Communications device using measured signal-to-noise ratio to adjust phase and frequency tracking
US8731074B2 (en) * 2008-09-17 2014-05-20 Harris Corporation Communications device using measured frequency offset over time to adjust phase and frequency tracking
US8824599B1 (en) * 2012-06-20 2014-09-02 MagnaCom Ltd. Pilot symbol-aided sequence estimation for highly-spectrally-efficient communications
DE102013213295A1 (de) 2013-07-08 2015-01-08 Continental Automotive Gmbh Vorrichtung und Verfahren zur schmalbandigen Datenübertragung mittels eines DSSS-Übertragungssystems
CN103647571A (zh) * 2013-12-04 2014-03-19 成都理工大学 一种基于dsss技术的远距离射频收发器
CN114553260B (zh) * 2022-02-17 2023-06-20 中国电子科技集团公司第十研究所 一种ds/fh扩频信号载波频率的高精度测量系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0847169A2 (en) * 1996-12-05 1998-06-10 HE HOLDINGS, INC. dba HUGHES ELECTRONICS Communication signal processors and methods compatible with a variety of modulation types
WO1998053556A2 (en) * 1997-05-20 1998-11-26 Sanconix, Inc. (La Corp) Direct sequence spread spectrum method, computer-based product, apparatus and system tolerant to frequency reference offset
WO1999031817A1 (en) 1997-12-12 1999-06-24 Thomson Consumer Electronics, Inc. Receiver with parallel correlator for spread spectrum digital transmission
WO1999059259A1 (en) 1998-05-14 1999-11-18 Interdigital Technology Corporation Multipath cdma receiver for reduced pilot

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4599732A (en) * 1984-04-17 1986-07-08 Harris Corporation Technique for acquiring timing and frequency synchronization for modem utilizing known (non-data) symbols as part of their normal transmitted data format
US5721555A (en) * 1994-12-19 1998-02-24 Trimble Navigation Limited Frequency spectral line tracking receiver
US5712870A (en) * 1995-07-31 1998-01-27 Harris Corporation Packet header generation and detection circuitry
US5943363A (en) * 1996-07-17 1999-08-24 Stanford Telecommunications, Inc. Digital spread spectrum GPS navigation receiver
US5808582A (en) * 1996-09-13 1998-09-15 Litton Consulting Group, Inc. Global positioning system receiver with improved multipath signal rejection
JP3153188B2 (ja) * 1997-09-19 2001-04-03 松下電器産業株式会社 変調・復調装置および方法
US6370160B1 (en) * 1998-12-29 2002-04-09 Thomson Licensing S. A. Base to handset epoch synchronization in multi-line wireless telephone

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0847169A2 (en) * 1996-12-05 1998-06-10 HE HOLDINGS, INC. dba HUGHES ELECTRONICS Communication signal processors and methods compatible with a variety of modulation types
WO1998053556A2 (en) * 1997-05-20 1998-11-26 Sanconix, Inc. (La Corp) Direct sequence spread spectrum method, computer-based product, apparatus and system tolerant to frequency reference offset
WO1999031817A1 (en) 1997-12-12 1999-06-24 Thomson Consumer Electronics, Inc. Receiver with parallel correlator for spread spectrum digital transmission
WO1999059259A1 (en) 1998-05-14 1999-11-18 Interdigital Technology Corporation Multipath cdma receiver for reduced pilot

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