KR101834852B1 - 초저전력 초재생 수신 장치 및 방법 - Google Patents

초저전력 초재생 수신 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

초저전력 초재생 수신 장치 및 방법에 관한 것으로, 초저전력 초재생 수신 장치는 송신 신호의 대역폭을 기준으로 쿠엔치 파형의 주기를 제어하고, 상기 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어하여, 수신 신호의 대역폭을 동적으로 조절한다.

Description

초저전력 초재생 수신 장치 및 방법{ULTRA LOW POWER SUPER-REGENERATIVE RECEIVING APPARATUS AND METHOD THEREOF}
기술분야는 초저전력 초재생 수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
센서 네트워크(sensor network)는 무선 네트워크기술의 급속한 발전과 상용화에 따라 빠르게 확산되고 있다. 기술 표준화 또한 IEEE를 중심으로 활발한 활동이 이루어지고 있으며, Bluetooth, IEEE 802.15.4, ZigBee 등의 표준화가 이루어지고 있다.
무선 센서 디바이스는 홈 시큐리티, 의료분야, mobile healthcare, 화학적/생물학적 이상 감시, 기계의 이상/고장 진단, 환경감시, 재난관련 정보 센싱, 지능형 물류관리, 실시간 보안, 원격감시 등 다양한 응용분야에 적용될 수 있다.
다양한 무선 센서 네트워크 및 근거리 통신망에서 센서들의 크기는 소형이어야 하고, 많은 수의 센서들이 오랜 시간 동작하기 위해서는 저전력 및 저복잡도의 조건이 만족될 필요가 있다.
특히 인체에 설치되는 센서는 주위의 모바일 기기 또는 다른 인체의 센서와 무선으로 통신이 이루어지는 wireless body area network (WBAN) 에서 보다 엄격한 저복잡도, 저전력의 조건이 요구된다.
저복잡도 및 저전력의 조건을 만족시키기 위해서는 고전력 RF(Radio Frequency) 구조가 아닌 초저전력 RF 구조를 사용할 필요가 있다. 그런데, 초저전력 아날로그 회로 사용은 전체적인 시스템의 성능저하를 동반한다.
따라서, 무선 센서 네트워크나 근거리 통신망에서 센서가 초저전력 아날로그 회로 사용하면서도 시스템의 성능을 개선하는 기술에 대한 연구가 지속적으로 이루어져야 한다.
일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 송신 신호의 대역폭을 기준으로 쿠엔치(quench) 파형의 주기를 제어하고, 상기 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어하여, 수신 신호의 대역폭을 동적으로 조절하는 대역폭 조절부를 포함한다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 주기가 제어되고, 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형을 소정의 시간만큼 지연시켜, 오버샘플링의 개수만큼 복수개의 쿠엔치 파형들을 생성하는 쿠엔치 파형 생성부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 소정의 시간만큼 지연된 복수개의 쿠엔치 파형들 각각을 입력 받아, 상기 수신 신호의 심볼구간에서 상기 소정의 시간만큼 지연된 쿠엔치 파형에 대응하여 발진신호들을 동시에 생성하는 복수개의 초재생 발진기들을 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 복수개의 초재생 발진기들에서 출력된 발진신호들의 포락선들을 검출하는 복수개의 포락선 검출부들; 및 상기 검출된 포락선들의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플링 하는 샘플링부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 샘플링 된 피크값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산하고, 상기 샘플링 된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관 값을 계산하여, 최대 상관 값을 가지는 펄스-레벨 포지션 및 코드-레벨 포지션을 추정하여 비트 동기화를 수행하는 비트 동기화부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행하는 프레임 동기화부 및 상기 프레임 동기화 완료 후, 상기 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출하는 데이터 검출부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 주기가 제어되고, 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형을 비트 심볼 구간에서, 오버샘플링 레이트(oversampling rate) 만큼, 제1 시간 동안 초재생 발진기에 인가하고, 제2 시간 동안 시간 지연 후, 다시 상기 제1 시간 동안 상기 초재생 발진기에 인가하는 동작을 반복하는 쿠엔치 파형 인가부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 초재생 발진기에서 출력된 발진신호의 포락선들을 검출하는 포락선 검출부 및 상기 검출된 포락선의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플링하는 샘플링부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 샘플링된 피크값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산하고, 상기 샘플링 된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관 값을 계산하여, 최대 상관 값을 가지는 펄스-레벨 포지션 및 코드-레벨 포지션을 추정하여 비트 동기화를 수행하는 비트 동기화부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행하는 프레임 동기화부 및 상기 프레임 동기화 완료 후, 상기 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출하는 데이터 검출부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 주기가 제어되고, 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형으로부터 초기 샘플링 타임을 기준으로 소정의 시간만큼 지연된(delayed) 제1 쿠엔치 파형을 생성하는 제1 쿠엔치 파형 생성부 및 상기 주기가 제어되고, 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형으로부터 초기 샘플링 타임을 기준으로 소정의 시간만큼 앞선(advanced) 제2 쿠엔치 파형을 생성하는 제2 쿠엔치 파형 생성부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 제1 쿠엔치 파형을 입력 받아, 상기 수신 신호의 심볼에서 제1 쿠엔치 파형에 대응하여 제1 발진신호를 생성하는 제1 초재생 발진기 및 상기 제2 쿠엔치 파형을 입력 받아, 상기 수신 신호의 심볼에서 제2 쿠엔치 파형에 대응하여 제2 발진신호를 생성하는 제2 초재생 발진기를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 제1 발진신호의 포락선을 검출하는 제1 포락선 검출부, 상기 제2 발진신호의 포락선을 검출하는 제2 포락선 검출부 및 상기 제1 발진신호의 포락선 및 상기 제2 발진신호의 포락선의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플링하는 샘플링부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 샘플링된 피크값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산하고, 상기 샘플링 된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관 값을 계산하여, 각각의 펄스-레벨 포지션에서 가장 큰 값을 가지는 상관 값을 계산하는 계산부, 시간적으로 앞선 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 값을 가지는 제1 상관 값과 시간적으로 지연된 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 값을 가지는 제2 상관 값의 차이에 기초하여 상기 초기 샘플링 타임을 조절하는 샘플링 타임 업데이트부, 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값의 차이의 절대값이 기 설정된 값 보다 작아지는 경우의 샘플링 타임을 최적 샘플링 타임으로 결정하는 결정부 및 상기 최적 샘플링 타임에 대응하는 펄스-레벨 포지션을 추정하고, 가장 큰 값을 가지는 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스를 코드-레벨 포지션으로 추정하여 비트 동기화를 수행하는 비트 동기화부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 최적 샘플링 타임이 적용된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행하는 프레임 동기화부 및 상기 프레임 동기화 완료 후, 상기 최적 샘플링 타임이 적용된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출하는 데이터 검출부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 제1 비트 심볼 구간에서, 상기 주기가 제어되고 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형을, 초기 샘플링 타임을 기준으로 소정의 시간만큼 전진(advance)시켜, 제1 시간 동안 초재생 발진기에 인가하고, 제2 시간 동안 인가하지 않으며,
제2 비트 심볼 구간에서, 상기 주기가 제어되고 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형을, 상기 초기 샘플링 타임을 기준으로 상기 소정의 시간만큼 지연(delay)시켜, 상기 제1 시간 동안 상기 초재생 발진기에 인가하는 동작을 반복하는 쿠엔치 파형 인가부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 초재생 발진기에서 출력된 발진신호의 포락선들을 검출하는 포락선 검출부 및 상기 검출된 포락선의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플링하는 샘플링부를 더 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 샘플링된 피크값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산하고, 상기 샘플링 된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관 값을 계산하여, 각각의 펄스-레벨 포지션에서 가장 큰 값을 가지는 상관 값을 계산하는 계산부, 시간적으로 앞선 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 값을 가지는 제1 상관 값과 시간적으로 지연된 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 값을 가지는 제2 상관 값의 차이에 기초하여 상기 초기 샘플링 타임을 조절하는 샘플링 타임 업데이트부, 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값의 차이의 절대값이 기 설정된 값 보다 작아지는 경우의 샘플링 타임을 최적 샘플링 타임으로 결정하는 결정부 및 상기 최적 샘플링 타임에 대응하는 펄스-레벨 포지션을 추정하고, 가장 큰 값을 가지는 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스를 코드-레벨 포지션으로 추정하여 비트 동기화를 수행하는 비트 동기화부를 더 포함할 수 있다.
일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 송신 신호의 주기보다 짧은 주기의 쿠엔치 파형을 생성하고, 상기 생성된 쿠엔치 파형을 이용하여 수신 신호의 심볼구간에서 복수개의 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플들을 획득하고, 상기 획득한 샘플들의 샘플 값을 이용하여 비트 동기화를 수행하는 제1 대역폭 조절부 및 상기 비트 동기화를 통해 획득한 펄스-레벨 포지션에 기초하여 상기 쿠엔치 파형의 타이밍을 설정하고, 상기 송신 신호의 대역폭을 기준으로 상기 쿠엔치 파형의 주기를 제어하고, 상기 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어하여, 수신 신호의 대역폭을 동적으로 조절하는 제2 대역폭 조절부를 포함한다.
상기 제2 대역폭 조절부는 상기 비트 동기화를 통해 획득한 펄스-레벨 포지션에 기초하여 상기 쿠엔치 파형의 타이밍을 설정하는 타이밍 설정부 및 상기 송신 신호의 대역폭을 기준으로 상기 쿠엔치 파형의 주기를 증가시키고, 상기 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기를 감소시켜 상기 쿠엔치 파형의 형태를 제어하는 쿠엔치 파형 제어부를 포함할 수 있다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 장치는 상기 제어된 쿠엔치 파형을 이용하여 상기 수신 신호의 심볼구간에서 샘플링 한 복수개의 아날로그-디지털 변환 샘플들의 신호 전력(signal power)을 추정하는 신호 전력 추정부, 상기 제어된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행하는 프레임 동기화부 및 상기 프레임 동기화 완료 후, 상기 제어된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출하는 데이터 검출부를 더 포함할 수 있다.
일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 방법은 송신 신호의 대역폭을 기준으로 쿠엔치 파형의 주기를 제어하고, 상기 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어하여, 수신 신호의 대역폭을 동적으로 조절하는 단계, 상기 주기가 제어되고, 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형을 소정의 시간만큼 지연시켜, 오버샘플링의 개수만큼 복수개의 쿠엔치 파형들을 생성하는 단계, 상기 소정의 시간만큼 지연된 복수개의 쿠엔치 파형들 각각을 이용하여, 상기 수신 신호에서 샘플링된 피크 값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산하는 단계, 상기 샘플링 된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관 값을 계산하는 단계 및 상기 상관 값들 중, 최대 상관 값을 가지는 펄스-레벨 포지션 및 코드-레벨 포지션을 추정하여 비트 동기화를 수행하는 단계를 포함한다.
다른 일 측면에 있어서, 초저전력 초재생 수신 방법은 복수개의 초재생 발진기들이 상기 소정의 시간만큼 지연된 복수개의 쿠엔치 파형들 각각을 입력 받아, 상기 수신 신호의 심볼구간에서 상기 소정의 시간만큼 지연된 쿠엔치 파형에 대응하여 발진신호들을 동시에 생성하는 단계, 복수개의 포락선 검출기들이 상기 복수개의 초재생 발진기들에서 출력된 발진신호들의 포락선들을 검출하는 단계 및 상기 검출된 포락선들의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플링하는 단계를 더 포함할 수 있다.
수신 신호의 대역폭을 동적으로 조절하는 초저전력 초재생 수신 장치를 이용함으로써, 송신시 사용되는 채널의 주파수 대역폭을 유지하면서, 성능 열화의 주요 요인인 낮은 선택도(selectivity) 성능이 개선될 수 있다.
낮은 선택도 성능이 개선됨으로써, 신호 대 잡음 비(SNR, Signal to Noise Ratio)가 향상될 수 있다.
도 1은 일반적인 초재생 수신기의 블록도이다.
도 2는 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
도 3은 초재생 발진기의 정규화된 입력 신호의 포락선, 댐핑 함수, 민감도 곡선(sensitivity curve) 및 재생이득(regenerative gain)과 정규화된 출력 신호의 포락선의 곱을 나타낸 그래프이다.
도 4는 일실시예에 따른 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 5는 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Parallel 구조를 가진 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 6은 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Parallel 구조에서 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
도 7은 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Parallel 구조에서 비트 동기화를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 다른 일실시예에 따른 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 9는 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Serial 구조를 가진 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 10은 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Serial 구조에서 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
도 11은 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Serial 구조에서 비트 동기화를 설명하기 위한 도면이다.
도 12는 다른 일실시예에 따른 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 13은 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Parallel 구조를 가진 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 14는 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Parallel 구조에서 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
도 15는 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Parallel 구조에서 비트 동기화를 설명하기 위한 도면이다.
도 16은 다른 일실시예에 따른 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 17은 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Serial 구조를 가진 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 18은 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Serial 구조에서 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
도 19는 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Serial 구조에서 비트 동기화를 설명하기 위한 도면이다.
도 20은 다른 일실시예에 따른 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 21은 일실시예에 따른 two-stage 구조를 가진 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 22는 일실시예에 따른 two-stage 구조에서 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
이하, 일측에 따른 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
무선 센서 네트워크 및 근거리 통신망에서 설치되는 다양한 센서 디바이스들은 소형, 저전력 및 저복잡도의 구조로 설계될 필요가 있다.
기존의 super heterodyne RF 구조의 수신기는 수신 신호를 고주파 대역에서 바로 기저대역으로 변환하지 않고 중간주파수 대역을 활용하여 sensitivity 등의 성능을 향상시키지만, 이로 인해 복잡도, 비용, 전력소모 등이 증가한다.
특히, super heterodyne RF 구조방식의 모뎀기술은 RF 부분에서 digital baseband 부분에 비해 매우 높은 전력을 요구한다. 예를 들어 저전력 WPAN을 위한 모뎀칩의 경우 디지털 신호처리 부분의 소모 전력은 송신, 수신 모두 0.5 mW 정도인 반면에, 아날로그 신호처리 부분의 소모전력은 수신모드에서 21mW, 송신모드에서 30mW 정도이다.
이러한 이유 때문에, 최근에는 다양한 저전력 RF 구조를 활용하여 전체 통신 모뎀의 저전력화 연구가 활발히 진행되고 있다. 특히, 초재생 수신기(super-regenerative receiver)를 활용한 수신기 구조는 수신 신호를 positive feedback 구조를 활용하여 출력신호를 증폭하여 신호를 검출하는 구조인데, 적은 수의 능동소자를 활용한 간단한 RF 구조여서, 초저전력 수신기로 주목받고 있다.
이러한 저전력 및 저복잡도 RF 구조를 활용한 근거리 송수신 시스템은 비록 획기적인 전력감소를 가져오지만, 아날로그 신호처리 부분의 성능저하로 인해 전체적인 시스템의 성능저하를 초래하게 된다.
초재생 수신기는 주파수 응답의 낮은 선택도(selectivity) 특성으로 인하여, 시스템의 성능열화가 심하게 나타난다.
도 1 일반적인 초재생 수신기의 블록도이다.
도 1을 참조하면, LNA(Low Noise Amplifier)를 통과한 RF 신호는 Superregenerative oscillator(SRO)에 입력된다. SRO는 특정주파수의 RF 신호를 Ka(t)의 이득을 가지는 positive feedback 루프에 의해 증폭시킨다. 하지만 계속 증폭을 시키면 발진하게 되므로 발진을 다시 멈추게 하는 동작이 필요하다. Quench oscillator는 이러한 발진의 주기적인 생성과 소멸을 제어한다. SRO에 입력되는 RF 신호와 출력 신호 및 positive feedback 루프를 통한 closed-loop 시스템의 댐핑 함수는 도 2에서와 같이 표현될 수 있다.
도 2는 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
도 2를 참조하면, SRO에 입력되는 RF 신호 v(t)에 대해 quench period Tq 마다 주기적인 발진과 감쇠가 반복되는 RF 펄스의 시리즈 형태로 SRO 출력 vo(t) 가 나타남을 알 수 있다.
여기서 ζ(t)는 closed-loop system 의 댐핑 함수에 해당하며 이는 quench oscillator의 신호에 의해 달라진다. ζ(t)값이 양수에서 음수가 될 때 SRO 출력신호는 발진을 시작하며, amplitude 값이 서서히 증가하는 unstable 구간이 시작된다. unstable 구간은 ζ(t)값이 음수에서 다시 양수로 변화하는 순간까지 지속된다. amplitude값이 최대가 된 후 다시 감쇠하기 시작하는 stable 구간이 시작된다.
참고로, 한번의 quench period동안 SRO 출력에서 발생한 RF pulse가 다음번의 quench period에서도 다시 나타날 수 있는데 SRO 출력에서 발생한 RF pulse는 다음번의 quench period에서 최초 생성되는 RF pulse와 중첩되어 ISI (intersymbol interference)를 발생시킬 수 있다. ISI가 발생하는 현상을 hangover 효과라고 부른다. ζ(t)은 hangover 효과를 제거하기 위해 dc component 값에 해당하는 zdc 값을 가진다.
SRO 출력 vo(t)의 amplitude값은 RF 입력 신호 v(t)의 amplitude 값이 클수록 커진다.
또한, vo(t)의 amplitude값의 크기를 결정하는 중요한 요인은 재생이득(regenerative gain) 이다. 재생이득은 민감도 곡선(sensitivity curve)과 SRO에 입력되는 RF 신호의 정규화된 포락선(normalized envelope)의 적분 값에 의해 결정된다.
구체적인 수학식을 살펴보면 SRO의 RF 입력 신호
Figure 112011085907308-pat00001
라고 하면, SRO 출력 vo(t)는 다음과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112011085907308-pat00002
Figure 112011085907308-pat00003
Figure 112011085907308-pat00004
Figure 112011085907308-pat00005
여기서 pc(t)는 최대값이 1로 정규화된 펄스 포락선을 의미한다. Kr는 재생이득, s(t)는 민감도 곡선, p(t)는 SRO 출력의 정규화된 포락선을 의미한다.
SRO 출력의 amplitude는 RF 입력 신호의 peak amplitude인 V 값뿐만 아니라, s(t)와 pc(t)의 적분값에 따라 결정됨을 알 수 있다.
즉, SRO 출력의 peak amplitude는 단순히 RF 입력신호의 peak amplitude 값만 크다고 해서 증가하는 것이 아니고, s(t)가 얼마나 pc(t)와 겹쳐져서 입력 에너지를 잘 캡쳐 하는지에 따라 결정됨을 알 수 있다.
개념적으로 쉽게 이해하기 위해, 댐핑 함수 ζ(t) 에 따른 pc(t),s(t),Krp(t) 신호 형태의 예를 그림으로 살펴보면 도 3과 같다.
도 3은 초재생 발진기의 정규화된 입력 신호의 포락선, 댐핑 함수, 민감도 곡선(sensitivity curve) 및 재생이득(regenerative gain)과 정규화된 출력 신호의 포락선의 곱을 나타낸 그래프이다.
도 3을 참조하면, 민감도 곡선 s(t)는 댐핑 함수 ζ(t) 값이 양수에서 음수로 변화하는 시간을 중심으로, 지수적으로 증가 후 다시 지수적으로 감소하는 형태를 가진다.
Krp(t)는 반대로 댐핑 함수 ζ(t) 값이 음수에서 양수로 변화하는 시간을 중심으로, 지수적으로 증가 후 다시 지수적으로 감소하는 형태를 가진다. 만약 도 3에서 s(t)와 Krp(t)신호가 거의 겹치지 않는다면 이 두 함수의 적분 값은 거의 0(zero)에 가깝게 될 것이고, SRO 출력 포락선의 amplitude 값 또한 거의 0(zero)에 가깝게 될 것이다.
즉, s(t)는 SRO 입력 포락선의 에너지를 캡쳐해서 그 크기를 SRO 출력의 peak amplitude에 반영하는데, 여기서 s(t)의 시간 축 상의 위치보다 조금 지연된 시간에 SRO 출력 포락선이 나타난다.
도 3에서 확인할 수 있는 것처럼, 초저전력의 superregenerative RF 구조가 적용된 수신기는 기존의 고전력 및 고품위의 super-heterodyne RF 수신기에서의 특성과 다르게, 기저대역의 송신신호에 대한 정확한 형태를 획득하기가 어렵다는 문제가 있다.
즉, SRO 출력은 RF 입력신호의 기저대역 신호를 복원하기 위해 주파수 변환과정을 거쳐 출력된 신호가 아니다.
단지 특정 주파수의 RF 입력신호에 positive feedback으로 반응하여 발진된 전혀 다른 형태의 신호가 새롭게 생성되므로, SRO 출력은 송신신호의 포락선과는 무관한 형태를 가지게 된다.
이러한 결과는 기존의 RF 수신기에서 통상적으로 사용되는 수신알고리즘을 적용하는데 있어 많은 제약을 가져온다. 따라서 통상적인 기존 수신알고리즘을 변경 적용하는 것이 필요하다.
s(t)는 시간에 따라 exponential 하게 변하는 특성 때문에, 댐핑 함수의 제로-크로싱 포인트(zero-crossing point)에 몰려있는 형태가 된다. 제로-크로싱 포인트는 양수에서 음수로 변화하는 지점을 의미한다.
즉, 민감도 곡선 s(t)는 시간 축 상에서 RF 입력 신호의 포락선보다 훨씬 narrow한 특성을 갖게 된다. 그런데, s(t)의 narrow한 특성은 초재생 수신기의 선택도 특성을 열화시켜 결국 SNR(Signal-to-Noise Ratio) 값을 저하시킨다.
시간영역과 주파수영역에서의 변환에 대한 푸리에 트랜스폼 이론에 의하면 시간축에서 wide한 신호는 주파수영역에서는 narrow한 특성을 가지며, 반대로 시간축에서 narrow한 신호는 주파수영역에서 wide한 특성을 가지게 된다.
따라서, 시간 영역에서 RF 입력 신호의 wide한 신호를 SRO에서 narrow한 특성의 s(t)로 수신하는 것은, 주파수 영역에서 살펴보면 RF 입력 신호의 narrow한 주파수 대역폭을 SRO의 wide한 주파수 대역폭으로 수신한 경우가 된다.
원하는 신호보다 더 넓은 주파수 영역에서 수신하게 되면, 원하는 신호의 전력 대비 더 많은 additive white Gaussian noise (AWGN)의 전력이 수신되어 SNR 값이 열화된다.
왜냐하면 AWGN 신호는 주파수 전 영역에 걸쳐 전력밀도가 일정하게 존재하기 때문에 원하는 신호 주파수 대역 이외의 대역에서 추가적으로 노이즈 전력이 더해지기 때문이다.
도 4는 일실시예에 따른 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 4를 참조하면, 초저전력 초재생 수신 장치는 대역폭 조절부(410), 쿠엔치 파형 생성부(420), 복수개의 초재생 발진기들(431,433,435), 복수개의 포락선 검출부들(441,443,445), 샘플링부(450), 비트 동기화부(460), 프레임 동기화부(470) 및 데이터 검출부(480)를 포함할 수 있다.
대역폭 조절부(410)는 송신신호의 대역폭을 기준으로 수신신호의 대역폭을 동적으로 조절할 수 있다. 여기서 송신신호는 송신단에서 전송된 신호로, 안테나(401)에서 수신되어 복수개의 초재생 발진기들(431,433,435)에 입력되는 신호일 수 있다. 수신신호는 복수개의 초재생 발진기들(431,433,435)에서 출력되는 신호일 수 있다.
대역폭 조절부(410)는 쿠엔치 파형의 주기를 제어하고, 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어할 수 있다. 대역폭 조절부(410)는 쿠엔치 파형의 주기를 증가시키고, 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값이 작아지도록 쿠엔치 파형의 형태를 조절할 수 있다.
쿠엔치 파형은 쿠엔치 파형 생성부(420)에서 생성되는 파형을 의미한다. 예를 들면, 쿠엔치 파형 생성부(420)는 쿠엔치 오실레이터로 구현될 수 있다.
복수개의 초재생 발진기들(431,433,435) 각각의 댐핑 함수의 주기 및 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값은 쿠엔치 파형의 주기 및 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값과 비례한다.
댐핑 함수의 주기가 증가하고, 댐핑 함수의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값이 작아지면, 민감도 곡선의 시간 축에서의 폭은 넓어질 수 있다. 민감도 곡선의 시간 축에서의 폭이 넓어짐에 따라, 수신신호의 대역폭은 감소할 수 있다.
따라서, 민감도 곡선의 시간 축에서의 폭의 조절을 통해 수신신호의 대역폭은 송신신호의 대역폭과 비슷하게 조절될 수 있다.
쿠엔치 파형 생성부(420)는 쿠엔치 파형을 소정의 시간만큼 지연시켜, 오버샘플링의 개수만큼 복수개의 쿠엔치 파형들을 생성할 수 있다. 이때, 쿠엔치 파형은 주기 및 제로-크로스 포인트에서의 기울기의 절대값이 조절된 상태이다. 오버샘플링은 수신신호의 한 개의 심볼 주기마다 포락선의 검출을 위해 수행되는 복수개의 샘플링을 의미한다.
쿠엔치 파형 생성부(420)는 쿠엔치 파형을 일정한 시간 간격으로 지연시켜, 복수개의 쿠엔치 파형들을 생성할 수 있다. 예를 들면, 일정한 시간 간격이 Δt이고, 오버샘플링의 개수가 3이라고 하면, 쿠엔치 파형 생성부(420)는 기준 쿠엔치 파형을 생성하고, 이로부터 Δt만큼 지연시킨 쿠엔치 파형, 기준 쿠엔치 파형으로부터 2Δt만큼 지연시킨 쿠엔치 파형을 추가적으로 생성할 수 있다.
초재생 발진기, 포락선 검출부는 쿠엔치 파형의 개수만큼 배치될 수 있다.
초재생 발진기(431)는 기준 쿠엔치 파형을 입력 받아 수신 신호의 심볼구간에서 발진신호를 생성할 수 있다. 이때, 발진신호는 상기 기준 쿠엔치 파형에 대응하는 부분에서 발생한다.
초재생 발진기(433)는 기준 쿠엔치 파형으로부터 소정의 시간만큼 지연된 쿠엔치 파형을 입력 받아 수신 신호의 심볼구간에서 발진신호를 생성할 수 있다. 이때, 발진신호는 상기 소정의 시간만큼 지연된 쿠엔치 파형에 대응하는 부분에서 발생한다.
초재생 발진기(435)는 기준 쿠엔치 파형으로부터 소정의 다른 시간만큼 지연된 쿠엔치 파형을 입력 받아 수신 신호의 심볼구간에서 발진신호를 생성할 수 있다. 이때, 발진신호는 상기 소정의 다른 시간만큼 지연된 쿠엔치 파형에 대응하는 부분에서 발생한다.
초재생 발진기(431), 초재생 발진기(433) 및 초재생 발진기(435)에서 생성되는 발진신호는 동시에 생성될 수 있다.
포락선 검출부(441)는 초재생 발진기(431)에서 출력된 발진신호의 포락선을 검출할 수 있다. 포락선 검출부(443)는 초재생 발진기(433)에서 출력된 발진신호의 포락선을 검출할 수 있다. 포락선 검출부(445)는 초재생 발진기(435)에서 출력된 발진신호의 포락선을 검출할 수 있다.
샘플링부(450)는 포락선 검출부(441), 포락선 검출부(443) 및 포락선 검출부(445)에서 검출된 포락선들의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(Analog-Digital Conversion, ADC) 샘플링할 수 있다.
비트 동기화부(460)는 샘플링된 피크값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산할 수 있다. 오리지널 코드 시퀀스란 비트에 대해 직접확산 스프레드 스펙트럼(DSSS, Direct Sequence Spread Spectrum) 방식으로 스프레딩 팩터(Spreading factor)에 따라 처리된 코드 시퀀스를 의미한다.
비트 동기화부(460)는 샘플링된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산할 수 있다. 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스는 오리지널 코드 시퀀스가 칩(chip)단위로 이동한 코드 시퀀스를 의미한다.
비트 동기화부(460)는 계산된 상관 값들 중에서 최대 상관 값을 가지는 펄스-레벨 포지션 및 코드-레벨 포지션을 추정하여 비트 동기화를 수행할 수 있다. 펄스-레벨 포지션은 수신 신호의 포락선에서 샘플링 된 위치를 의미하고, 코드-레벨 포지션은 오리지널 코드 시퀀스 또는 순환 이동된 코드 시퀀스 중 해당하는 경우를 의미한다.
프레임 동기화부(470)는 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행할 수 있다. 프레임 동기화부(470)는 샘플 값을 통해 추정된 비트 시퀀스가 소정의 비트 시퀀스와 일치하면 프레임 동기화가 되었다고 판단할 수 있다.
데이터 검출부(480)는 프레임 동기화 완료 후, 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출할 수 있다. 프레임 동기화가 완료되면, 그 이후부터 수신되는 신호는 데이터를 포함한다고 볼 수 있다. 데이터 검출부(480)는 비트 동기화를 통해 결정된 쿠엔치 파형을 통해 수신 신호를 샘플링하고, 샘플링 된 값들로부터 데이터를 검출할 수 있다.
도 5는 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Parallel 구조를 가진 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
Fixed periodic quench 방식은 댐핑 함수의 제로-크로싱 포인트들 간의 간격이 일정한 경우를 의미한다.
도 5는 한 심볼 주기당 3번의 오버샘플링을 수행하는 경우이다. 초저전력 초재생 수신 장치는 복수개의 오버샘플링의 개수만큼 병렬 블록들(540, 550, 560)을 이용할 수 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 한 개의 quench oscillator(520)에서 생성된 쿠엔치 파형과 이로부터 시간 지연을 시킨 복수개의 쿠엔치 파형들을 활용하여 RF oscillator들(541,551,561)을 동시에 발진 시킬 수 있다. RF oscillator들(541,551,561)에는 LNA(Low Noise Amplifier)(510)를 통과한 수신 신호가 입력될 수 있다.
쿠엔치 파형 생성부(530)는 quench oscillator(520)에서 생성된 쿠엔치 파형을 td만큼 지연(531)하여 새로운 쿠엔치 파형을 생성할 수 있다. 이 새로운 쿠엔치 파형은 RF oscillator(551)에 입력될 수 있다.
쿠엔치 파형 생성부(530)는 quench oscillator(520)에서 생성된 쿠엔치 파형을 2*td만큼 지연(533)하여 새로운 쿠엔치 파형을 생성할 수 있다. 이 새로운 쿠엔치 파형은 RF oscillator(541)에 입력될 수 있다.
동시에 발진된 발진 신호들은 envelope detector들(543,553,563) 및 VGA(Voltage Gain Amplifier)들(545,555,565)을 통과할 수 있다. ADC(Analog-Digital Converter)(570)는 각각의 포락선의 피크값에 대한 ADC sample값들을 얻을 수 있다.
Synchronizer(580)는 ADC sample값들에 대해 동기화를 수행한다. Synchronizer(580)는 비트단위의 시간 축에서 동기를 수행하는 비트 동기화 및 프레임의 시작을 알리는 비트 시퀀스 단위의 동기를 수행하는 프레임 동기화를 수행할 수 있다.
결정부(581)는 Synchronizer(580)의 비트 동기화 과정을 통해 계산된 최대 상관 값을 고려하여, 최대 상관 값을 가지는 펄스-레벨 포지션에 대응하는 병렬 블록을 결정할 수 있다.
Data Detector(590)는 프레임 동기화가 완료된 후, 수신 신호로부터 데이터를 검출할 수 있다.
도 6은 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Parallel 구조에서 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
댐핑 함수의 주기가 증가하고 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값이 작아지면 시간 축에서 폭이 넓은 민감도 곡선 s(t)를 획득할 수 있다.
Figure 112011085907308-pat00006
이므로 제로-크로싱 포인트인 t=0 근처에서 일정시간 동안 댐핑 함수 ζ(t) 값의 변화가 작을수록 적분값의 변화도 작아지고, exponential값 또한 완만하게 감소 혹은 증가하게 된다.
제로-크로싱 포인트에서 댐핑 함수가 선형적으로 변하는 경우, 민감도 곡선의 시간폭은 대략 제로-크로싱 포인트에서의 기울기 절대값의 제곱근에 반비례할 수 있다.
ζ(t) 은
Figure 112011085907308-pat00007
의 관계식을 가지는데
Figure 112011085907308-pat00008
는 quiescent damping factor,
Figure 112011085907308-pat00009
는 selective network의 전달 함수에서의 maximum amplification에 해당하는 상수이다. 여기서
Figure 112011085907308-pat00010
는 쿠엔치 파형에 의해 조절되는 feedback amplifier의 variable gain이다.
쿠엔치 파형의 주기가 증가하고, 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값이 감소하면
Figure 112011085907308-pat00011
함수가 시간에 따라 완만하게 변화함으로써, 댐핑 함수 또한 시간에 따라 완만하게 변화하는 신호가 된다.
초저전력 초재생 수신 장치는 주기가 긴 복수개의 쿠엔치 파형들의 생성과 함께, 한 심볼 주기 안에서 샘플링 되는 복수개의 샘플들을 이용하여 정확한 심볼의 동기화를 수행할 수 있다.
도 6을 참조하면, 초저전력 초재생 수신 장치는 세 개의 댐핑 함수를 활용하여 하나의 심볼 주기 안에서 세 번의 샘플링을 수행하였다. 이때, 오버샘플링 레이트는 3Hz이다. 그러나, 다양한 경우의 횟수에 대해 오버샘플링이 가능하다. 서로 다른 댐핑 함수마다 하나의 심볼 주기 안의 서로 다른 위치에서 서로 다른 피크 값을 가진 SRO 출력 vo(t)이 생성된다.
Figure 112011085907308-pat00012
는 기준이 되는 댐핑 함수에 해당하며
Figure 112011085907308-pat00013
,
Figure 112011085907308-pat00014
는
Figure 112011085907308-pat00015
를 시간축에서 td및 2td만큼 지연시킨 댐핑 함수이다.
SRO 출력 vo(t)파형 중 가장 피크 값이 큰 파형은
Figure 112011085907308-pat00016
에 의해 생성된 파형이며, 가장 피크 값이 큰 파형의 왼쪽 및 오른쪽에 해당하는 vo(t)파형은 각각
Figure 112011085907308-pat00017
및
Figure 112011085907308-pat00018
에 의해 생성된 파형에 해당한다.
지연 시간이 서로 다른 댐핑 함수들은 하나의 Quench Oscillator에서 동일한 시간에 발생될 수 없으므로, 각 쿠엔치 파형을 parallel하게 발생시키는 parallel 구조가 활용될 수 있다.
도 7은 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Parallel 구조에서 비트 동기화를 설명하기 위한 도면이다.
도 7의 경우는 DSSS(direct sequence spread spectrum)를 사용하고 spreading factor=2 인 경우를 가정하였으며, 사용한 spreading code sequence = [1 0] 에 해당한다. 또한, 하나의 chip duration에서 3번의 오버샘플링을 한 경우를 가정하였다.
왼쪽의 파형들은 하나의 SHR(Sync. Header)의 비트 주기 동안의 RF 입력 포락선에서, 서로 다른 지연시간의 3개의 쿠엔치 파형을 통해 서로 다른 시간지점에서 샘플링 된 ADC sample 값들을 나타낸다. 이때 서로 다른 쿠엔치 파형에 따른 위치는 서로 다른 펄스-레벨 포지션에 해당한다.
초저전력 초재생 수신 장치는 각각의 펄스-레벨 포지션(x,o,z)에 해당하는 샘플 값들과 오리지널 코드 시퀀스(710) 및 순환 이동된 코드 시퀀스(720)에 대해 상관 값을 구한다.
이때 오리지널 코드 시퀀스(710) 및 순환 이동된 코드 시퀀스(720)에 해당하는 위치는 코드-레벨 포지션 에 해당한다. 최대 상관 값이 계산되고, 펄스-레벨 포지션(x,o,z) 및 코드-레벨 포지션이 추정되면, 샘플링의 위치 및 코드 시퀀스의 위치가 결정될 수 있다.
상관 값은 복수개의 비트 심볼구간 Lb SHR bits에서 반복적으로 계산될 수 있으며, 계산된 상관 값을 해당 비트수만큼 나눈 평균값이 비트 동기화에 사용될 수 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 가장 큰 값을 갖는 상관 값을 계산하고 이에 해당하는 펄스-레벨 포지션 및 코드-레벨 포지션을 추정하여 비트 동기화를 완료할 수 있다. 또한, 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형이 비트 동기화 단계에서 최종 선택되는 쿠엔치 파형이다.
초저전력 초재생 수신 장치는 비트 동기화 과정에서 선택된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 ADC sample값을 활용해 프레임 동기화를 수행한다.
프레임 동기화는 비트 동기화 과정을 복수번 수행하여 소정의 비트 시퀀스를 검출한다. 프레임 동기화가 완료된 후, 비트 동기화 과정에서 선택된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 ADC sample값을 활용해 데이터 검출 신호처리가 수행될 수 있다.
도 8은 다른 일실시예에 따른 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 8을 참조하면, 초저전력 초재생 수신 장치는 대역폭 조절부(810), 쿠엔치 파형 인가부(820), 초재생 발진기(830), 포락선 검출부(840), 샘플링부(850), 비트 동기화부(860), 프레임 동기화부(870) 및 데이터 검출부(880)를 포함할 수 있다.
대역폭 조절부(810)는 송신신호의 대역폭을 기준으로 수신신호의 대역폭을 동적으로 조절할 수 있다. 대역폭 조절부(810)는 쿠엔치 파형의 주기를 제어하고, 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어할 수 있다. 대역폭 조절부(810)는 쿠엔치 파형의 주기를 증가시키고, 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값이 작아지도록 쿠엔치 파형의 형태를 조절할 수 있다.
쿠엔치 파형 인가부(820)는 쿠엔치 파형을 비트 심볼 구간에서 제1 시간 동안 초재생 발진기에 인가하고, 제2 시간 동안 지연 후, 다시 제1 시간 동안 초재생 발진기에 인가할 수 있다. 이때, 쿠엔치 파형은 주기 및 제로-크로스 포인트에서의 기울기의 절대값이 조절된 상태이다.
쿠엔치 파형 인가부(820)는 오버샘플링 레이트 만큼 제1 시간 동안 쿠엔치 파형을 인가하고, 제2 시간 동안 쿠엔치 파형을 인가하지 않는 동작을 반복할 수 있다. 예를 들면, 오버샘플링 레이트가 3Hz 이면 서로 다른 펄스-레벨 포지션이 3개란 뜻인데, 도 8의 경우에는 한 개의 비트 심볼구간에서 특정한 한 개의 펄스-레벨 포지션에 대한 아날로그-디지털 변환 샘플 값들이 획득될 수 있다. 따라서, 서로 다른 3개의 펄스-레벨 포지션에 대한 샘플링 값들을 모두 획득하려면 적어도 3개의 비트 심볼구간이 필요하다.
초재생 발진기(830)는 쿠엔치 파형 인가부(820)의 동작에 따라 제1 시간 동안 쿠엔치 파형을 입력 받을 수 있고, 제2 시간 동안 쿠엔치 파형을 입력 받을 수 없다. 쿠엔치 파형이 입력되지 않는 구간에서는 발진 신호가 생성될 수 없다.
초재생 발진기(830)는 제1 시간 동안 안테나(801)을 통해 수신된 수신 신호와 쿠엔치 파형을 이용하여 발진 신호를 생성할 수 있다.
포락선 검출부(840)는 초재생 발진기(830)에서 출력된 발진 신호의 포락선들을 검출할 수 있다.
샘플링부(850)는 검출된 포락선의 피크 값들을 아날로그-디지털 변환 샘플링할 수 있다.
비트 동기화부(860)는 샘플링된 피크 값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산할 수 있다. 비트 동기화부(860)는 샘플링된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산할 수 있다.
비트 동기화부(860)는 계산된 상관 값들 중에서 최대 상관 값을 가지는 펄스-레벨 포지션 및 코드-레벨 포지션을 추정하여 비트 동기화를 수행할 수 있다.
프레임 동기화부(870)는 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행할 수 있다. 프레임 동기화부(870)는 샘플 값을 통해 추정된 비트 시퀀스가 소정의 비트 시퀀스와 일치하면 프레임 동기화가 되었다고 판단할 수 있다.
데이터 검출부(880)는 프레임 동기화 완료 후, 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출할 수 있다.
도 9는 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Serial 구조를 가진 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 9의 경우 한 심볼 주기당 3번의 오버샘플링을 수행하는 경우이다. 지연을 반복하는 횟수는 오버샘플링 수만큼으로 설정될 수 있다.
쿠엔치 파형 인가부(910)는 하나의 quench oscillator에서 획득한 쿠엔치 파형을 일정시간 tp동안 RF oscillator에 인가한 후, 이후 일정시간 td동안 쿠엔치 파형을 인가하지 않고, 다음 위치에서 샘플링이 가능하도록 다시 tp동안 쿠엔치 파형을 인가하는 과정을 반복한다. tref는 쿠엔치 파형이 인가되기 시작하는 시간을 의미한다.
Synchronizer는 ADC sample값들에 대해 동기화를 수행한다. Synchronizer는 비트단위의 시간 축에서 동기를 수행하는 비트 동기화 및 프레임의 시작을 알리는 비트 시퀀스 단위의 동기를 수행하는 프레임 동기화를 수행할 수 있다.
결정부(920)는 Synchronizer의 비트 동기화 과정을 통해 계산된 최대 상관 값을 고려하여, 최대 상관 값을 가지는 펄스-레벨 포지션에 대응하는 쿠엔치 파형을 결정할 수 있다.
도 10은 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Serial 구조에서 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
도 10은 송신비트 "1"이 연속적으로 반복되어 전송되는 경우로, 한 비트심볼 주기 내의 서로 다른 3개의 위치에서 샘플링을 얻기 위한 신호처리를 나타낸다.
댐핑 함수의 주기가 증가하고 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값이 작아지면 시간 축에서 폭이 넓은 민감도 곡선 s(t)를 획득할 수 있다.
하나의 심볼 주기 내의 복수개의 서로 다른 위치에서 샘플링을 획득하기 위해서, 초저전력 초재생 수신 장치는 일정한 시간 tp동안 쿠엔치 파형이 인가된 후, td만큼의 시간 지연 후 다시 쿠엔치 파형이 인가될 수 있다.
댐핑 함수가 td시간 동안 일정한 양수 값을 유지하는 구간은 쿠엔치 파형이 zero값을 유지하는 구간에 해당한다. 즉, 쿠엔치 파형이 초재생 발진기에 인가되지 않는 구간에 해당한다.
초저전력 초재생 수신 장치는 필요한 오버샘플링 레이트만큼 시간 지연을 반복적으로 수행할 수 있다.
도 6의 Parallel 구조 방식과 달리 Serial 방식은 쿠엔치 파형의 조절을 통한 댐핑 함수의 동작이 시간상으로 동시에 이루어지는 것이 아니고 순차적으로 이루어진다.
Parallel 구조 방식에 비해 Serial 방식은 동일한 개수의 ADC sample을 획득하기 위해서 더 많은 시간이 소요될 수 있으나, 하드웨어의 복잡도가 줄고 ADC sampling rate가 감소하여 전력이 감소할 수 있다.
도 11은 일실시예에 따른 Fixed periodic quench-Serial 구조에서 비트 동기화를 설명하기 위한 도면이다.
도 11의 경우는 DSSS(direct sequence spread spectrum)를 사용하고 spreading factor=2 인 경우를 가정하였으며, 사용한 spreading code sequence = [1 0] 에 해당한다. 또한, 하나의 chip duration에서 3번의 오버샘플링을 한 경우를 가정하였다.
왼쪽의 파형은 세 개의 SHR(Sync. Header)의 비트 주기 동안의 RF 입력 포락선(1110)에서, 쿠엔치 파형의 on/off 및 지연 시간을 통해, 서로 다른 펄스-레벨 포지션에서 샘플링 된 ADC sample 값들을 나타낸다.
초저전력 초재생 수신 장치는 각각의 펄스-레벨 포지션(x,o,z)에 해당하는 샘플 값들과 오리지널 코드 시퀀스 및 순환 이동된 코드 시퀀스에 대해 상관 값을 구한다.
복수개의 비트 심볼구간에서 상관 값은 반복적으로 계산될 수 있다. 그런데, 반복적으로 계산을 하기 위해서는 다음과 같은 신호처리 과정이 요구된다.
모든 펄스-레벨 포지션에서의 샘플링이 완료된 후, 바로 다음 심볼구간(1120)은 생략하고 그 다음 심볼구간에서 샘플링이 이루어질 수 있도록 초저전력 초재생 수신 장치는 쿠엔치 파형의 on/off를 조절할 수 있다. 여기서 심볼구간이라 함은 칩(chip)단위의 duration을 의미한다.
최초 펄스-레벨 포지션에서의 샘플링이 이루어진 후, 동일한 펄스-레벨 포지션(1121,1123)에서 반복하여 샘플링 수행 시 민감도 곡선이 중첩되지 않도록 하기 위함이다.
심볼구간 생략이 이루어진 후의 다음 샘플부터는, 코드 시퀀스가 최초 대비 순환 이동된 위치형태로 나타나기 때문에 이를 고려하여 상관 값이 계산되어야 한다. 예를 들어, ADC sample 값 자체를 순환 이동된 형태로 메모리에 저장한 후 이 값을 코드 시퀀스와 상관을 취한다. 물론 spreading factor=1 인 경우에는 심볼구간 생략이 필요 없다.
이렇게 특정한 펄스-레벨 포지션에 대해 여러 비트구간에서의 상관 값을 계산하는 경우, 계산된 상관 값을 해당 비트수만큼 나눈 평균값이 비트 동기화에 사용될 수 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 가장 큰 값을 갖는 상관 값을 계산하고 이에 해당하는 펄스-레벨 포지션 및 코드-레벨 포지션을 추정하여 비트 동기화를 완료할 수 있다. 또한, 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형의 시간 지연에 대한 정보를 이용하여, 샘플링에 사용되는 쿠엔치 파형에 적용한다.
초저전력 초재생 수신 장치는 비트 동기화 과정에서 선택된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 ADC sample값을 활용해 프레임 동기화를 수행한다.
프레임 동기화는 비트 동기화 과정을 복수번 수행하여 소정의 비트 시퀀스를 검출한다. 프레임 동기화가 완료된 후, 비트 동기화 과정에서 선택된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 ADC sample값을 활용해 데이터 검출 신호처리가 수행될 수 있다.
도 12는 다른 일실시예에 따른 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 12를 참조하면, 초저전력 초재생 수신 장치는 대역폭 조절부(1210), 제1 쿠엔치 파형 생성부(1221), 제2 쿠엔치 파형 생성부(1223), 제1 초재생 발진기(1231), 제2 초재생 발진기(1233), 제1 포락선 검출부(1241), 제2 포락선 검출부(1243), 샘플링부(1250), 계산부(1261), 샘플링 타임 업데이트부(1263), 결정부(1265), 비트 동기화부(1267), 프레임 동기화부(1270) 및 데이터 검출부(1280)를 포함할 수 있다.
대역폭 조절부(1210)는 송신신호의 대역폭을 기준으로 수신신호의 대역폭을 동적으로 조절할 수 있다. 대역폭 조절부(1210)는 쿠엔치 파형의 주기를 제어하고, 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어할 수 있다.
대역폭 조절부(1210)는 쿠엔치 파형의 주기를 증가시키고, 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값이 작아지도록 쿠엔치 파형의 형태를 조절할 수 있다.
제1 쿠엔치 파형 생성부(1221)는 쿠엔치 파형으로부터 초기 샘플링 타임을 기준으로 소정의 시간만큼 지연된(delayed) 제1 쿠엔치 파형을 생성할 수 있다. 이때, 쿠엔치 파형은 주기 및 제로-크로스 포인트에서의 기울기의 절대값이 조절된 상태이다.
제2 쿠엔치 파형 생성부(1223)는 쿠엔치 파형으로부터 초기 샘플링 타임을 기준으로 소정의 시간만큼 앞선(advanced) 제2 쿠엔치 파형을 생성할 수 있다. 이때, 쿠엔치 파형은 주기 및 제로-크로스 포인트에서의 기울기의 절대값이 조절된 상태이다.
제1 초재생 발진기(1231)는 제1 쿠엔치 파형을 입력 받아, 안테나(1201)를 통해 수신한 수신 신호의 심볼에서 제1 쿠엔치 파형에 대응하여 제1 발진신호를 생성할 수 있다.
제2 초재생 발진기(1233)는 제2 쿠엔치 파형을 입력 받아, 안테나(1201)를 통해 수신한 수신 신호의 심볼에서 제2 쿠엔치 파형에 대응하여 제2 발진신호를 생성할 수 있다.
제1 포락선 검출부(1241)는 제1 발진신호의 포락선을 검출할 수 있다. 제2 포락선 검출부(1243)는 제2 발진신호의 포락선을 검출할 수 있다.
샘플링부(1250)는 제1 발진신호의 포락선 및 제2 발진신호의 포락선의 피크값들을 아날로그-디지털 변환 샘플링 할 수 있다.
계산부(1261)는 샘플링 된 피크 값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산할 수 있다. 계산부(1261)는 샘플링 된 피크 값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산할 수 있다.
계산부(1261)는 각각의 펄스-레벨 포지션에서 가장 큰 값을 가지는 상관 값을 계산할 수 있다. 펄스-레벨 포지션이 2개이므로, 계산부(1261)는 2개의 펄스-레벨 포지션 각각에서 상관 값이 가장 큰 경우를 계산할 수 있다.
샘플링 타임 업데이트부(1263)는 시간적으로 앞선 펄스-레벨 포지션에서 계산된 제1 상관 값과 시간적으로 지연된 펄스-레벨 포지션에서 계산된 제2 상관 값의 차이에 기초하여 초기 샘플링 타임을 조절할 수 있다. 제1 상관 값은 시간적으로 앞선 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 상관 값을 의미하고, 제2 상관 값은 시간적으로 지연된 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 상관 값을 의미한다.
샘플링 타임 업데이트부(1263)는 제1 상관 값과 제2 상관 값의 차이가 0보다 크면, 초기 샘플링 타임을 소정의 시간만큼 감소시킬 수 있다. 샘플링 타임 업데이트부(1263)는 제1 상관 값과 제2 상관 값의 차이가 0보다 작으면, 초기 샘플링 타임을 소정의 시간만큼 증가시킬 수 있다. 샘플링 타임 업데이트부(1263)는 제1 상관 값과 제2 상관 값의 차이가 0이면, 샘플링 타임을 그대로 유지할 수 있다.
결정부(1265)는 제1 상관 값과 제2 상관 값의 차이의 절대값이 기 설정된 값보다 작아지는 경우의 샘플링 타임을 최적 샘플링 타임으로 결정할 수 있다.
또는 결정부(1265)는 특정한 값으로 설정된 최대 반복 횟수까지 샘플링 타임의 결정 과정이 반복되면, 최대 반복 횟수를 만족하는 경우의 샘플링 타임을 최적 샘플링 타임으로 결정할 수 있다.
비트 동기화부(1267)는 최적 샘플링 타임에 대응하는 펄스-레벨 포지션을 추정하고, 가장 큰 값을 가지는 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스를 코드-레벨 포지션으로 추정하여 비트 동기화를 수행할 수 있다.
프레임 동기화부(1270)는 최적 샘플링 타임이 적용된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행할 수 있다.
데이터 검출부(1280)는 프레임 동기화 완료 후, 최적 샘플링 타임이 적용된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출할 수 있다.
도 13은 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Parallel 구조를 가진 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
Adaptive periodic quench 방식은 댐핑 함수의 제로-크로싱 포인트들 간의 간격이 일정하지 않고, 상황에 따라 조절되는 경우를 의미한다.
초저전력 초재생 수신 장치는 한 개의 quench oscillator(520)에서 생성된 쿠엔치 파형과 이로부터 시간 지연을 시킨 복수개의 쿠엔치 파형들을 활용하여 RF oscillator들(541,551,561)을 동시에 발진 시킬 수 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 한 개의 quench oscillator 에서 생성된 쿠엔치 파형으로부터 시간을 td만큼 전진(1311)시킨 쿠엔치 파형 및 td만큼 지연(1313)시킨 쿠엔치 파형을 활용하여 서로 다른 2개의 RF oscillator들(1321,1323)을 동시에 발진시킬 수 있다.
각각의 RF oscillator들(1321,1323)에서 발진된 발진 신호들은 서로 다른envelope detector들 및 VGA(Voltage Gain Amplifier)들을 통과할 수 있다. ADC(Analog-Digital Converter)는 각각의 포락선의 피크값에 대한 ADC sample값들을 획득할 수 있다.
Synchronizer는 ADC sample값들에 대해 동기화를 수행한다. Synchronizer는 비트단위의 시간 축에서 동기를 수행하는 비트 동기화 및 프레임의 시작을 알리는 비트 시퀀스 단위의 동기를 수행하는 프레임 동기화를 수행할 수 있다.
제어부(1330)는 Synchronizer의 비트 동기화 과정을 통해 결정된 최적 샘플링 타임을 쿠엔치 파형의 타이밍으로 제어할 수 있다.
Data Detector는 프레임 동기화가 완료된 후, 수신 신호로부터 데이터를 검출할 수 있다.
도 14는 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Parallel 구조에서 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
도 14를 참조하면, 초저전력 초재생 수신 장치는 서로 다른 지연시간을 갖는 댐핑 함수를 이용하여 서로 다른 위치에서 ADC sample을 획득할 수 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 서로 다른 지연시간을 가진 단 2개의 댐핑 함수 만을 활용하고 따라서 한 심볼 주기 안의 ADC sampling rate 또한 2Hz가 된다.
초저전력 초재생 수신 장치는 기준이 되는 댐핑 함수 의 지연시간
Figure 112011085907308-pat00020
를 세밀하게 조절함으로써 최적에 가까운 펄스-레벨 포지션에 대한 검색이 가능할 수 있다. 댐핑 함수
Figure 112011085907308-pat00021
을 기준으로 양쪽으로 전진 혹은 지연시킨 시간값에 해당하는 td값은 일정하게 유지될 수 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 단 2개의 서로 다른 댐핑 함수를 이용하여 최적에 가까운 동기화를 수행할 수 있다.
도 15는 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Parallel 구조에서 비트 동기화를 설명하기 위한 도면이다.
도 15의 경우는 DSSS(direct sequence spread spectrum)를 사용하고 spreading factor=2 인 경우를 가정하였으며, 사용한 spreading code sequence = [1 0] 에 해당한다.
왼쪽의 파형들은 하나의 SHR(Sync. Header)의 비트 주기 동안의 RF 입력 포락선에서, 서로 다른 지연시간의 2개의 쿠엔치 파형을 통해 서로 다른 시간지점에서 샘플링 된 ADC sample 값들을 나타낸다. 이때 서로 다른 쿠엔치 파형에 따른 위치는 서로 다른 펄스-레벨 포지션에 해당한다.
초저전력 초재생 수신 장치는 각각의 펄스-레벨 포지션(x,z)에 해당하는 샘플 값들과 오리지널 코드 시퀀스(1510) 및 순환 이동된 코드 시퀀스(1520)에 대해 상관 값을 구한다.
상관 값은 복수개의 비트 심볼구간 Lb SHR bits에서 반복적으로 계산될 수 있으며, 계산된 상관 값을 해당 비트수만큼 나눈 평균값이 비트 동기화에 사용될 수 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 각각의 펄스-레벨 포지션에서 가장 큰 값을 갖는 상관 값을 각각 따로 계산한다. 이렇게 각각 따로 계산하였을 때, 시간적으로 앞선 펄스-레벨 포지션에서의 상관 값, 즉 댐핑 함수
Figure 112011085907308-pat00022
에 의해 얻어진 상관 값을 R(td)이라 하고, 시간적으로 뒤의 펄스-레벨 포지션에서의 상관 값, 즉 댐핑 함수
Figure 112011085907308-pat00023
에 의해 얻어진 상관 값을 R(-td)이라 할 수 있다.
만약 Rdiff=R(td)-R(-td)값이 0 보다 크다면, 초저전력 초재생 수신 장치는 기준이 되는 댐핑 함수
Figure 112011085907308-pat00024
의 지연시간
Figure 112011085907308-pat00025
를 일정한 양의 상수 값인 Δs만큼 감소시킬 수 있다. 여기서 Δs값은 세밀한 타이밍의 조절이 가능하도록 적절히 조절될 수 있다.
만약 Rdiff=R(td)-R(-td)값이 0 보다 작다면, 초저전력 초재생 수신 장치는
Figure 112011085907308-pat00026
를 일정한 상수값인 Δs만큼 증가시킬 수 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 R(td)와 R(-td)간의 차이의 절대값, 즉 Rdiff의 절대값이 클수록 Δs에 더 큰 정수를 곱하여 지연시간의 변화량을 더 크게 조절할 수도 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 첫 번째 조건으로 R(td)와 R(-td)간의 차이의 절대값이 특정한 값으로 셋팅된 τR보다 작아질 때까지, R(td)와 R(-td)의 값을 갱신하고,
Figure 112011085907308-pat00027
를 조절할 수 있다.
또한, 초저전력 초재생 수신 장치는 두 번째 조건으로 특정한 값으로 셋팅된 최대 iteration 횟수를 만족할 때까지 R(td)와 R(-td)의 값을 갱신하고,
Figure 112011085907308-pat00028
를 조절할 수 있다.
위 두 조건을 어느 하나라도 만족하면 초저전력 초재생 수신 장치는 샘플링 타이밍의 조절 과정을 멈추고, 최종적으로 조절된
Figure 112011085907308-pat00029
를 펄스-레벨 포지션으로 할 수 있다.
또한, 초저전력 초재생 수신 장치는 최대 상관 값에 해당하는 순환 이동된 코드 시퀀스를 코드-레벨 포지션으로 맵핑하여 비트 동기화를 완료할 수 있다.
또한 조절된
Figure 112011085907308-pat00030
를 적용한
Figure 112011085907308-pat00031
이 비트 동기화단계에서 최종 선택되는 쿠엔치 파형이다.
초저전력 초재생 수신 장치는 비트 동기화 과정에서 선택된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 ADC sample값을 활용해 프레임 동기화를 수행한다.
프레임 동기화는 비트 동기화 과정을 복수번 수행하여 소정의 비트 시퀀스를 검출한다. 프레임 동기화가 완료된 후, 비트 동기화 과정에서 선택된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 ADC sample값을 활용해 데이터 검출 신호처리가 수행될 수 있다.
도 16은 다른 일실시예에 따른 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 16을 참조하면, 초저전력 초재생 수신 장치는 대역폭 조절부(1610), 쿠엔치 파형 인가부(1620), 초재생 발진기(1630), 포락선 검출부(1640), 샘플링부(1650), 계산부(1661), 샘플링 타임 업데이트부(1663), 결정부(1665), 비트 동기화부(1667), 프레임 동기화부(1670) 및 데이터 검출부(1680)를 포함할 수 있다.
대역폭 조절부(1610)는 송신신호의 대역폭을 기준으로 수신신호의 대역폭을 동적으로 조절할 수 있다. 대역폭 조절부(1610)는 쿠엔치 파형의 주기를 제어하고, 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어할 수 있다.
대역폭 조절부(1610)는 쿠엔치 파형의 주기를 증가시키고, 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값이 작아지도록 쿠엔치 파형의 형태를 조절할 수 있다.
쿠엔치 파형 인가부(1620)는 제1 비트 심볼 구간에서, 쿠엔치 파형을 초기 샘플링 타임을 기준으로 소정의 시간만큼 전진(advance)시켜, 제1 시간 동안 초재생 발진기에 인가하고, 제2 시간 동안 인가하지 않을 수 있다. 이때, 쿠엔치 파형은 주기 및 제로-크로스 포인트에서의 기울기의 절대값이 조절된 상태이다.
제2 시간 경과 후, 쿠엔치 파형 인가부(1620)는 제2 비트 심볼 구간에서, 쿠엔치 파형을 초기 샘플링 타임을 기준으로 소정의 시간만큼 지연(delay)시켜, 제1 시간 동안 초재생 발진기에 인가할 수 있다. 이때, 쿠엔치 파형은 주기 및 제로-크로스 포인트에서의 기울기의 절대값이 조절된 상태이다.
초재생 발진기(1630)는 쿠엔치 파형 인가부(1620)의 동작에 따라 제1 시간 동안 쿠엔치 파형을 입력 받을 수 있고, 제2 시간 동안 쿠엔치 파형을 입력 받을 수 없다. 쿠엔치 파형이 입력되지 않는 구간에서는 발진 신호가 생성될 수 없다.
초재생 발진기(1630)는 제1 시간 동안 안테나(1601)을 통해 수신된 수신 신호와 쿠엔치 파형을 이용하여 발진 신호를 생성할 수 있다.
포락선 검출부(1640)는 초재생 발진기(1630)에서 출력된 발진신호의 포락선들을 검출할 수 있다.
샘플링부(1650)는 검출된 포락선의 피크 값들을 아날로그-디지털 변환 샘플링할 수 있다.
계산부(1661)는 샘플링 된 피크 값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산할 수 있다. 계산부(1661)는 샘플링 된 피크 값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산할 수 있다.
계산부(1661)는 각각의 펄스-레벨 포지션에서 가장 큰 값을 가지는 상관 값을 계산할 수 있다. 펄스-레벨 포지션이 2개이므로, 계산부(1261)는 2개의 펄스-레벨 포지션 각각에서 상관 값이 가장 큰 경우를 계산할 수 있다.
샘플링 타임 업데이트부(1663)는 시간적으로 앞선 펄스-레벨 포지션에서 계산된 제1 상관 값과 시간적으로 지연된 펄스-레벨 포지션에서 계산된 제2 상관 값의 차이에 기초하여 초기 샘플링 타임을 조절할 수 있다. 제1 상관 값은 시간적으로 앞선 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 상관 값을 의미하고, 제2 상관 값은 시간적으로 지연된 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 상관 값을 의미한다.
샘플링 타임 업데이트부(1663)는 제1 상관 값과 제2 상관 값의 차이가 0보다 크면, 초기 샘플링 타임을 소정의 시간만큼 감소시킬 수 있다. 샘플링 타임 업데이트부(1663)는 제1 상관 값과 제2 상관 값의 차이가 0보다 작으면, 초기 샘플링 타임을 소정의 시간만큼 증가시킬 수 있다. 샘플링 타임 업데이트부(1663)는 제1 상관 값과 제2 상관 값의 차이가 0이면, 샘플링 타임을 그대로 유지할 수 있다.
결정부(1665)는 제1 상관 값과 제2 상관 값의 차이의 절대값이 기 설정된 값보다 작아지는 경우의 샘플링 타임을 최적 샘플링 타임으로 결정할 수 있다.
또는 결정부(1665)는 특정한 값으로 설정된 최대 반복 횟수까지 샘플링 타임의 결정 과정이 반복되면, 최대 반복 횟수를 만족하는 경우의 샘플링 타임을 최적 샘플링 타임으로 결정할 수 있다.
비트 동기화부(1667)는 최적 샘플링 타임에 대응하는 펄스-레벨 포지션을 추정하고, 가장 큰 값을 가지는 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스를 코드-레벨 포지션으로 추정하여 비트 동기화를 수행할 수 있다.
프레임 동기화부(1670)는 최적 샘플링 타임이 적용된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행할 수 있다.
데이터 검출부(1680)는 프레임 동기화 완료 후, 최적 샘플링 타임이 적용된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출할 수 있다.
도 17은 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Serial 구조를 가진 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
쿠엔치 파형 인가부(1710)는 하나의 quench oscillator에서 획득한 쿠엔치 파형을, 기준 시간 tref로부터 시간을 td만큼 전진 시켜 일정시간 tp동안 RF oscillator에 인가한 후, 이후 일정시간 동안 쿠엔치 파형을 인가하지 않을 수 있다.
쿠엔치 파형 인가부(1710)는 다음 심볼주기에서는 하나의 quench oscillator에서 획득한 쿠엔치 파형을, 기준 시간 tref로부터 시간을 td만큼 지연 시켜 다시 tp동안 RF oscillator에 인가하는 과정을 반복한다. tref는 쿠엔치 파형이 인가되기 시작하는 시간을 의미한다.
Synchronizer는 ADC sample값들에 대해 동기화를 수행한다. Synchronizer는 비트단위의 시간 축에서 동기를 수행하는 비트 동기화 및 프레임의 시작을 알리는 비트 시퀀스 단위의 동기를 수행하는 프레임 동기화를 수행할 수 있다.
제어부(1720)는 Synchronizer의 비트 동기화 과정을 통해 결정된 최적 샘플링 타임을 쿠엔치 파형의 타이밍으로 제어할 수 있다.
adaptive periodic quench 방법에서 Parallel 구조 방식에 비해 Serial 방식은 동일한 개수의 ADC sample을 획득하기 위해서 더 많은 시간이 소요될 수 있으나, 하드웨어의 복잡도가 줄고 ADC sampling rate가 감소하여 전력이 감소할 수 있다.
도 18은 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Serial 구조에서 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
도 18은 송신비트 "1"이 연속적으로 반복되어 전송되는 경우이다. 기준이 되는 댐핑 함수에서 양쪽으로 전진 혹은 지연시킨 시간 값에 해당하는 2개의 댐핑 함수를 활용하는 방법은 parallel 구조 방식과 같음을 알 수 있다.
단, 시간축에서 serial 구조를 구현하기 위해서, 초저전력 초재생 수신 장치는 첫번째 심볼 주기 안에서 기준이 되는 댐핑 함수에서 앞으로 td만큼 전진시킨 댐핑 함수를 이용하고, 두번째 심볼 주기 안에서는 기준이 되는 댐핑 함수에서 뒤로 td만큼 지연시킨 댐핑 함수를 이용해야 한다.
그리고, parallel 구조 방식과 마찬가지로 초저전력 초재생 수신 장치는 기준이 되는 댐핑 함수의 샘플링 타임을 세밀하게 조절함으로써 최적 동기화를 수행할 수 있다.
도 19는 일실시예에 따른 Adaptive periodic quench-Serial 구조에서 비트 동기화를 설명하기 위한 도면이다.
도 19의 경우는 DSSS(direct sequence spread spectrum)를 사용하고 spreading factor=2 인 경우를 가정하였으며, 사용한 spreading code sequence = [1 0] 에 해당한다.
왼쪽의 파형은 두 개의 SHR(Sync. Header)의 비트 주기 동안의 RF 입력 포락선(1910)에서, 순차적으로 발생시킨 2개의 쿠엔치 파형을 통해, 서로 다른 펄스-레벨 포지션에서 샘플링 된 ADC sample 값들을 나타낸다.
초저전력 초재생 수신 장치는 각각의 펄스-레벨 포지션(x,z)에 해당하는 샘플 값들과 오리지널 코드 시퀀스 및 순환 이동된 코드 시퀀스에 대해 상관 값을 구한다.
복수개의 비트 심볼구간에서 상관 값은 반복적으로 계산될 수 있다. 그런데, 반복적으로 계산을 하기 위해서는 다음과 같은 신호처리 과정이 요구된다.
모든 펄스-레벨 포지션에서의 샘플링이 완료된 후, 바로 다음 심볼구간(1920)은 생략하고 그 다음 심볼구간에서 샘플링이 이루어질 수 있도록 초저전력 초재생 수신 장치는 쿠엔치 파형의 on/off를 조절할 수 있다. 여기서 심볼구간이라 함은 칩(chip)단위의 duration을 의미한다.
최초 펄스-레벨 포지션에서의 샘플링이 이루어진 후, 동일한 펄스-레벨 포지션(1921,1923)에서 반복하여 샘플링 수행 시 민감도 곡선이 중첩되지 않도록 하기 위함이다.
심볼구간 생략이 이루어진 후의 다음 샘플부터는, 코드 시퀀스가 최초 대비 순환 이동된 위치형태로 나타나기 때문에 이를 고려하여 상관 값이 계산되어야 한다. 예를 들어, ADC sample 값 자체를 순환 이동된 형태로 메모리에 저장한 후 이 값을 코드 시퀀스와 상관을 취한다. 물론 spreading factor=1 인 경우에는 심볼구간 생략이 필요 없다.
이렇게 특정한 펄스-레벨 포지션에 대해 여러 비트구간에서의 상관 값을 계산하는 경우, 계산된 상관 값을 해당 비트 수만큼 나눈 평균값이 비트 동기화에 사용될 수 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 각각의 펄스-레벨 포지션에서 가장 큰 값을 갖는 상관 값을 각각 따로 계산한다. 이렇게 각각 따로 계산하였을 때, 시간적으로 앞선 펄스-레벨 포지션에서의 상관 값, 즉 댐핑 함수
Figure 112011085907308-pat00032
에 의해 얻어진 상관 값을 R(td)이라 하고, 시간적으로 뒤의 펄스-레벨 포지션에서의 상관 값, 즉 댐핑 함수
Figure 112011085907308-pat00033
에 의해 얻어진 상관 값을 R(-td)이라 할 수 있다.
만약 Rdiff=R(td)-R(-td)값이 0 보다 크다면, 초저전력 초재생 수신 장치는 기준이 되는 댐핑 함수
Figure 112011085907308-pat00034
의 지연시간
Figure 112011085907308-pat00035
를 일정한 양의 상수 값인 Δs만큼 감소시킬 수 있다. 여기서 Δs값은 세밀한 타이밍의 조절이 가능하도록 적절히 조절될 수 있다.
만약 Rdiff=R(td)-R(-td)값이 0 보다 작다면, 초저전력 초재생 수신 장치는
Figure 112011085907308-pat00036
를 일정한 상수값인 Δs만큼 증가시킬 수 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 R(td)와 R(-td)간의 차이의 절대값, 즉 Rdiff의 절대값이 클수록 Δs에 더 큰 정수를 곱하여 지연시간의 변화량을 더 크게 조절할 수도 있다.
초저전력 초재생 수신 장치는 첫 번째 조건으로 R(td)와 R(-td)간의 차이의 절대값이 특정한 값으로 셋팅된 τR보다 작아질 때까지, R(td)와 R(-td)의 값을 갱신하고,
Figure 112011085907308-pat00037
를 조절할 수 있다.
또한, 초저전력 초재생 수신 장치는 두 번째 조건으로 특정한 값으로 셋팅된 최대 iteration 횟수를 만족할 때까지
Figure 112011085907308-pat00038
와
Figure 112011085907308-pat00039
의 값을 갱신하고,
Figure 112011085907308-pat00040
를 조절할 수 있다.
위 두 조건을 어느 하나라도 만족하면 초저전력 초재생 수신 장치는 샘플링 타이밍의 조절 과정을 멈추고, 최종적으로 조절된
Figure 112011085907308-pat00041
를 펄스-레벨 포지션으로 할 수 있다.
또한, 초저전력 초재생 수신 장치는 최대 상관 값에 해당하는 순환 이동된 코드 시퀀스를 코드-레벨 포지션으로 맵핑하여 비트 동기화를 완료할 수 있다.
또한 조절된
Figure 112011085907308-pat00042
를 적용한
Figure 112011085907308-pat00043
이 비트 동기화단계에서 최종 선택되는 쿠엔치 파형이다.
초저전력 초재생 수신 장치는 비트 동기화 과정에서 선택된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 ADC sample값을 활용해 프레임 동기화를 수행한다.
프레임 동기화는 비트 동기화 과정을 복수번 수행하여 소정의 비트 시퀀스를 검출한다. 프레임 동기화가 완료된 후, 비트 동기화 과정에서 선택된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 된 ADC sample값을 활용해 데이터 검출 신호처리가 수행될 수 있다.
도 20은 다른 일실시예에 따른 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
도 20을 참조하면, 초저전력 초재생 수신 장치는 제1 대역폭 조절부(2010), 제2 대역폭 조절부(2020), 신호 전력 추정부(2030), 프레임 동기화부(2040) 및 데이터 검출부(2050)를 포함한다.
제1 대역폭 조절부(2010)는 송신 신호의 주기보다 짧은 주기의 쿠엔치 파형을 생성할 수 있다. 제1 대역폭 조절부(2010)는 생성된 쿠엔치 파형을 이용하여 수신 신호의 심볼구간에서 복수개의 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플들을 획득할 수 있다. 제1 대역폭 조절부(2010)는 획득한 샘플들의 샘플 값을 이용하여 비트 동기화를 수행할 수 있다.
제2 대역폭 조절부(2020)는 비트 동기화를 통해 획득한 펄스-레벨 포지션에 기초하여 쿠엔치 파형의 타이밍을 설정할 수 있다. 제2 대역폭 조절부(2020)는 송신 신호의 대역폭을 기준으로 쿠엔치 파형의 주기를 제어하고, 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어하여, 수신 신호의 대역폭을 동적으로 조절할 수 있다.
제2 대역폭 조절부(2020)는 타이밍 설정부(2021) 및 쿠엔치 파형 제어부(2023)를 포함할 수 있다. 타이밍 설정부(2021)는 비트 동기화를 통해 획득한 펄스-레벨 포지션에 기초하여 쿠엔치 파형의 타이밍을 설정할 수 있다. 쿠엔치 파형 제어부(2023)는 송신 신호의 대역폭을 기준으로 쿠엔치 파형의 주기를 증가시키고, 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기를 감소시켜 쿠엔치 파형의 형태를 제어할 수 있다.
신호 전력 추정부(2030)는 제2 대역폭 조절부(2020)에서 제어된 쿠엔치 파형을 이용하여 수신 신호의 심볼구간에서 샘플링 한 복수개의 아날로그-디지털 변환 샘플들의 신호 전력(signal power)을 추정할 수 있다.
프레임 동기화부(2040)는 제2 대역폭 조절부(2020)에서 제어된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행할 수 있다.
데이터 검출부(2050)는 기 프레임 동기화 완료 후, 제2 대역폭 조절부(2020)에서 제어된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출할 수 있다.
도 21은 일실시예에 따른 two-stage 구조를 가진 초저전력 초재생 수신 장치의 블록도이다.
two-stage 구조에서 첫 번째 스테이지는 비트 동기화의 단계까지 짧은 주기의 댐핑 함수를 이용하는 방식이 적용된다. 두 번째 스테이지는 비트 동기화가 완료된 후, 프레임 동기화와 데이터 검출 단계에서, 긴 주기의 댐핑 함수를 이용하는 방식d이 적용된다.
따라서, 첫 번째 스테이지에서는 민감도 곡선의 시간 폭을 좁게 하여 수신 주파수 응답특성이 넓은 영역을 갖고, 두 번째 스테이지에서는 민감도 곡선의 시간 폭을 넓게 하여, 수신 주파수 응답특성이 송신 신호와 비슷하게 좁아진다.
도 21을 참조하면, Synchronizer에서 비트 동기화의 완료 후 제어부(2110)는 비트 동기화 과정에서 결정된 동기 위치에 기초하여, 쿠엔치 타이밍을 설정할 수 있다. 제어부(2110)는 쿠엔치 레이트를 변경한 새로운 쿠엔치 파형을 생성할 수 있다.
이후에는 초저전력 초재생 수신 장치는 RF 수신 신호를 ADC sampling하여 프레임 동기화를 수행할 수 있다.
제어부(2110)를 통해 쿠엔치 파형이 변경되면 발진신호의 출력이 그 이전에 비해 달라지기 때문에, 쿠엔치 파형의 변경과 프레임 동기화 사이에 신호 전력의 추정과정이 수행되어야 한다.
도 22는 일실시예에 따른 two-stage 구조에서 초재생 발진기의 입력 신호, 댐핑 함수(damping function) 및 출력 신호를 나타낸 그래프이다.
(a)의 파형은 비트 동기화 단계까지의 신호파형이고, 한 심볼주기당 3번의 오버샘플링을 가정하였다. 초저전력 초재생 수신 장치는 오버샘플링 수만큼의 펄스 레벨 포지션에 대한 샘플들을 가지고 코드 시퀀스와의 상관을 통해 비트 동기화를 수행할 수 있다.
(b)의 파형은 비트 동기화 단계 이후의 신호파형을 나타낸다. 비트 동기화 과정이 완료되면, 초저전력 초재생 수신 장치는 비트 동기화 단계에서 추정된 펄스-레벨 포지션에서 쿠엔치 파형의 타이밍을 설정하고, 쿠엔치 파형의 주기 및 쿠엔치 파형의 제로-크로스 포인트에서의 기울기를 조절하여 쿠엔치 파형의 형태를 조절한다.
초저전력 초재생 수신 장치는 위와 같이 조절된 쿠엔치 파형을 사용하여 프레임 동기화 및 데이터 검출을 수행할 수 있다.
상술한 방법들은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (23)

  1. 송신 신호의 미리 정해진 대역폭을 기준으로, 쿠엔치 파형의 주기 및 상기 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어하여 민감도 곡선의 시간 축에서의 폭을 조절함으로써, 수신 신호의 대역폭을 동적으로 조절하는 대역폭 조절부; 및
    상기 쿠엔치 파형을 생성하는 쿠엔치 파형 생성부
    를 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 쿠엔치 파형 생성부는,
    상기 주기가 제어되고, 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형을 소정의 시간만큼 지연시켜, 오버샘플링의 개수만큼 복수개의 쿠엔치 파형들을 생성하는,
    초저전력 초재생 수신 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 소정의 시간만큼 지연된 복수개의 쿠엔치 파형들 각각을 입력 받아, 상기 수신 신호의 심볼구간에서 상기 소정의 시간만큼 지연된 쿠엔치 파형에 대응하여 발진신호들을 동시에 생성하는 복수개의 초재생 발진기들
    을 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 복수개의 초재생 발진기들에서 출력된 발진신호들의 포락선들을 검출하는 복수개의 포락선 검출부들; 및
    상기 검출된 포락선들의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플링하는 샘플링부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 샘플링된 피크값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산하고, 상기 샘플링 된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관 값을 계산하여, 최대 상관 값을 가지는 펄스-레벨 포지션 및 코드-레벨 포지션을 추정하여 비트 동기화를 수행하는 비트 동기화부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행하는 프레임 동기화부; 및
    상기 프레임 동기화 완료 후, 상기 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출하는 데이터 검출부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 쿠엔치 파형 생성부는,
    상기 주기가 제어되고, 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형을 비트 심볼 구간에서, 오버샘플링 레이트(oversampling rate) 만큼, 제1 시간 동안 초재생 발진기에 인가하고, 제2 시간 동안 시간 지연 후, 다시 상기 제1 시간 동안 상기 초재생 발진기에 인가하는 동작을 반복하는 쿠엔치 파형 인가부
    를 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 초재생 발진기에서 출력된 발진신호의 포락선들을 검출하는 포락선 검출부; 및
    상기 검출된 포락선의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플링하는 샘플링부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 샘플링된 피크값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산하고, 상기 샘플링 된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관 값을 계산하여, 최대 상관 값을 가지는 펄스-레벨 포지션 및 코드-레벨 포지션을 추정하여 비트 동기화를 수행하는 비트 동기화부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행하는 프레임 동기화부; 및
    상기 프레임 동기화 완료 후, 상기 추정된 펄스-레벨 포지션에 해당하는 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출하는 데이터 검출부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 쿠엔치 파형 생성부는,
    상기 주기가 제어되고, 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형으로부터 초기 샘플링 타임을 기준으로 소정의 시간만큼 지연된(delayed) 제1 쿠엔치 파형을 생성하는 제1 쿠엔치 파형 생성부; 및
    상기 주기가 제어되고, 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형으로부터 초기 샘플링 타임을 기준으로 소정의 시간만큼 앞선(advanced) 제2 쿠엔치 파형을 생성하는 제2 쿠엔치 파형 생성부
    를 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제1 쿠엔치 파형을 입력 받아, 상기 수신 신호의 심볼에서 제1 쿠엔치 파형에 대응하여 제1 발진신호를 생성하는 제1 초재생 발진기; 및
    상기 제2 쿠엔치 파형을 입력 받아, 상기 수신 신호의 심볼에서 제2 쿠엔치 파형에 대응하여 제2 발진신호를 생성하는 제2 초재생 발진기
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1 발진신호의 포락선을 검출하는 제1 포락선 검출부;
    상기 제2 발진신호의 포락선을 검출하는 제2 포락선 검출부; 및
    상기 제1 발진신호의 포락선 및 상기 제2 발진신호의 포락선의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플링하는 샘플링부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 샘플링된 피크값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산하고, 상기 샘플링 된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관 값을 계산하여, 각각의 펄스-레벨 포지션에서 가장 큰 값을 가지는 상관 값을 계산하는 계산부;
    시간적으로 앞선 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 값을 가지는 제1 상관 값과 시간적으로 지연된 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 값을 가지는 제2 상관 값의 차이에 기초하여 상기 초기 샘플링 타임을 조절하는 샘플링 타임 업데이트부;
    상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값의 차이의 절대값이 기 설정된 값 보다 작아지는 경우의 샘플링 타임을 최적 샘플링 타임으로 결정하는 결정부; 및
    상기 최적 샘플링 타임에 대응하는 펄스-레벨 포지션을 추정하고, 가장 큰 값을 가지는 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스를 코드-레벨 포지션으로 추정하여 비트 동기화를 수행하는 비트 동기화부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 최적 샘플링 타임이 적용된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행하는 프레임 동기화부; 및
    상기 프레임 동기화 완료 후, 상기 최적 샘플링 타임이 적용된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출하는 데이터 검출부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 쿠엔치 파형 생성부는,
    제1 비트 심볼 구간에서, 상기 주기가 제어되고 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형을, 초기 샘플링 타임을 기준으로 소정의 시간만큼 전진(advance)시켜, 제1 시간 동안 초재생 발진기에 인가하고, 제2 시간 동안 인가하지 않으며,
    제2 비트 심볼 구간에서, 상기 주기가 제어되고 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형을, 상기 초기 샘플링 타임을 기준으로 상기 소정의 시간만큼 지연(delay)시켜, 상기 제1 시간 동안 상기 초재생 발진기에 인가하는 동작을 반복하는 쿠엔치 파형 인가부
    를 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 초재생 발진기에서 출력된 발진신호의 포락선들을 검출하는 포락선 검출부; 및
    상기 검출된 포락선의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플링하는 샘플링부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 샘플링된 피크값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산하고, 상기 샘플링 된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관 값을 계산하여, 각각의 펄스-레벨 포지션에서 가장 큰 값을 가지는 상관 값을 계산하는 계산부;
    시간적으로 앞선 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 값을 가지는 제1 상관 값과 시간적으로 지연된 펄스-레벨 포지션에서 계산된 가장 큰 값을 가지는 제2 상관 값의 차이에 기초하여 상기 초기 샘플링 타임을 조절하는 샘플링 타임 업데이트부;
    상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값의 차이의 절대값이 기 설정된 값 보다 작아지는 경우의 샘플링 타임을 최적 샘플링 타임으로 결정하는 결정부; 및
    상기 최적 샘플링 타임에 대응하는 펄스-레벨 포지션을 추정하고, 가장 큰 값을 가지는 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스를 코드-레벨 포지션으로 추정하여 비트 동기화를 수행하는 비트 동기화부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  19. 송신 신호의 미리 정해진 주기보다 짧은 주기의 쿠엔치 파형을 생성하는 쿠엔치 파형 생성부;
    상기 생성된 쿠엔치 파형을 이용하여 수신 신호의 심볼구간에서 복수개의 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플들을 획득하는 샘플링부;
    상기 획득한 샘플들의 샘플 값을 이용하여 비트 동기화를 수행하는 비트 동기화부; 및
    상기 비트 동기화를 통해 획득한 펄스-레벨 포지션에 기초하여 상기 쿠엔치 파형의 타이밍을 설정하고, 상기 송신 신호의 미리 정해진 대역폭을 기준으로 상기 쿠엔치 파형의 주기 및 상기 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어하여 민감도 곡선의 시간 축에서의 폭을 조절함으로써, 수신 신호의 대역폭을 동적으로 조절하는 대역폭 조절부
    를 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 대역폭 조절부는,
    상기 비트 동기화를 통해 획득한 펄스-레벨 포지션에 기초하여 상기 쿠엔치 파형의 타이밍을 설정하는 타이밍 설정부; 및
    상기 송신 신호의 대역폭을 기준으로 상기 쿠엔치 파형의 주기를 증가시키고, 상기 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기를 감소시켜 상기 쿠엔치 파형의 형태를 제어하는 쿠엔치 파형 제어부
    를 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 제어된 쿠엔치 파형을 이용하여 상기 수신 신호의 심볼구간에서 샘플링 한 복수개의 아날로그-디지털 변환 샘플들의 신호 전력(signal power)을 추정하는 신호 전력 추정부;
    상기 제어된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 소정의 비트 시퀀스를 검출함으로써 프레임 동기화를 수행하는 프레임 동기화부; 및
    상기 프레임 동기화 완료 후, 상기 제어된 쿠엔치 파형을 통해 샘플링 한 아날로그-디지털 변환 샘플값을 활용하여 데이터를 검출하는 데이터 검출부
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 장치.
  22. 대역폭 조절부가 송신 신호의 미리 정해진 대역폭을 기준으로 쿠엔치 파형의 주기 및 상기 쿠엔치 파형의 제로-크로싱 포인트에서의 기울기의 절대값을 제어하여 민감도 곡선의 시간 축에서의 폭을 조절함으로써, 수신 신호의 대역폭을 동적으로 조절하는 단계;
    쿠엔치 파형 생성부가 상기 주기가 제어되고, 상기 기울기의 절대값이 제어된 쿠엔치 파형을 소정의 시간만큼 지연시켜, 오버샘플링의 개수만큼 복수개의 쿠엔치 파형들을 생성하는 단계;
    비트 동기화부가 상기 소정의 시간만큼 지연된 복수개의 쿠엔치 파형들 각각을 이용하여, 상기 수신 신호에서 샘플링된 피크 값들과 오리지널 코드 시퀀스 간에 상관(correlation) 값을 계산하는 단계;
    상기 비트 동기화부가 상기 샘플링 된 피크값들과 순환 이동(circularly shifted)된 코드 시퀀스 간에 상관 값을 계산하는 단계; 및
    상기 비트 동기화부가 상기 상관 값들 중, 최대 상관 값을 가지는 펄스-레벨 포지션 및 코드-레벨 포지션을 추정하여 비트 동기화를 수행하는 단계
    를 포함하는 초저전력 초재생 수신 방법.
  23. 제22항에 있어서,
    복수개의 초재생 발진기들이 상기 소정의 시간만큼 지연된 복수개의 쿠엔치 파형들 각각을 입력 받아, 상기 수신 신호의 심볼구간에서 상기 소정의 시간만큼 지연된 쿠엔치 파형에 대응하여 발진신호들을 동시에 생성하는 단계;
    복수개의 포락선 검출기들이 상기 복수개의 초재생 발진기들에서 출력된 발진신호들의 포락선들을 검출하는 단계; 및
    샘플링부가 상기 검출된 포락선들의 피크값들을 아날로그-디지털 변환(ADC, Analog-Digital Conversion) 샘플링하는 단계
    를 더 포함하는 초저전력 초재생 수신 방법.
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