JP5063371B2

JP5063371B2 - 挿入訓練シンボルを用いて低信号対雑音比で通信するシステム及び方法

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Publication number: JP5063371B2
Application number: JP2008000490A
Authority: JP
Inventors: ディロバーツリチャード; テイバーテリー
Original assignee: Harris Corp
Current assignee: Harris Corp
Priority date: 2007-01-08
Filing date: 2008-01-07
Publication date: 2012-10-31
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Also published as: CA2618281C; US7738548B2; JP2008172785A; CA2618281A1; EP1942589A2; US20080165039A1

Description

本発明は通信の分野に関し、特に、訓練シンボルを用いたディジタル通信システムに関する。

多くのRF通信システムは、通信リンクを介して伝送されるメッセージに歪みをもたらし、元のメッセージを受信器で再生することを難しくしている。この歪みは、マルチパス受信、群遅延歪み、雑音振幅歪み、干渉、分散性フェージング、又は時間応答の時間拡散によって生じ得る。その結果、多くの通信システムには、アンチディストーション補償手法が受信器において導入されている。

適応型等化器（すなわち、再帰型フィルタ）が用いられることが多い。前述のシステムでは、チャネルの特性が推定され、データには、受信時の通信信号に対するチャネルの観察された影響に基づいたプリディストーション・フィルタ関数が施される。一部のシステムは、データに挿入される歪みに適応し、未知の信号入力に依存する。その他のシステムは、時間拡散及び周波数拡散歪みを補償するための適応的等化を提供する。例えば、既知の信号を元のメッセージのセグメントと送信器においてインタリーブして、時間的に離れた、既知信号内の未知のデータの交互のバーストを生成し、受信器に伝送する。時間ドメイン等化手法を用いる代わりに、元の伝送メッセージ信号の再生成に用いる通信リンクの伝達関数の推定を得るよう処理するために、歪み補償機器が、受信メッセージ信号及び既知のテスト信号を周波数ドメインに変換する。このタイプのシステムには特定の遅延係数が関係する。

適応型等化器の使用は一般的であり、通常、(a)データによって訓練する（例えば、判定帰還型等化器）か、(b)所定のプリアンブルによって訓練する（IEEE802.11パケット・ベースのシステムなど）か、又は(c)データ内に含まれる埋め込みアンブルによって訓練する（セルラー方式無線通信、若しくは、本発明の譲受人に譲渡されている米国特許第4,365,338号明細書（その内容全体を本明細書及び特許請求の範囲に援用する）において用いられているものなど）。

その内容全体を本明細書及び特許請求の範囲に援用する‘338号特許では、信号伝送及びデータ回復装置は、交互に配置された既知の複数のデータ・シンボル及び未知の複数のデータ・シンボルを含めるよう伝送メッセージが編成される選択された伝送シナリオ及び適応型フィルタリング処理を用いる。送信器では、既知データ・シンボルが系列生成器によって生成され、既知のシンボル系列を再生し、データ回復を可能にするために同一の生成器が受信器に設けられる。受信器では、トランスバーサル・フィルタ関数及びデータ推定精緻化を含む所定のデータ再生アルゴリズムが通信信号に施される。上記アルゴリズムは、未知のデータ・シンボルがその間にある、伝送メッセージの部分のデータ・シンボルの事前知識を用いる。伝送メッセージは通常、複数の連続フレームを含み、各フレームは、訓練シンボルとして機能する既知のN個のデータ・シンボル、及び、前述のデータ・シンボルに続くM個の未知のデータ・シンボル（又はその逆）を含む。連続した既知のN個のデータ・シンボル組を構成するPN系列を備えた局所疑似乱数（PN）系列生成器の同期化は、所定のトーン系列／初期化手法を用いることによって達成される。

前述のこのタイプの現代のディジタル伝送システムにおける強力な前方誤り訂正符号の使用によって、低信号対雑音比（Eb/No）では、何れの適応型等化器（本明細書及び特許請求の範囲に援用する’338特許明細書の開示など）の訓練も困難になる。前方誤り訂正（FEC）符号は、等化器よりも低いEb/No性能閾値を表すからである。よって、チャネル推定器の性能を向上させ、等化器訓練アルゴリズムの信号対雑音比性能を任意の低Eb/No値（FEC符号閾値よりも低い値を含む）に向上させることが望ましい。

トランスバーサル・フィルタ関数の特性及び未知のシンボルのデータ推定の更新及び適応的精緻化を、訓練シンボルとしてのN個の既知のデータ・シンボルが可能にするように交互に配置されたN個の既知のデータ・シンボル及びM個の未知のデータ・シンボルによって各フレームが構成された複数の連続フレームを有する通信信号を送信する送信器を、通信するシステム及び方法は含む。通信信号は受信器内で受信される。N個の既知のデータ・シンボルは、N個の既知のデータ・シンボルを相関し、時間平均化することによって受信器で同期化される。

送信器における最大長PN系列生成器は、既知のデータ・シンボルを生成する。受信器での最大長PN系列生成器は、データ回復を可能にするために、既知のシンボル系列を再生する。一局面では、既知シンボルの挿入毎に用いるデータ・シンボルは、挿入毎に同一であってもなくてもよい。

受信器は、未知のデータ・シンボルがその間にある、伝送メッセージの部分のデータ・シンボルの事前知識を利用した、トランスバーサル・フィルタ関数及びデータ推定精緻化手法を含む所定のデータ回復アルゴリズムを施すことが可能である。複数の相関サーチ結果が合成され、平均化されるような伝送メッセージの、連続したN個の既知のデータ・シンボル組が構成されるPN系列と、受信器における局所PN系列生成器を同期化させるよう相関同期化サーチを行い得る。

一局面では、相関器及び平均化回路は、N個の既知のデータ・シンボルを相関し、時間平均化して、違ったふうにタイミングがとられる相互相関積を生成する。相関器及び平均化回路は遅延時間相関器、オンタイム相関器、及び先行時間相関器として構成することが可能である。N個の既知のデータ・シンボルは、連続フレーム内で同じであり得るか、又は異なり得る。受信器は、トランスバーサル・フィルタ関数及びデータ推定処理を通信信号に施すトランスバーサル・フィルタ回路を備え得る。

本発明の他の目的、特徴及び利点は、添付図面に照らして検討すると、本発明の以下の詳細な説明から明らかになるであろう。

次に、添付図面を参照して、種々の実施例を以下に更に詳細に説明する。本発明の好ましい実施例を示す。種々の多くの形態を記載することが可能であり、記載された実施例は、本明細書及び特許請求の範囲記載の実施例に限定されるものとして解されるべきでない。むしろ、本願開示が詳細かつ完全であり、当業者に範囲を詳細に伝えるように前述の実施例を記載する。

本発明の非限定的な例によれば、挿入訓練シンボルとしての複数の訓練アンブルが、チャネル推定性能を向上させるために相関され、平均化される。複数のアンブル及び時間平均化に亘るアンブル又はシンボルを観察することによって、前方誤り訂正（FEC）符号閾値よりも低い任意の低Eb/No値に等化器訓練アルゴリズムの信号対雑音比を向上させることが可能である。Eb/No比は、雑音電力スペクトル密度毎のビット毎エネルギであり、ビット毎SNRを規定しているとみなすことが可能である。

本発明の別の非限定的な例によれば、受信器におけるプロセッサは、等化器訓練閾値を向上させるために複数の相関積を平均化する獲得平均化スライディング相関器として動作可能である。前述のシステム及び方法は、非常に低いEb/Noでの動作の恩恵を受ける何れの通信システムに対しても価値を付加し、ビット誤り率（BER）及び可用性の点で動作を改善する。前述のシステムは、さもなければ通信が可能でないことがあり得る場合に通信を行うことも可能にする。同期化トラッキング・アルゴリズムは、修正相関ベースの「レートゲート、アーリーゲート」アルゴリズムに基づき得る。

図１は、本願の譲受人に譲渡されており、内容を本明細書及び特許請求の範囲に援用する、McRaeらによる米国特許第4,365,338号明細書に記載されたようなシステム及び方法によって伝送されるメッセージとしての通信信号の形式を示す。このタイプの信号は、後述するように、本発明による相関処理器によって処理される。上記メッセージは、一連のフレームを含み、各フレームは、訓練シンボルとしての既知のN個のデータ・シンボル、及び、前述のデータ・シンボルに続くM個の未知のデータ・シンボル（又はその逆）を含む。データは、疑似雑音（PN）系列の一部を構成するデータ・ビットに対応するフレームのN個の既知のシンボルによって2値形式で符号化するものとし得る。フレームのＭ個の未知のデータ・シンボルは、受信器において復号化される対象の実際の情報信号のディジタル表現を構成する。Ｍ個の未知のデータ・シンボルは、非限定的な例として、市場において入手可能な音声ディジタイザ装置（ＣＶＳＤなど）によって生成することが可能である。よって、何れのフレームFiの場合も、送信メッセージは、既知のN個のディジタルPNシンボルτ₁-τ_N、及びそれに続く未知のM個のディジタル音声シンボルτ_N+1…τ_N＋Mを含むようフォーマッティングすることが可能である。

「既知シンボル」系列の特性は、ほぼ、白色系列としての0遅延のインパルスである線形自己相関を含む。上記系列は通常、チャネルのインパルス応答持続時間よりも長い。上記系列は、他の未知のデータ・シンボルからのシンボル間干渉（ISI）を妨げるために系列前後にガード・インターバル（GI）を含む。

分散性リンクを介して情報を伝送する通信システムでは、伝送メッセージは、図１に示すように交互に配置された既知の複数のデータ・シンボル及び未知の複数のデータ・シンボルを含めるよう編成される。送信器では、既知のデータ・シンボルは、既知のシンボル系列を再生してデータ回復を可能にするために受信器において同一の生成器を設けて、最大長PN系列生成器によって生成することができる。受信器では、未知のデータ・シンボルがその間にある、伝送メッセージの部分のデータ・シンボルの事前知識を利用した、トランスバーサル・フィルタ関数及びデータ推定精緻化手法を含む所定のデータ回復アルゴリズムを受信メッセージに施すことが可能である。

伝送メッセージは、複数の連続フレームを含む。各フレームは、既知のN個のデータ・シンボル、及びこれに続く未知のM個のデータ・シンボルを含む。よって、未知のM個の先行及び後続のデータ・シンボル組それぞれは、トランスバーサル・フィルタ関数の特性、及び、よって、未知のシンボルのデータ推定を更新し、適応的に精緻化することを可能にする既知のN個のデータ・シンボル組それぞれである。

本発明の非限定的な例によるシステム及び方法は、以下に説明する修正を含む、’338特許開示のシステム及び方法による基本的な教示を用いることが可能である。既知のシンボルの挿入毎に用いるデータ・シンボルは、挿入毎に同一であってもなくてもよく、それによって、複雑度と、検出の確率との間のトレードオフが可能になる。

受信器では、未知のデータ・シンボルがその間にある、伝送メッセージの部分のデータ・シンボルの事前知識を利用した、トランスバーサル・フィルタ関数及びデータ推定精緻化手法を含む所定のデータ回復アルゴリズムを受信メッセージに施す。

本発明の非限定的な例によれば、伝送メッセージ内の連続した既知のN個のデータ・シンボル組を構成するPN系列を備えた、受信器における局所PN系列生成器の同期化は、雑音を平均化することによって信号対雑音比を最大にするために複数の相関サーチ結果が合成され、平均化される相関同期化サーチによって達成される。このサーチ平均化処理の持続時間にわたってチャネル特性が固定状態に留まることがシステムにおいて通常、仮定される。

図１の例に示すフレーム及びシンボル系列を処理する、米国特許第4,365,338号明細書（本願の譲受人に譲渡されており、本明細書及び特許請求の範囲に内容を援用する）記載の通信システムの図２乃至図５に関する説明が次に続く。前述のシステムの基本構成部分は、本発明の非限定的な例によって、修正を含めて用いることが可能である。

図２は、HFチャネルを介した、通信信号としての伝送のために、図１に示すフレーム系列を生成する送信器の一部分のブロック図である。CVSDなどのメッセージ・ソース１１は、HFチャネルを介して伝えられる対象の未知の情報信号を表す出力信号を、ランダム・アクセス・シンボル・メモリ１４及び１５の対に供給する。図１の構成部分の動作のためのタイミング信号は、タイミング信号又は同期化信号生成器１３から得られる。前述の信号の信号線は、SYNC番号表示SYNC１-SYNC７によって識別される。前述のタイミング信号は、シンボル・メモリ１４及び１５、トーン生成器２１、マルチプレクサ１２、並びにPN系列生成器１７に結合する。

送信器は搬送波生成器１６を含む。搬送波生成器１６は、局所生成搬送波信号を変調器１８に供給する。変調器１８の出力は、アンテナ２０を介したHFチャネルによる編成情報信号の送信のためにRF送信器に入力される。変調器１８への搬送波変調入力は、RAM１４乃至RAM１５から、又はPN系列生成器１７から得られる。

ソース１１は、メッセージ情報信号を生成し、変動する電気信号の形式で情報を供給するアナログ又はディジタルの何れかのメッセージ・ソース（電話信号など）を備え得る。音声信号などのアナログ・ソースの場合、CVSDなどのディジタル化装置がメッセージ・ソース１１の一部として組み入れられるので、その出力は、パルス形式（好ましくは、2値パルス形式）で符号化される。図２の送信器が動作する通常の同期化又はタイミング信号系列を図３に示す。

図３の最上行は、時間t0に始まる、メッセージ・ソース１１の連続したディジタル・メッセージ出力を表す。SYNC信号線SYNC１-SYNC５は、変調器１８に印加する対象の、図１に示す信号系列を生成するために、生成器１３からPN系列生成器１７、並びにRAM１４及び１５に印加されるタイミング信号出力を表す。既知の信号系列を第１の読み出し期間（PN系列生成器１７からの信号の読み出しに対応するREAD17として識別される）中に生成させるために信号SYNC１をPN信号生成器１７に印加する。PN系列生成器１７は、最大長PN系列を生成するようプログラムされたROMとして構成することができる。上記最大長は、フレーム毎のシンボルの数よりもずっと大きい。PN系列生成器１７による、PN系列生成器の一部分の読み出しと同時に、メッセージ・ソース１１のデータ出力が、その時点で生成される信号がSYNC４及びSYNC５の何れであるかに応じてメモリ１４及び１５の何れかに書き込まれる。

図３に示すように、時点t₀では、SYNC４がSYNC１と同時に生成されるので、期間t₀-t₂中、メッセージ・ソース１１の出力がメモリ１４に書き込まれる。後に、時点t₂で、次のSYNC１信号の生成と同時にSYNC５が、メモリ１５の書き込みイネーブル入力に印加されると、メッセージ・ソース１１の出力がメモリ１５に書き込まれる。タイミング信号SYNC4及びSYNC５のこの交互の生成によって、メッセージ・ソース１１の出力の連続した部分が、メモリ１４及び１５に交互に記憶される。

各メモリの内容を読み出し、連続したメッセージの新たな交互の連続した部分の受け取り及び記憶に備えさせるために、タイミング信号生成器１３は、読み出し制御信号SYNC２及びSYNC３を生成する。PN系列生成器１７の読み出しが時点t₁で終結すると、時点t₁とt₂との間の期間中にメモリ１５の内容を読み出すために、タイミング信号生成器１３は、読み出しイネーブル信号SYNC２をメモリ１５に印加する。後に、時点t₃で、読み出し信号SYNC3をメモリ１４に印加してメモリ１４の内容を読み出す。

メモリ１４及び１５との間のこの交互の書き込み及び読み出しによって、メッセージ・ソース１１の連続したメッセージ出力に含まれるデータを、PN系列生成器１７の出力とインタリーブさせて変調器１８に印加する。読み出し中、メモリ１４及び１５におけるデータが、メモリに書き込まれる速度より速い速度で読み出されるので、記憶される速度に対して圧縮される。データは、期間t₀-t₂中、第１の比較的遅い速度でメモリ１４に書き込まれ、より短い期間t₃-t₄中、（記憶速度と比較して）相対的に速い速度で読み出される。同様に、期間t₂-t₄中にメモリ１５に書き込まれるデータは、期間t₅-t₆中、より速い速度で読み出される。データ圧縮の手法は本質的には通常のものであるので、本明細書では更なる説明は行わないものとする。よって、変調器１８の変調入力では、SYNC信号SYNC1-SYNC5の制御下でメモリ１４及び１５、並びにPN系列生成器１７の出力を合成して、図１に示すメッセージ系列を得る。この信号を搬送波生成器１６の出力に変調し、HFチャネルを介して受信局に送信する。同期化又はタイミング信号の更なる対SYNC６及びSYNC７をタイミング信号生成器によって生成して、メッセージ伝送の最初の形式を制御する。前述のタイミング信号は、トーン生成器２１に印加される（その出力は、マルチプレクサ１２のそれぞれの入力に直接結合され、反転器２２を介して反転させられる）。更に、後述するように伝送の最初の部分中にPN系列生成器１７を動作させるよう生成器１３のSYNC７タイミング信号出力を結合させる。

図１-図３に関して説明した、メッセージを処理する受信器のブロック図は、図４に示し、受信信号がアンテナ３２を介して結合される無線周波数（RF）部３３を含む。入力搬送波がRF部において取り除かれ、結果として生じるIF信号が復調器３４に印加される。復調器３４の出力は、適応的再帰型フィルタをシミュレートするシンボル・プロセッサ３７に結合される。復調器３４の出力は、送信器で変調器１８に元々印加されたデータに対応するが、HF伝送チャネルの影響を受ける。よって、プロセッサ３７に印加される信号値は、送信器によって送信される信号値に対応しないことがあり得るものであり、対応しないことになる可能性が非常に高い。受信器は、プロセッサ３７に出力を結合させたタイミング信号又はsync生成器36を含む。タイミング信号生成器は、安定クロック源を含む。以下に更に詳細に説明するように、適応型トランスバーサル・フィルタを効果的にシミュレートするデータ回復アルゴリズムによって復調器３４によって生成されるデータを処理する。その機能パラメータを、隣接信号フレームの既知のシンボル組の事前知識を用いて動的に更新して、未知のデータ・シンボルに対するHFチャネルの影響を予測する。分散性HFチャネルによって発生する歪みがなければ、プロセッサ３７の出力は回復データを表す。この出力を出力メッセージ装置（例えば、CVSD３８など）に結合して、送信器での元のメッセージ（例えば、音声）入力に相当するアナログ信号を生成する。

本明細書及び特許請求の範囲に内容を援用する’338特許明細書では、シンボル・プロセッサ３７は、復調受信信号シンボルを所定のアルゴリズムによって処理し、元のデータを回復する、高速アレイプロセッサ（ＦＡＰ）37Ａ及びサポート・プロセッサ（ＳＵＰＰ）37Bとしての、図４に示すプロセッサ・サブシステム対を含み得る。サポート・プロセッサ・サブシステム３７Bの構成内で、送信器において用いられるものと同一の局所PN系列生成器は、連続した信号フレーム（N個の既知シンボル及びM個の未知シンボルそれぞれを含む）が処理されるデータ回復アルゴリズムの実現中に、連続した既知のN個のデータ・シンボル群を供給する。

編成され、送信局から送信される情報フレームを、連続したN個のシンボル（既知のシンボル系列（例えば、PN符号系列）、及びそれに続く、連続したM個の未知のデータ・シンボルから得ることができる）を含めるようフォーマッティングする。動的分散性ＨＦチャネルからの連続したサンプリング受信値は、図５に示すようなトランスバーサル・フィルタによって生成されているとみなし得る。トランスバーサル・フィルタは、複数の記憶段Z^-1（その第１の段４６及び最後の段４７のみを図５に示す）を含む、長さNのデータ記憶レジスタ４１を含む。各段は、個別の連続したデータ・シンボル・サンプルを記憶する。データ記憶レジスタ４１の各段の内容を、個別の重み乗算器（その最初４２及び最後４３のみを示す）に結合する。前述の乗算器は、レジスタ４１の内容を、重み係数生成器４５から供給される重み付け係数で乗算する。乗算器42…43の出力を加算器４４において加算してデータ・シンボルを生成する。重み付け係数生成器４５は、所定の測定／評価関数に応じて動作し、重み係数乗算器４２に供給される重み乗算器値を選択的に修正又は更新して、チャネルの、歪みをもたらす特性をシミュレートする。

トランスバーサル・フィルタ関数の更なる詳細は、内容を本明細書及び特許請求の範囲に援用する’338特許明細書に記載されている。更に、未知の伝送値に対する判定を反復して、’338特許明細書記載の「最終値」を求めることが可能である。データ・フレーム毎のチャネル重みを再推定することによってチャネル重みを求め、満たすことが可能である。データ・フレーム毎のチャネル重みは、先行フレームの判定、及び推定重みに基づいて再推定することが可能である。判定アルゴリズムを実現するために、受信器には、フレーム・データ毎に伝送されるPN系列と同じPN系列を生成する、プロセッサ内の局所PN生成器の使用によって各フレーム毎に伝送される既知のM個のシンボルの知識が供給される。

送信されたPN系列と同期化されたPN系列を受信器のPN系列生成器が生成するために、伝送の最初として受信器によって認識され、入力データと同期化されるように受信器がそのPN生成器をオンにする同期化符号又は信号系列の送信が必要である。これは、訓練系列によって設定することが可能である。訓練系列は、局所PN生成器の開始信号として認識可能であるような信号を含む。更に高速のモデムでは、バースト搬送波には位相反転が続き得る。位相反転システムは、単一のトーンを同期化に用いる。スペクトルの周波数がチャネル内にフェージングし、単一のトーンの識別の精度を低くする２つ以上のトーンを用いることも考えられる。

よって、訓練系列は、所定の時間（１秒など）中持続する２つ以上のトーン、及び、それに続く、１秒の一部分の間の位相反転、並びに、それに続く数秒の既知データとして構成することができる。検出回路は、前述のトーンのうちの１つの存在を認識し、位相反転の生起を検出することが可能である。前述の通り、メッセージに含まれるフレーミング系列、及び、重み付け係数を設定するための訓練モードと受信器を同期化させる。

可変速信号処理の分離可能性を利用して、高速データ処理のための適応的フィルタリング処理を実現することによって、'338特許開示のこのシステムは、チャネル歪み補償及びデータ回復を可能にする。

本発明の非限定的な例によれば、等化器よりも低いEb/No特性をFEC符号が表すので通信リンクが低Eb/Noを有する場合に関連した欠点は、データ内に含まれる訓練シンボルとして、埋め込まれたアンブルによって「訓練し」、相関及び平均化を施してチャネル推定器性能を向上させることによって解決される。よって、複数のアンブルに亘ってアンブルを観察することによって、等化器訓練アルゴリズムの信号対雑音比性能を、任意の低Eb/No値（FEC符号閾値よりも低い値を含む）の場合に向上させる。

図６に示すシステムでは、受信器での局所PN系列生成器を、伝送メッセージ内で連続した既知のN個のデータ・シンボル組を構成するPN系列と相関同期化サーチによって同期化させる。複数の相関サーチ結果を合成し、平均化して、雑音を平均化することによって信号対雑音比を最大にする。

図６では、本発明の非限定的な例による、受信器／等化器回路の一部としての獲得平均化スライディング相関器プロセッサを１００として示す。前述の回路構成部分はソフトウェア、ハードウェア、ファームウェア、及び当業者に知られているその他の手法で実現することが可能である。この回路は、挿入訓練シンボル（図1-5に関して前述した通信信号内などの）を用いて低Eb/Noでディジタル伝送を等化する。受信フレームは、アンテナ１０２で受信され、３つのチャネル103a、103b及び103cに分離される。各チャネルは相関器回路１０４、１０６及び１０８（第１のチャネル103aの最上部の先行相関器回路１０４、中央チャネル103aにおけるオンタイム相関器回路１０６、及び、最下部又は第３のチャネル103cにおける遅延相関器回路１０８として識別される）を有する。当然、異なる数のチャネル及び相関器を用いることが可能であり、上記説明は、例示の目的のためである。各相関器回路は、図示したように、直列接続された個別の平均化回路１１０、１１２及び１１４を含む。先行相関器１０４に接続された平均化回路１１０の出力は遅延τiでの相互相関積を生成する。オンタイム相関器１０６及び平均化回路１１２は、遅延「0」での相互相関積を出力する。遅延相関器１０８及び平均化回路１１４は、遅延τ₁での相互相関積を出力する。よって、相関器は、違ったふうにタイミングをとった相互相関積を生成する。

各相関器１０４、１０６及び１０８は、局所の既知シンボル・ソース１２０からの入力を受け取る。局所の既知のシンボル・ソース１２０は同様に、可変時間遅延回路１２２及びシンボルレート・クロック回路１２４に接続される。可変時間遅延回路は、獲得制御信号を獲得制御回路１２６から受け取る。相関器回路は、図示するように、τ個の基準をτ個の（時間）回路１３０から受け取る。

本発明の非限定的な例によれば、複数の訓練系列を検出し、併せて平均化して（すなわち、一体化し、併せて加算して）、受信器を「訓練する」作業を達成することが可能であるために十分な信号対雑音比を人工的につくることが可能である。訓練系列は周期的に埋め込まれ、本発明の非限定的な例によれば、各訓練系列をやや無関係に用いることが可能である。図６に示す受信器／等化器１００を用いた獲得処理中に、適切なクロック位相をサーチすることが可能である。クロックは信号に亘って変動し得る。前述のシステムは、「レートゲート、アーリーゲート」アルゴリズム（前述の処理に、修正されたやり方で施すことが可能である）と同様である。、「レートゲート、アーリーゲート」アルゴリズムは修正して前述の処理に施すことが可能である。

図６における受信器／等化器回路１００に示すように、システムが右に動くか左に動くかを判定し、システムが属する所に戻るようクロックを調節すべきか否かを判定することが可能である。最大信号出力は通常、オンタイム相関器として知られている中央相関器にある。より低い信号出力は、最上部の相関器及び最下部の相関器（すなわち、先行相関器及び遅延相関器）にある。クロックを減速又は増速させることによって何れかの方向にシステムが変動する場合、中央相関器は上又は下に進み始め、信号は、他の相関器の１つ（すなわち、両方でなく、一方又は他方）に進む。信号振幅を比較することによって、中央又はオンタイム相関器１０６において最大の出力を取得し、先行相関器及び遅延相関器としての他の２つの相関器において最小の出力を取得するよう位相を右又は左に調節することが可能である。よって、等化器訓練閾値を向上させるために複数の相関積を平均化することが可能である。

超広帯域信号（例えば、米国特許第6.925,108号明細書に記載されたような）に上記システムを施すことが可能であることも考えられる。同期化が行われ、受信器がロックされると、信号を逆拡散することが可能である。幾度も反復される同一のアンブルとして周期アンブルを用いることが可能である。その信号との相関をとり、その信号にロックすることが可能である。よって、反復的プリアンブルになり、よって、データ系列に亘って分布させることも可能である。

図７は、本発明の非限定的な例による基本的な工程系列を示す概要レベルのフローチャートである。ブロック200では、M個のデータ・シンボルとインタリーブすることによって、既知のデータ・シンボルがデータ・ストリームに挿入される。通信信号が送信され（ブロック202）、受信器／等化器回路において受信される（ブロック204）。通信信号が、先行時間相関器、オンタイム相関器、及び遅延時間相関器と関係付けられる（ブロック206）。相関器それぞれからの信号を平均化して相互相関積を生成する（ブロック208）。既知のN個のデータ・シンボルを次いで同期化する（ブロック210）。

本発明の非限定的な例によって用いることが可能な、N個の既知のシンボル及びM個の未知のシンボルをそれぞれが有する連続したデータ・フレームを示す断片図である。図１に示すデータのフレームを編成し、送信する従来技術の送信器のブロック図である。図２に示す送信器の動作を説明するタイミング図である。図１に示す送信データの連続フレームを処理し、回復する従来技術の受信器のブロック図である。シンボルを初期化系列と等化させるために用いる従来技術の等化器のブロック図である。本発明の非限定的な例による、関係付け、時間平均化するために用いる受信器／等化器回路の一部分のブロック図である。本発明の非限定的な例による、本願記載の通信システムに用いることが可能な基本的な方法を示す概要レベルのフロー図である。

符号の説明

102 受信フレーム
104 相関器
106 相関器
108 相関器
110 平均化
112 平均化
114 平均化

Claims

通信システムであって、
交互に配置された、訓練シンボルとしての既知のＮ個のデータ・シンボル、及び未知のＭ個のデータ・シンボルを各フレームが備えた連続した複数のフレームを有する通信信号を送信する送信器と、
前記通信信号を受信し、前記既知のＮ個のデータ・シンボルを、合成され、時間平均化される複数の相関サーチ結果として相関し、時間平均化することによって前記既知のＮ個のデータ・シンボルを同期化させることにより、訓練閾値を向上させる受信器とを備え、前記訓練閾値の向上は等化器訓練アルゴリズムの信号対雑音比性能の、任意の低Eb/No値への向上に対応し、前記受信器は、前記既知のＮ個のデータ・シンボルを異なる遅延期間で相関し、時間平均化して、違ったふうにタイミングをとった相互相関積を生成する相関器及び平均化回路をそれぞれが有する複数のチャネルを更に備える通信システム。
請求項１記載の通信システムであって、遅延相関器、オンタイム相関器、及び先行相関器を更に備える通信システム。
請求項１記載の通信システムであって、前記送信器は、前記既知のＮ個のデータ・シンボルを生成する疑似雑音（ＰＮ）系列生成器を更に備える通信システム。
請求項３記載の通信システムであって、前記受信器は、前記送信器における前記ＰＮ系列生成器と実質的に同様な疑似雑音（ＰＮ）系列生成器を更に備える通信システム。
通信する方法であって、
交互に配置された、訓練シンボルとしての既知のＮ個のデータ・シンボル、及び未知のＭ個のデータ・シンボルを各フレームが備えた連続した複数のフレームを有する通信信号を送信する工程と、
相関器及び直列に接続された平均化回路をそれぞれが有する複数のチャネルを備えた受信器内で前記通信信号を受信する工程と、
各チャネル内の前記既知のＮ個のデータ・シンボルを、合成され、時間平均化される複数の相関サーチ結果として相関し、時間平均化することによって前記既知のＮ個のデータ・シンボルを同期化させることにより、訓練閾値を向上させ、前記訓練閾値の向上は等化器訓練アルゴリズムの信号対雑音比性能の、任意の低Eb/No値への向上に対応し、違ったふうにタイミングをとった相互相関積を生成する工程とを備える方法。
請求項５記載の方法であって、疑似雑音（ＰＮ）系列生成器を用いて前記既知のＮ個のデータ・シンボルを生成する工程を更に備える方法。
請求項６記載の方法であって、送信するために既知データ・シンボルを生成する、疑似雑音（ＰＮ）系列生成器と実質的に同様な前記ＰＮ系列生成器を用いて既知のシンボル系列を受信器で再生する工程を更に備える方法。
請求項５記載の方法であって、連続したフレーム内で同じシンボルとして前記既知のデータを生成する工程を更に備える方法。