JP5171291B2 - 無線送信方法、無線送信装置、及び、無線受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信方法、無線送信装置、及び、無線受信装置に関する。

ワイヤレス通信ネットワークにおいて、同期およびチャネル推定は、受信器において信号を正しく検出する上で重要である。図１は、ワイヤレス通信システムにおけるデータパケットの概略図である。図１において、プリアンブル１０２はデータパケット１００の先頭で送信され、その後にペイロード１０４が続いて送信される。

プリアンブル１０２は、同期シーケンス１０６とチャネル推定シーケンス１０８とから成る。同期シーケンス１０６は、例えば、特定のコードのいくつかの繰り返しを有し、その後に開始フレーム識別子（ＳＦＤ）が続く。同期シーケンス１０６は、受信器においてデータパケット１００の信号を同期させる目的で設計されている。

同期確立後に、受信器がマルチパス送信チャネルのインパルス応答関数を推定できるように、チャネル推定シーケンス１０８が送信される。チャネルインパルス応答関数は、送信チャネルにおける複数の分離可能な経路（resolvable path）の振幅と、遅延時間と、位相とから成る。ペイロード１０４に対する等化（data equalization）処理を行うためには、受信器はこのチャネルインパルス応答関数を認識している必要がある。

多くの方式では、チャネル推定シーケンス１０８は、位相変調、例えば二位相偏移（ＢＰＳＫ）変調用に設計されている。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１５ ＴＧ３ｃのミリ波（ｍｍＷ）の標準化基準ドキュメントでは、チャネル推定用として、ＢＰＳＫ変調によるＧｏｌａｙ相補シーケンスを採用している。さらに、ＥＣＭＡ ＴＣ３２−ＴＧ２０のミリ波の標準化草案でも、ＰＳＫ変調によるＦｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆｆチャネル推定シーケンスを使用している。

また、例えば特許文献１では、ＢＰＳＫ変調の場合、チャネル推定シーケンスは、２つのＧｏｌａｙ相補シーケンスｓ（ｎ）およびｇ（ｎ）によって形成される。

一方で、現在注目されている、広い周波数帯域にパルス状の信号を伝送するＵＷＢ（Ultra Wide Band：ウルトラワイドバンド）においては、パルス状の信号を伝送するＵＷＢの特性から、パルスの有無に応じてデータを伝送するＯＯＫ方式が最適である。
米国特許第７０４６７４８号明細書「Channel estimation sequence and method of estimating a transmission channel which uses such a channel estimation sequence」

ところで、ワイヤレス通信システムにおいては、多くの同期シーケンスおよびチャネル推定シーケンスが位相変調用に設計されている。

しかしながら、位相変調用に設計されたチャネル推定シーケンスは、ＯＯＫ変調による送信（つまり、ビット「１」に対して信号を送信し、ビット「０」に対して何も送信しない）には適用することができない。すなわち、ＯＯＫ送信器において信号は位相変調されないので、特許文献１に示されるように２つの相補シーケンスｓ（ｎ）およびｇ（ｎ）をＯＯＫ変調器によって送信する場合、位相情報が失われる。従って、受信器においてチャネル推定パフォーマンスが大きく低下する。

すなわち、位相変調用に設計されたシーケンスを何ら修正することなくＯＯＫ変調によって送信するならば、受信器においてチャネル推定パフォーマンスが大きく低下する。

従って、ＯＯＫ変調器によって送信することのできるチャネル推定シーケンスを設計するニーズが存在している。さらに、設計されたＯＯＫチャネル推定シーケンスにおいて、既存のＢＰＳＫチャネル推定シーケンスと同じパフォーマンスを達成できることも望まれている。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、受信処理のために用意されている信号列であって第２変調方式で用いられる信号列から生成可能な第１変調方式での受信処理に用いられる信号系列を採用することで、第２変調方式での受信処理パフォーマンスと同程度のパフォーマンスを実現できる、無線通信方法、無線送信装置、及び、無線受信装置を提供することを目的とする。

本発明の無線送信方法は、チャネル推定のための第１のシーケンスを位相変調を含まない変調方式によって無線送信装置から送信する無線送信方法であって、前記無線送信装置において、位相変調方式用に設計されている第２のシーケンスａ（ｎ）と実質的に同一のシーケンスであるサブシーケンスａ_１（ｎ）と、前記第２のシーケンスａ（ｎ）とビットが反転しているサブシーケンスａ_２（ｎ）とを時間的に連結することにより前記第１のシーケンスを生成し、前記生成した第１のシーケンスを位相変調を含まない変調方式により変調するステップと、前記変調後の第１のシーケンスを送信するステップと、を含む。

本発明の無線送信装置は、チャネル推定のための第１のシーケンスを位相変調を含まない変調方式によって送信する無線送信装置であって、位相変調方式用に設計されている第２のシーケンスａ（ｎ）と実質的に同一のシーケンスであるサブシーケンスａ_１（ｎ）と、前記第２のシーケンスａ（ｎ）とビットが反転しているサブシーケンスａ_２（ｎ）とを時間的に連結することにより前記第１のシーケンスを生成し、前記生成した第１のシーケンスを位相変調を含まない変調方式により変調する変調手段と、前記変調後の第１のシーケンスをアップコンバートして無線送信する送信無線手段と、を具備する構成を採る。

本発明の無線受信装置は、第１の変調方式で送信された第１のシーケンスを受信して、受信信号に基づいてチャネル推定すると共に、受信信号を前記チャネル推定の結果に基づいて復調する無線受信装置であって、第２の変調方式用に設計されている第２のシーケンスａ（ｎ）と同一のサブシーケンスａ_１（ｎ）、および第２のシーケンスａ（ｎ）とビットが反転しているサブシーケンスａ_２（ｎ）を含む信号を受信する受信無線手段と、前記受信無線手段で受信された受信信号と、前記第２のシーケンスａ（ｎ）を基本単位とするシーケンスｑ（ｎ）との相関をとる相関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関結果のうち、前記サブシーケンスａ_１（ｎ）に関する相関結果と、前記サブシーケンスａ_２（ｎ）に関する相関結果との差分を算出する算出手段と、を含むチャネル推定手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、受信処理のために用意されている信号列であって第２変調方式で用いられる信号列から生成可能な第１変調方式での受信処理に用いられる信号系列を採用することで、第２変調方式での受信処理パフォーマンスと同程度のパフォーマンスを実現できる無線通信方法、無線送信装置、及び、無線受信装置を提供することができる。

以下の段落では、本発明について、添付の図面を参照しながら例としての実施形態を詳しく説明する。本発明は数多くの異なる形態に具体化することができるが、図面には特定の実施形態を示してあり、本明細書ではこれらの実施形態について詳しく説明する。本開示は、本発明の原理の一例とみなすべきものであり、図示および説明した特定の実施形態に本発明を制限することを意図するものではないことを理解されたい。すなわち、説明全体を通じて、記載した実施形態および例は、本発明に関する制限ではなく、模範的な例とみなすべきものである。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

（実施の形態１）
図２は、本発明の実施形態に係るワイヤレス通信システムの構成を示すブロック図である。図２に示すようにワイヤレス通信システム１０は、無線送信装置２０と無線受信装置３０とを有する。無線送信装置２０は、チャネル推定信号列（シーケンス）を無線受信装置３０に送信する。無線送信装置２０は、変調部２０２と送信無線部２０４とを備えている。無線受信装置３０は、受信フィルタ２０８を有する受信無線部２０６と、等化器（イコライザ）２１０と、チャネル推定部２１２とを備えている。

「１」および「０」のバイナリビットで表された入力信号列２０１（チャネル推定信号列など）が変調部２０２に入力される。

変調部２０２は、ＢＰＳＫ変調器、ＯＯＫ変調器、またはその他の変調器とすることができる。例えば、変調部２０２がＢＰＳＫ変調器として機能するときには、変調部２０２はビット「１」に対して正の振幅＋Ａを設定し、ビット「０」に対して負の振幅−Ａを設定する。また、変調部２０２がＯＯＫ変調器として機能するときには、変調部２０２はビット「１」に対して正の振幅＋Ａを設定し、ビット「０」に対してゼロを設定する。変調部２０２の出力信号である変調信号２０３は、変調部２０２によって変調されたものであり、送信無線部２０４を介して信号ｓ（ｎ）２０５として送信される。

信号ｓ（ｎ）２０５は、インパルス応答関数がｈ（ｎ）であるマルチパスチャネルを通じて送信される。一般的なチャネルインパルス応答関数ｈ（ｎ）は、次の式（１）で表すことができる。

この式（１）において、Ｌは、マルチパスチャネルにおける分離可能な経路の総数を表しており、ｋ番目の経路では、振幅減衰ａ_ｋ、時間遅延ｒ_ｋ、および位相シフトφ_ｋが生じる。δ（ｎ）はディラックのデルタ関数を表している。従って、δ（ｎ−ｒ_ｋ）は、時間遅延ｒ_ｋにおけるδ（ｎ）の遅延関数を表している。

無線送信装置２０から送信される信号ｓ（ｎ）２０５を、無線受信装置３０によって受信される。無線受信装置３０が受信した信号を信号ｒ（ｎ）２０７とする。

受信信号ｒ（ｎ）２０７は、次の式（２）で表すことができる。

この式において、ｗ（ｎ）は、ワイヤレス通信システムに存在する熱雑音、またはその他の広帯域雑音に対応する白色ガウス雑音を表している。すなわち、受信信号ｒ（ｎ）は、送信信号ｓ（ｎ）とチャネルインパルス応答関数ｈ（ｎ）との畳み込み積に、雑音ｗ（ｎ）を加算することで求められる。畳み込み積は一般的には次の式（３）によって定義される。

受信信号ｒ（ｎ）２０７は、受信フィルタ２０８にて必要な帯域のみ抽出され、抽出された信号は、フィルタ出力２０９としてイコライザ２１０とチャネル推定部２１２の両方に出力される。

ここで、イコライザ２１０においてマルチパスチャネルに起因する歪みに対処し、正確な検出を達成するためには、チャネルインパルス応答ｈ（ｎ）が求められるか、または推定される必要がある。すなわち、遅延プロファイルに現れるピークに対応する、係数ａ_ｋ、ｒ_ｋ、およびφ_ｋのすべてが推定される必要がある。

この推定処理は、チャネルインパルス応答ｈ（ｎ）が変化する速度に応じて、相当な頻度で繰り返えされる必要がある。ワイヤレス通信システムにおいて通常採用されている１つの方法では、チャネル推定演算のために、図１におけるチャネル推定信号列１０８をデータパケット１００ごとに送る。

また、位相シフトφ_ｋは通信システムに適用される変調方式および検出方式に応じて推定される必要がある。例えば、同期検波を用いたＢＰＳＫ変調では、位相シフトφ_ｋが０度または１８０度であることを推定することが要求される。

本実施の形態の無線送信装置２０は、変調部２０２の入力段に、後述する形成部４００を有する。形成部４００では、ＢＰＳＫ変調用に設計されている任意の既存の信号列から、ＯＯＫ変調のためのチャネル推定信号列１０８が導かれる。ここでは、ＢＰＳＫ変調のための長さＮの既存の信号列を、ａ（ｎ）（ｎ＝０，１，．．．，Ｎ−１）と表す。また、信号列ａ（ｎ）は、例えば、特許文献１に記載されているＧｏｌａｙ相補信号列によって形成されるチャネル推定信号列、あるいはＥＣＭＡ ＴＣ３２−ＴＧ２０のミリ波の標準化におけるＦｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆｆチャネル推定信号列とする。

形成部４００は、ＯＯＫ変調によって送信するための２つのサブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）を、チャネル推定信号列ａ（ｎ）を修正することで生成する。ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）のいずれも、ａ（ｎ）と同じ長さＮを有する。

図３は、形成部４００の一構成例を示すブロック図である。形成部４００は、入力信号を２つの経路に分配する分配器（この図においては分岐点として示してある）と、反転器４０６と、切り換え器４１０とを備えている。切り換え器４１０は、出力側への接続を２つの経路の間で切り換えることによって、２つの経路を通過する信号の出力タイミングを調整する。

無線受信装置３０は、上述した無線送信装置２０からの、ＯＯＫ変調によって変調されているサブ信号列を受信し、チャネル推定を実行する。ＢＰＳＫ受信器による信号列ａ（ｎ）と同じチャネル推定パフォーマンスを達成するため、無線受信装置３０は、２つのサブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）の検出結果を結合する。

図４は、無線受信装置３０のチャネル推定部２１２の一構成例を示すブロック図である。チャネル推定部２１２は、相関演算部６０２と、相関演算部６０２の出力を２つのブランチに分配する分配器（この図においては分岐点として示してある）と、遅延部６０４と、加算器６０６とを備えている。チャネル推定部２１２は、サブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）のそれぞれに係る相関を計算し、計算した相関結果を加算する。

以上の構成を有するワイヤレス通信システム１０の無線送信装置２０及び無線受信装置３０の動作について説明する。図５は、この動作の説明に供するフローチャートである。図６は、ＢＰＳＫ変調の場合にチャネル推定信号列ａ（ｎ）を送信するためのパケットフォーマット（図６（ａ））、及び、ＯＯＫ変調の場合に２つのチャネル推定サブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）を送信するためのパケットフォーマット（図６（ｂ））が示されている。

ステップＳ３０２では、無線送信装置２０が、信号列ａ（ｎ）から２つのサブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）を生成する。具体的には、「１」および「０」のＮ個のバイナリビットで表された信号列ａ（ｎ）が２つのブランチに分けられる。第１のブランチ４０２では、信号列ａ（ｎ）に対して何の処理も行われず、信号列ａ（ｎ）は切り換え器４１０にそのまま渡される。

第２のブランチ４０４では、信号列ａ（ｎ）は、反転器４０６に渡され、反転器４０６でビットが反転される。すなわち、反転器４０６においては、ビット「１」はビット「０」に反転され、ビット「０」はビット「１」に反転される。ビット反転処理により得られたサブ信号列ａ_１（ｎ）である反転器４０６の出力４０８は、切り換え器４１０に送られる。

切り換え器４１０は、出力４０２および４０８を、時間をずらして変調部２０２に出力する。結果として、出力４０２および４０８は、連続的に連結された状態で入力信号列２０１として変調部２０２へ入力される。

図３において出力４０２および出力４０８は、それぞれサブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）として示されている。

また、図３の形成部４００における処理は、以下の式（４）及び（５）のように表すことができる。なお、式（４）は第１のブランチにおける処理を表し、式（５）は第２のブランチにおける処理を表す。

この式において、Ｉｎｖ［ ］は、反転関数を表している。例えば、信号列ａ（ｎ）が［０１１１］であるならば、２つのサブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）は、それぞれ［０１１１］および［１０００］として計算することができる。

ステップＳ３０４では、無線送信装置２０が、ＯＯＫ変調器（変調部２０２）によって２つのサブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）を送信する。図６（ｂ）に示したように、サブ信号列ａ_１（ｎ）５０６は、サブ信号列ａ_２（ｎ）５０８の前に送信される。ＯＯＫ変調器（変調部２０２）は、ビット「１」に対して正の振幅＋Ａ、ビット「０」に対してゼロを設定する。

ここで比較のために、従来のチャネル推定信号列の変調を図６（ａ）に示す。図６（ａ）において、信号列ａ（ｎ）５０２がＢＰＳＫ変調器５０４に送られ、ＢＰＳＫ変調器５０４は、ビット「１」に対して正の振幅＋Ａ、ビット「０」に対して負の振幅−Ａを設定する。

なお、以上のことから、本実施の形態におけるＯＯＫ変調のためのチャネル推定信号列の長さは、ＢＰＳＫ変調の場合の長さの２倍である。

ステップＳ３０６では、ＯＯＫ受信器（無線受信装置３０）が２つのサブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）を受信する。基本的には、ＯＯＫ受信器が検出できるのは、受信した信号の振幅のみである。一方でＢＰＳＫ受信器は、受信信号の振幅のみならず、受信信号の極性（「＋」または「−」）も検出することができる。

ステップＳ３０８では、チャネル推定部２１２が、２つのサブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）に係る相関を計算し、計算した相関結果を加算する。

具体的には、受信フィルタ２０８でフィルタリング処理を受けた受信信号ｒ（ｎ）が相関演算部６０２に入力され、相関演算部６０２は、受信信号ｒ（ｎ）とローカル信号列ｑ（ｎ）との相関をとる。

ここでＢＰＳＫ相関器では、通常、ａ（ｎ）がＯＯＫ変調のため、ビット０の振幅値を「−１」にするため、「ｑ（ｎ）＝２＊ａ（ｎ）−１」がローカル信号列として採用される。なぜなら、ＢＰＳＫ受信器は受信信号の振幅および極性を検出できるためである。ローカル信号列は、受信信号中に含まれるサブ信号列を検出するために用いられるので、信号列検出基準信号である。また、ローカル信号列は、サブ信号列の元となる信号列を基本単位とするので、その信号列のレプリカ信号でもある。

本実施の形態のＯＯＫ相関器（相関演算部６０２）でも、ＢＰＳＫ相関器と同じチャネル推定パフォーマンスを達成する目的で、同じ信号列「ｑ（ｎ）＝２＊ａ（ｎ）−１」が採用される。

相関演算部６０２の出力段には、次の２つのブランチがある。

まず、第１のブランチでは、出力６０３を加算器６０６に直接送る。そして、第２のブランチでは、出力６０３を遅延部６０４によって時間長Ｎビットだけ遅延させた後、加算器６０６に送る。

加算器６０６は、遅延した相関出力６０５と、遅延していない相関出力６０３との間の差分Ｄ（ｎ）６０７を計算し、チャネル推定のためにその差分を後段に送出する。

理論的には、雑音のないチャネルにおけるＤ（ｎ）は、次の式（６）のように表すことができる。

この式において、Φ［ｘ（ｎ），ｙ（ｎ）］は、２つの信号列ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）の相関を表している。ＢＰＳＫ送信器が信号列ａ（ｎ）を送るとき、ＢＰＳＫ受信器では信号列「ｑ（ｎ）＝２＊ａ（ｎ）−１」が受信されることを理解されたい。従って、ＢＰＳＫ相関器の相関出力は、Φ［ｑ（ｎ），ｑ（ｎ）］に等しくもある。

次に、インパルス応答関数がｈ（ｎ）であるマルチパスチャネルを考えると、Ｄ（ｎ）は、次の式（７）のように表すことができる。

ここで信号ｒ_１（ｎ）およびｒ_２（ｎ）は、サブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）がマルチパスチャネルを通過した後に無線受信装置３０で受信される受信信号である。またここでは、ｒ_１（ｎ）およびｒ_２（ｎ）の受信中において、インパルス応答関数ｈ（ｎ）は変化しないものと想定する。

ＢＰＳＫ相関器においては、ランダムな雑音の項を除いて、式（８）で表される、同じ相関出力を得ることができる。

上述したようにチャネル推定部２１２は、ランダムな雑音の項ではなく、チャネルインパルス応答関数ｈ（ｎ）の係数ａ_ｋ、ｒ_ｋ、およびφ_ｋを求めるか、または推定する。従って、結論として、本実施の形態のＯＯＫ変調によるチャネル推定パフォーマンスは、ＢＰＳＫ変調によるチャネル推定パフォーマンスと同じである。

なお以上の説明では、ＢＰＳＫチャネル推定信号列ａ（ｎ）が１つだけ用いられる場合について説明した。しかしながら、本発明はこれに限定されるものではなく、当業者には、本発明においてＢＰＳＫチャネル推定信号列の数を２つ以上とすることができることが理解されるであろう。

すなわち、別の実施形態においては、ＢＰＳＫ変調によるＧｏｌａｙ相補信号列ａ（ｎ）およびｂ（ｎ）をチャネル推定用に採用することができる。この場合、ＢＰＳＫ信号列ａ（ｎ）から２つのＯＯＫサブ信号列ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）を導くことができ、さらにＢＰＳＫ信号列ｂ（ｎ）から別の２つのＯＯＫサブ信号列ｂ_１（ｎ）およびｂ_２（ｎ）を導くことができる。４つのサブ信号列ａ_１（ｎ）、ａ_２（ｎ）、ｂ_１（ｎ）、ｂ_２（ｎ）をＯＯＫ変調器によって送信することによって、ＯＯＫ受信器において、ＢＰＳＫ受信器と同じチャネル推定パフォーマンスを得ることができる。

具体的には、図３において、信号列ａ（ｎ）に続いて、信号列ｂ（ｎ）（例えば、背景技術で説明したＧｏｌａｙ相補信号列ｇ（ｎ）に対応する信号列）形成部４００に入力され、信号列ａ（ｎ）と同様に２つのブランチに分配される。

次いで、第２のブランチに分配された信号列ｂ（ｎ）をビット反転させることによって、サブ信号列ｂ_２（ｎ）が得られる。また、第１のブランチに分配された他方の信号列ｂ（ｎ）は、何らの処理を施されることなく、サブ信号列ｂ_１（ｎ）として出力される。

すなわち、図６（ｂ）において、サブ信号列ａ_２（ｎ）の後ろに、サブ信号列ｂ_１（ｎ）とサブ信号列ｂ_２（ｎ）とが連続的に形成部４００から出力され、その順序でＯＯＫ変調器（変調部２０２）に入力される。サブ信号列ａ_１（ｎ）、ａ_２（ｎ）、ｂ_１（ｎ）、およびｂ_２（ｎ）は、ＯＯＫ変調器（変調部２０２）によってＯＯＫ変調されて、得られた変調信号が送信無線部２０４によって無線送信される。

次いで、受信器において、相関演算部６０２が、受信したＯＯＫサブ信号列ａ_１（ｎ）、ａ_２（ｎ）、ｂ_１（ｎ）、およびｂ_２（ｎ）と、ｑ（ｎ）（ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）に対しては信号列２＊ａ（ｎ）−１、ｂ_１（ｎ）およびｂ_２（ｎ）に対しては信号列２＊ｂ（ｎ）−１）との間の相関を計算する。さらに、加算器６０６が、サブ信号列ａ_１（ｎ）の相関結果から、サブ信号列ａ_２（ｎ）の相関結果を減じ、サブ信号列ｂ_１（ｎ）の相関結果から、サブ信号列ｂ_２（ｎ）の相関結果を減じる。この場合、上述したように、サブ信号列ａ_１（ｎ）の相関結果からサブ信号列ａ_２（ｎ）の相関結果を減じた結果は、従来のＢＰＳＫチャネル推定によって得られる相関結果、すなわち、送信器からそのまま送信されて受信器において受信されるＢＰＳＫチャネル推定信号列ａ（ｎ）と、ｑ（ｎ）（ＢＰＳＫチャネル推定信号列ａ（ｎ）に対応する信号列）との間の相関結果に、理論的には一致する。

同様に、サブ信号列ｂ_１（ｎ）の相関結果からサブ信号列ｂ_２（ｎ）の相関結果を減じた結果は、従来のＢＰＳＫチャネル推定によって得られる相関結果、すなわち、送信器からそのまま送信されて受信器において受信されるＢＰＳＫチャネル推定信号列ｂ（ｎ）と、ｑ（ｎ）（ＢＰＳＫチャネル推定信号列ａ（ｎ）に対応する信号列）との間の相関結果に、理論的には一致する。

さらに、サブ信号列ａ_１（ｎ）およびサブ信号列ａ_２（ｎ）に関する減算結果と、サブ信号列ｂ_１（ｎ）およびサブ信号列ｂ_２（ｎ）に関する減算結果とを加算する。ここで、サブ信号列ａ_１（ｎ）およびサブ信号列ａ_２（ｎ）に関する減算結果が得られるタイミングと、サブ信号列ｂ_１（ｎ）およびサブ信号列ｂ_２（ｎ）に関する減算結果が得られるタイミングとの間には、２Ｎの差がある。従って、加算処理の前に、タイミングを同期させる必要がある。

従って、入力信号を２つのブランチに分配する分配器と、一方のブランチに設けられる遅延器（遅延量２Ｎ）と、２つのブランチを通過した信号を加算する加算器とを、例えば、図４の構成の後ろに（図４の構成の出力段に）設ける必要がある。

あるいは、入力信号を２つのブランチに分配する分配器を図４の構成の前に（図４の構成の入力段に）設け、２つのブランチのそれぞれに図４の構成を設けてもよい。この場合、ブランチの一方において、相関演算部６０２は、ａ_１（ｎ）およびａ_２（ｎ）とｑ（ｎ）（信号列２＊ａ（ｎ）−１）との間の相関を計算し、他方のブランチにおいて、相関演算部６０２は、ｂ_１（ｎ）およびｂ_２（ｎ）とｑ（ｎ）（信号列２＊ｂ（ｎ）−１）との間の相関を計算する。遅延器（遅延量２Ｎ）は一方のブランチに設ければよい。そして、それぞれのブランチを通過した信号を加算する加算器が設けられる。

またなお、以上の説明においては、ＢＰＳＫチャネル推定信号列からＯＯＫサブ信号列の導出する方法を示した。しかしながら、本発明はこれに限定されるものではなく、当業者には、ＢＰＳＫチャネル推定信号列に限定されないことが理解されるであろう。別の実施形態においては、本発明の方法を採用することにより、ＢＰＳＫ同期信号列ｅ（ｎ）から２つのＯＯＫサブ信号列ｅ_１（ｎ）およびｅ_２（ｎ）を導くことができる。

またなお、以上の説明においては、ＢＰＳＫチャネル推定信号列からＯＯＫチャネル推定信号列を導出し、ＢＰＳＫ同期信号列からＯＯＫ同期信号列を導出する方法を示している。しかしながら、本発明はこれに限定されるものではなく、ＯＯＫ変調およびＢＰＳＫ変調に限定されない。本発明によれば、ＡＳＫ変調のためのチャネル推定信号列および同期信号列を導出できることが、当業者には理解されるであろう。ＢＰＳＫ変調のための信号列は、差動ＢＰＳＫ変調（Differential-BPSK modulation）のための信号列に置き換えることができる。

また、本実施の形態において使用する、ＢＰＳＫ変調のための推定信号列および同期信号列は、別の変調方式のための推定信号列および同期信号列を修正して得ることができる。１つの実施形態においては、１６−ＰＳＫ変調のためのＦｒａｎｃｋ−Ｚａｄｏｆｆチャネル推定信号列ａ_{１６−ＰＳＫ}（ｎ）（複素数による信号列）から、ＢＰＳＫ変調方式のためのＦｒａｎｃｋ−Ｚａｄｏｆｆチャネル推定信号列ａ_ＢＰＳＫ（ｎ）が得られる。この導出は、次の式（９）で表すことができる。

この式において、Ｒｅ［ｘ（ｎ）］およびＩｍ［ｘ（ｎ）］は、それぞれ、複素数ｘ（ｎ）の実部および虚部を表している。

すなわち、信号列ｃ（ｎ）の実部が信号列ｃ（ｎ）の虚部よりも大きい場合、または、信号列ｃ（ｎ）の実部と虚部の両方が０に等しいか若しくは０よりも大きい場合に、信号列ａ（ｎ）に第１のビット値を設定し、且つ、信号列ｃ（ｎ）の実部が信号列ｃ（ｎ）の虚部よりも小さい場合、または、信号列ｃ（ｎ）の実部と虚部の両方が０に等しいか若しくは０よりも小さい場合に、信号列ａ（ｎ）に第２のビット値を設定する。ここでは、第１のビット値が正のビット値「＋１」であり、第２のビット値が負のビット値「−１」である。

（実施の形態２）
実施の形態１では、ＯＯＫ変調信号に最適なチャネル推定信号列を送受信する無線送信装置及び無線受信装置について説明している。これに対して、実施の形態２では、チャネル推定の結果に基づいて、受信信号の振幅を補正する無線受信装置及びその補正方法について説明する。なお、本実施の形態では送信信号は、ＯＯＫで変調される。また、図７に示すように、無線送信装置２０と無線受信装置８００との間の伝送路は、直接波７０１と地面、机、壁などの反射体７０２からの反射波７０３との２波で構成される２波モデルでモデル化する。

図８は、本発明の実施の形態２に係る無線受信装置８００の構成を示すブロック図である。図２に示す無線受信装置３０と同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明を省略する。

図８において無線受信装置８００は、アンテナと、受信フィルタ２０８、検波部８０４、及びサンプル部８０６を有する受信無線部２０６と、チャネル推定部２１２と、等化器（イコライザ）２１０と、二値化部８０８とを備えている。

アンテナは、無線送信装置２０から送信された信号を受信し、受信信号２０７を受信フィルタ２０８へ出力する。

受信フィルタ２０８は、受信信号の帯域を制限することで、受信信号から所望帯域外の雑音を除去する。そして受信フィルタ２０８は、雑音を除去した受信信号２０９を検波部８０４へ出力する。

検波部８０４は、雑音が除去された受信信号２０９に対して所定の検波処理を行う。所定の検波処理とは、例えば、同期検波、遅延検波、包絡線検波等である。そして検波部８０４は、雑音が除去された受信信号２０９を検波することで得られる検波信号８０１をサンプル部８０６へ出力する。なお、本実施の形態において検波部８０４は、同期検波を行う。

サンプル部８０６は、検波信号８０１を所定のサンプルタイミングでサンプルし、サンプル値８０３をチャネル推定部２１２、およびイコライザ２１０へ出力する。

サンプル部８０６は、例えば、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）を備えており、シンボルレートのＭ倍（Ｍは、正の数）のサンプルレートで検波信号８０１をサンプルする。本実施の形態では、一例としてＭ＝１として説明する。従って、検波信号１シンボルに対して１つのサンプル値が得られる。

チャネル推定部２１２は、図９に示すように、相関演算部６０２、遅延部６０４、加算器６０６、係数算出部９００を備える。ここで相関演算部６０２、遅延部６０４、加算器６０６は、実施の形態１に記述した処理と同様の処理を行う。

係数算出部９００は、加算器６０６から出力される加算値６０７を用いて実施の形態１において記述した係数ａ_ｋ、ｒ_ｋ、φ_ｋを算出する。ただし、ｋ＝１、・・・、Ｌであり、Ｌは、検出可能な遅延波の数である。

そして係数算出部９００は、算出した係数ａ_ｋ、ｒ_ｋ、φ_ｋをチャネル推定結果９０１としてイコライザ２１０へ出力する。本実施の形態では、伝送路を２波モデルでモデル化しているため、Ｌ＝２で、ｋ＝１，２である。

ここで係数ａ_ｋ、ｒ_ｋ、φ_ｋの具体的な算出方法について説明する。

係数算出部９００は、Ｎ（Ｎは、チャネル推定信号列の長さ）個の加算値６０７の中から、絶対値が大きい順にＬ個の加算値を検出する。ここではｋ=１、２なので、ａ_１とａ_２が検出される。

次に、係数算出部９００は、ａ_ｋが検出された時刻ｒ_ｋを検出する。例えば、ａ_１がＮ個の加算値６０７のｉ番目、ａ_２がｊ（ｊ＞ｉ）番目に検出された場合、ｒ_１＝ｉ、ｒ_２＝ｊとなる。一般的に直接波は遅延波よりも前に受信されるので、ｊ＞ｉならば、ａ_１の絶対値|ａ_１|が直接波の振幅、ａ_２の絶対値|ａ_２|が遅延波の振幅を表す。またここでは検波信号１シンボル（ＯＯＫ変調であるので、１ビットに対応する）に対して１つのサンプル値を取得するサンプル周波数が適用されているので、遅延波は直接波よりもｒ_２−ｒ_１＝ｊ−ｉビット遅れて受信されることが分かる。

次に、係数算出部９００は、ａ_ｋに対応する波の位相φ_ｋを検出する。実際の無線通信においてφ_ｋは、−１８０°〜＋１８０°の任意の値をとり得る。しかし、本実施の形態では、簡易に位相を推定するために、φ_ｋは０°または１８０°の２つ位相状態をとるものとして検出される。具体的には、φ_ｋは、ａ_ｋ≧０であるとき、φ_ｋ＝０°として検出される一方、|ａ_ｋ＜０であるときφ_ｋ＝１８０°として検出される。本実施の形態では、φ_１とφ_２の差が、直接波と遅延波との位相差を表す。

以上のようにして、係数算出部９００は、チャネル推定結果９０１として係数ａ_ｋ、ｒ_ｋ、φ_ｋを算出する。

図８に戻ってイコライザ２１０は、チャネル推定部２１２から出力されるチャネル推定結果９０１と、二値化部８０８から出力される復調結果８０５とを用いて、サンプル部８０６から出力されるサンプル値８０３の振幅を補正する。

二値化部８０８は、イコライザ２１０によって振幅を補正されたサンプル値２１４を所定の閾値ｔｈと比較することで二値化し、二値化した結果を復調結果８０５として出力する。復調結果８０５は、イコライザ２１０へも出力される。

ここで二値化部８０８における二値化方法と、イコライザ２１０における振幅補正方法について説明する。なお、検波信号８０１は、サンプル部８０６、チャネル推定部２１２、イコライザ２１０によって所定の処理が施されるが、ここでは簡単化のため、これらの処理の説明を省く。すなわち、検波信号８０１は、直接二値化部８０８へ入力されるものとする。

まず、二値化部８０８におけるＯＯＫ変調信号の二値化方法を図１０と図１１を用いて説明する。図１１は、反射波が存在しない環境においてＯＯＫ変調信号“０１０”を受信したときの受信信号２０９を示す図である。ＯＯＫでは、ビット“１”に対して振幅Ａ、ビット“０”に対して振幅０を割当てられる。従って、雑音が除去された受信信号２０９は、図１０のようになる。

雑音が除去された受信信号２０９は、検波部８０４で検波処理が施される。その結果、検波信号８０１は、図１１のようになる。検波処理の結果、ビット“１”に対応する振幅は、Ｃになる。ここで、Ｃは、装置設計で決まる値であり、ビット“１”を受信したときに想定される検波信号の振幅である。

二値化部８０８は、検波信号８０１の振幅を所定の閾値ｔｈと比較することによって、検波信号８０１を二値化し、二値化した結果を復調結果８０５として出力する。図１１に示すように、ビット“１”に対応する検波信号８０１の振幅がＣのとき、閾値ｔｈの値は、通常、Ｃ／２に設定される。

そして二値化部８０８は、例えば検波信号８０１の振幅がＣ／２以上のときに“１”に二値化し、検波信号８０１の振幅がＣ／２未満のときに“０”に二値化する。こうして二値化部８０８は、検波信号８０１を二値化する。

次に、イコライザ２１０におけるサンプル値８０３の振幅補正方法について図１２〜図１９を用いて説明する。本実施の形態では、伝送路を２波モデルと仮定している。またここでは、直接波と遅延波の位相差が、０°と１８０°の場合を例にとり説明する。なお、具体的な、入力波形の干渉状態の判断については、後述する。

図１２は、直接波のビット“１”に遅延波のビット“１”が、直接波と遅延波との位相差が０°の状態で干渉した場合の合成波（受信した信号）を示す。図１２に示すように、直接波の振幅をＡ、遅延波の振幅をＢとすると、合成波の振幅はＡ＋Ｂとなる。無線受信装置８００が図１２の合成波を受信した場合、検波信号８０１の振幅は、図１３に示すようにＤ（Ｄ＞Ｃ）となる。従って、直接波のビット“１”に遅延波のビット“１”が位相差０°で干渉した場合、二値化部８０８の処理結果において、遅延波に起因するビット誤りは発生しない。

図１４は、直接波のビット“１”に遅延波のビット“１”が位相差１８０°で干渉した場合の合成波を示す。図１４に示すように、直接波の振幅をＡ、遅延波の振幅をＢとすると、合成波の振幅はＡ−Ｂとなる。無線受信装置８００が図１４の合成波を受信した場合、検波信号８０１の振幅は、図１５に示すようにＥ（Ｅ＜Ｃ）となる。特に、Ｂ＞Ａ／２の場合、Ｅ＜Ｃ／２となる。すなわち、直接波のビット“１”と一致した二値化結果が得られるべきところ、二値化部８０８では、ビット“０”と判定される。従って、直接波のビット“１”に遅延波のビット“１”が位相差１８０°で干渉した場合、二値化部８０８の処理結果において、遅延波に起因するビット誤りが発生する。

図１６は、直接波のビット“０”に遅延波のビット“１”が位相差０°で干渉した場合の合成波を示す。図１６に示すように、直接波の振幅を０、遅延波の振幅をＢとすると、合成波の振幅はＢとなる。無線受信装置８００が図１６の合成波を受信した場合、検波信号８０１の振幅は、図１７に示すようにＦ（Ｆ＞０）となる。特に、Ｂ＞Ａ／２の場合、Ｆ＞Ｃ／２となる。すなわち、直接波のビット“０”と一致した二値化結果が得られるべきところ、二値化部８０８では、ビット“１”と判定される。従って、直接波のビット“０”に遅延波のビット“１”が位相差０°で干渉した場合、二値化部８０８の処理結果において、遅延波に起因するビット誤りが発生する。

図１８は、直接波のビット“０”に遅延波のビット“１”が位相差１８０°で干渉した場合の合成波を示す。図１８に示すように、直接波の振幅を０、遅延波の振幅をＢとすると、合成波の振幅はＢとなる。無線受信装置８００が図１８の合成波を受信した場合、検波信号８０１の振幅は、図１９に示すようにＧ（Ｇ＝Ｆ＞０）となる。特に、Ｂ＞Ａ／２の場合、Ｇ＞Ｃ／２となる。すなわち、直接波のビット“０”と一致した二値化結果が得られるべきところ、二値化部８０８では、ビット“１”と判定される。従って、直接波のビット“０”に遅延波のビット“1”が位相差１８０°で干渉した場合、二値化部８０８の処理結果において、遅延波に起因するビット誤りが発生する。

なお、遅延波がビット“０”の場合、遅延波の振幅は０なので、直接波に遅延波が干渉してもビット誤りは発生しない。

以上を考慮すると、検波信号８０１の振幅補正は、直接波のビット、遅延波のビット、直接波と遅延波の位相差に応じて、以下のように行われる必要がある。ここで、図１０、図１１から、振幅Ａの直接波を検波した結果、振幅Ｃの検波信号が得られるので、検波部８０４の検波処理によって受信信号２０９の振幅が線形変換されるとすれば、検波部８０４は、受信信号２０９の振幅をＣ／Ａ倍にして出力する。なお、イコライザ２１０の出力をＨとおく。

（１）直接波がビット“１”、遅延波がビット“１”、直接波と遅延波の位相差が０°の場合
この場合には受信信号２０９の振幅はＡ＋Ｂなので、検波信号８０１の振幅Ｄは、Ｄ＝（Ａ＋Ｂ）×Ｃ／Ａとなる。チャネル推定結果からＡ：Ｂ＝|ａ_１|：|ａ_２|が成り立つので、Ｄ＝（Ａ＋Ａ×|ａ_２|／|ａ_１|）×Ｃ／Ａ＝Ｃ×（１＋|ａ_２|／|ａ_１|）となる。従ってイコライザ２１０は、式（１０）で示されるように、検波信号８０１の振幅をＤからＣに補正する。すなわち、イコライザ２１０は、検波信号８０１の振幅を、遅延波の干渉がない理想状態における振幅に換算している。

（２）直接波がビット“１”、遅延波がビット“１”、直接波と遅延波の位相差が１８０°の場合
この場合には受信信号の振幅はＡ−Ｂなので、検波信号８０１の振幅Ｅは、Ｅ＝（Ａ−Ａ×|ａ_２|／|ａ_１|）×Ｃ／Ａ＝Ｃ×（１−|ａ_２|／|ａ_１|））となる。従ってイコライザ２１０は、式（１１）で示されるように、検波信号８０１の振幅をＥからＣに補正する。

（３）直接波がビット“１”、遅延波がビット“０”、直接波と遅延波の位相差が０°の場合
この場合には遅延波の振幅は０なので、検波信号８０１の振幅はＣである。従って、イコライザ２１０は、検波信号８０１の振幅を補正することなく、そのまま出力する。

（４）直接波がビット“１”、遅延波がビット“０”、直接波と遅延波の位相差が１８０°の場合
この場合には遅延波の振幅は０なので、検波信号８０１の振幅はＣである。従って、イコライザ２１０は、検波信号８０１の振幅を補正することなく、そのまま出力する。

（５）直接波がビット“０”、遅延波がビット“１”、直接波と遅延波の位相差が０°の場合
この場合にはイコライザ２１０は、検波信号８０１の振幅をＦから０に補正する。すなわち、式（１２）で表される補正処理が行われる。

（６）直接波がビット“０”、遅延波がビット“１”、直接波と遅延波の位相差が１８０°の場合
この場合にはイコライザ２１０は、検波信号８０１の振幅をＧから０に補正する。すなわち、式（１３）で表される補正処理が行われる。

となる。

（７）直接波がビット“０”、遅延波がビット“０”、直接波と遅延波の位相差が０°の場合
この場合には遅延波の振幅は０なので、検波信号８０１の振幅は０である。従って、イコライザ２１０は、検波信号８０１の振幅を補正することなくそのまま出力する。

（８）直接波がビット“０”、遅延波がビット“０”、直接波と遅延波の位相差が１８０°の場合
この場合には遅延波の振幅は０なので、検波信号８０１の振幅は０である。従って、イコライザ２１０は、検波信号８０１の振幅を補正することなくそのまま出力する。

以上のように直接波と遅延波との干渉状態は、直接波のビット、遅延波のビット、および、直接波と遅延波の位相差に応じて８通りある。しかし、遅延波のビットが“０”の場合（上記したケース（３）、（４）、（７）、（８））では、イコライザ２１０は、補正処理を行わない。すなわち、ケース（３）、（４）、（７）、（８）を区別する必要はない。

従って、実際には、イコライザ２１０は、（１）、（２）、（５）、（６）、（９）（＝（３）、（４）、（７）、または（８））の５つの状態を検出し、それぞれの状態に適した補正処理を行う。

次に、イコライザ２１０における上記５つの状態の判別方法について説明する。

イコライザ２１０は、チャネル推定結果９０１と復調結果８０５とを用いて上記５つの状態を判別する。ここで、チャネル推定の結果、直接波を表す係数はそれぞれａ_１＝Ａ_ｉ、ｒ_１＝ｉ、φ_１＝φ_ｉであり、遅延波を表す係数はａ_２＝Ａ_ｊ、ｒ_２＝ｊ、φ_２＝φ_ｊである。また、時刻ｍにおけるサンプル値８０３をＵ_ｍ、サンプル値８０３の復調結果８０５をＶ_ｍとおく。

そうすると、下記のようにして（１）、（２）、（５）、（６）、（９）の状態を判別できる。

I）Ｖ_{ｍ−（ｊ−i）}、すなわち、時刻ｍよりもj−iだけ前のタイミングにおける復調結果が０ならば、遅延波のビットが“０”ということなので、イコライザ２１０は、時刻ｍにおける状態を（９）と判断する。

II）Ｖ_{ｍ−（j−i）}＝１、|φ_１−φ_２|＝０°、且つ、Ｕ_ｍ≧Ｃならば、イコライザ２１０は、時刻ｍにおける状態を（１）と判断する。

III）Ｖ_{ｍ−（j−i）}＝１、|φ_１−φ_２|＝１８０°、Ｃ＞Ｕ_ｍ≧Ｃ／２、且つ、|ａ_２|／|ａ_１|≦０．５ならば、イコライザ２１０は、時刻ｍにおける状態を（２）と判断する。

IV）Ｖ_{ｍ−（j−i）}＝１、|φ_１−φ_２|＝１８０°、Ｕ_ｍ＜Ｃ／２、且つ|ａ_２|／|ａ_１|＞０．５ならば、イコライザ２１０は、時刻ｍにおける状態を（２）と判断する。

V）Ｖ_{ｍ−（j−i）}＝１、|φ_１−φ_２|＝０°、Ｃ＞Ｕ_ｍ≧Ｃ／２、且つ、|ａ_２|／|ａ_１|≧０．５ならば、イコライザ２１０は、時刻ｍにおける状態を（５）と判断する。

VI）Ｖ_{ｍ−（j−i）}＝１、|φ_１−φ_２|＝０°、Ｕ_ｍ＜Ｃ／２、且つ|ａ_２|／|ａ_１|＜０．５ならば、イコライザ２１０は、時刻ｍにおける状態を（５）と判断する。

VII）Ｖ_{ｍ−（j−i）}＝１、|φ_１−φ_２|＝１８０°、Ｃ＞Ｕ_ｍ≧Ｃ／２、且つ、|ａ_２|／|ａ_１|≧０．５ならば、イコライザ２１０は、時刻ｍにおける状態を（６）と判断する。

VIII）Ｖ_{ｍ−（j−i）}＝１、|φ_１−φ_２|＝１８０°、Ｕ_ｍ＜Ｃ／２、且つ|ａ_２|／|ａ_１|＜０．５ならば、イコライザ２１０は、時刻ｍにおける状態を（６）と判断する。

以上のように本実施の形態によれば、イコライザ２１０は、加算器６０６で算出されたＮ個の差分情報の中から抽出されたＬ個（Ｌ≦Ｎ）の差分情報の値ｄ（ｋ）（ただし、ｋ＝１、２、・・・、Ｌ）、その絶対値|ｄ（ｋ）|、ｄ（ｋ）の符号の正負、差分情報を抽出した位置ｒ（ｋ）、および位相情報φ（ｋ）のうち少なくとも一つを検出し、当該検出結果と復調結果（本実施の形態では、二値化結果）とに基づいて直接波と間接波との干渉状態（つまり、直接波のビット値、間接波のビット値、および直接波と間接波との位相差で特定される干渉状態）を判断する。そして、イコライザ２１０は、干渉状態に応じた、検波信号８０１の振幅の補正を行う。

すなわち、イコライザ２１０は、加算器６０６で算出されたＮ個の差分情報の中から抽出されたＬ個（Ｌ≦Ｎ）の差分情報の値ｄ（ｋ）、その絶対値|ｄ（ｋ）|、ｄ（ｋ）の符号の正負、差分情報を抽出した位置ｒ（ｋ）、および位相情報φ（ｋ）のうち少なくとも一つを検出し、当該検出結果と復調結果とに基づいて検波信号８０１の振幅を補正する。

こうして直接波と遅延波との干渉状態に即して検波信号８０１の振幅を補正するので、二値化結果におけるビット誤り率を改善することができる。

（実施の形態３）
実施の形態２では、イコライザ２１０が、直接波のビット、遅延波のビット、直接波と遅延波の位相差に応じて検波信号８０１の振幅を補正する。これに対して、実施の形態３では、後述する閾値制御部９０２が直接波のビット、遅延波のビット、直接波と遅延波の位相差に応じて、二値化部８０８の閾値ｔｈを制御する。

図２０は、本発明の実施の形態３に係る無線受信装置１０００の構成を示すブロック図である。イコライザ２１０の代わりに閾値制御部９０２を備える点が実施の形態２の無線受信装置８００と異なる。

閾値制御部９０２は、直接波のビット、遅延波のビット、直接波と遅延波の位相差に応じた閾値制御信号９０３を二値化部８０８へ出力する。

以下で閾値制御部９０２の動作について説明する。

閾値制御部９０２は、実施の形態２のイコライザ２１０と同様に、I)〜VIII）の判定条件を用いて、（１）、（２）、（５）、（６）、（９）の状態を判別する。そして閾値制御部９０２は（１）、（２）、（５）、（６）、（９）の状態に応じて以下のように閾値制御を行う。

（ケースＡ）
（１）、（５）、（６）の状態は、いずれも、受信信号の振幅が遅延波の干渉によって増加している状態である。従って、同じ閾値制御を適用できる。

（１）の状態を例に説明すると、Ｃは次の式（１４）で表される。

この式（１４）をＤについてまとめると、式（１５）のように表される。

最適な閾値Ｔは、Ｄ／２なので、式（１６）により求めることができる。

このようにして閾値制御部９０２は、閾値を制御する。すなわち、検波信号８０１の振幅と二値化部８０８に設定される設定閾値との関係が、遅延波の干渉がない理想状態における振幅Ｄと閾値ｔｈ（つまり、Ｄ／２）との関係になるように、閾値制御部９０２は、設定閾値を制御する。

（ケースＢ）
（２）の状態が検出されたとき、Ｃは次の式（１７）で表される。

この式（１７）をＥについてまとめると、式（１８）のように表される。

最適な閾値Ｔは、Ｅ／２なので、式（１９）により求めることができる。

このようにして閾値制御部９０２は、閾値を制御する。

（ケースＣ）
（９）の状態が検出されたときは、遅延波のビットが“０”なので、直接波は干渉の影響を受けない。従って、閾値はＴ＝ｔｈのままである。

以上のように本実施の形態によれば、閾値制御部９０２は、加算器６０６で算出されたＮ個の差分情報の中から、Ｌ個（Ｌ≦Ｎ）の差分情報を抽出し、当該Ｌ個の差分情報の値ｄ（ｋ）、その絶対値|ｄ（ｋ）|、ｄ（ｋ）の符号の正負、差分情報を抽出した位置ｒ（ｋ）、および位相情報φ（ｋ）のうち少なくとも一つを検出し、当該検出結果と復調結果（本実施の形態では、二値化結果）とに基づいて直接波と間接波との干渉状態（つまり、直接波のビット値、間接波のビット値、および直接波と間接波との位相差で特定される干渉状態）を判断する。そして、閾値制御部９０２は、干渉状態に応じた、二値化部８０８の閾値の補正を行う。

すなわち、閾値制御部９０２は、加算器６０６で算出されたＮ個の差分情報の中から、Ｌ個（Ｌ≦Ｎ）の差分情報を抽出し、当該Ｌ個の差分情報の値ｄ（ｋ）、その絶対値|ｄ（ｋ）|、ｄ（ｋ）の符号の正負、差分情報を抽出した位置ｒ（ｋ）、および位相情報φ（ｋ）のうち少なくとも一つを検出し、当該検出結果と復調結果とに基づいて二値化部８０８の閾値を補正する。

こうして直接波と遅延波との干渉状態に即して二値化部８０８の閾値ｔｈを補正するので、二値化結果におけるビット誤り率を改善することができる。

（実施の形態４）
本発明の実施の形態４では、実施の形態１乃至３のそれぞれで説明されたチャネル推定部のチャネル推定精度を向上する方法について説明する。

図２１は、本発明の実施の形態４における送信データのフレーム構成を示す図である。チャネル推定信号列１０８は、サブ信号列１００１、サブ信号列１００２、サブ信号列１００３で構成されている。チャネル推定信号列１０８は、形成部４００により形成される。

ここで、Ｃ_１（ｎ）（サブ信号列１００１、サブ信号列１００３）と、Ｃ_２（ｎ）（サブ信号列１００２）とは、実施の形態１におけるサブ信号列ａ_１（ｎ）とサブ信号列ａ_２（ｎ）と同様の関係にある。すなわち、サブ信号列Ｃ_１（ｎ）、Ｃ_２（ｎ）は、ＢＰＳＫ用に作られた長さＮビットのチャネル推定信号列Ｃ（ｎ）から生成される。また、Ｃ_１（ｎ）とＣ_２（ｎ）は、互いにビットが反転した関係にある。

図２２は、相関演算部６０２で得られる相関値６０３の一例を示す図である。

図２２において、最初のＮ個の相関値６０３＿１がサブ信号列１００１に対する相関値であり、次のＮ個の相関値６０３＿２がサブ信号列１００２に対する相関値であり、最後のＮ個の相関値６０３＿３がサブ信号列１００３に対する相関値である。

サブ信号列１００１、１００３と、サブ信号列１００２とは、ビットが反転した関係にあるので、相関値６０３＿１および６０３＿３と、相関値６０３＿２とは反転した関係になる。

図２３は、実施の形態４におけるチャネル推定部２１２の構成を示す図である。実施の形態４におけるチャネル推定部２１２は、遅延部６０４の代わりにチャネル推定信号列（ＣＥＳ：Channel Estimation Sequence）抽出部９０４を備える点が、チャネル推定部２１２と異なる。

図２１のフレーム構成によれば、チャネル推定信号列１０８は、同期信号列１０６とペイロード１０４に挟まれている。相関演算部６０２における相関演算は、長さＮのサブ信号列候補に対してローカル信号列を段階的にずらし、各段階で行われる。そのため、相関値６０３＿１の前半のＮ／２個の相関値には、同期信号列１０６とローカル信号列Ｃ（ｎ）との相関値が含まれている。また、相関値６０３＿３の後半のＮ／２個の相関値にも、ペイロード１０４とローカル信号列Ｃ（ｎ）との相関値が含まれている。

従って、実施の形態１乃至３のチャネル推定部２１２の構成を用いてチャネル推定を行うと、本来チャネル推定には用いない信号列すなわち同期信号列１０６、ペイロード１０４との相関値が含まれてしまうのでチャネル推定精度が劣化してしまう。

この劣化を改善するために、実施の形態４のチャネル推定部２１２では、ＣＥＳ抽出部９０４が以下の処理を行う。

まず、ＣＥＳ抽出部９０４は、図２４に示すように相関値６０３＿１から後半のＮ／２の相関値（これをＸ_１とする）を抽出する。

次に、ＣＥＳ抽出部９０４は、相関値６０３＿２の値（これをＸ_２とする）を記憶する。

次に、ＣＥＳ抽出部９０４は、図２４に示すように相関値６０３＿３から前半のＮ／２個の相関値（これをＸ_３とする）を抽出する。

次に、ＣＥＳ抽出部９０４は、図２４に示すようにＸ_１をＸ_３の後ろに結合させる。こうして結合された相関値群をＸ_４とすると、Ｘ_４は、長さＮの信号列になる。

最後に、ＣＥＳ抽出部９０４は、Ｘ_４とＸ_２の差分９０５を計算する。

以上のように、ＣＥＳ抽出部９０４が、本来チャネル推定に使用されない信号列の相関値が含まれないＸ_１とＸ_３を用いて、サブ信号列Ｃ_１（ｎ）に対する新たな相関値Ｘ_４を形成し、係数算出部９００が、Ｘ_４とＸ_２の差分９０５を用いてチャネル推定結果９０１を計算することで、チャネル推定精度を向上することができる。

なお、図２１の同期信号列１０６が、チャネル推定信号列を構成する信号列、例えばＣ_１（ｎ）やＣ_２（ｎ）で構成されている場合には、同期信号列１０６の相関演算結果６０３をチャネル推定に用いることができる。すなわち、同期信号列１０６の最後の部分と、チャネル信号列の最初の部分とを同じサブ信号列とすることにより、相関値６０３＿１の前半のＮ／２個の相関値もチャネル推定に用いることができるので、チャネル推定精度を更に向上することができる。

（他の実施の形態）
実施の形態２及び実施の形態３において説明した振幅補正処理、及び、閾値補正処理は、実施の形態１及び４で説明したフレーム構成に限定されるものでなく、ＯＯＫ変調方式で通信が行われる場合の全般に適用することができる。

（１）図２５は、ＯＯＫ受信装置１１００の構成を示すブロック図である。ＯＯＫ受信装置１１００は、チャネル推定部１１１０を有する。

ＯＯＫ受信装置１１００は、送信側からＯＯＫ変調方式で送信された信号を受信する。送信側から送信される信号には、チャネル推定信号列が含まれる。受信無線部２０６により受信処理が施された受信信号は、イコライザ２１０およびチャネル推定部１１１０に入力される。

チャネル推定部１１１０は、受信信号と、チャネル推定信号列を基本単位とするローカル信号列との相関をとる。これにより遅延プロファイルが得られる。

チャネル推定部１１１０は、遅延プロファイルに現れるピークに対応する係数ａ_ｋ、ｒ_ｋ、φ_ｋ（つまり、チャネル推定結果）を求め、イコライザ２１０に出力する。

イコライザ２１０は、直接波に対応するピークが現れるタイミングと遅延波に対応するピークが現れるタイミングとの間の時間差だけ、現時点よりも前のタイミングにおける復調結果に基づいて、その遅延波のビットを判定する。そして、イコライザ２１０は、「当該判定結果（遅延波のビット）」、「直接波と遅延波との位相差」、「現時点で受信信号がサンプリングされたサンプル値」、および、「直接波に対応するピークの振幅と遅延波に対応するピークの振幅との比」に基づいて、直接波と間接波との干渉状態を判断する。つまり、イコライザ２１０は、直接波のビット値、間接波のビット値、および直接波と間接波との位相差で特定される干渉状態を判断する。そして、イコライザ２１０は、干渉状態に応じた、検波信号８０１の振幅の補正を行う。

イコライザ２１０は、特に、遅延波のビットが１であると判定した場合、「直接波と遅延波との位相差」、「現時点で受信信号がサンプリングされたサンプル値」、および「直接波に対応するピークの振幅と遅延波に対応するピークの振幅との比」、に応じた補正を行う。なお、イコライザ２１０は、遅延波のビットが０であると判定した場合には、補正を行わない。

こうして直接波と遅延波との干渉状態に即して検波信号８０１の振幅を補正するので、二値化結果におけるビット誤り率を改善することができる。

（２）図２６は、ＯＯＫ受信装置１２００の構成を示すブロック図である。ＯＯＫ受信装置１２００は、チャネル推定部１１１０を有する。

ＯＯＫ受信装置１１００は、送信側からＯＯＫ変調方式で送信された信号を受信する。送信側から送信される信号には、チャネル推定信号列が含まれる。受信無線部２０６により受信処理が施された受信信号は、チャネル推定部１１１０および二値化部８０８に入力される。

チャネル推定部１１１０は、受信信号と、チャネル推定信号列を基本単位とするローカル信号列との相関をとる。これにより遅延プロファイルが得られる。

チャネル推定部１１１０は、遅延プロファイルに現れるピークに対応する係数ａ_ｋ、ｒ_ｋ、φ_ｋ（つまり、チャネル推定結果）を求め、閾値制御部９０２に出力する。

閾値制御部９０２は、直接波に対応するピークが現れるタイミングと遅延波に対応するピークが現れるタイミングとの間の時間差だけ、現時点よりも前のタイミングにおける復調結果に基づいて、その遅延波のビットを判定する。

そして、閾値制御部９０２は、「当該判定結果」、「直接波と遅延波との位相差」、「現時点で受信信号がサンプリングされたサンプル値」、および「直接波に対応するピークの振幅と遅延波に対応するピークの振幅との比」に基づいて、直接波と間接波との干渉状態を判断する。つまり、閾値制御部９０２は、直接波のビット値、間接波のビット値、および直接波と間接波との位相差で特定される干渉状態を判断する。そして、閾値制御部９０２は、干渉状態に応じた、二値化部８０８の閾値の補正を行う。

閾値制御部９０２は、特に遅延波のビットが１であると判定した場合、「直接波と遅延波との位相差」、「現時点で受信信号がサンプリングされたサンプル値」、および「直接波に対応するピークの振幅と遅延波に対応するピークの振幅との比」に応じた補正を行い、遅延波のビットが０であると判定した場合には、補正を行わない。

こうして直接波と遅延波との干渉状態に即して二値化部８０８の閾値ｔｈを補正するので、二値化結果におけるビット誤り率を改善することができる。

なお、すべてまたは一部の図面は、説明を目的とする概略的な表現であり、図中の要素の実際の相対的な大きさや位置を必ずしも描いていない。これらの図面は、本発明の１つ以上の実施形態を説明する目的で提供するものであり、請求項の範囲または概念を制限するものではないことを理解されたい。

本発明の無線通信方法、無線送信装置、及び、無線受信装置は、受信処理のために用意されている信号列であって第２変調方式で用いられる信号列から生成可能な第１変調方式での受信処理に用いられる信号系列を採用することで、第２変調方式での受信処理パフォーマンスと同程度のパフォーマンスを実現できるものとして有用である。

ワイヤレス通信システムにおけるデータパケットの概略図 本発明の実施の形態１に係るワイヤレス通信システムの構成を示すブロック図 形成部の一構成例を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る無線受信装置のチャネル推定部の一構成例を示すブロック図 ワイヤレス通信システムの動作説明に供するフロー図 チャネル推定信号列を送信するためのパケットフォーマットの説明に供する図 伝送路モデルを示す図 実施の形態２に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 図８に示されるチャネル推定部の構成を示すブロック図 反射波が存在しない環境における受信信号を示す図 反射波が存在しない環境における検波信号を示す図 図８に示される二値化部におけるＯＯＫ変調信号の二値化方法の説明に供する図 図８に示される二値化部におけるＯＯＫ変調信号の二値化方法の説明に供する図 図８に示される二値化部におけるＯＯＫ変調信号の二値化方法の説明に供する図 図８に示される二値化部におけるＯＯＫ変調信号の二値化方法の説明に供する図 図８に示される二値化部におけるＯＯＫ変調信号の二値化方法の説明に供する図 図８に示される二値化部におけるＯＯＫ変調信号の二値化方法の説明に供する図 図８に示される二値化部におけるＯＯＫ変調信号の二値化方法の説明に供する図 図８に示される二値化部におけるＯＯＫ変調信号の二値化方法の説明に供する図 実施の形態３に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 実施の形態４における送信データのフレーム構成を示す図 相関値演算部で得られる相関値の一例を示す図 図２０に示されるチャネル推定部の構成を示すブロック図 図２３に示されるＣＥＳ抽出部の動作説明に供する図 他の実施の形態に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 他の実施の形態に係る無線受信装置の構成を示すブロック図

符号の説明

１０ ワイヤレス通信システム
２０ 無線送信装置
３０，８００，１０００，１１００，１２００ 無線受信装置
２０２ 変調部
２０４ 送信無線部
２０６ 受信無線部
２０８ 受信フィルタ
２１０ イコライザ
２１２，１１１０ チャネル推定部
４００ 形成部
４０６ 反転器
４１０ 切り換え器
６０２ 相関演算部
６０４ 遅延部
６０６ 加算器
８０４ 検波部
８０６ サンプル部
８０８ 二値化部
９００ 係数算出部
９０２ 閾値制御部
９０４ ＣＥＳ抽出部

Claims (15)

1. チャネル推定のための第１のシーケンスを位相変調を含まない変調方式によって無線送信装置から送信する無線送信方法であって、
   前記無線送信装置において、位相変調方式用に設計されている第２のシーケンスａ（ｎ）と実質的に同一のシーケンスであるサブシーケンスａ_１（ｎ）と、前記第２のシーケンスａ（ｎ）とビットが反転しているサブシーケンスａ_２（ｎ）とを時間的に連結することにより前記第１のシーケンスを生成し、前記生成した第１のシーケンスを位相変調を含まない変調方式により変調するステップと、
   前記変調後の第１のシーケンスを送信するステップと、
   を含む無線送信方法。
2. チャネル推定のための第１のシーケンスを位相変調を含まない変調方式によって送信する無線送信装置であって、
   位相変調方式用に設計されている第２のシーケンスａ（ｎ）と実質的に同一のシーケンスであるサブシーケンスａ_１（ｎ）と、前記第２のシーケンスａ（ｎ）とビットが反転しているサブシーケンスａ_２（ｎ）とを時間的に連結することにより前記第１のシーケンスを生成し、前記生成した第１のシーケンスを位相変調を含まない変調方式により変調する変調手段と、
   前記変調後の第１のシーケンスをアップコンバートして無線送信する送信無線手段と、
   を具備する無線送信装置。
3. 前記第１のシーケンスは、受信側との間のチャネル特性を推定するためのチャネル推定シーケンスまたは受信側との同期を確立するための同期シーケンスである、請求項２に記載の無線送信装置。
4. 前記位相変調を含まない変調方式は、オンオフキーイング（ＯＯＫ）変調方式であり、前記位相変調方式は、位相偏移（ＰＳＫ）変調方式である、請求項２に記載の無線送信装置。
5. 前記第２のシーケンスａ（ｎ）は、Ｆｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆｆ相補シーケンスまたはＧｏｌａｙ相補シーケンスである、請求項２に記載の無線送信装置。
6. 前記第２のシーケンスａ（ｎ）を記憶する記憶手段と、
   前記記憶されている第２のシーケンスａ（ｎ）を取得し、当該第２のシーケンスａ（ｎ）のビットを反転させて前記サブシーケンスａ_２（ｎ）を生成し、前記第２のシーケンスａ（ｎ）と前記サブシーケンスａ_２（ｎ）を前記変調手段に出力するシーケンス形成手段と、
   を具備する請求項２に記載の無線送信装置。
7. 前記第２のシーケンスａ（ｎ）は、第３の変調方式用に設計されている第３のシーケンスｂ（ｎ）から導出される、請求項２に記載の無線送信装置。
8. 前記第３の変調方式は、１６−ＰＳＫ変調である、請求項７に記載の無線送信装置。
9. 前記導出では、前記第３のシーケンスｂ（ｎ）の実部が前記第３のシーケンスｂ（ｎ）の虚部よりも大きい場合、または、前記第３のシーケンスｂ（ｎ）の実部と虚部の両方が０に等しいか若しくは０よりも大きい場合に、前記第２のシーケンスａ（ｎ）に第１のビット値が設定され、前記第３のシーケンスｂ（ｎ）の実部が前記第３のシーケンスｂ（ｎ）の虚部よりも小さい場合、または、前記第３のシーケンスｂ（ｎ）の実部と虚部の両方が０に等しいか若しくは０よりも小さい場合に、前記第２のシーケンスａ（ｎ）に第２のビット値が設定される、請求項７に記載の無線送信装置。
10. 第１の変調方式で送信された第１のシーケンスを受信して、受信信号に基づいてチャネル推定すると共に、受信信号を前記チャネル推定の結果に基づいて復調する無線受信装置であって、
    第２の変調方式用に設計されている第２のシーケンスａ（ｎ）と同一のサブシーケンスａ_１（ｎ）、および第２のシーケンスａ（ｎ）とビットが反転しているサブシーケンスａ_２（ｎ）をこの順番で且つ連続した状態で含む信号を受信する受信無線手段と、
    前記受信無線手段で受信された受信信号と、前記第２のシーケンスａ（ｎ）を基本単位とするシーケンスｑ（ｎ）との相関をとる相関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関結果のうち、前記サブシーケンスａ_１（ｎ）に関する相関結果と、前記サブシーケンスａ_２（ｎ）に関する相関結果との差分を算出する算出手段と、を含むチャネル推定手段と、
    を具備する無線受信装置。
11. 前記チャネル推定手段は、前記算出部で算出されたＮ個の差分情報の中から、Ｌ個（Ｌ≦Ｎ）の差分情報を抽出し、
    前記無線受信装置は、前記チャネル推定手段で抽出されたＬ個の差分情報の値ｄ（ｋ）、その絶対値|ｄ（ｋ）|、ｄ（ｋ）の符号の正負、前記抽出した位置ｒ（ｋ）、および位相情報φ（ｋ）のうち少なくとも一つを検出し、当該検出結果と前記復調結果とに基づいて前記受信信号の振幅または復調処理で用いられる判定閾値を補正する補正手段を具備する、
    請求項１０に記載の無線受信装置。ただし、ｋ＝１，・・・，Ｌである。
12. 前記チャネル推定手段は、前記差分情報の値ｄ（ｋ）が０より大きい場合、前記φ（ｋ）を第１の位相値と判定し、前記差分情報の値ｄ（ｋ）が０より小さい場合、前記φ（ｋ）を第２の位相値と判定する、請求項１１に記載の無線受信装置。
13. 前記Ｌの値が２であり、
    前記補正手段は、直接波に対応する前記差分情報が得られるタイミングと遅延波に対応する前記差分情報が得られるタイミングとの間の時間差だけ現時点より前のタイミングにおける復調結果に基づいて前記遅延波のビットを判定し、当該遅延波のビットが１であると判定した場合、前記直接波と前記遅延波との位相差、現時点で受信信号がサンプリングされたサンプル値、および前記直接波に対応する差分情報と前記遅延波に対応する差分情報との比に応じた補正を行う、請求項１１に記載の無線受信装置。
14. 第１の変調方式で送信された第１のシーケンスを受信して、受信信号に基づいてチャネル推定すると共に、受信信号を前記チャネル推定の結果に基づいて復調する無線受信装置であって、
    第２の変調方式用に設計されている第２のシーケンスａ（ｎ）と同一のサブシーケンスａ_１（ｎ）、および第２のシーケンスａ（ｎ）とビットが反転しているサブシーケンスａ_２（ｎ）を、前記サブシーケンスａ_２（ｎ）の前後にサブシーケンスａ_１（ｎ）が置かれた状態で含む信号を受信する受信無線手段と、
    前記受信無線手段で受信された受信信号と、前記第２のシーケンスａ（ｎ）を基本単位とするシーケンスｑ（ｎ）との相関をとる相関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関結果のうち、前記サブシーケンスａ_１（ｎ）に関する相関結果と、前記サブシーケンスａ_２（ｎ）に関する相関結果との差分を算出する算出手段と、を含むチャネル推定手段と、
    を具備する無線受信装置。
15. 前記算出手段は、前記サブシーケンスａ_２（ｎ）の前に置かれた前記サブシーケンスａ_１（ｎ）に関する相関値群の後半部分と、前記サブシーケンスａ_２（ｎ）の後に置かれた前記サブシーケンスａ_１（ｎ）に関する相関値群の前半部分とを抽出し、抽出された相関値群と、前記サブシーケンスａ_２（ｎ）に関する相関結果との差分を算出する、請求項１４に記載の無線受信装置。

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