JP5171291B2 - 無線送信方法、無線送信装置、及び、無線受信装置 - Google Patents
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Description
図2は、本発明の実施形態に係るワイヤレス通信システムの構成を示すブロック図である。図2に示すようにワイヤレス通信システム10は、無線送信装置20と無線受信装置30とを有する。無線送信装置20は、チャネル推定信号列(シーケンス)を無線受信装置30に送信する。無線送信装置20は、変調部202と送信無線部204とを備えている。無線受信装置30は、受信フィルタ208を有する受信無線部206と、等化器(イコライザ)210と、チャネル推定部212とを備えている。
実施の形態1では、OOK変調信号に最適なチャネル推定信号列を送受信する無線送信装置及び無線受信装置について説明している。これに対して、実施の形態2では、チャネル推定の結果に基づいて、受信信号の振幅を補正する無線受信装置及びその補正方法について説明する。なお、本実施の形態では送信信号は、OOKで変調される。また、図7に示すように、無線送信装置20と無線受信装置800との間の伝送路は、直接波701と地面、机、壁などの反射体702からの反射波703との2波で構成される2波モデルでモデル化する。
この場合には受信信号209の振幅はA+Bなので、検波信号801の振幅Dは、D=(A+B)×C/Aとなる。チャネル推定結果からA:B=|a1|:|a2|が成り立つので、D=(A+A×|a2|/|a1|)×C/A=C×(1+|a2|/|a1|)となる。従ってイコライザ210は、式(10)で示されるように、検波信号801の振幅をDからCに補正する。すなわち、イコライザ210は、検波信号801の振幅を、遅延波の干渉がない理想状態における振幅に換算している。
この場合には受信信号の振幅はA−Bなので、検波信号801の振幅Eは、E=(A−A×|a2|/|a1|)×C/A=C×(1−|a2|/|a1|))となる。従ってイコライザ210は、式(11)で示されるように、検波信号801の振幅をEからCに補正する。
この場合には遅延波の振幅は0なので、検波信号801の振幅はCである。従って、イコライザ210は、検波信号801の振幅を補正することなく、そのまま出力する。
この場合には遅延波の振幅は0なので、検波信号801の振幅はCである。従って、イコライザ210は、検波信号801の振幅を補正することなく、そのまま出力する。
この場合にはイコライザ210は、検波信号801の振幅をFから0に補正する。すなわち、式(12)で表される補正処理が行われる。
この場合にはイコライザ210は、検波信号801の振幅をGから0に補正する。すなわち、式(13)で表される補正処理が行われる。
この場合には遅延波の振幅は0なので、検波信号801の振幅は0である。従って、イコライザ210は、検波信号801の振幅を補正することなくそのまま出力する。
この場合には遅延波の振幅は0なので、検波信号801の振幅は0である。従って、イコライザ210は、検波信号801の振幅を補正することなくそのまま出力する。
実施の形態2では、イコライザ210が、直接波のビット、遅延波のビット、直接波と遅延波の位相差に応じて検波信号801の振幅を補正する。これに対して、実施の形態3では、後述する閾値制御部902が直接波のビット、遅延波のビット、直接波と遅延波の位相差に応じて、二値化部808の閾値thを制御する。
(1)、(5)、(6)の状態は、いずれも、受信信号の振幅が遅延波の干渉によって増加している状態である。従って、同じ閾値制御を適用できる。
(9)の状態が検出されたときは、遅延波のビットが“0”なので、直接波は干渉の影響を受けない。従って、閾値はT=thのままである。
本発明の実施の形態4では、実施の形態1乃至3のそれぞれで説明されたチャネル推定部のチャネル推定精度を向上する方法について説明する。
実施の形態2及び実施の形態3において説明した振幅補正処理、及び、閾値補正処理は、実施の形態1及び4で説明したフレーム構成に限定されるものでなく、OOK変調方式で通信が行われる場合の全般に適用することができる。
20 無線送信装置
30,800,1000,1100,1200 無線受信装置
202 変調部
204 送信無線部
206 受信無線部
208 受信フィルタ
210 イコライザ
212,1110 チャネル推定部
400 形成部
406 反転器
410 切り換え器
602 相関演算部
604 遅延部
606 加算器
804 検波部
806 サンプル部
808 二値化部
900 係数算出部
902 閾値制御部
904 CES抽出部
Claims (15)
- チャネル推定のための第1のシーケンスを位相変調を含まない変調方式によって無線送信装置から送信する無線送信方法であって、
前記無線送信装置において、位相変調方式用に設計されている第2のシーケンスa(n)と実質的に同一のシーケンスであるサブシーケンスa1(n)と、前記第2のシーケンスa(n)とビットが反転しているサブシーケンスa2(n)とを時間的に連結することにより前記第1のシーケンスを生成し、前記生成した第1のシーケンスを位相変調を含まない変調方式により変調するステップと、
前記変調後の第1のシーケンスを送信するステップと、
を含む無線送信方法。 - チャネル推定のための第1のシーケンスを位相変調を含まない変調方式によって送信する無線送信装置であって、
位相変調方式用に設計されている第2のシーケンスa(n)と実質的に同一のシーケンスであるサブシーケンスa1(n)と、前記第2のシーケンスa(n)とビットが反転しているサブシーケンスa2(n)とを時間的に連結することにより前記第1のシーケンスを生成し、前記生成した第1のシーケンスを位相変調を含まない変調方式により変調する変調手段と、
前記変調後の第1のシーケンスをアップコンバートして無線送信する送信無線手段と、
を具備する無線送信装置。 - 前記第1のシーケンスは、受信側との間のチャネル特性を推定するためのチャネル推定シーケンスまたは受信側との同期を確立するための同期シーケンスである、請求項2に記載の無線送信装置。
- 前記位相変調を含まない変調方式は、オンオフキーイング(OOK)変調方式であり、前記位相変調方式は、位相偏移(PSK)変調方式である、請求項2に記載の無線送信装置。
- 前記第2のシーケンスa(n)は、Frank−Zadoff相補シーケンスまたはGolay相補シーケンスである、請求項2に記載の無線送信装置。
- 前記第2のシーケンスa(n)を記憶する記憶手段と、
前記記憶されている第2のシーケンスa(n)を取得し、当該第2のシーケンスa(n)のビットを反転させて前記サブシーケンスa2(n)を生成し、前記第2のシーケンスa(n)と前記サブシーケンスa2(n)を前記変調手段に出力するシーケンス形成手段と、
を具備する請求項2に記載の無線送信装置。 - 前記第2のシーケンスa(n)は、第3の変調方式用に設計されている第3のシーケンスb(n)から導出される、請求項2に記載の無線送信装置。
- 前記第3の変調方式は、16−PSK変調である、請求項7に記載の無線送信装置。
- 前記導出では、前記第3のシーケンスb(n)の実部が前記第3のシーケンスb(n)の虚部よりも大きい場合、または、前記第3のシーケンスb(n)の実部と虚部の両方が0に等しいか若しくは0よりも大きい場合に、前記第2のシーケンスa(n)に第1のビット値が設定され、前記第3のシーケンスb(n)の実部が前記第3のシーケンスb(n)の虚部よりも小さい場合、または、前記第3のシーケンスb(n)の実部と虚部の両方が0に等しいか若しくは0よりも小さい場合に、前記第2のシーケンスa(n)に第2のビット値が設定される、請求項7に記載の無線送信装置。
- 第1の変調方式で送信された第1のシーケンスを受信して、受信信号に基づいてチャネル推定すると共に、受信信号を前記チャネル推定の結果に基づいて復調する無線受信装置であって、
第2の変調方式用に設計されている第2のシーケンスa(n)と同一のサブシーケンスa1(n)、および第2のシーケンスa(n)とビットが反転しているサブシーケンスa2(n)をこの順番で且つ連続した状態で含む信号を受信する受信無線手段と、
前記受信無線手段で受信された受信信号と、前記第2のシーケンスa(n)を基本単位とするシーケンスq(n)との相関をとる相関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関結果のうち、前記サブシーケンスa1(n)に関する相関結果と、前記サブシーケンスa2(n)に関する相関結果との差分を算出する算出手段と、を含むチャネル推定手段と、
を具備する無線受信装置。 - 前記チャネル推定手段は、前記算出部で算出されたN個の差分情報の中から、L個(L≦N)の差分情報を抽出し、
前記無線受信装置は、前記チャネル推定手段で抽出されたL個の差分情報の値d(k)、その絶対値|d(k)|、d(k)の符号の正負、前記抽出した位置r(k)、および位相情報φ(k)のうち少なくとも一つを検出し、当該検出結果と前記復調結果とに基づいて前記受信信号の振幅または復調処理で用いられる判定閾値を補正する補正手段を具備する、
請求項10に記載の無線受信装置。ただし、k=1,・・・,Lである。 - 前記チャネル推定手段は、前記差分情報の値d(k)が0より大きい場合、前記φ(k)を第1の位相値と判定し、前記差分情報の値d(k)が0より小さい場合、前記φ(k)を第2の位相値と判定する、請求項11に記載の無線受信装置。
- 前記Lの値が2であり、
前記補正手段は、直接波に対応する前記差分情報が得られるタイミングと遅延波に対応する前記差分情報が得られるタイミングとの間の時間差だけ現時点より前のタイミングにおける復調結果に基づいて前記遅延波のビットを判定し、当該遅延波のビットが1であると判定した場合、前記直接波と前記遅延波との位相差、現時点で受信信号がサンプリングされたサンプル値、および前記直接波に対応する差分情報と前記遅延波に対応する差分情報との比に応じた補正を行う、請求項11に記載の無線受信装置。 - 第1の変調方式で送信された第1のシーケンスを受信して、受信信号に基づいてチャネル推定すると共に、受信信号を前記チャネル推定の結果に基づいて復調する無線受信装置であって、
第2の変調方式用に設計されている第2のシーケンスa(n)と同一のサブシーケンスa1(n)、および第2のシーケンスa(n)とビットが反転しているサブシーケンスa2(n)を、前記サブシーケンスa2(n)の前後にサブシーケンスa1(n)が置かれた状態で含む信号を受信する受信無線手段と、
前記受信無線手段で受信された受信信号と、前記第2のシーケンスa(n)を基本単位とするシーケンスq(n)との相関をとる相関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関結果のうち、前記サブシーケンスa1(n)に関する相関結果と、前記サブシーケンスa2(n)に関する相関結果との差分を算出する算出手段と、を含むチャネル推定手段と、
を具備する無線受信装置。 - 前記算出手段は、前記サブシーケンスa2(n)の前に置かれた前記サブシーケンスa1(n)に関する相関値群の後半部分と、前記サブシーケンスa2(n)の後に置かれた前記サブシーケンスa1(n)に関する相関値群の前半部分とを抽出し、抽出された相関値群と、前記サブシーケンスa2(n)に関する相関結果との差分を算出する、請求項14に記載の無線受信装置。
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