JP4771996B2 - 符号誤り検出装置、無線システム、及び誤り検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、オンオフキーイング（ＯＯＫ：On-Off-Keying）を用いて変調された受信信号の符号誤りを検出する符号誤り検出装置、無線システム、及び誤り検出方法に関する。

近年、携帯電話やオーディオビジュアル機器、パーソナルコンピュータといった機器を相互に接続し、各機器間で音楽データや映像データ等のマルチメディアデータをやり取りすることが望まれている。具体的には、例えば、オーディオ機器で録音された音楽データをパーソナルコンピュータで管理したり、あるいは、ビジュアル機器で録画された映像データを携帯電話に転送して外出先で視聴することが想定されている。

そして、このような各機器間のデータの通信方式としては、広い周波数帯域にパルス状の信号を伝送するＵＷＢ（Ultra Wide Band：ウルトラワイドバンド）が注目されている。その変調方式としては、パルス状の信号を伝送するＵＷＢの特性から、パルスの有無に応じてデータを伝送するＯＯＫ方式が最適である。

しかし、ＯＯＫ方式により信号が変調され送信されたとしても、周辺の環境により反射や散乱、回折により多重伝搬（マルチパス）が生じ、遅延波などが到来して信号が劣化することがある。このような状況を図２９を参照して説明する。

図２９に示す送信信号Ｄ１００は、送信側でＯＯＫ変調されたものであり、パルスの有無に応じて「１」または「０」のシンボルに符号化されている。

他方、受信信号Ｄ１０１は、受信側で送信信号Ｄ１００が受信されたものであるが、遅延波も到来し、主波および遅延波により干渉している。例えば、図２９においては、受信信号Ｄ１０１内の「１」の２つのシンボル区間（○印部分）は、本来、「０」のシンボル区間であるにもかかわらず、２つの遅延波ＴＦ３、ＴＦ４が到来したために、誤って「１」に符号化されている。

そこで、従来、上述した遅延波による符号の誤りを回避するための方法が開示されている（例えば、特許文献１）。

図３０は、従来例に用いられた送信信号（ＰＰＭ（Pulse Position Modulation）：パルス位置変調信号）Ｄ１１１および受信信号Ｄ１１２、Ｄ１１３、Ｄ１１４を示す図である。ここでは、４パルス位置変調の場合が例示されている。この場合、各符号は、４つの異なる時間スロットＳ１〜Ｓ４に分割され、各時間スロットは、当該符号のデジットを表す。そして、４つの異なる時間スロットのうちの１つのみが、バイナリ１を表す電圧レベルを含む。

図３０に示す３つの受信信号Ｄ１１２〜Ｄ１１４は、受信側で受信される送信信号Ｄ１１１の直接波および遅延波であり、受信データ信号Ｄ１１５は、それらの受信信号Ｄ１１２〜Ｄ１１４が重畳した多重データである。このため、受信データ信号Ｄ１１５は、送信信号Ｄ１１１よりもパルス幅が広がってしまい、その復調時にビット誤りを生じるおそれがある。

しかし、例えば図３１に示すような処理を行うことにより、上述したビット誤りを回避する。具体的には、図３１（ａ）に示すように、符号とパルス位置との関係から送信信号Ｄ１１１を再符号化する。例えば、図３１（ａ）においては、（１１）の後に（００）が続く符号の組み合わせがある場合（上段参照）に、（０１００）と再符号されている（下段参照）。つまり、パルス幅を半減させる。

さらに、図３１（ｂ）に示すように、受信信号を回復した回復信号内の符号の組み合わせから、回復信号を再符号化する。なお、ここでいう受信信号は、送信信号Ｄ１１１の図３０の受信データ信号Ｄ１１５の符号遅延（拡張部分）を指す。例えば、図３１（ｂ）においては、回復信号内に（０００１）の後に（００００）が続く符号の組み合わせがある場合、（０００１１０００）と再符号されている。

このような再符号処理を行うことにより、たとえ、パルス幅が遅延波による影響を受け
て広がったとしても、遅延波による符号誤りを回避することが可能となっている。
特開２００４−２２９２８８号公報（段落００３０〜００３７、図４、図５、図８） 井坂元彦、今井秀樹、「Shannon限界への道標："Parallel concatenated (Turbo) coding", "Turbo (iterative) decoding"とその周辺（A tutorial on "parallel concatenated (Turbo) coding", "Turbo (iterative) decoding" and related topics）」、電子情報通信学会、信学技報IT98-51、1998年12月 「低密度パリティ検査符号とその復号法」、トリケップス 「インプレス標準教科書シリーズ 改訂版 ８０２．１１高速無線ＬＡＮ教科書」、インプレス 「ディジタルワイヤレス伝送技術」、ピアソン・エデュケーション 安田豊、平田康夫、「畳込み符号の最ゆう復号とその特性（Maximum Likelihood Decoding of Convolutional Codes and Its Performance Characteristics）」、電子情報通信学会Ａ、Vol.J73-A、No.2、pp.218-224

しかしながら、特許文献１に開示されている方法においては、遅延波が、時間スロットの幅よりも広がるような場合には、再符号処理を行うことが難しい。

そこで、本発明は、そのような不都合を解決するためになされたものであり、遅延波による符号誤りをより正確に検出することができる符号誤り検出装置を提供することをその目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の符号誤り検出装置は、オンオフキーイング変調された第１のパルス信号列および当該第１のパルス信号列を符号反転させた第２のパルス信号列を受信する受信端と、上記受信端で受信された上記第１のパルス信号列および上記第２パルス信号列に基づいて、第１及び第２の検波データを出力するパルス検波部と、上記パルス検波部から出力された上記第１及び第２の検波データの各符号を比較する符号比較部と、上記符号比較部における比較結果に基づいて上記各符号の誤りを検出する誤り検出部と、を含む。

このように構成すると、第１のパルス信号列とこれを符号反転させた第２のパルス信号列とから、各符号に誤りがある場合の上記比較結果をあらかじめ予測することができる。

本発明によれば、遅延波による符号誤りをより正確に検出することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における無線通信システムの構成例を示すブロック図である。

図１において、無線通信システムは、第１の端末１００および第２の端末２００を含んで構成されている。これらの端末１００、２００は、例えば、携帯電話、オーディオビジュアル機器、パーソナルコンピュータなどである。

第１の端末１００は、送信部（送信装置）１１０および受信部（受信装置：誤り符号検出装置）１２０を含んで構成されている。なお、送信部１１０および受信部１２０は、例えば、ＬＳＩで実現するようにしてもよいし、１チップ化してもよい。

送信部１１０は、送信データＴ１を一時的に保存する送信データ保持部１１１と、所定のタイミングで送信データ保持部１１１から送信データＴ１を取り出して符号を割り当てるマッピング部１１２とを有する。ここで、所定のタイミングは、後述する再送制御信号Ｄ３がマッピング部１１２に入力されたタイミングを含む。マッピング部１１２は、再送制御信号Ｄ３の入力を受けたとき、送信データＴ１に対する符号を反転して再度割り当てる。

さらに、送信部１１０は、マッピング部１１２に割り当てられた符号に応じたパルスを出力するパルス変調器１１３と、パルス変調器１１３から出力されたパルスを増幅する増幅器１１４と、増幅されたパルスから希望波を取り出して送信アンテナ１１６へ出力するフィルタ１１５とを有する。本実施の形態においては、パルス変調器１１３は、ＯＯＫ方式によりパルス変調を行うものとする。また、送信アンテナ１１６は、マッピング部１１２において再度割り当てられた反転符号に基づくパルス（第２のパルス信号列）および初回に割り当てられた符号に基づくパルス（第１のパルス信号列）を空中に放射する。

受信部１２０は、受信アンテナ（受信端）１２１に入力された電波の中から希望波を取り出すフィルタ１２２と、微弱な電波を低雑音増幅し感度を向上させる低雑音増幅器１２３と、低雑音増幅器１２３で得られたパルスから検波データＤ１を得るパルス検波器（パルス検波部）１２４と、検波データＤ１（受信データ）の保持先を第１のデータ保持部１２６または第２のデータ保持部１２７に切り替える切替スイッチ１２５とを有する。本実施の形態においては、第１のデータ保持部１２６には、初回に割り当てられた符号に基づく検波データから取り出された第１の受信データ（検波データ）Ｒ１が保持され、第２のデータ保持部１２７には、反転符号に基づく検波データから得られた第２の受信データＲ２が保持される。

さらに、受信部１２０は、第１のデータ保持部１２６と、第２のデータ保持部１２７と、第１のデータ保持部１２６および第２のデータ保持部１２７に保持された双方の受信データＲ１、Ｒ２の符号を比較（例えば、排他的論理和）する符号比較部１２８と、符号比較部１２８における比較結果情報Ｄ２から符号（ビット）誤りを検出する誤り検出部１２９と、誤り検出部１２９における検出結果から送信データＴ１を再送させるための再送制御信号Ｄ３を出力するデータ制御部１３０とを有する。再送制御信号Ｄ３の出力先は、第２の端末２００の送信部１１０（送信データ保持部１１１、マッピング部１１２および切替スイッチ１２５）および第１の端末１００の切替スイッチ１２５である。

図２は、パルス検波器１２４の構成例を示すブロックである。

図２において、パルス検波器１２４は、低雑音増幅器１２３からのパルス信号の包絡線（エンベロープ）を出力するエンベロープ検波器１２４１、包絡線をタイムスロット（パルス間隔）ごとに積分する積分器１２４２、および、積分器１２４２の出力である積分値と閾値電圧（閾値）Ｖ１とを比較して検波データＤ１を出力するコンパレータ１２４３を有する。なお、閾値電圧Ｖ１は、図示しない閾値保持器に保持されているものとする。

図１に戻って、第２の端末２００は、送信部１１０、受信部１２０、送信アンテナ２１６および受信アンテナ２２１を有する。送信アンテナ２１６および受信アンテナ２２１は、それぞれ、送信アンテナ１１６および受信アンテナ１２１と同様の機能をもつ。また、第２端末２００の送信部１１０および受信部１２０は、内部構成が記載されていないが、第１の端末１００の送信部１１０および受信部１２０と同様に構成されている。

次に、第１の端末１００の送信部１１０および第２の端末２００の受信部１２０の動作について図１および図２を参照しながら説明する。

［第１の端末の送信部の動作］
まず、第１の端末１００の送信部１１０の動作について説明する。まず、マッピング部１１２は、送信データ保持部１１１に保持された送信データＴ１に対して「０」または「１」のパルス符号を割り当て、パルス変調器１１３に出力する。

続いて、パルス変調器１１３は、ＯＯＫ方式により、パルス符号を所定のパルス幅をもつパルスに変調する。このときのパルス幅は、タイムスロットよりも狭くなるように設定される。例えば、ビットレート（符号化速度）が１Ｇｂｐｓの場合、タイムスロットは１ｎｓｅｃとなるが、パルス変調器１１３に変調されるパルス符号のパルス幅は、１ｎｓｅｃよりも小さくなるよう変調される。

また、本実施の形態においては、パルス変調はＯＯＫ方式が採用されるので、パルス変調器１１３は、「１」のパルス符号であれば１ｎｓｅｃよりも狭いパルス幅をもつパルスを出力し、他方、「０」のパルス符号であれば何も出力しない。

次に、増幅器１１４は、パルス変調器１１３により変調されたパルスを所定の電力レベルまで増幅し、フィルタ１１５に出力する。すると、増幅器１１４により増幅されたパルスがフィルタ１１５を通過した後、送信アンテナ１１６を通して空中に放射される。

次に、後述する再送制御信号Ｄ３が、第２の端末２００から第１の端末１００のアンテナ１２１を通して、送信データ保持部１１１およびマッピング部１１２に入力されると、マッピング部１１２は、送信データ保持部１１１から送信データＴ１を再度取り出す。

そして、マッピング部１１２は、その送信データＴ１に対して「０」または「１」のパルス符号を割り当て、パルス変調器１１３に出力する。このときのマッピング部１１２は、送信データＴ１に割り当てられたパルス符号を反転して再符号化する。例えば、元々の送信データＴ１に対して割り当てられるパルス符号が（１００１１）であれば、それが反転されたパルス符号は、（０１１００）となる。

そして、マッピング部１１２において再符号化されたパルス符号について、パルス変調器１１３、増幅器１１４、フィルタ１１５および送信アンテナ１１６が、上述した一連の処理を行う。これにより、再符号化されたパルスも、空中に放射される。

［第２の端末の受信部の動作］
次に、第２の端末２００の受信部１２０の動作について説明する。まず、空中に放射されたパルスが、受信アンテナ２２１に受信された後、フィルタ１２２を通過して、低雑音増幅器１２３に入力される。

続いて、低雑音増幅器１２３は、フィルタ１２２を通過したパルスを所定の電力レベルまで増幅してパルス検波器１２４に出力する。

すると、パルス検波器１２４では、まず、エンベロープ検波器１２４１が、増幅されたパルスの包絡線を積分器１２４２に出力する。続いて、積分器１２４２が、包絡線をタイムスロットごとに積分する。そして、コンパレータ１２４３が、積分器１２４２の積分値（出力値）と、あらかじめ設定されている閾値電圧Ｖ１とを比較し、比較の結果に応じて、検波データに示された第１の受信データＲ１を切替スイッチ１２５に出力する。

例えば、積分値が閾値電圧Ｖ１よりも大きい場合、積分器１２４２は、そのタイムスロットに１のデータを出力し、他方、積分値がＶ１以下であれば、積分器１２４２は、そのタイムスロットに０のデータを出力する。

切替スイッチ１２５は、検波データＤ１に含まれる第１の受信データＲ１を第１のデータ保持部１２６へ順次出力して第１のデータ保持部１２６に保持させる。

次に、誤り検出部１２９は、第１のデータ保持部１２６から第１の受信データＲ１を取り出すとともに、符号比較部１２８から、双方の受信データＲ１、Ｒ２の各タイムスロットのビットの比較結果（排他的論理和）を示す比較結果情報Ｄ２を取得する。

符号比較部１２８は、第１の受信データＲ１と、後述する第２の受信データＲ２とを比較し、上述した比較結果情報Ｄ２を誤り検出部１２９に出力する。ただし、この時点では、第２の受信データＲ２が存在しないため、符号比較部１２８における比較結果Ｄ２は、処理エラー（例えば、各符号がすべて０）が示される。

誤り検出部１２９は、符号比較部１２８からの比較結果情報Ｄ２から、符号の誤りを検出してデータ制御部１３０に出力する。すると、データ制御部１３０は、誤り検出部１２９からの検出結果（例えば、エラー処理、符号誤り）を受け、第１の端末１００に対し、送信データＴ１を再送させる再送制御信号Ｄ３を第１の端末１００に出力する。さらに、データ制御部１３０は、再送制御信号Ｄ３を切替スイッチ１２５に出力し、切替スイッチ１２５は、保存先を第２のデータ保持部１２７に切り替える。

再送制御信号Ｄ３を受信アンテナ１２１を通して受信した第１の端末１００は、上述したマッピング部１１２、パルス変調器１１３、増幅器１１４、フィルタ１１５および送信アンテナ１１６の一連の処理により、送信データＴ１に対する符号を反転したパルスを第２の端末２００に再送する。

再送されたパルス（ビット反転したもの）は、第２の端末２００の受信アンテナ２２１を通して受信される。そして、そのパルスについて、第２の端末２００のフィルタ１２２、低雑音増幅器１２３およびパルス検波器１２４において上述した処理が行われる。これにより、第２の端末２００のパルス検波器１２４において再送されたパルスに対する第２の受信データＲ２が切替スイッチ１２５に出力される。そして、切替スイッチ１２５が、第２の受信データＲ２を第２のデータ保持部１２７に保持させる。

次に、符号比較部１２８は、第１のデータ保持部１２６および第２のデータ保持部１２７から、それぞれ、第１の受信データＲ１および第２の受信データＲ２を取り出し、双方の受信データの各ビットを排他的論理和により比較する。そして、符号比較部１２８は、その結果を示す比較結果情報Ｄ２を誤り検出部１２９に出力する。

誤り検出部１２９は、上述した比較結果情報Ｄ２に示された排他的論理和から、符号の誤りを検出する。この検出例を図３を参照して説明する。

図３は、第１の端末１００の送信部１１０および第２の端末２００の受信部１２０の出力波形の一例を示す図である。ここでの出力波形は、説明を簡略化するため、伝搬路や信号処理回路などによる遅延時間を無視して示されている。

図３（ａ）に示すデータ信号列は、第１の端末１００のマッピング部１１２で送信データＴ１に対して符号化されたパルス符号であり、（１００１１）の後に、（０１１００）のパルス符号が続いている。（０１１００）は、送信データＴ１に対して再符号化された組み合わせとして示されている。つまり、初回に符号化された（１００１１）がビット反転されて形成されている。

図３（ｂ）に示す送信信号波形は、第１の端末１００の送信アンテナ１１６を通して放射されたパルスを示したものである。この送信信号波形は、図３（ａ）に示した（１００１１）および（０１１００）のデータ信号列から得られている。

図３（ｃ）に示す受信信号波形は、図３（ｂ）に示した送信信号波形が第２の端末２００の受信アンテナ２２１に受信されたときのパルスである。ここでは、遅延波も所定の時間遅れて示されている。

なお、図３（ｃ）においては、例えば、第１の端末１００と第２の端末２００との位置関係が変わらず、しかも周囲の環境も変わらない場合を想定したので、遅延波が到来する時間を一定としている。

図３（ｄ）に示す検波データＤ１は、第２の端末２００のパルス検波器１２４から出力されたデータである。図３（ｄ）においては、第１の受信データＲ１、およびその後に続く第２の受信データＲ２が検波データＤ１に含まれている。このときの第１の受信データＲ１は、例えば、５つのタイムスロットＤ１１〜Ｄ１５で形成され、第２の受信データＲ２も、例えば、５つのタイムスロットＤ１１１〜Ｄ１５１で形成されている。このうち、第１の受信データＲ１の第２タイムスロットＤ１２は、本来「０」でなければならないが、遅延波の影響を受けて「１」と示されている。これは、次のような理由による。

すなわち、パルス検波器１２４のエンベロープ検波器１２４１において、遅延波の包絡線も加味して電力検波されてしまうためである。

同様の理由により、第２の受信データＲ２の第４タイムスロットＤ１４１も、遅延波の影響を受けて「１」と示されている。

図３（ｅ）に示す比較結果情報Ｄ２は、第２の端末２００の符号比較部１２８から符号誤り検出部１２９に出力される。図３（ｅ）においては、比較結果情報Ｄ２として、第１の受信データＲ１と第２の受信データＲ２との排他的論理和が示されている。具体的には、（Ｄ１１＊Ｄ１１１）＝１、（Ｄ１２＊Ｄ１２１）＝０、（Ｄ１３＊Ｄ１３１）＝１、（Ｄ１４＊Ｄ１４１）＝０、（Ｄ１５＊Ｄ１５１）＝１が示されている。

この場合、第２の受信データＲ２は、第１の受信データＲ１の符号を反転させて形成されたものとなるため、符号に誤りがなければ、第１の検波データＲ１と第２の検波データＲ２との排他的論理和は、すべて１になる。このため、排他的論理和が０を示している場合、符号誤り検出部１２９は、そのタイムスロットの誤りを検出する。図３（ｅ）においては、第２タイムスロットおよび第４タイムスロットの排他的論理和が０（誤りを示す値）を示しているので、符号誤り検出部１２９は、それらのタイムスロットの符号の誤りを検出することが可能となる。しかも、遅延波がタイムスロットよりも広がって到来したとしても、各タイムスロットの排他的論理和から、符号の誤りが検出されるので、そのような場合であっても符号の誤りを正確に検出することができる。なお、このときのビット誤り数は２になる。

なお、実施の形態１においては、第１の端末１００の送信部１１０は、再送制御信号Ｄ３の入力を受け、再符号化したパルスを第２の端末２００に再送した場合について説明したが、再符号化されたパルスの再送は、再送制御信号Ｄ３の入力を受けることなく、初回に符号化されたパルスと同時に行うようにしてもよい。

また、第1の端末１００と第２の端末２００間の距離によって、受信アンテナ（受信端
）１２１に入力される電波の強度が異なるため、低雑音増幅器１２３の増幅度を制御し、パルス検波器１２４に入力される信号の強度を一定に保つようにしてもよい。

室内などの閉じられた空間では、必ず複数の遅延波が受信アンテナ１２１に入力されるが、このように復調データに影響を与える遅延波がひとつだけという条件は、アンテナビーム角度が狭い指向性アンテナを用いることで、作り出すことができる。

（実施の形態２）
実施の形態２では、１つの閾値電圧Ｖ１を用いて検波データを得る実施の形態１とは異なり、２つ異なる閾値電圧Ｖ１、Ｖ２（例えばＶ１＜Ｖ２）を用いて検波データを得る点が、実施の形態１と異なる。以後、Ｖ１を第１の閾値電圧、Ｖ２を第２の閾値電圧という。

実施の形態２における第１の端末１００および第２の端末２００は、実施の形態１における受信部１２０に代えて、受信部１２０Ａを有する。そこで、以下においては第１の端末１００の受信部１２０Ａの構成を中心に説明する。

図４は、本発明の実施の形態２における受信部１２０Ａの構成例を示すブロック図である。なお、実施の形態２において、実施の形態１と同一の部分はこれと同一の符号を付して重複説明を省略する。

図４に示す受信部１２０Ａは、実施の形態１におけるパルス検波器１２４およびデータ制御部１３０に代えて、パルス検波器１２４Ａおよびデータ制御部１３０Ａを有する。

パルス検波器１２４Ａは、２つの異なる閾値電圧Ｖ１、Ｖ２を用いて２つの検波データを得るように構成されている。具体的には、パルス検波器１２４Ａは、実施の形態１におけるエンペロープ検波器１２４１、積分器１２４２およびコンパレータ１２４３（本実施の形態においては第１のコンパレータ１２４３という）のほかにも、閾値制御回路（閾値制御部）１２４４、第１の閾値保持器１２４５、第２の閾値保持器１２４６および第２のコンパレータ１２４７をさらに有する。

閾値制御回路１２４４は、第１の閾値電圧Ｖ１および第２の閾値電圧Ｖ２の各値を制御する。そして、閾値制御回路１２４４は、第１の閾値電圧Ｖ１を第１の閾値保持器１２４５に登録したり、第２の閾値電圧Ｖ２を第２の閾値保持器１２４６に登録したりする。

第２のコンパレータ１２４７は、積分器１２４２の積分値を取り出し、その積分値と第２の閾値保持器１２４６の第２の閾値電圧Ｖ２とを比較して第２の検波データＤ４を出力する。第２の検波データＤ４を得る方法は、第１のコンパレータ１２４３の場合と同様である。なお、本実施の形態においては、実施の形態１における検波データＤ１を第１の検波データＤ１という。

さらに、受信部１２０Ａは、第２の検波データＤ４の保持先を第３のデータ保持部１３２または第４のデータ保持部１３３に切り替える切替スイッチ１３１を有する。本実施の形態においては、第３のデータ保持部１３２には、第２の検波データＤ４から得られた第３の受信データＲ３（送信データＴ１に対して符号化されたパルスに対応）が保持される。また、第４のデータ保持部１３３には、第２の検波データＤ４から得られた第４の受信データＲ４（送信データＴ１に対して再符号化されたパルスに対応）が保持される。

さらに、受信部１２０Ａは、第３の保持部１３２と、第４の保持部１３３と、第３の保持部１３２および第４の保持部１３３に保持された双方の受信データＲ３、Ｒ４の符号を比較（例えば、排他的論理和）する第２の符号比較部１３４と、符号比較部１３４における比較結果情報Ｄ５から符号の誤りを検出する第２の誤り検出部１３５とを有する。

また、データ制御部１３０Ａは、実施の形態１におけるデータ制御部１３０に代えて、第１の誤り検出部１２９および第２の誤り検出部１３５における各検出結果情報から送信データＴ１を再送させるための再送制御信号Ｄ３を出力する。再送制御信号Ｄ３の出力先は、例えば、第２の端末２００の送信部１１０（送信データ保持部１１１、マッピング部１１２および切替スイッチ１２５）および第１の端末１００の各切替スイッチ１２５、１３１である。

その他の送信部１１０を含む、第１の端末１００および第２の端末２００の構成は、実施の形態１と同様に構成されている。

次に、第２の誤り検出部１３５における符号誤りの検出例を図５を参照して説明する。

図５は、第１の端末１００の送信部１１０および第２の端末２００の受信部１２０Ａの出力波形の一例を示す図である。なお、図５（ａ）に示したデータ信号列は、図３（ａ）に示したデータ信号列と同様であり、図５（ｂ）に示した受信信号波形は、図３（ｃ）に示した受信信号波形と同様である。

図５（ｃ）に示す第２の検波データＤ４は、第２の端末２００の第２のコンパレータ１２４７から出力される。図５（ｃ）においては、上述した第３の受信データＲ３、およびその後に続く第４の受信データＲ４が示されている。このときの第３の受信データＲ３および第４の受信データＲ４には、いずれも、図３（ｄ）の場合と異なり、遅延波の影響を受けることなく、「０」と示されている。これは、次のような理由による。すなわち、第１のコンパレータ１２４３においては、積分器１２４２の積分値がＶ１よりも大きいと判定されたとしても、Ｖ１＜Ｖ２のため、第２のコンパレータ１２４７においては、積分器１２４２の積分値がＶ２以下と判定されたからである。

図５（ｄ）に示す比較結果情報Ｄ５は、第２の端末２００の第２の符号比較部１３４から第２の誤り検出部１３５に出力される。図５（ｄ）においては、比較結果Ｄ５として、第３の受信データＲ３と第４の受信データＲ４との排他的論理和が示されているが、図３（ｅ）の場合とは異なり、すべて「１」を示している。このため、第２の誤り検出部１３５は、タイムスロットの誤りを検出しない。このように、２つの閾値電圧を用いて検波データを生成することにより、遅延波により符号誤りを回避することが可能となる。

しかし、ＳＮ比が低い場合に、双方の閾値電圧Ｖ１、Ｖ２を高く設定しすぎると、符号ビットに存在するパルスによる雑音の影響により、パルスが存在するタイムスロットが０として出力され、符号誤りを行いやすくなってしまう。そこで、閾値電圧を最適な値に設定する必要があるので、以下にその点について説明する。

図６は、第２の端末２００の受信部１２０Ａにおける最適な閾値電圧の設定処理を示すフローチャートである。

ステップＳ１０１において、受信部１２０Ａの閾値制御回路１２４４は、初期値設定を行う。初期値としては、例えば、各閾値電圧Ｖ１、Ｖ２の初期値（例えばＶ１＜Ｖ２）および最大繰り返し回数ｎがある。ここでいう繰り返し回数は、各閾値電圧Ｖ１、Ｖ２の変更回数を意味する。

ステップＳ１０２において、受信部１２０Ａは、復調処理を行う。具体的には、第１の誤り検出部１２９において、比較結果情報Ｄ２（図３（ｅ）参照：初回のエラー処理は除く）に基づいて符号の誤りを検出し、第２の誤り検出部１３５において、比較結果情報Ｄ５（図５（ｄ）参照：初回のエラー処理は除く）に基づいて符号の誤りを検出する。そして、データ制御部１３０Ａは、双方の誤り検出部１２９、１３５から、各検出結果情報（各ビット誤り数を含む）を入力して、閾値制御回路１２４４に当該検出結果情報を出力する。なお、第１の誤り検出部１２９から入力されたビット誤り数を第１のビット誤り数といい、第２の誤り検出部１３５から入力されたビット誤り数を第２のビット誤り数という。

ステップＳ１０３において、閾値制御回路１２４４は、データ制御部１３０Ａから入力された上記各検出結果から、第１のビット誤り数＝０かつ第２のビット誤り数＝０の条件を満たすかどうかを判定し、その結果、条件を満たせば（Ｓ１０３のＹＥＳ）、処理を終了し、他方、条件を満たさなければ（Ｓ１０３のＮＯ）、ステップＳ１０４に進む。なお、ステップＳ１０３において、繰り返し回数＞ｎのときも、処理を終了する。

ステップＳ１０４において、閾値制御回路１２４４は、上記各検出結果から、第１のビット誤り数＞第２のビット誤り数の条件を満たさなければ（Ｓ１０４のＮＯ）、閾値制御回路１２４４は、Ｖ１＝Ｖ１−ΔＶ（ΔＶはあらかじめ設定された値）およびＶ２＝Ｖ２−ΔＶの条件を満たすように設定して（ステップＳ１０５）、ステップＳ１０７に進む。他方、第１のビット誤り数＞第２のビット誤り数の条件を満たせば（Ｓ１０４のＹＥＳ）、閾値制御回路１２４４は、Ｖ１＝Ｖ１＋ΔＶおよびＶ２＝Ｖ２＋ΔＶの条件を満たすように設定して（ステップＳ１０６）、ステップＳ１０７に進む。

ステップＳ１０７において、データ制御部１３０Ａは、再送制御信号Ｄ３を出力して送信データＴ１を再送させる再送処理を行った後、ステップＳ１０２に戻り、再送されたデータ信号列について復調処理を行う。なお、ステップＳ１０７において、データ制御部１３０Ａは、再送制御信号Ｄ３を２個の切替スイッチ１２５、１３１にも出力する。

このようにして、受信部１２０Ａにおいて、各閾値電圧Ｖ１、Ｖ２を大きくしたり小さくしたりしながら、最適な各閾値電圧Ｖ１、Ｖ２の値が探し出される。例えば、ステップＳ１０３において、第１のビット誤り数＝０かつ第２のビット誤り数＝０の条件が満たされた場合、そのときの各閾値電圧Ｖ１、Ｖ２の平均値が最適な閾値電圧とすることが可能となる。

なお、実施の形態２においては、２つの異なる閾値電圧Ｖ１、Ｖ２を用いた場合について説明したが、３個以上の異なる閾値電圧を用いて適用してもよい。この場合、最適な閾値電圧を探し出しやすくなるという効果がある。

また、実施の形態２においては、第１の誤り検出部１２９および第２の誤り検出部１３５がそれぞれ符号の誤りを検出する場合について説明したが、１台の誤り検出部が各誤りを検出するようにしてもよい。この場合、コンパレータや切替スイッチなども一台で共有してもよい。

（実施の形態３）
実施の形態３では、１ビットのタイムスロットにＲＺ（return to zero）符号を用いて符号化を行う実施の形態１、２とは異なり、１ビットのタイムスロットを２分割しビット反転した符号を挿入するマンチェスタ符号を用いて符号化を行う点が、実施の形態１、２と異なる。つまり、送信部１１０のマッピング部１１２（図１参照）において、送信データＴ１に対する符号化がマンチェスタ符号を用いて行われる。例えば、マッピング部１１２は、「０」の送信データであれば（１０）の符号を割り当て、他方、「１」の送信データであれば（０１）の符号を割り当てる。その他の送信部１１０の構成は、実施の形態１、２と同様である。

次に、実施の形態３における受信部の構成について説明する。実施の形態３における第１の端末１００および第２の端末２００は、実施の形態１における受信部１２０に代えて、受信部１２０Ｂを有する。そこで、以下においては受信部１２０Ｂを中心に説明する。

図７は、本発明の実施の形態３における受信部１２０Ｂの構成例を示すブロック図である。なお、実施の形態３において、実施の形態１、２と同一の部分はこれと同一の符号を付して重複説明を適宜省略する。

図７に示す受信部１２０Ｂは、第１の符号比較部（比較部）１２８Ａと、第１の遅延回路（遅延部）１３６と、第１の復調部１３７とを有する。第１の遅延回路１３６は、第１のコンパレータ１２４３からの第１の検波データＤ６（図４の第１の検波データＤ１に相当）を所定の時間（例えば、タイムスロットＴ／２）遅延させて、第１の符号比較部１２８Ａに出力する。

第１の符号比較部１２８Ａは、第１の遅延回路１３６において遅延された第１の検波データＤ６の遅延波と、第１のコンパレータ１２４３からの第１の検波データＤ６とを比較（例えば、排他的論理和）し、その結果を示す比較結果情報Ｄ８を第１の誤り検出部１２９Ａに出力する。

第１の復調部１３７は、第１の検波データＤ６から、第１の受信データＲ１を取り出して、第１の誤り検出部１２９Ａに出力する。本実施の形態においては、第１の復調部１３７は、タイムスロットの前半部分（マンチェスタ符号の１分割目）のビット（極性）に基づいて、第１の検波データＤ６から第１の受信データＲ１を取り出すが、タイムスロットの後半部分（マンチェスタ符号の２分割目）のビット（「０」または「１」）に基づいて、第１の受信データＲ１を取り出してもよい。

さらに、受信部１２０Ｂは、第２の符号比較部（比較器）１３４Ａと、第２の遅延回路１３９と、第２の復調部１３８とを有するが、これらは、第２のコンパレータ１２４７からの第２の検波データＤ７に基づいて処理を行う。すなわち、第２の遅延回路１３９は、第２のコンパレータ１２４７からの第２の検波データＤ７（図４の第２の検波データＤ４に相当）を所定の時間（例えば、タイムスロットＴ／２）遅延させて、第２の符号比較部１３４Ａに出力する。第２の符号比較部１３４Ａは、第２の遅延回路１３９において遅延された第２の検波データＤ７の遅延波と、第２のコンパレータ１２４７からの第２の検波データＤ７とを比較（例えば、排他的論理和）し、その結果を示す比較結果情報Ｄ９を第２の誤り検出部１３５Ａに出力する。

第２の復調部１３８は、第２の検波データＤ７から、第３の受信データＲ３を取り出して、第２の誤り検出部１３５Ａに出力する。このときも、第２の復調部１３８は、タイムスロットの前半部分（マンチェスタ符号の１分割目）のビットに基づいて、第２の検波データＤ７から第３の受信データＲ３を取り出す。なお、タイムスロットの後半部分（マンチェスタ符号の２分割目）のビットに基づいて、第２の復調部１３８は、第２の受信データＲ３を取り出してもよい。なお、上述した２つの遅延回路や復調部、誤り検出部、復調
部などは、１つにして共用して処理するようにしてもよい。

その他の受信部１２０Ｂを含む、第１の端末１００および第２の端末２００の構成は、実施の形態２と同様に構成されている。

次に、第１の誤り検出部１２９Ａにおける符号誤りの検出例を図８を参照して説明する。

図８は、第１の端末１００の送信部１１０および第２の端末２００の受信部１２０Ｂの出力波形の一例を示す図である。

図８（ａ）に示すデータ信号列は、第１の端末１００のマッピング部１１２で送信データＴ１に対しマンチェスタ符号を用いて符号化された（１００１１）のパルス符号である。タイムスロットＴの中央で２分割され、２分割目のビットは、１分割目のビットが反転されて示されている。

図８（ｂ）に示す送信信号波形は、第２の端末２００の受信アンテナ２２１から受信されたパルスである。この送信信号波形にも、図３（ｃ）の場合と同様に、所定の時間遅れて到来した遅延波が含まれている。

図８（ｃ）に示す第１の検波データＤ６（実線）は、第２の端末２００の第１のコンパレータ１２４３から出力されたデータである。この検波データＤ６から、後述する第１の受信データＲ１が得られる。図８（ｃ）においては、第１の受信データＲ１の各タイムスロットＤ１１〜Ｄ１５には、図８（ｂ）に示したパルスの有無に応じて「０」または「１」のビットが示されている。なお、第２タイムスロットＤ１２の１分割目、第４タイムスロットＤ１４の２分割目および第５タイムスロットＤ１５の２分割目は、本来「０」となるにもかかわらず、遅延波による影響を受けて「１」と示されている。

なお、図８（ｃ）に示した波線は、第１の遅延回路１３６においてＴ／２遅延された第１の検波データＤ６を示している。

図８（ｄ）に示す比較結果情報Ｄ８は、第２の端末２００の第１の符号比較部１２８Ａから第１の誤り検出部１２９Ａに出力される。図８（ｄ）においては、比較結果情報Ｄ８として、第１の検波データＤ６（図８（ｃ）の実線参照）とそれをＴ／２遅延させた遅延波（図８（ｃ）の波線参照）との排他的論理和（０または１）が示されている。

この場合、図８（ａ）に示したデータ信号列は、タイムスロットの１分割目および２分割目のビットを反転させるマンチェスタ符号により示されるため、ビット誤りがなければ、上述した排他的論理和は、すべて１になる。このため、排他的論理和が０を示している場合、第１の誤り検出部１２９Ａは、そのタイムスロットの符号誤りを検出する。図８（ｄ）においては、第２タイムスロット、第４タイムスロットおよび第５タイムスロットの各１分割目の排他的論理和が０を示している。このため、第１の誤り検出部１２９Ａは、それらのタイムスロットの符号誤りを検出する。

図８（ｅ）に示す第１の受信データＲ１は、第１の復調部１３７において、図８（ｃ）に示す第１の検波データＤ６（実線）から取り出されたものとして示されている。なお、第１の検波データＤ６の第１から第５のシンボルＤ１１〜Ｄ１５の前半部分のビット（図８（ｃ）の判定点を示す矢印参照）を基に、第１の受信データＲ１が取り出される。このため、第１の受信データＲ１は、（１１０１１）の符号で形成されている。

次に、第２の誤り検出部１３５Ａにおける符号誤りの検出例を図９を参照して説明する。

図９は、第２の端末２００の受信部１２０Ｂの出力波形の一例を示す図である。なお、このときのデータ信号列および送信信号波形は、図８（ａ）および図８（ｂ）に示したと
おりである。

図９（ａ）に示す第２の検波データＤ７（実線）は、第２の端末２００の第２のコンパレータ１２４７から出力されたデータである。この検波データＤ７から、後述する第３の受信データＲ３が得られる。図９（ａ）においては、第３の受信データＲ３の各タイムスロットＤ１１〜Ｄ１５には、図８（ｂ）に示したパルスの有無に応じて「０」または「１」のビットが示されている。図９（ａ）においては、実施の形態２の場合と同様、Ｖ１＜Ｖ２により、Ｖ２を基準に得られた検波データＤ７は、マルチパスなどの遅延波による影響を受けることなく、各シンボルＤ１１〜Ｄ１５にビットが示されている。

なお、図９（ａ）に示した波線は、第２の遅延回路１３９においてＴ／２遅延させた第２の検波データＤ７を示している。

図９（ｂ）に示す比較結果情報Ｄ９は、第２の端末２００の第２の符号比較部１３４Ａから第２の誤り検出部１３５Ａに出力される。図９（ｂ）においては、比較結果情報Ｄ９として、第２の検波データＤ７（図９（ａ）の実線参照）とそれをＴ／２遅延させた遅延波（図９（ａ）の波線参照）との排他的論理和（０または１）が示されている。しかし、図８（ｃ）の場合とは異なり、タイムスロットの前半部分は、すべて「１」を示している。このため、第２の誤り検出部１３５Ａは、タイムスロットの符号誤りを検出しない。

図９（ｃ）に示す第３の受信データＲ３は、第２の復調部１３８において、図９（ａ）に示した第２の検波データＤ７（実線）から取り出されたものとして示されている。このようにすると、実施の形態２の効果のほか、タイムスロット内でビット反転させたマンチェスタ符号を用いることにより、送信部１１０において送信データＴ１のビット反転符号を再送することなく、受信部１２０Ｂにおいてビットの誤りを検出することができる。

なお、実施の形態３においては、２つの異なる閾値電圧Ｖ１、Ｖ２により得られた２つの検波データに基づいて符号誤りを行う実施の形態２と同様の構成について説明したが、１つの閾値電圧Ｖ１により得られた検波データに基づいて符号誤りを行う実施の形態１と同様に構成してもよい。この場合も、マンチェスタ符号を採用することにより、送信部１１０において送信データＴ１のビット反転符号を再送することなく、受信部１２０Ｂにおいてビットの誤りを検出することができる。

（実施の形態４）
図１０は、本発明の実施の形態４における受信部の構成例を示すブロック図である。なお、本実施の形態の送信部は実施の形態１の送信部と同じ構成であるため説明を省略する。

図１０において、受信部１２０Ｃは、実施の形態１に係る受信部１２０に対し、パルス検波器１２４、誤り検出部１２９、及びデータ制御部１３０に代え、パルス検波器２１０１、誤り検出部２１０３、及びデータ制御部２１１１を備え、符号決定部２１０２をさらに備えて構成される。

パルス検波器２１０１は、パルス検波器１２４に対して、コンパレータ１２４３に代え、ＡＤコンバータ２１０４及び２値化部２１０５を備える。なお、パルス検波器１２４と共通する構成部分には、図２と同一の符号を付して説明を省略する。ＡＤコンバータ２１０４は、積分器１２４２の積分値（出力値）をディジタル値に変換し、２値化部２１０５及び後述する符号決定部２１０２の切替スイッチ２１０６に出力する。２値化部２１０５は、ＡＤコンバータ２１０４から入力されるディジタル値の最上位桁１ビットを切替スイッチ１２５に出力する。

誤り検出部２１０３は、第１のデータ保持部１２６からの第１の受信データ（検波データ）Ｒ１又は第２のデータ保持部１２７からの第２の受信データ（検波データ）Ｒ２を取り出し、Ｒ１又はＲ２に含まれるフレームチェックシーケンスを使って誤り検出を行なう。誤り検出部２１０３は、誤り有無の判定結果をデータ制御部２１１１に出力する。

データ制御部２１１１は、誤り検出部２１０３において誤りが無いと判定された場合、Ｒ１（又はＲ２の反転データ）を復号データＤ２０として出力するよう判定部２１１０に指示する。一方、誤り検出部２１０３において誤りが有ると判定された場合、データ制御部２１１１は、第１の端末１００に対し送信データを再送させるよう、再送制御信号Ｄ３を第１の端末１００に通知する。さらに、データ制御部２１１１は、再送制御信号Ｄ３を切替スイッチ１２５及び後述する符号決定部２１０２の切替スイッチ２１０６に出力する。

符号決定部２１０２は、切替スイッチ２１０６、第１の相関器２１０７、第２の相関器２１０８、大小比較部２１０９、判定部２１１０、及びＮＯＴ素子２１１２を備えて構成される。

切替スイッチ２１０６は、データ制御部２１１１からの再送制御信号Ｄ３の有無に応じて、ＡＤコンバータ２１０４の出力の保存先を第１の相関器２１０７又は第２の相関器２１０８に切り替える。具体的には、切替スイッチ２１０６は、データ制御部２１１１から再送制御信号Ｄ３が入力されると、ＡＤコンバータ２１０４の出力の保存先を第２の相関器２１０８に切り替える。つまり、切替スイッチ２１０６は、再送データ受信時に、ＡＤコンバータ２１０４の出力の保存先を第２の相関器２１０８に切り替える。なお、初回データ受信時には、切替スイッチ２１０６は、ＡＤコンバータ２１０４の出力の保存先を第１の相関器２１０７に切り替える。

図１１に、第１の相関器２１０７及び第２の相関器２１０８の詳細な構成を示す。第１の相関器２１０７は、遅延推定保持部２２０１−１、データ保持部２２０２−１、乗算器２２０３−１、及び加算器２２０４−１を備えて構成される。同様に、第２の相関器２１０８は、遅延推定保持部２２０１−２、データ保持部２２０２−２、乗算器２２０３−２、及び加算器２２０４−２を備えて構成される。

遅延推定保持部２２０１−１は、ＡＤコンバータ２１０４から出力される遅延推定系列を保持し、乗算器２２０３−１へ出力する。ここで、遅延推定系列とは、遅延波の遅延時間及び遅延波の信号レベルを示すサンプル値であり、フレームに含まれるインパルス信号（遅延推定シンボル）の検波データとして取得される。換言すると、遅延推定系列は、遅延プロファイルに相当するものである。この遅延推定系列については、後述する。

データ保持部２２０２−１は、判定部２１１０から入力されるこれまでに決定されたデータ（以下「過去の復号データ」ともいう）を保持し、乗算器２２０３−１へ出力する。なお、新しいフレームが受信されると、データ保持部２２０２−１は、すべてゼロに初期化される。

乗算器２２０３−１は、遅延推定系列と過去のデータとの積を計算し、加算器２２０４−１へ出力する。加算器２２０４−１は、乗算器２２０３−１から入力される計算結果をすべて加算し、大小比較部２１０９へ出力する。

このようにして、第１の相関器２１０７は、遅延プロファイルと過去のデータとの相関演算を取得する。

第２の相関器２１０８の内部構成部分は、第１の相関器２１０７と同様である。ただし、データ保持部２２０２−２は、ＮＯＴ素子２１１２から出力される過去のデータの反転データを保持する。したがって、第２の相関器２１０８は、遅延プロファイルと過去のデータの反転データとの相関演算を取得する。

大小比較部２１０９は、第１の相関器２１０７の出力と第２の相関器２１０８の出力との大小比較を行い、比較結果Ｃ１を判定部２１１０に出力する。なお、Ｃ１の定義の一例を図１２に示す。図１２に示す例では、第１の相関器２１０７の出力が第２の相関器２１０８の出力未満の場合、Ｃ１＝０であり、第１の相関器２１０７の出力が第２の相関器２１０８の出力以上の場合、Ｃ１＝１である。

判定部２１１０は、大小比較部２１０９からの比較結果Ｃ１と、符号比較部１２８からの符号比較結果Ｃ２とに基づいて、現在決めようとしているシンボルを判定し、復号データＤ２０として出力する。

図１３に判定部２１１０の構成例を示す。図１３において、判定部２１１０は、ＮＯＴ素子２５０１、切替スイッチ２５０２、データ値決定部２５０３、及び切替スイッチ２５０４を備えて構成される。

ＮＯＴ素子２５０１は、第２のデータ保持部１２７から入力されるデータを反転し、切替スイッチ２５０２へ出力する。切替スイッチ２５０２は、データ制御部２１１１からの指示に従って、Ｒ１又はＲ２の反転データから一方を選んで切替スイッチ２５０４へ出力する。具体的には、切替スイッチ２５０２は、初回送信時にはＲ１を選択し、再送時にはＲ２の反転データを選択する。

データ値決定部２５０３は、符号比較部１２８からの比較結果Ｃ２に応じて、Ｒ１又はＲ２の反転データから一方を選んで切替スイッチ２５０４に出力する。具体的には、比較結果Ｃ２がＲ１≠Ｒ２を示す場合、データ値決定部２５０３は、Ｒ１を切替スイッチ２５０４に出力する。一方、比較結果Ｃ２がＲ１＝Ｒ２を示す場合、データ値決定部２５０３は、大小比較部２１０９の比較結果Ｃ１に基づいて、Ｒ１かＲ２の反転データかどちらか一方を選択する。具体的には、データ値決定部２５０３は、比較結果Ｃ１が第１の相関値が第２の相関値未満を示す場合（Ｃ１＝０）、Ｒ１を切替スイッチ２５０４に出力し、比較結果Ｃ１が第１の相関値が第２の相関値以上を示す場合（Ｃ１＝１）、Ｒ２の反転データを切替スイッチ２５０４に出力する。

図１４に、この場合のデータ値決定部２５０３の論理表を示す。切替スイッチ２５０４は、データ制御部２１１１からの指示に従って、切替スイッチ２５０２からの入力か、データ値決定部２５０３からの入力か、どちらか一方を選んで、復号データＤ２０として出力する。

以下、上述のように構成された受信部１２０Ｃの動作について、主に符号決定部２１０２の動作を中心に説明する。

［受信動作］
初回送信時に受信データＲ１を受信すると、符号決定部２１０２の切替スイッチ２１０６は、ＡＤコンバータ２１０４の出力に含まれる第１の受信データの遅延推定系列（遅延推定サンプル値）を第１の相関器２１０７へ順次出力して第１の相関器２１０７に保持させる。誤り検出部２１０３は、第１のデータ保持部１２６から第１の受信データＲ１を取り出し、Ｒ１に含まれるフレームチェックシーケンスを使って誤り検出を行ない、誤り検出結果をデータ制御部２１１１に出力する。

誤りが検出されなかった場合、データ制御部２１１１は、Ｒ１をそのまま復号データＤ２０として出力するよう、判定部２１１０に指示する。

誤りが検出された場合、データ制御部２１１１は、第１の端末１００に対し、送信データＴ１を再送させるよう、再送制御信号Ｄ３を第１の端末１００に通知する。さらに、データ制御部２１１１は、再送制御信号Ｄ３を切替スイッチ１２５に出力し、切替スイッチ１２５は、２値化部２１０５の出力の保存先を第２のデータ保持部１２７に切り替える。また、切替スイッチ２１０６は、ＡＤコンバータ２１０４の出力の保存先を第２の相関器２１０８に切り替える。実施の形態１と同様に、再送制御信号Ｄ３を受信アンテナ１２１を介して受信した第１の端末１００は、上述したマッピング部１１２、パルス変調器１１３、増幅器１１４、フィルタ１１５および送信アンテナ１１６の一連の処理により、送信データＴ１に対する符号を反転したパルスを第２の端末２００に再送する。

再送時に受信データＲ２を受信すると、符号決定部２１０２の切替スイッチ２１０６は、ＡＤコンバータ２１０４の出力に含まれる第２の受信データの遅延推定系列（遅延推定サンプル値）を第２の相関器２１０８へ順次出力して第２の相関器２１０８に保持させる。誤り検出部２１０３は、第２のデータ保持部１２７から第２の受信データＲ２を取り出し、Ｒ２に含まれるフレームチェックシーケンスを使って誤り検出を行ない、誤り有無の判定結果をデータ制御部２１１１に出力する。

誤りが検出されなかった場合、データ制御部２１１１は、Ｒ２を反転させたデータを、復号データＤ２０として出力するよう、判定部２１１０に指示する。

誤りが検出された場合、データ制御部２１１１は、後述の符号決定動作を実行するよう、判定部２１１０に指示する。

［符号決定動作］
以下、判定部２１１０の符号決定動作について図面を参照しながら説明する。図１５は、初回送信時の送信データＴ１及び再送送信時の送信データＴ２の構成例を示す図である。

図１５に示すように、送信データＴ１及びＴ２は、フレーム同期を取るための同期パターンと、同期パターンの信号が遅延推定シンボルに重畳しないためのガードシンボル（すべてゼロ）と、遅延推定シンボル（インパルス信号）と、データと、データの誤り検出を行なうためのフレームチェックシーケンスから構成される。同期パターン、ガードシンボル、及び遅延推定シンボルに関しては、Ｔ１とＴ２とは同じである。データに関しては、Ｔ１とＴ２とは互いに反転した関係になっている。フレームチェックシーケンスはデータの誤り検出を行なうためのものであるので、Ｔ１とＴ２とで当然異なっている。

なお、ガードシンボル長及び遅延推定シンボル長は、本実施の形態を適用する無線伝送路における直接波と遅延波との到達時間差が、ガードシンボル長及び遅延推定シンボル長の両方を越えないように決定されているものとする。

以下では、伝送路上で直接波の他に２つの遅延波が生じる場合を例に説明する。図１６に、この場合のＡＤコンバータ２１０４の出力波形の様子を示す。受信部１２０Ｃが遅延推定シンボルを受信すると、図１６に示すように、ＡＤコンバータ２１０４の出力には、直接波に対し遅延時間ＤＴ１だけ遅れたタイミングで第１の遅延波が現れ、さらに、直接波に対し遅延時間ＤＴ２だけ遅れたタイミングで第２の遅延波が現れる。したがって、遅延推定保持部２２０１−１、２２０１−２が、ＡＤコンバータ２１０４の出力を順次取り込む事で、直接波が届いてから遅延波が届くまでの時間（シンボル時間精度）に該当する位置に、遅延波の信号レベルが保持されるようになる。このようにして、遅延推定保持部２２０１−１、２２０１−２に、遅延推定サンプル値が保持される。

一例として、図１７に、遅延推定シンボル長が６シンボルの場合の遅延波の到来タイミングを示す。以下では、遅延波が、直接波から２シンボル遅れで届く成分（遅延波１）と、４シンボル遅れで届く成分（遅延波２）との２つの成分からなる場合を例に説明する。

図１７Ａに、ＡＤコンバータ２１０４の出力信号のうち、初回送信時の遅延推定シンボルについての受信結果のみを示す。また、図１７Ｂには、再送時の遅延推定シンボルについての受信結果のみを示す。本実施の形態では、初回送信時と再送時とで、無線伝送路の空間的な配置状況が変化しないものと仮定とする。よって、遅延波のレベル及び到着時間が変化しない。

同図中、縦軸は、遅延推定系列のシンボル時間単位ごとの受信レベルを表している。また、初回送信時の遅延推定系列｛Ｘ１（１）、Ｘ１（２）、Ｘ１（３）、Ｘ１（４）、Ｘ１（５）｝において、Ｘ１（１）は直接波の直後のシンボルの受信レベルを表し、Ｘ１（２）は直接波の２シンボル後の受信レベルを表している。なお、かっこ（）内の数字は、直接波を基準（ゼロ）としたときの遅延波の遅れ時間をシンボル単位で表している。再送時の遅延推定系列｛Ｘ２（１）、Ｘ２（２）、Ｘ２（３）、Ｘ２（４）、Ｘ２（５）｝についても同様である。したがって、図１７において「遅延波１」の受信レベルはＸ１（２）及びＸ２（２）で表され、「遅延波２」の受信レベルはＸ１（４）及びＸ２（４）で表される。ここで、遅延推定系列長が５シンボルになっているのは、遅延推定系列には直接波の信号（Ｘ１（０）、Ｘ２（０））が含まれないからである。本例では、遅延推定シンボル長が６シンボルであるから、直接波を差し引いた残りの５シンボルが遅延推定系列長となる。

図１８Ａにおいて、Ｔ１データ（ＤＴ１（ｉ））は、初回送信時の送信データであり、Ｒ１データ（ＤＲ１（ｉ））は、初回送信時の受信データである。また、図１８Ｂにおいて、Ｔ２データ（ＤＴ２（ｉ））は、再送時の送信データであり、Ｒ２データ（ＤＲ２（ｉ））は、再送時の受信データである。かっこ（）を付けた標記、例えばＤＴ１（ｉ）はＤＴ１のかっこ｛｝内に示したシンボル値のうち、左からｉ番目のシンボル値を表すものとする。また、図１８は、遅延推定系列長が５シンボルの場合の例であるため、ｉは１以上５以下の整数とする。

実施の形態１で１シンボル遅れの遅延波を仮定していたのと異なり、本実施の形態では、２シンボル遅れと４シンボル遅れの２成分からなる遅延波を仮定しているため、誤りの発生状況が異なる。つまり、初回受信時においては、送信データＤＴ１（１）＝１の遅延波の影響により、送信データＤＴ１（３）＝０が受信データＤＲ１（３）＝１に変化し、誤りが発生する。また、再送受信時においては、ＤＴ２（２）の遅延波の影響により、ＤＴ２（４）＝０がＤＲ２（４）＝１に変化し、ＤＴ２（３）の遅延波の影響により、ＤＴ２（５）＝０がＤＲ２（５）＝１に変化し、それぞれ誤りが発生する。図１８の初回受信時の受信データＤＲ１（ｉ）及び再送受信時の受信データＤＲ２（ｉ）のうち、斜線による網がけされたシンボル位置で誤りが発生している。このとき、符号比較部１２８の出力Ｃ２は、１、２シンボル目ではＨｉｇｈレベルとなって誤りが起きていないことを示し、３〜５シンボル目がＬｏｗレベルとなって誤りが起きていることを示す。

第１の相関器２１０７の中のデータ保持部２２０２−１のメモリ長は、遅延推定系列長（遅延推定シンボル長さから１を引いた長さ）であり、データ保持部２２０２−１は、判定部２１１０から入力される復号データＤ２０を最初にＭ１（１）に格納する。データ保持部２２０２−１は、シフトレジスタ構成を採り、シンボル時間ごとに、Ｍ１（１）からＭ１（２）へ、Ｍ１（２）からＭ１（３）へというように、保持データを順番にシフトする（かっこ（）内の数字の昇順にシフトするものとする）。

第２の相関器２１０８の中のデータ保持部２２０２−２も同様に、シフトレジスタ構成を採る。ただし、第２の相関器２１０８の中のデータ保持部２２０２−２へは、判定部２１１０から復号データＤ２０が直接入力されるのではなく、ＮＯＴ素子２１１２により反転された復号データＤ２０が入力される点が異なっている。

なお、データ保持部２２０２−１，２２０２−２の値は、フレームが受信された時点ですべて０に初期化され、Ｍ１＝｛Ｍ１（１），Ｍ１（２），Ｍ１（３），Ｍ１（４），Ｍ１（５）｝＝｛０，０，０，０，０｝、Ｍ２＝｛Ｍ２（１），Ｍ２（２），Ｍ２（３），Ｍ２（４），Ｍ２（５）｝＝｛０，０，０，０，０｝となる。ここでかっこ（）内の値は、シンボル時間ではなく、シフトレジスタを構成している各レジスタの順番を表している。以下の説明では、Ｍ１、Ｍ２の各シフトレジスタ値を上記のように横書きで標記し、図１９Ａ、図１９Ｂに、シフトレジスタ値Ｍ１（１）〜Ｍ１（５）、Ｍ２（１）〜Ｍ２（５）を縦に並べて図示する。

第１の相関器２１０７は、式（１）に基づいて、推定遅延保持部２２０１−１の遅延推定系列Ｘ１と、データ保持部２２０２−１の値Ｍ１との積和演算を行ない、得られた積和演算結果を大小比較部２１０９に出力する。

同様に、第２の相関器２１０８は、式（２）に基づいて、推定遅延保持部２２０１−２の遅延推定系列Ｘ２と、データ保持部２２０２−２の値Ｍ２との積和演算を行ない、得られた積和演算結果を大小比較部２１０９に出力する。

図２０（ａ）、（ｂ）に、式（１）及び式（２）より得られた積和演算結果の時間的変動の様子を示す。上述したように、初回送信時の１シンボル目のオンパルス信号（ＤＴ１（１）＝１）に対する遅延波は、３シンボル目に到着する。一方、再送時の１シンボル目はオフパルス信号（ＤＴ２（１）＝０）であるため、３シンボル目には遅延波は到着しない。したがって、３シンボル目で、初回受信時の受信データＤＲ１（３）及び再送受信時のＤＲ２（３）いずれもがオンパルス信号と判定された場合に、初回受信時の３シンボル目で受信データＤＲ１（３）＝１と判定されたのは、１シンボル目に送信されたオンパルス信号（ＤＴ１（１）＝１）の遅延波１が到来したためである。一方、再送受信時の３シンボル目は遅延波の影響を受けず、再送受信時に３シンボル目で受信データＤＲ２（３）＝１と判定されたのは、３シンボル目の再送データＤＴ２（３）＝１そのものによる。

このとき、式（１）より算出される相関値は、図２０（ａ）、（ｂ）にも示されるように、式（２）より算出される相関値に比べ大きい値となる。すわなち、式（１）、（２）によって得られる積和演算結果は、過去のオンパルス信号の遅延波が現在のシンボル位置に及ぼす影響の大きさを示しているといえる。換言すると、積和演算結果が大きいほど、過去のオンパルス信号の遅延波の影響を受けて現在のシンボルをオンパルス信号と誤判定する可能性が強いといえる。

このように、オンオフキーイング変調方式では、過去のオンパルス信号の遅延波の影響により誤判定が生じやすいという点に着目し、本実施の形態では、遅延プロファイルを示す遅延推定系列と過去の復号データとの相関値と、遅延推定系列と過去の復号データの符号反転データとの相関値とに基づいて、判定部２１１０がデータ判定を行うようにした。以下、具体例を用いながら、判定部２１１０のデータ判定手順について説明する。

［データ判定手順］
（１）１シンボル目のデータ判定
１シンボル目では、第１２１０７のデータ保持部２２０２−１の値Ｍ１、及び第２の相関器２１０８のデータ保持部２２０２−２の値Ｍ２は、すべて「０」に初期化される。本実施の形態では、適用される無線伝送路の直接波と遅延波との到達時間差が遅延推定シンボル長を越えないように、遅延推定シンボル長が決められていて、かつ遅延推定シンボルの２ビット目以降はすべて０であるから、１シンボル目に関しては、遅延波の影響に起因する誤りは生じない。このとき、符号比較出力Ｃ２は、誤りが無いことを示すＨｉｇｈとなるので、Ｒ１のそのままの値、すなわちＤＲ１（１）＝１が、復号データＤ２０と判定される。

（２）２シンボル目のデータ判定
第１の相関器２１０７のデータ保持部２２０２−１には１シンボル目の復号データＤ２０の値「１」が入力され、Ｍ１＝｛０，０，０，０，０｝がＭ１＝｛１，０，０，０，０｝に変化する。第２の相関器２１０８のデータ保持部２２０２−２には１シンボル目の復号データＤ２０を反転させた値「０」が入力されるので、Ｍ２の値は変化しない。一般に２シンボル目からは、遅延波により誤りが生じる可能性があるものの、本実施の形態では最初の遅延波１が２シンボル遅れで到着するので、遅延波に起因する誤りはまだ生じない。このとき、符号比較出力Ｃ２は、誤りが無いことを示すＨｉｇｈとなるので、Ｒ１のそのままの値、すなわちＤＲ１（２）＝０が、復号データＤ２０と判定される。

（３）３シンボル目のデータ判定
第１の相関器２１０７のデータ保持部２２０２−１には２シンボル目の復号データＤ２０の値「０」が入力され、Ｍ１＝｛１，０，０，０，０｝がＭ１＝｛０，１，０，０，０｝に変化する。第２の相関器２１０８のデータ保持部２２０２−２には２シンボル目の復号データＤ２０を反転させた値「１」が入力され、Ｍ２＝｛０，０，０，０，０｝がＭ２＝｛１，０，０，０，０｝に変化する。

３シンボル目では、図１８Ａにおいて斜線網がけで示したように、遅延波の影響により、送信データＤＴ１（３）＝０が受信データＤＲ１（３）＝１に変化し、誤りが生じている。このとき、符号比較部１２８の出力Ｃ２はＬｏｗとなるので、復号データＤ２０は、Ｒ１そのままの値ではなく、大小比較部２１０９の比較結果Ｃ１に応じて、データ値判定が行なわれる。

このとき、第１の相関器２１０７の出力レベルは、式（１）よりＸ１（２）に等しく、第２の相関器２１０８の出力レベルは、式（２）より０となる。第１の相関器２１０７の出力レベルに比べ、第２の相関器２１０８の出力レベルのほうが小さいので、大小比較部２１０９の出力結果Ｃ１は１となる。したがって、判定部２１１０は、初回受信時の値ＤＲ１（３）よりも再送受信時の値ＤＲ２（３）の信頼性が高いとみなし、図１４の論理表に示すように、ＤＲ２（３）＝１を反転させた値「０」を３シンボル目の復号データＤ２０と判定する。

（４）４シンボル目のデータ判定
第１の相関器２１０７のデータ保持部２２０２−１には３シンボル目の復号データＤ２０の値「０」が入力され、Ｍ１＝｛０，１，０，０，０｝がＭ１＝｛０，０，１，０，０｝に変化する。第２の相関器２１０８のデータ保持部２２０２−２には３シンボル目の復号データＤ２０を反転させた値「１」が入力され、Ｍ２＝｛１，０，０，０，０｝がＭ２＝｛１，１，０，０，０｝に変化する。

４シンボル目では、図１８Ｂにおいて斜線網がけで示したように、遅延波の影響により、送信データＤＴ２（４）＝０が受信データＤＲ２（４）＝１に変化し、誤りが生じている。このとき、符号比較部１２８の出力Ｃ２はＬｏｗとなるので、復号データＤ２０は、Ｒ１そのままの値でなく、大小比較部２１０９の比較結果Ｃ１に応じて、データ値判定が行なわれる。

このとき、第１の相関器２１０７の出力レベルは、式（１）より０に等しく、第２の相関器２１０８の出力レベルは、式（２）よりＸ２（２）となる。第１の相関器２１０７の出力レベルに比べ、第２の相関器２１０８の出力レベルのほうが大きいので、大小比較部２１０９の出力結果Ｃ１は０となる。したがって、判定部２１１０は、再送受信時の値ＤＲ２（４）よりも初回受信時の値ＤＲ１（４）の信頼性が高いとみなし、図１４の論理表に示すように、ＤＲ１（４）＝１を復号データＤ２０と判定する。

（５）５シンボル目のデータ判定
第１の相関器２１０７のデータ保持部２２０２−１には４シンボル目の復号データＤ２０の値「１」が入力され、Ｍ１＝｛０，０，１，０，０｝がＭ１＝｛１，０，０，１，０｝に変化する。第２の相関器２１０８のデータ保持部２２０２−２には４シンボル目の復号データＤ２０を反転させた値「０」が入力され、Ｍ２＝｛１，１，０，０，０｝がＭ２＝｛０，１，１，０，０｝に変化する。

５シンボル目では、図１８Ｂで再送受信時のＲ２データの斜線網がけで示したように、遅延波の影響により、送信データＤＴ２（５）＝０が受信データＤＲ２（５）＝１に変化し、誤りが生じている。このとき、符号比較部１２８の出力Ｃ２はＬｏｗとなるので、復号データＤ２０は、Ｒ１そのままの値でなく、大小比較部２１０９の出力Ｃ１に応じて、データ値判定が行なわれる。

このとき第１の相関器２１０７の出力レベルは、式（１）より、Ｘ１（４）に等しく、第２の相関器２１０８の出力レベルは、式（２）よりＸ２（２）となる。第１の相関器２１０７の出力レベルに比べ、第２の相関器２１０８の出力レベルのほうが大きいので、大小比較部２１０９の出力結果Ｃ１は０となる。したがって、判定部２１１０は、図１４の論理表に示すように、再送時の値ＤＲ２（５）よりも初回の値ＤＲ１（５）の信頼性が高いとみなし、判定部２１１０は、ＤＲ１（５）＝１を復号データＤ２０として出力する。

以上のように、本実施の形態によれば、オンオフキーイング変調方式では、過去のオンパルス信号の遅延波の影響により誤判定が生じやすい点に着目し、符号誤りが検出された場合に、過去の復号データＤ２０と遅延プロファイルとの相関演算値と、過去の復号データＤ２０の反転データと遅延プロファイルとの相関演算値との比較結果に応じて、符号誤りが検出された位置でのシンボルがオンパルス信号又はオフパルス信号のどちらの可能性が高いか判定するようにした。このように、本実施の形態では、過去のオンパルス信号の遅延波が判定位置に及ぼす影響を過去のオンパルス信号と遅延プロファイルとの相関値の大きさに基づいて判定し、遅延波により誤判定された検波データを排除して、符号誤り検出位置での符号を正しく復号することができる。

なお、図１０では、Ｃ２が符号比較部１２８から出力されるとして説明したが、Ｃ２の値に応じて誤り検出の有無が分かるので、誤り検出部２１０３から誤り検出の有無に応じて、判定部２１１０が動作するようにしてもよい。

また、判定部２１１０は、切替スイッチ２５０２、２５０４を備える構成として説明したが、データ値決定部２５０３が、データ制御部２１１１の指示に応じて、復号データＤ２０として、Ｒ１又はＲ２の反転データのどちらか一方を選択するようにしてもよい。

（実施の形態５）
本実施の形態では、実施の形態１から実施の形態３に基づいたＡＲＱ（Automatic Repeat reQuest）の方法の一例について詳しく説明する。

図２１は、本実施の形態における１フレームのフレーム構成の一例を示している。図２１において、１フレームは、制御情報シンボル３０１、チャネル推定シンボル３０２、及びデータシンボル３０３から構成される。制御情報シンボル３０１は、例えば、送信相手先（以降では、後述の第２の端末に相当する。）の情報、データ長、再送データである否かの情報、再送回数など、通信を成立させるために送信するデータ以外の情報シンボルである。チャネル推定シンボル３０２は、通信相手の端末が、フェージング、マルチパスにより変動する電波伝搬環境を推定するためのシンボルである。データシンボル３０３は、図２１に示すように、データと誤りを検出するためのＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）とから形成される系列を誤り訂正符号化した符号化後のデータシンボルである。

図２２は、本実施の形態における第１の端末４００の構成の一例を示すブロック図である。通信相手からの送信信号を受信アンテナ４１７で受信し、受信装置４１９は、受信アンテナ４１７で受信した受信信号４１８を入力とし、復調し、受信データ４２０を出力する。

再送要求検出部４２１は、受信データ４２０を入力とし、通信相手が、再送要求を行っているか否かの情報を抽出し、再送要求情報４２２として出力する。

フレーム構成信号生成部４２３は、再送要求情報４２２を入力とし、再送を行うかどうか、の情報を含むフレーム構成に関する情報（以下「フレーム構成信号」ともいう）４２４を出力する。

付加情報生成部４２５は、フレーム構成信号４２４を入力とし、図２１のデータシンボル３０３を除く付加情報シンボルの情報４２６を生成し、付加情報シンボルの情報４２６をマッピング部４１０に出力する。

符号化部４０２は、ＣＲＣを含むデータ４０１、フレーム構成信号４２４を入力とし、例えば、畳み込み符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号、ターボ符号などのいずれかの符号化を行い、符号化後のデータ４０３を出力する。

データ蓄積部４０４は、符号化後のデータ４０３を入力とし、データを蓄積し、必要な場合、蓄積データ４０５を出力する。

反転部４０６は、蓄積データ４０５を入力とし、ビットを反転、つまり、入力ビットが「０」の場合「１」とし、入力ビットが「１」の場合「０」とするというように、反転データ４０７を出力する。

データ選択部４０８は、符号化後のデータ４０３、蓄積データ４０５、反転データ４０７、及びフレーム構成信号４２４を入力とし、フレーム構成信号４２４に応じて、符号化後のデータ４０３、蓄積データ４０５、反転データ４０７のいずれかを選択し、選択データ４０９として出力する。なお、データ選択部４０８の動作については、後に詳述する。

マッピング部４１０は、選択データ４０９、付加情報シンボルの情報４２６、及びフレーム構成信号４２４を入力とし、図２１のフレーム構成にしたがい、マッピング後の信号４１１を出力する。

パルス変調器４１２は、マッピング後の信号４１１を入力とし、パルス変調信号４１３を出力する。増幅器４１４は、パルス変調信号４１３を入力とし、増幅し、増幅されたパルス変調信号４１５を出力する。増幅された変調信号４１５は、送信アンテナ４１６から電波として出力される。

図２３は、図２２の第１の端末４００の通信相手である第２の端末５００の構成の一例を示すブロック図である。フィルタ５０３は、受信アンテナ５０１で受信した受信信号５０２を入力とし、帯域制限を行い、帯域制限後の受信信号５０４を対数尤度比演算部５０５、チャネル推定部５０７、及び制御情報検出部５０９に出力する。

チャネル推定部５０７は、帯域制限後の受信信号５０４を入力とし、図２１のチャネル推定シンボル３０２を抽出し、チャネル推定を行い、得られたチャネル推定信号５０８を対数尤度比演算部５０５に出力する。

制御情報検出部５０９は、帯域制限後の受信信号５０４を入力とし、図２１の制御情報シンボル３０１を抽出し、検波を行い（符号化されていた場合は復号も行い）、再送であるか否かの情報や再送回数の情報を、制御情報５１０として選択部５１３に出力する。

対数尤度比演算部５０５は、帯域制限後の受信信号５０４、及びチャネル推定信号５０８を入力とし、対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio）を算出し（非特許文献１及び非特許文献２参照）、得られた対数尤度比５０６を乗算部５１１及び選択部５１３に出力する。対数尤度比５０６については、後に、図２６を用いて説明する。

乗算部５１１は、対数尤度比５０６を入力とし、対数尤度比５０６に（−１）を乗算し、乗算後の値を対数尤度比５１２として選択部５１３に出力する。

選択部５１３は、対数尤度比５０６、５１２、及び制御情報５１０を入力とし、制御情報５１０に含まれる再送であるかどうかの情報、再送回数の情報をもとに、対数尤度比５０６、５１２のいずれか一方を選択し、対数尤度比５１４として出力する。選択動作については、図２５、図２６を用いて後述する。

加算部５１５は、選択された対数尤度比５１４、記憶されている対数尤度比５１８、及び制御情報５１０を入力とし、制御情報５１０に含まれる再送であるかどうかの情報に基づき、制御情報５１０が再送でないことを示す場合は、選択された対数尤度比５１４を対数尤度比５１６として復号部５１９に出力する。一方、制御情報５１０が再送であることを示す場合は、加算部５１５は、選択された対数尤度比５１４と、記憶されている対数尤度比５１８とを加算し、加算後の対数尤度比を対数尤度比５１６として復号部５１９に出力する。

復号部５１９は、対数尤度比５１６を入力とし、復号を行い、受信データ５２０を取得する。

フレームエラー判定部５２１は、受信データ５２０を入力とし、ＣＲＣチェックを行い、送信された１フレームのデータ（図２１参照）に誤りがあるかどうかを判定し、判定結果をフレームエラー有無情報５２２として再送要求部５２３に出力する。

再送要求部５２３は、フレームエラー有無情報５２２を入力とし、通信相手（第１の端末４００）に対し、再送要求するか否か判断し、判断結果を再送要求情報５２４としてデータ生成部５２６に出力する。

データ生成部５２６は、再送要求情報５２４とデータ５２５とを入力とし、送信データ５２７を生成し、送信データを送信装置５２８に出力する。

送信装置５２８は、送信データ５２７を入力とし、後述する図２４に示すフレーム構成にしたがった変調信号５２９を生成し、変調信号５２９をアンテナ５３０を介して電波として出力する。

図２４は、図２３の第２の端末５００が送信する変調信号の１フレームの構成の一例を示している。図２４において、１フレームは、チャネル推定シンボル６０１、データシンボル６０２、及び再送要求情報シンボル６０３から構成される。チャネル推定シンボル６０１は、通信相手が、伝搬環境の変動を推定するためのシンボルであり、例えば、通信相手が既知である信号とする。データシンボル６０２は、情報データを送信するためのシンボルであり、再送要求情報シンボル６０３は、通信相手に再送要求の有無を通知するためのシンボルである。制御情報シンボル６０４は、例えば、送信相手先の情報、データ長、再送のデータであるのかどうかの情報、再送回数など、通信を成立させるために送信するデータ以外の情報シンボルである。

以下、上述のように構成された第１の端末４００と第２の端末５００の動作について図２５を参照しながら説明する。図２５は、第１の端末４００及び第２の端末５００のデータの流れの一例を示す図である。

図２５（１）：初めに、第１の端末４００は図２１のフレーム構成にしたがったフレーム＃１の変調信号を送信する。このとき、送信データは、再送データではないので、データ選択部４０８において、符号化後のデータ４０３が選択データ４０９として選択される。

図２５（２）：第２の端末５００は、フレーム＃１の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生しなかったので、第２の端末５００は、第１の端末４００に対し再送要求を行わない。

図２５（３）：第１の端末４００は、フレーム＃２の変調信号を送信する。送信データは再送データではなく、図２１のデータ系列３０４が送信される。

図２５（４）：第２の端末５００は、フレーム＃２の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生していたので、第２の端末５００は、第１の端末４００に対し再送要求を行う。

図２５（５）：第１の端末４００は、第２の端末５００から再送要求があったので、フレーム＃２で送信されたデータに相当するフレーム＃２’を送信する。ここで、フレーム＃２’の意味について説明する。図２５（３）では、図２１のデータ系列３０４が送信されている。そこで、フレーム＃２’として、データ系列３０４のビット反転データである図２１のデータ系列３０５が送信される。つまり、データ選択部４０８では、選択データ４０９として反転データ４０７が選択される。図２１のデータ系列３０５は、図２２の反転部４０６において反転データ４０７として生成される。

図２５（６）：第２の端末５００は、フレーム＃２’の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生しなかったので、第２の端末５００は、第１の端末４００に対し再送要求を行わない。

図２５（７）：第１の端末４００は、フレーム＃３の変調信号を送信する。送信データは再送データではなく、図２１のデータ系列３０４が送信される。

図２５（８）：第２の端末５００は、フレーム＃３の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生していたので、第２の端末５００は、第１の端末４００に対し再送要求を行う。

図２５（９）：第１の端末４００は、第２の端末５００から再送要求があったので、フレーム＃３で送信されたデータに相当するフレーム＃３’を送信する。ここで、フレーム＃３’の意味について説明する。図２５（７）では、図２１のデータ系列３０４が送信されている。そこで、フレーム＃３’として、データ系列３０４のビット反転データである図２１のデータ系列３０５が送信される。つまり、データ選択部４０８では、選択データ４０９として反転データ４０７が選択される。図２１のデータ系列３０５は、図２２の反転部４０６において反転データ４０７として生成される。

図２５（１０）：第２の端末５００は、フレーム＃３’の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生していたので、第１の端末４００に対し再送要求を行う。

図２５（１１）：第１の端末４００は、第２の端末５００から再送要求があったので、フレーム＃３で送信されたデータに相当するフレーム＃３を送信する。つまり、第１の端末４００は、図２５（７）と同様のフレーム構成を送信する。したがって、データ選択部４０８では、選択データ４０９として符号化後のデータ４０３が選択される。

図２５（１２）：第２の端末５００は、フレーム＃３の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生していたので、第１の端末４００に対し再送要求を行う。

図２５（１３）：第１の端末４００は、第２の端末５００から再送要求があったので、フレーム＃３で送信されたデータに相当するフレーム＃３’を送信する。つまり、第１の端末４００は、図２５（９）と同様のフレーム構成を送信する。したがって、データ選択部４０８では、選択データ４０９として反転データ４０７が選択される

ここで、重要な点は、１回目の再送において、反転データを送信している点である。このように、本実施の形態では、１回目の再送において、反転データを送信することにより、受信側において、オリジナルデータに対する尤度と、オリジナルデータの符号反転データに対する対数尤度比を取得することができ、これら対数尤度比を用いて軟判定を行っている。この結果、遅延波による符号間干渉の影響を軽減することができるので、受信品質を向上させるという効果を得ることができる。なお、上述した説明では、２回目以降の再送では、反転データと初期送信時の送信データを交互に再送する例について説明したが、これに限ったものではない。ただし、遅延波の影響を軽減しつつ、受信品質を効率よく向上させるには、交互に送信する方が好適である。

以降では、軟判定を用いたときの受信品質の向上の効果について、図２６を用いて補足説明する。

図２６は、受信状態のイメージを、横軸時間、縦軸振幅として示している。図２６Ａは、初回送信時の受信信号波形を示す図である。初回送信時とは、図２５（７）のように再送でないデータを送信する場合をいう。図２６Ａは、初回送信時のデータ系列が、時刻（ｉ−１）で「０」、時刻ｉで「１」、時刻（ｉ＋１）で「１」、時刻（ｉ＋２）で「０」の場合の例である。

図２６において、Ａｍｐは「１」の推定振幅レベル７０１の値を示す。このＡｍｐの値は、受信装置４１９において、図２１のチャネル推定シンボル３０２により推定される。また、同図において、０は「０」の推定振幅レベル７０２の値を示す。

また、同図において、信号７０３＿ａは、受信信号の波形を示している。ユークリッド距離７０４＿ａは、受信値と「０」の推定振幅レベル７０２とのユークリッド距離を示している。以下、時刻ｔにおける受信値と「０」の推定振幅レベル７０２とのユークリッド距離をＥ_０（ｔ）で表す。また、ユークリッド距離７０５＿ａは、受信値と「１」の推定振幅レベル７０１とのユークリッド距離を示している。時刻ｔにおける受信値と「１」の推定振幅レベル７０１とのユークリッド距離をＥ_１（ｔ）で表す。

このとき、時刻ｔにおける対数尤度比ＬＬＲ_ｆ（ｔ）は式（３）のように表される。

ここで、σ^２はノイズの分散であり、受信装置４１９において既知の値である。

図２６Ｂは、例として、図２５（９）のように、１回目の再送時の受信信号波形を示している。１回目の再送時には、反転データが送信されることから、図２６Ｂは、再送時のデータ系列が、時刻（ｉ−１）で「１」、時刻ｉで「０」、時刻（ｉ＋１）で「０」、時刻（ｉ＋２）で「１」の場合の例である。

図２６Ｂにおいて、信号７０３＿ｂは、受信信号の波形を示している。ユークリッド距離７０４＿ｂは、受信値と「０」の推定振幅レベル７０２とのユークリッド距離を示している。以下、時刻ｔにおける受信値と「０」の推定振幅レベル７０２とのユークリッド距離をＥ_{ＡＲＱ，０}（ｔ）で表す。また、ユークリッド距離７０５＿ｂは、受信値と「１」の推定振幅レベル７０１とのユークリッド距離を示している。時刻ｔにおける受信値と「１」の推定振幅レベル７０１とのユークリッド距離をＥ_{ＡＲＱ，１}（ｔ）で表す。

このとき、時刻ｔにおける対数尤度比ＬＬＲ_{ＡＲＱ，１}（ｔ）は式（４）のようにあらわされる。

ここで、σ２はノイズの分散であり、受信装置４１９において既知の値である。

そして、初回受信時に得られる式（３）のＬＬＲと１回目の再送受信時に得られる式（４）を利用し、式（５）を求める。

式（５）で、ＬＬＲ_ｆ（ｔ）にＬＬＲ_{ＡＲＱ，１}（ｔ）を加算（＋）するのでなく、ＬＬＲ_ｆ（ｔ）からＬＬＲ_{ＡＲＱ，１}（ｔ）を減算（−）しているのは、１回目の再送時に、初回送信時の送信データに対する反転ビットを送信しているためである。つまり、式（５）を用いる上で重要なのは、ＬＬＲ_ｆ（ｔ）とＬＬＲ_{ＡＲＱ，１}（ｔ）とは、反転関係にある対数尤度比でなくてはならない点である。「反転関係にある対数尤度比」とは、データ＃Ａにおける対数尤度比をＬＬＲ_ｆ（ｔ）とした場合、ＬＬＲ_{ＡＲＱ，１}（ｔ）は、データ＃Ａの反転データを受信した際に求めた対数尤度比であることを意味する。このように、加算部５１５では、式（５）を用いて、復号部５１９で用いられる対数尤度比５１６が算出される。

上述したように、本実施の形態では、初回送信時に「０」が送信された場合、再送時には反転データとして「１」が送信されるので、再送受信時には「１」に近いことを示す対数尤度比が確実に大きくなると予想される。したがって、初回送信時に「０」が送信されたにもかかわらず、遅延波の影響により対数尤度比が「１」に近いことを示すような場合であっても、遅延波の影響により誤判定される可能性が高い対数尤度比（式（３））から、「１」に近いことを示す対数尤度比（式（４））を減算することで、減算後の対数尤度比（式（５））は、「１」に近いことを示す度合いが減ることになる。このように、初回受信時の対数尤度比（式（３））をそのまま用いて復号するのに比べ、再送受信時の対数尤度比を加味した対数尤度比（式（５））を用いることにより、遅延波の影響を受けて「１」と誤判定される状況を回避することができるようになる。

また、このようにすると、初回送信時又は再送時のどちらかでは必ず「１」が送信されるので、すべての時刻ｔにおいて信頼性が高い対数尤度比を得ることができるので、遅延波の影響を確実に軽減し、符号間干渉の影響を緩和して、受信品質を向上させることができる。

以下では、上述の動作を、図２３及び図２５のデータの流れに関連づけて説明する。

１．初回受信時の場合（図２５（１）、（３）、（７））
初回受信時には、選択部５１３は、対数尤度比５１４として対数尤度比５０６を選択し、選択した対数尤度比５１４を加算部５１５に出力する。加算部５１５は、加算動作を行わず、対数尤度比５１４を対数尤度比５１６として復号部５１９に出力する。記憶部５１７は、この対数尤度比５１６を入力とし、記憶する。

２．１回目の再送受信時の場合（図２５（５）、（９））
１回目の再送受信時には、選択部５１３は、対数尤度比５１４として乗算後の対数尤度比５１２を選択し、選択した対数尤度比５１４を加算部５１５に出力する。加算部５１５は、記憶部５１７に記憶されている対数尤度比５１５から対数尤度比５１４を加算し、対数尤度比５１６として復号部５１９に出力する。つまり、加算部５１５は、式（５）に基づいて対数尤度比を算出する。

３．２回目以降の再送受信時の場合（図２５（１１）、（１３））
図２５（１１）のように２回目の再送時に、復号部５１９に入力される対数尤度比ＬＬＲ_２は、式（６）のように表される。

ここで、ＬＬＲ_{ＡＲＱ，２}は、２回目の再送時に求めた対数尤度比である。

同様に、図２５（１３）のように３回目の再送時に、復号部５１９に入力される対数尤度比ＬＬＲ_３は、式（７）のように表される。

ここで、ＬＬＲ_{ＡＲＱ，３}は、３回目の再送時に求めた対数尤度比である。

以上のように、本実施の形態では、特に、反転ビット送信を用いたＡＲＱ方式について説明を行った。第１の端末４００は、オンオフキーキング変調された第１のパルス信号列と、自動再送要求時に、当該第１のパルス信号列を符号反転させた第２のパルス信号列を生成し、当該第１及び第２のパルス信号を送信し、第２の端末５００は、オンオフキーイング変調された第１のパルス信号列と、当該第１のパルス信号列を符号反転させた第２のパルス信号列を受信し、受信した第１及び第２のパルス信号列の対数尤度比を算出し、第２のパルス信号列を受信した場合に、第１及び第２の対数尤度比に基づいて第１及び第２のパルス信号を復号するようにした。これにより、遅延波の影響により、第１のパルス信号列の対数尤度比のみを用いて復号した場合には、オフパルス信号をオンパルス信号と誤判定してしまうような状況においても、第１のパルス信号列の反転データである第２のパルス信号列の対数尤度比を加味して復号することにより、遅延波の影響を確実に軽減し、符号間干渉の影響を緩和して、受信品質を向上させることができる。

なお、本実施の形態では、Stop-and-Wait方式の再送方法を例に説明したが、これに限ったものではなく、伝送誤りなどにより、相手に届かなかったフレームのみ選択的に再送する伝送方式、つまり、選択的再送方式においても同様に実施することができる。選択的再送方式の詳細については、非特許文献３に示されている。本実施の形態で重要な点は、再送時に、初回送信時にデータ系列のビット反転データ系列を送信することである。

（実施の形態６）
本実施の形態では、実施の形態５とハイブリッドＡＲＱとの併用方式について詳しく説明する。ハイブリッドＡＲＱ方式については、非特許文献４に示されている。

誤り訂正符号化が施される元のデータ系列をオリジナル系列とし、誤り訂正符号化を行った際に発生した冗長なデータ（パンクチャデータ）をパリティ系列とする。ハイブリッドＡＲＱ方式では、まず、オリジナル系列を送信し、通信相手から、再送の要求があった場合、再送データとして、パリティ系列含む系列を送信する。誤り訂正符号のパンクチャデータ（冗長なデータ）の生成方法については、例えば、非特許文献５に詳細が示されている。さらに、ハイブリッドＡＲＱ方式では、再送されるパリティ系列を含む系列を用いてオリジナル系列を復調し、この再送受信時に復調されたオリジナル系列と、初回受信時に復調されたオリジナル系列とに基づいて最終的なオリジナル系列を復調する。

本実施の形態に係る第１の端末４００及び第２の端末５００の構成は、図２２及び図２３と同様であるため説明を省略する。

以下、本実施の形態における第１の端末４００と第２の端末５００の動作について図２７を参照しながら説明する。図２７は、本実施の形態における第１の端末４００及び第２の端末５００のデータの流れの一例を示している。

図２７（１）：初めに、第１の端末４００は図２１のフレーム構成にしたがったフレーム＃１の変調信号を送信する。このとき、送信データは、再送データではないので、データ選択部４０８において、符号化後のデータ４０３が選択データ４０９として選択される。なお、送信データは、上記で説明したオリジナル系列である。

図２７（２）：第２の端末５００は、フレーム＃１の信号を受信し、オリジナル系列を復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生しなかったので、第２の端末５００は、第１の端末４００に対し再送要求を行わない。

図２７（３）：第１の端末４００は、フレーム＃２の変調信号を送信する。送信データは再送データではなく、上記で説明したオリジナル系列である。つまり、このとき、図２１のデータ系列３０４が送信されるものとする。

図２７（４）：第２の端末５００は、フレーム＃２の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生していたので、第２の端末５００は、第１の端末４００に対し再送要求を行う。

図２７（５）：第１の端末４００は、第２の端末５００から再送要求があったので、フレーム＃２で送信されたデータを符号化する際に発生したパンクチャデータ（冗長なデータ）を含むフレーム＃２Ｐを送信する。

図２７（６）：第２の端末５００は、フレーム＃２Ｐの信号を受信し、フレーム＃２を受信して得られたオリジナル系列の対数尤度比とフレーム＃２Ｐを受信して得られたオリジナル系列の対数尤度比を用いてオリジナル系列を復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生していたので、第２の端末５００は、第１の端末４００に対し再送要求を行う。

図２７（７）：第１の端末４００は、第２の端末５００から再送要求があったので、フレーム＃２で送信されたデータに相当するフレーム＃２’を送信する。ここで、フレーム＃２’の意味について説明する。図２７（４）では、図２１のデータ系列３０４が送信されている。そこで、フレーム＃２’として、データ系列３０４のビット反転データである図２１のデータ系列３０５が送信される。つまり、データ選択部４０８では、選択データ４０９として反転データ４０７が選択される。図２１のデータ系列３０５は、図２２の反転部４０６において、生成される。また、記憶部４０４は、オリジナル系列およびパンクチャデータ（冗長なデータ）の双方を記憶しており、必要に応じて、オリジナル系列またはパンクチャデータ（冗長なデータ）のいずれかを出力する。

図２７（８）：第２の端末５００は、フレーム＃２を受信して得られたオリジナル系列の対数尤度比、フレーム＃２Ｐを受信して得られたオリジナル系列の対数尤度比、および、フレーム＃２’を受信して得られたオリジナル系列の判定符号系列の対数尤度比を用いてオリジナル系列を復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生していたので、第２の端末５００は、第１の端末４００に対し再送要求を行う。

図２７（９）：第１の端末４００は、第２の端末５００から再送要求があったので、フレーム＃２Ｐで送信されたデータに相当するフレーム＃２Ｐ’を送信する。ここで、フレーム＃２Ｐ’の意味について説明する。図２７（５）では、フレーム＃２Ｐが送信されている。そこで、フレーム＃２Ｐ’として、フレーム＃２Ｐのビット反転データが送信される。つまり、データ選択部４０８では、選択データ４０９として反転データ４０７が選択される。

図２７（１０）：第２の端末５００は、フレーム＃２を受信して得られたオリジナル系列の対数尤度比、フレーム＃２Ｐを受信して得られたオリジナル系列の対数尤度比、フレーム＃２’を受信して得られたオリジナル系列の反転符号系列の対数尤度比、および、フレーム＃２Ｐ’を受信して得られたオリジナル系列の反転符号系列の対数尤度比を用いてオリジナル系列を復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生していなかったので、第２の端末５００は、第１の端末４００に対し再送要求を行わない。

図２７（１１）：第１の端末４００は、フレーム＃３の変調信号を送信する。なお、送信データは再送データではなく、オリジナル系列である。

図２７（１２）：第２の端末５００は、フレーム＃３の信号を受信し、オリジナル系列を復調し、ＣＲＣチェックを行う。ＣＲＣチェックの結果、誤りが発生しなかったので、第２の端末５００は、第１の端末４００に対し再送要求を行わない。

図２７（１３）：第１の端末４００は、フレーム＃４の変調信号を送信する。送信データは再送データではなく、オリジナル系列である。

以上のように、本実施の形態では、ハイブリッドＡＲＱと実施の形態４とを融合し、第１の端末４００は、再送時に、パリティデータ（冗長なデータ）を送信したり、データ（オリジナル系列）のビット反転データを送信したり、パリティデータ（冗長なデータ）のビット反転データを送信したりし、第２の端末５００は、オリジナル系列、オリジナル系列の反転データ、パリティ系列、又はパリティ系列の反転データから取得される各対数尤度比を組み合わせて、符号反転前の第１の対数尤度比と、符号反転後の第２の対数尤度比を算出し、この符号反転前と符号反転後の対数尤度比に基づいてオリジナル系列を復号するようにした。このように、再送時に、オリジナル系列やパリティ系列を単に再送するのでなく、符号反転させたオリジナル系列やパリティ系列を送信し、符号反転前と符号反転後に取得される対数尤度比に基づいてオリジナル系列を復号することにより、マルチパス耐性が強くなって、遅延波の影響を軽減し符号間干渉の影響を緩和して、受信品質を向上させることができ、通信相手に的確にデータを伝送することができる。

対数尤度比の組み合わせ方の一例としては、パリティ系列を用いてオリジナル系列の対数尤度比を算出し、当該対数尤度比を用いて、第１のパルス信号列として受信されるオリジナル系列の対数尤度比を補正して、符号反転前の第１の対数尤度比として算出するようにしたり、第１のパルス信号列として受信されるパリティ系列と、第２のパルス信号列として受信される当該パリティ系列の符号反転系列とを用いてオリジナル系列の対数尤度比を始めに算出し、当該対数尤度比を用いて、第１のパルス信号列として受信されるオリジナル系列の対数尤度比を補正して、符号反転前の第１の対数尤度比を算出するなどの組み合わせ方がある。

このように、初回受信時に得られるオリジナル系列の対数尤度比と、再送受信時に得られるオリジナル系列の符号反転系列の対数尤度比と、パリティ系列の対数尤度比と、パリティ系列の符号反転系列の対数尤度比とを、加算又は減算することで、遅延波の影響を確実に軽減し、符号間干渉の影響を緩和して、受信品質を向上させることができる。

なお、図２７では、１回目の再送ではパリティデータ（冗長なデータ）、２回目の再送ではデータ（オリジナル系列）のビット反転データ、３回目の再送ではパリティデータ（冗長なデータ）のビット反転データを送信する場合を例に説明したが、順番については図２７に示す順番に限られない。

（実施の形態７）
本実施の形態では、マンチェスタ符号を用いたときの軟判定方法、具体的には、対数尤度比の算出方法について詳しく説明する。

実施の形態３と同様に、本実施の形態では、送信データは、マンチェスタ符号により符号化される。例えば、送信データが「０」であれば（１０）の符号が割り当てられ、送信データが「１」であれば（０１）の符号が割り当てられる。

なお、本実施の形態に係る第１の端末４００及び第２の端末５００の構成は、図２２及び図２３と同様であるため説明を省略する。本実施の形態では、第１の端末４００の符号化部４０２は、マンチェスタ符号を用いて符号化する。

図２８は、本実施の形態におけるマンチェスタ符号を用いた場合の受信状態のイメージを、横軸時間、縦軸振幅として示している。図２８Ａは、送信系列が「０」のときの受信信号波形を示す図であり、図２８Ｂは、送信系列が「１」のときの受信信号波形を示す図である。なお、以下では、マンチェスタ符号を用いて、送信系列が「０」のとき（１０）を割り当て、送信系列が「１」のとき（０１）を割り当てて送信する場合を例に説明する。

図２８Ａ、２８Ｂにおいて、信号８０１は受信波形である。振幅８０２は推定振幅であり、振幅８０２の推定振幅値は、受信装置において、図２１のチャネル推定シンボル３０２を検出することにより推定することができる。以下では、振幅８０２の推定振幅値をＡｍｐとする。振幅８０３は推定振幅であり、その値は０である。

図２８Ａ、２８Ｂにおいて、８０３＿ａ及び８０３＿ｂは、それぞれタイムスロットの前半部分の受信値と送信データが「０」の場合の推定振幅レベルとのユークリッド距離を示しており、その値をＥ_０ｘと表す。また、８０４＿ａ及び８０４＿ｂは、タイムスロットの前半部分の受信値と送信データが「１」の場合の推定振幅レベルとのユークリッド距離を示しており、その値をＥ_１ｘとする。同様に、８０５＿ａ及び８０５＿ｂは、タイムスロットの後半部分の受信値と送信データが「０」の場合の推定振幅レベルとのユークリッド距離を示しており、その値をＥ_０ｙとする。また、８０６＿ａ及び８０６＿ｂは、タイムスロットの後半部分の受信値と送信データが「１」の場合の推定振幅レベルとのユークリッド距離を示しており、その値をＥ_１ｙとする。

本実施の形態では、式（８）の対数尤度比ＬＬＲを用いて軟判定により復号結果を取得する。

ここで、σ^２はノイズの分散であり、受信装置４１９において既知の値である。

式（８）において、分子の第１項及び第２項の和（Ｅ_１ｘ ^２＋Ｅ_１ｙ ^２）が大きく、かつ、分子の第３項及び第４項の和（Ｅ_０ｘ ^２＋Ｅ_０ｙ ^２）が小さいほど、１ビットのタイムスロットの前半部分にオンパルス信号が割り当てられ、後半部分にオフパルス信号が割り当てられている可能性が高いと考えられる。反対に、式（８）において、分子の第１項及び第２項の和（Ｅ_１ｘ ^２＋Ｅ_１ｙ ^２）が小さく、かつ、分子の第３項及び第４項の和（Ｅ_０ｘ ^２＋Ｅ_０ｙ ^２）が大きいほど、１ビットのタイムスロットの前半部分にオフパルス信号が割り当てられ、後半部分にオンパルス信号が割り当てられている可能性が高いと考えられる。したがって、タイムスロットの前半及び後半部分の対数尤度比をともに用いて、式（８）により対数尤度比ＬＬＲを算出し、得られた対数尤度比を用いてマンチェスタ符号化前の送信データを復号することで、タイムスロットの前半又は後半部分のいずれか一方の対数尤度比を用いて復号する場合に比べ、信頼性が高い復号結果を取得することができる。

このように、本実施の形態では、マンチェスタ符号化を用いる場合に、初回送信時に送信される送信データの反転データを送信せずとも、１ビットのタイムスロット内で、オンパルス信号とオフパルス信号とが対になって送信される特徴を利用する。すわなち、本実施の形態では、式（８）に示すように、符号の前半と後半とで基準レベルを切り替えて（０又はＡｍｐ）、受信されたオンオフキーイング変調信号列と基準レベルとのユークリッド距離を用いて、オンパルス信号に近いことを示す第１の対数尤度比とオフパルス信号に近いことを示す第２の対数尤度比とを算出し、得られた第１及び第２の対数尤度比に基づいて符号を復号するようにした。

マルチパスの影響により、本来オフパルス信号である前半部分又は後半部分に遅延波が到着した場合においても、一般に、遅延波のレベルは障害物の影響により直接波のレベルに比べ小さいので、式（８）の対数尤度比ＬＬＲを用いることにより、遅延波の影響を軽減して復号することができる。このように、本実施の形態では、再送を伴わずとも、遅延波の影響を軽減することができるので、スループットの低下を抑圧しつつ、信頼性が高い復号結果を取得することができる。

特に、制御情報に対しデータ以上の受信品質を確保することは、通信を成立させるために重要となる。したがって、マンチェスタ符号化を制御情報に対してのみ施して伝送するようにしても良い。

なお、マンチェスタ符号化を用いる場合においても、初回送信時と再送時とで、１ビットのタイムスロット内のオン／オフパルス信号の割り当て方を反転し、上述した実施の形態５、６のＡＲＱ方法を用いることも可能である。この場合には、遅延波の影響をより確実に軽減することができる。

なお、上述した実施の形態においては、第１の端末と第２の端末との間の無線通信に用いられるパルスの誤り検出を行う場合について説明したが、例えば、光通信などの分野に用いられるパルスの誤り検出に適用してもよい。

本発明の符号誤り検出装置の一つの態様は、オンオフキーイング変調された第１のパルス信号列および当該第１のパルス信号列を符号反転させた第２のパルス信号列を受信する受信端と、前記受信端で受信された前記第１のパルス信号列および前記第２パルス信号列に基づいて、第１及び第２の検波データを出力するパルス検波部と、前記パルス検波部から出力された前記第１及び第２の検波データの各符号を比較する符号比較部と、前記符号比較部における比較結果に基づいて、前記各符号の誤りを検出する誤り検出部と、を含む構成を採る。

この構成によれば、符号誤りを検出することができる。

本発明の符号誤り検出装置の一つの態様は、前記符号比較部は、排他的論理和により前記各検波データの各符号を比較し、前記誤り検出部は、前記符号比較部における排他的論理和が０のときに、当該符号が誤りであると判定する、構成を採る。

この構成によれば、比較的簡易な処理により符号誤りを検出できる。

本発明の符号誤り検出装置の一つの態様は、前記コンパレータは、異なる値の閾値ごとに前記比較を行い、前記各閾値別の前記各検波データを出力し、前記符号比較部は、前記各閾値別の前記各検波データの各符号を比較し、前記誤り検出部は、前記各閾値別の前記比較結果から、前記各閾値別の前記各符号の誤りを検出する、構成を採る。

この構成によれば、異なる値の閾値ごとの符号比較結果に基づいて符号誤りを検出することができるので、オフパルス信号であるのにもかかわらず閾値が低すぎてオンパルス信号と誤判定されたり、オンパルス信号であるのにもかかわらず閾値が高すぎてオフパルス信号と誤判定されたりする状況を回避しやすくできる。これにより、符号誤り検出精度の劣化を抑圧することができる。

本発明の符号誤り検出装置の一つの態様は、前記誤り検出部における検出結果があらかじめ設定された条件を満たすまで前記閾値を可変させる制御を行う閾値制御部をさらに含む、構成を採る。

この構成によれば、受信電力が変動するような場合においても、硬判定により検波データを取得する際に用いる閾値を最適な値に設定することができるので、符号誤り検出精度の劣化を抑圧することができる。

本発明の符号誤り検出装置の一つの態様は、前記受信端で受信される遅延推定用シンボルの遅延プロファイルを取得する遅延プロファイル取得手段と、前記遅延プロファイルと過去の復号データの符号との相関演算を行い第１の相関値として取得し、前記遅延プロファイルと過去の復号データの反転符号との相関演算を行い第２の相関値として取得する相関部と、前記誤り検出部において前記符号誤りが検出された場合、前記第１及び第２の相関値の比較結果に応じて、当該符号誤りが検出された復号データの符号を決定する判定部と、をさらに具備する、構成を採る。

この構成によれば、遅延プロファイルと過去のオンパルス信号との相関値を比較することにより、第１のパルス信号列及び第２のパルス信号列がともにオンパルス信号と検波され符号誤りが検出された場合において、オンパルス信号が過去のオンパルス信号の遅延波によるものかどうか識別することができるので、遅延波により誤判定された検波データを排除して、符号誤り検出位置での符号を正しく復号することができる。

本発明の符号誤り検出装置の一つの態様は、前記判定部は、前記符号誤りが検出された場合に、前記第１の相関値が前記第２の相関値より小さい場合、前記第１の検波データの符号を復号データの符号とし、前記第１の相関値が前記第２の相関値より大きい場合、前記第２の検波データの反転符号を復号データの符号とする、構成を採る。

この構成によれば、遅延波により誤判定された検波データを排除して、符号誤り検出位置での符号を正しく復号することができる。

本発明の符号誤り検出装置の一つの態様は、オンオフキーイング変調され、かつ符号の中央で極性が反転するマンチェスタ符号により符号化されたパルス信号列を受信する受信端と、前記受信端に受信された前記パルス信号列に基づいて、前記マンチェスタ符号により符号の中央で極性が反転する検波データを出力するパルス検波部と、前記パルス検波部に出力された前記検波データを所定時間遅延させる遅延部と、前記パルス検波部に出力された前記検波データおよび前記遅延部に遅延された前記検波データの各極性を比較する極性比較器と、前記極性比較器における比較の結果から前記各符号の誤りを検出する誤り検出部と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、マンチェスタ符号により１ビットのタイムスロット内で極性が反転するオンパルス信号及びオフパルス信号に基づいて、データ再送に起因するスループットの低下を抑圧しつつ、符号誤りを検出することができる。

本発明の無線システムの一つの態様は、請求項１ないし請求項８に記載の符号誤り検出装置を組み込んだ受信装置と、前記受信装置に送信するパルス信号列をオンオフキーイング変調して送信する構成を採る。

この構成によれば、オンオフキーイング変調信号に対し比較的簡易な方法で符号誤りを検出することができ、符号誤り結果の有無に応じて再送を行って、通信相手に的確にデータを伝送することができる。

本発明の受信装置の一つの態様は、オンオフキーイング変調された第１のパルス信号列と、当該第１のパルス信号列の符号反転系列を第２のパルス信号列を受信する受信手段と、前記第１及び第２のパルス信号列の対数尤度比を算出し、第１及び第２の対数尤度比を取得する演算手段と、前記第２のパルス信号列を受信した場合に、前記第１及び第２の対数尤度比に基づいて前記第１及び第２のパルス信号を復号する復号手段と、具備する構成を採る。

この構成によれば、第１のパルス信号列が過去のオンパルス信号の遅延波の影響を受けるような場合においても、第１のパルス信号列の対数尤度比を第１のパルス信号列の符号反転系列である第２のパルス信号列の対数尤度比を用いて補正することができるので、遅延波の影響を軽減し、受信品質を向上させることができる。

本発明の受信装置の一つの態様は、前記復号手段は、前記第１の対数尤度比から前記第２の対数尤度比を減算した減算結果を対数尤度比に用いて復号する構成を採る。

この構成によれば、初回送信時にオフパルス信号が送信されたにもかかわらず、遅延波の影響により対数尤度比がオンパルス信号に近いことを示すような状態においても、再送時には反転データとしてオンパルス信号が送信され、対数尤度比はオンパルス信号に近い状態であることを示すので、減算後の対数尤度比は、オンパルス信号に近いことを示す度合いが減り、遅延波の影響によりオンパルス信号と誤判定される状況を回避することができる。

本発明の受信装置の一つの態様は、前記復号手段の復号結果に基づいて自動再送要求を行う再送要求判定手段、をさらに具備し、前記受信手段は、前記第２のパルス信号列を、前記第１のパルス信号列の再送信号として受信する構成を採る。

この構成によれば、再送時に初回送信時に送信された第１のパルス信号列の符号反転系列が再送されるようになるので、遅延波の影響を受けて、対数尤度比がオンパルス信号に近いことを示す度合いを減らし、受信品質を向上させることができる。

本発明の受信装置の一つの態様は、前記復号手段の復号結果に基づいてハイブリッド自動再送要求を行う再送要求判定手段、をさらに具備し、前記受信手段は、初回受信時に、オリジナル系列を前記第１のパルス信号として受信し、再送受信時に、オリジナル系列の符号反転系列を前記第２のパルス信号として受信し、さらに、オリジナル系列に対するパリティ系列を前記第１のパルス信号列として受信し、前記演算手段は、オリジナル系列及びオリジナル系列に対するパリティ系列の各対数尤度比に基づいて、前記第１の対数尤度比を算出する構成を採る。

この構成によれば、ハイブリッドＡＲＱによりオリジナル系列に対するパリティ系列が第１のパルス信号として送信された場合に、パリティ系列を用いて、第１のパルス信号として送信されたオリジナル系列の対数尤度比を補正して第１の対数尤度比として算出することができるので、第１の対数尤度比の信頼性を向上させることができる。

本発明の受信装置の一つの態様は、前記受信手段は、再送受信時に、オリジナル系列に対するパリティ系列の符号反転系列を前記第２のパルス信号列としてさらに受信し、前記演算手段は、オリジナル系列、オリジナル系列に対するパリティ系列、及びパリティ系列の符号反転系列の各対数尤度比に基づいて、前記第１の対数尤度比を算出する構成を採る。

この構成によれば、ハイブリッドＡＲＱによりパリティ系列の符号反転系列が第２のパルス信号として送信された場合に、第１のパルス信号として送信されたパリティ系列と第２のパルス信号として送信されたパリティ系列とを用いて、第１のパルス信号として送信されたオリジナル系列の対数尤度比を補正して第１の対数尤度比として算出することができるので、第１の対数尤度比の信頼性をより向上させることができる。

本発明の受信装置の一つの態様は、符号の前半と後半とで極性が反転するマンチェスタ符号により符号化されたオンオフキーイング変調信号列を受信する受信手段と、前記符号の前半と後半とで基準レベルを切り替えて、受信された前記オンオフキーイング変調信号列と前記基準レベルとの距離を算出することにより、オンパルス信号に近いことを示す第１の対数尤度比とオフパルス信号に近いことを示す第２の対数尤度比とを算出する演算手段と、前記第１及び第２の対数尤度比に基づいて前記符号を復号する復号手段と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、マルチパスの影響により、本来オフパルス信号である前半部分又は後半部分に遅延波が到着した場合においても、遅延波の影響を軽減して、復号することができる。

本発明の送信装置の一つの態様は、オンオフキーキング変調された第１のパルス信号列と、自動再送要求時に、当該第１のパルス信号列を符号反転させた第２のパルス信号列を送信する送信手段、を具備する構成を採る。

この構成によれば、受信側では、第１のパルス信号列が過去のオンパルス信号の遅延波の影響を受けるような場合においても、第１のパルス信号列の対数尤度比を第１のパルス信号列の符号反転系列である第２のパルス信号列の対数尤度比を用いて補正することができるので、遅延波の影響を軽減し、受信品質を向上させることができる。

本発明の送信装置の一つの態様は、前記送信手段は、前記第１のパルス信号列として、システマティックビットを送信し、自動再送要求時に、システマティックビットに対する前記第２のパルス信号列、パリティビットに対する前記第１又は第２のパルス信号列を送信する構成を採る。

この構成によれば、受信側では、オリジナル系列、オリジナル系列の反転データ、パリティ系列、又はパリティ系列の反転データから取得される各対数尤度比を組み合わせて、オリジナル系列の対数尤度比を補正することができるので、対数尤度比の信頼性を高め、受信品質を向上させることができる。

本発明は、無線通信等のパルス伝送において、マルチパス等の理由により遅延波が到来しタイムスロット間の符号干渉が生じる伝送環境において、符号誤りの生じるタイムスロット区間を検出するのに有用である。特に、ＵＷＢのような高速な無線データ伝送において低消費電力および低コストを実現する符号誤り検出装置、無線システム、及び誤り検出方法に適している。

本発明の実施の形態１における無線通信システムの構成例を示すブロック図 実施の形態１におけるパルス検波器の構成例を示すブロック図 第１の端末の送信部および第２の端末の受信部の出力波形の一例を示す図 本発明の実施の形態２における受信部の構成例を示すブロック図 第１の端末の送信部および第２の端末の受信部の出力波形の一例を示す図 実施の形態２における受信部の閾値電圧値の制御例を示すフローチャート図 本発明の実施の形態３における受信部の構成例を示すブロック図 第１の端末の送信部および第２の端末の受信部の出力波形の一例を示す図 実施の形態３における第２の端末の受信部の出力波形の一例を示す図 本発明の実施の形態４における受信部の構成例を示すブロック図 実施の形態４における符号決定部の構成例を示すブロック図 実施の形態４における大小比較部の比較結果Ｃ１を示す図 実施の形態４における判定部の構成例を示すブロック図 実施の形態４におけるデータ値決定部の論理表を示す図 初回送信時の送信データＴ１及び再送送信時の送信データＴ２の構成例を示す図 ＡＤコンバータの出力波形の様子を示す図 遅延推定シンボル長が６シンボルの場合の遅延波の到来タイミングを示す図 各タイミングにおける送信データ及び受信データを示す図 シフトレジスタ値Ｍ１（１）〜Ｍ１（５）を示す図 各部からの出力結果を示す図 本発明の実施の形態５におけるフレーム構成の一例を示す図 実施の形態５における第１の端末の構成例を示すブロック図 実施の形態５における第２の端末の構成例を示すブロック図 第２の端末が送信する変調信号の１フレームの構成の一例を示す図 第１の端末及び第２の端末のデータの流れの一例を示す図 受信信号波形を示す図 本実施の形態６における第１の端末及び第２の端末のデータの流れの一例を示す図 本実施の形態７における受信信号波形を示す図 ＯＯＫ変調方式におけるマルチパスの影響を示す説明図 従来例に用いられた送信信号および受信信号を示す図 従来例の再符号処理を示す説明図

符号の説明

１００、４００ 第１の端末
１１０ 送信部
１１１ 送信データ保持部
１１２ マッピング部
１１３ パルス変調器
１１４ 増幅器
１１５、１２２、５０３ フィルタ
１１６、２１６、４１６ 送信アンテナ
１２０、１２０Ａ、１２０Ｂ、１２０Ｃ 受信部
１２１、２２１、４１７、５０１ 受信アンテナ
１２３ 低雑音増幅器
１２４、１２４Ａ、２１０１ パルス検波器
１２５、１３１、２１０６、２５０２、２５０４ 切替スイッチ
１２６、１２７、１３２、１３３、２２０２−１、２２０２−２ データ保持部
１２８、１２８Ａ、１３４、１３４Ａ 符号比較部
１２９、１２９Ａ、１３５、１３５Ａ、２１０３ 誤り検出部
１３０、２１１１ データ制御部
２００、５００ 第２の端末
１２４１ エンペロープ検波器
１２４２ 積分器
１２４３ コンパレータ
１２４４ 閾値制御回路
１２４５、１２４６ 閾値保持器
１３６、１３９ 遅延回路
１３７、１３８ 復調部
２１０２ 符号決定部
２１０４ ＡＤコンバータ
２１０５ ２値化部
２１０７、２１０８ 相関器
２２０１−１、２２０１−２ 遅延推定保持部、
２２０３−１、２２０３−２ 乗算器
２２０４−１、２２０４−２ 加算器
２１０９ 大小比較部
２１１２、２５０１ ＮＯＴ素子
２１１０ 判定部
２５０３ データ値決定部
４０２ 符号化部
４０４ データ蓄積部
４０６ 反転部
４０８ データ選択部
４１０ マッピング部
４１２ パルス変調器
４１４ 増幅器
４１９ 受信装置
４２１ 再送要求検出部
４２３ フレーム構成信号生成部
４２５ 付加情報生成部
５０５ 対数尤度比演算部
５０７ チャネル推定部
５０９ 制御情報検出部
５１１ 乗算部
５１３ 選択部
５１５ 加算部
５１７ 記憶部
５１９ 復号部
５２１ フレームエラー判定部
５２３ 再送要求部
５２６ データ生成部
５２８ 送信装置

Claims (11)

1. オンオフキーイング変調された第１のパルス信号列および当該第１のパルス信号列を符号反転させた第２のパルス信号列を受信する受信端と、
   前記受信端で受信された前記第１のパルス信号列および前記第２パルス信号列に基づいて、第１及び第２の検波データを出力するパルス検波部と、
   前記パルス検波部から出力された前記第１及び第２の検波データの各符号を比較する符号比較部と、
   前記符号比較部における比較結果に基づいて前記各符号の誤りを検出する誤り検出部と、
   を含む、符号誤り検出装置。
2. 前記符号比較部は、排他的論理和により前記各検波データの各符号を比較し、
   前記誤り検出部は、前記符号比較部における排他的論理和が０のときに、当該符号が誤りであると判定する、
   請求項１に記載の符号誤り検出装置。
3. 前記パルス検波部は、
   前記受信端に受信された前記各パルス信号列のエンベロープを出力するエンベロープ検波器と、前記各パルス信号列のエンベロープを積分する積分器と、前記積分器の出力値とあらかじめ設定された閾値とを比較しその判定結果に応じて、前記各検波データを出力するコンパレータと、を有する、
   請求項１に記載の符号誤り検出装置。
4. 前記コンパレータは、異なる値の閾値ごとに前記比較を行い、前記各閾値別の前記各検波データを出力し、
   前記符号比較部は、前記各閾値別の前記各検波データの各符号を比較し、
   前記誤り検出部は、前記各閾値別の前記比較結果から、前記各閾値別の前記各符号の誤りを検出する、
   請求項３に記載の符号誤り検出装置。
5. 前記誤り検出部における検出結果があらかじめ設定された条件を満たすまで前記閾値を可変させる制御を行う閾値制御部をさらに含む、
   請求項４に記載の符号誤り検出装置。
6. 前記受信端で受信される遅延推定用シンボルの遅延プロファイルを取得する遅延プロファイル取得手段と、
   前記遅延プロファイルと過去の復号データの符号との相関演算を行い第１の相関値として取得し、前記遅延プロファイルと過去の復号データの反転符号との相関演算を行い第２の相関値として取得する相関部と、
   前記誤り検出部において前記符号誤りが検出された場合、前記第１及び第２の相関値の比較結果に応じて、当該符号誤りが検出された復号データの符号を決定する判定部と、をさらに具備する、
   請求項１に記載の符号誤り検出装置。
7. 前記判定部は、前記符号誤りが検出された場合に、前記第１の相関値が前記第２の相関値より小さい場合、前記第１の検波データの符号を復号データの符号とし、前記第１の相関値が前記第２の相関値より大きい場合、前記第２の検波データの反転符号を復号データの符号とする、
   請求項６に記載の符号誤り検出装置。
8. オンオフキーイング変調され、かつ符号の中央で極性が反転するマンチェスタ符号により符号化されたパルス信号列を受信する受信端と、
   前記受信端に受信された前記パルス信号列に基づいて、前記マンチェスタ符号により符号の中央で極性が反転する検波データを出力するパルス検波部と、
   前記パルス検波部に出力された前記検波データを所定時間遅延させる遅延部と、
   前記パルス検波部に出力された前記検波データおよび前記遅延部に遅延された前記検波データの各極性を比較する極性比較器と、
   前記極性比較器における比較の結果から前記各符号の誤りを検出する誤り検出部と、
   を含む、符号誤り検出装置。
9. 請求項１ないし請求項８に記載の符号誤り検出装置を組み込んだ受信装置と、
   前記受信装置に送信するパルス信号列をオンオフキーイング変調して送信する送信装置と、を含む、無線システム。
10. オンオフキーイング変調された第１のパルス信号列および当該第１のパルス信号列を符号反転させた第２のパルス信号列を受信するステップと、
    前記受信した前記第１のパルス信号列および前記第２パルス信号列に基づいて、第１及び第２の検波データを出力するステップと、
    前記第１及び第２の検波データの各符号を比較するステップと、
    前記比較結果に基づいて前記各符号の誤りを検出するステップと、
    を含む、符号誤り検出方法。
11. 前記オンオフキーイング変調して前記第１のパルス信号列を送信するステップと、
    前記第１のパルス信号列を符号反転して前記第２のパルス信号列を送信するステップと、をさらに含む、
    請求項１０に記載の符号誤り検出方法。
    

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