CN101433041A - 误码检测装置、无线系统和误码检测方法 - Google Patents

Abstract

公开了误码检测装置，能够更精确地检测延迟波造成的误码。该误码检测装置包括：接收天线(121)，接收进行了开关键控调制的脉冲以及使该脉冲代码反转所得的脉冲；脉冲检波器(124)，基于上述脉冲，输出检波数据；代码比较单元(128)，比较从脉冲检波器(124)所输出的检波数据中取出的第一接收数据(R1)和第二接收数据(R2)的各个代码；以及差错检测单元(129)，基于表示代码比较单元(128)的比较结果的比较结果信息(D2)，检测各个代码的差错。

Description

误码检测装置、无线系统和误码检测方法

技术领域

本发明涉及对用开关键控(OOK：On-Off-Keying)调制过的接收信号进行误码检测的误码检测装置、无线系统和误码检测方法。

背景技术

近年来，人们期望将移动电话、音像机器、个人电脑等机器相互连接，在各个机器间交换音频数据和视频数据等多媒体数据。具体而言，例如，设想有通过个人电脑来管理用音响设备录音后的音频数据，或者将用图像设备录像的视频数据转发到移动电话而在家外收看等情况。

并且，作为这样的各个机器间的数据通信方法，在较宽的频带下传输脉冲状的信号的UWB(Ultra Wide Band：超宽带)备受关注。根据传输脉冲状的UWB的特性，基于有无脉冲而传输数据的OOK方式最适合于UWB的调制方式。

但是，即使以OOK方式对信号进行调制并发送，也有可能由于周围的环境所造成的反射、散射和衍射而产生多路径，延迟波等到达引起信号的劣化。参照图1说明这种情况。

图1所示的发送信号D100是，在发送端进行了OOK调制的信号，根据有无脉冲而被编码为“1”或“0”的码元。

另一方面，接收信号D101是在接收端接收到的发送信号D100，但延迟波也到达，该信号因基波与延迟波而受到干扰。例如，在图1中，虽然接收信号D101内的两个“1”的码元区间(附加了圆圈的部分)本来为“0”的码元区间，但是由于到达了两个延迟波TF3和TF4，被误编码为“1”。

于是，以往公开了用于避免上述的延迟波所造成的误码的方法(例如，专利文献1)。

图2是表示在以往例中所使用的发送信号(PPM(Pulse PositionModulation)：脉冲位置调制信号)D111以及接收信号D112、D113和D114的图。这里例示4脉冲位置调制的情况。此时，各个代码被分割为四个不同时隙S1～S4，各个时隙表示该代码的数位(digit)。而且，四个不同时隙中只有一个时隙包含表示二进制1的电压电平。

图2所示的三个接收信号D112～D114是在接收端接收到的发送信号D111的直达波和延迟波，接收数据信号D115是，由这些接收信号D112～D114重叠而成的复用数据。由此，接收数据信号D115的脉宽比发送信号D111扩大了，在解调时会产生比特差错。

但是，例如通过进行如图3所示的处理，可避免上述的比特差错。具体而言，如图3A所示，基于代码和脉冲位置的关系，对发送信号D111再进行编码。例如，在图3A中，有在(11)之后接着(00)的代码的组合时(参照上段)，再编码为(0100)(参照下段)。也就是说，使脉宽减少一半。

进而，如图3B所示，基于复原了的接收信号即复原信号内的代码的组合，对复原信号进行再编码。另外，这里所述的接收信号是指，发送信号D111的图2中的接收数据信号D115的代码延迟(扩充部分)。例如，在图3B中，在复原信号内有(0001)之后接着(0000)的代码的组合时，再编码为(00011000)。

通过进行这样的再编码处理，即使脉宽受到延迟波的影响而扩大，也能够避免延迟波所造成的误码。

[专利文献1]特开2004-229288号公报(0030～0037段，图4、图5、图8)

[非专利文献1]井坂元彦、今井秀樹、「Shannon限界への道標：“Parallelconcatenated(Turbo)coding”，“Turbo(iterative)decoding”とその周辺(A tutorialon＂parallel concatenated(Turbo)coding＂，＂Turbo(iterative)decoding＂andrelated topics)」、電子情報通信学会、信学技報IT98-51、1998年12月

[非专利文献2]「低密度パリテイ検查符号とその復号法」、トリケツプス

[非专利文献3]「インプレス標準教科書シリ—ズ改訂版802.11高速無線LAN教科書」、インプレス

[非专利文献4]「デイジタルワイヤレス伝送技術」、ピアソン·エデユケ—シヨン

[非专利文献5]安田豊、平田康夫、「畳込み符号の最ゆう復号とその特性(Maximum Likelihood Decoding of Convolutional Codes and Its PerformanceCharacteristics)」、電子情報通信学会A、Vol.J73-A、No.2、pp.218-224

发明内容

本发明需要解决的问题

然而，在延迟波扩大到时隙宽度以上的情况下，专利文献1所公开的方法难以进行再编码处理。

于是，本发明为了解决如上的问题而完成，其目的在于，提供误码检测装置，能够更精确地检测延迟波所造成的误码。

解决问题的方案

为了达成上述目的，本发明的误码检测装置包括：接收端子，接收进行了开关键控调制的第一脉冲信号串，以及使该第一脉冲信号串代码反转所得的第二脉冲信号串；脉冲检波单元，基于由所述接收端子接收到的所述第一脉冲信号串和所述第二脉冲信号串，输出第一检波数据和第二检波数据；代码比较单元，比较从所述脉冲检波单元输出的所述第一检波数据和第二检波数据的各个代码；以及差错检测单元，基于所述代码比较单元的比较结果，检测所述各个代码的差错。

通过采用上述的结构，能够从第一脉冲信号串和使第一脉冲信号的代码反转所得的第二脉冲信号串，事先预测在各个代码中有差错时的上述比较结果。

本发明的有益效果

根据本发明，能够更精确地检测延迟波所造成的误码。

附图说明

图1是表示在OOK调制方式中的多路径的影响的说明图。

图2是表示在以往例中所使用的发送信号和接收信号的图。

图3是表示以往例的再编码处理的说明图。

图4是表示本发明实施方式1的无线通信系统的结构例的方框图。

图5是表示实施方式1的脉冲检波器的结构例的方框图。

图6是表示第一终端的发送单元和第二终端的接收单元的输出波形的一个例子的图。

图7是表示本发明实施方式2的接收单元的结构例的方框图。

图8是表示第一终端的发送单元和第二终端的接收单元的输出波形的一个例子的图。

图9是表示实施方式2的接收单元的阈值电压值的控制例的流程图。

图10是表示本发明实施方式3的接收单元的结构例的方框图。

图11是表示第一终端的发送单元和第二终端的接收单元的输出波形的一个例子的图。

图12是表示实施方式3的第二终端的接收单元的输出波形的一个例子的图。

图13是表示本发明实施方式4的接收单元的结构例的方框图。

图14是表示实施方式4的代码决定单元的结构例的方框图。

图15是表示实施方式4的大小比较单元的比较结果C1的图。

图16是表示实施方式4的判定单元的结构例的方框图。

图17是表示实施方式4的数据值决定单元的逻辑表的图。

图18是表示初次发送时的发送数据T1以及重发时的发送数据T2的结构例的图。

图19是表示AD转换器的输出波形的情况的图。

图20是表示在延迟估计码元长度为6码元的情况下的、延迟波的到达定时的图。

图21是表示在各个定时的发送数据和接收数据的图。

图22是表示移位寄存器值M1(1)～M1(5)的图。

图23是表示来自各个单元的输出结果的图。

图24是表示本发明实施方式5的帧结构的一个例子的图。

图25是表示实施方式5的第一终端的结构例的方框图。

图26是表示实施方式5的第二终端的结构例的方框图。

图27是表示第二终端发送的调制信号的一帧的结构的一个例子的图。

图28是表示第一终端和第二终端的数据的流向的一个例子的图。

图29是表示接收信号波形的图。

图30是表示实施方式6的第一终端和第二终端的数据的流向的一个例子的图。

图31是表示实施方式7的接收信号波形的图。

具体实施方式

下面，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图4是表示本发明实施方式1的无线通信系统的结构例的方框图。

在图4中，无线通信系统包括第一终端100和第二终端200而被构成。这些终端100和200例如为移动电话、音像机器、个人电脑等。

第一终端100包括发送单元(发送装置)110和接收单元(接收装置：误码检测装置)120而被构成。另外，发送单元110和接收单元120例如可以作为LSI来实现，也可以集成为一个芯片。

发送单元110包括：发送数据保持单元111，暂时存储发送数据T1；以及映射单元112，在规定的定时从发送数据保持单元111取出发送数据T1而分配代码。这里，规定的定时包括后述的重发控制信号D3输入到映射单元112的定时。映射单元112在输入重发控制信号D3时，使对应于发送数据T1的代码反转而再次分配。

另外，发送单元110还包括：脉冲调制器113，输出与映射单元112分配出的代码对应的脉冲；放大器114，放大从脉冲调制器113输出的脉冲；以及滤波器115，从放大后的脉冲中取出期望波并输出到发送天线116。在本实施方式中，假设脉冲调制器113以OOK方式进行脉冲调制。另外，发送天线116将基于由映射单元112再次分配了的反转代码的脉冲(第二脉冲信号串)以及基于初次分配了的代码的脉冲(第一脉冲信号串)发射到空中。

接收单元120包括：滤波器122，从被输入到接收天线(接收端子)121的电波中取出期望波；低噪声放大器123，对微弱的电波进行低噪声放大并提高灵敏度；脉冲检波器(脉冲检波单元)124，从由低噪声放大器123所得的脉冲中获得检波数据D1；以及切换开关125，在第一数据保持单元126和第二数据保持单元127之间，切换检波数据D1(接收数据)的保持目的地。在本实施方式中，第一数据保持单元126保持从基于初次分配的代码的检波数据中取出的第一接收数据(检波数据)R1，第二数据保持单元127保持从基于反转代码的检波数据中获得的第二接收数据R2。

另外，接收单元120还包括：第一数据保持单元126；第二数据保持单元127；代码比较单元128，对第一数据保持单元126和第二数据保持单元127所保持的接收数据R1和R2进行比较(例如，进行逻辑异或运算)；差错检测单元129，基于代码比较单元128的比较结果信息D2，检测代码(比特)差错；以及数据控制单元130，基于差错检测单元129的检测结果，输出用于请求重发发送数据T1的重发控制信号D3。重发控制信号D3的输出目的地是，第二终端200的发送单元110(发送数据保持单元111、映射单元112)以及第一终端100的切换开关125。

图5是表示脉冲检波器124的结构例的方框图。

在图5中，脉冲检波器124包括：包络线检波器1241，输出来自低噪声放大器123的脉冲信号的包络线(envelope)；积分器1242，以时隙(脉冲间隔)为单位，对包络线进行积分；以及比较器1243，对积分器1242输出的积分值与阈值电压(阈值)V1进行比较，输出检波数据D1。另外，假设阈值电压V1被保持在未图示的阈值保持器中。

回到图4，第二终端200包括发送单元110、接收单元120、发送天线216以及接收天线221。发送天线216和接收天线221分别具有与发送天线116和接收天线121相同的功能。另外，没有描述第二终端200的发送单元110和接收单元120的内部结构，但它们的结构与第一终端100的发送单元110和接收单元120相同。

下面，参照图4和图5，说明第一终端100的发送单元110和第二终端200的接收单元120的动作。

[第一终端的发送单元的动作]

首先，说明第一终端100的发送单元110的动作。首先，映射单元112对发送数据保持单元111所保持的发送数据T1，分配“0”或“1”的脉冲码，并输出到脉冲调制器113。

接着，脉冲调制器113以OOK方式将脉冲码调制为具有规定的脉宽的脉冲。此时，脉宽被设定以使其比时隙窄。例如，在比特率(编码速度)为1Gbps时，时隙是1nsec，但由脉冲调制器113对脉冲码的进行调制以使其脉宽小于1nsec。

另外，在本实施方式中，在脉冲调制中采用了OOK方式，所以如果脉冲码为“1”，则脉冲调制器113输出其脉宽小于1nsec的脉冲，如果脉冲码为“0”，则什么都不输出。

接着，放大器114将由脉冲调制器113调制出的脉冲，放大到规定的功率电平，并输出到滤波器115。于是，由放大器114放大了的脉冲通过滤波器115后，通过发送天线116发射到空中。

接着，后述的重发控制信号D3从第二终端200通过第一终端100的天线121输入到发送数据保持单元111和映射单元112后，映射单元112从发送数据保持单元111中，再次取出发送数据T1。

然后，映射单元112对该发送数据T1分配“0”或“1”的脉冲码，并输出到脉冲调制器113。此时，映射单元112使分配到发送数据T1的脉冲码反转而进行再编码。例如，在分配到原来的发送数据T1的脉冲码为(10011)时，将其反转所得的脉冲码为(01100)。

然后，由脉冲调制器113、放大器114、滤波器115和发送天线116，对由映射单元112进行了再编码的脉冲码，进行上述的一系列处理。由此，再编码后的脉冲也被辐射到空中。

[第二终端的接收单元的动作]

下面，说明第二终端200的接收单元120的动作。首先，辐射到空中的脉冲由接收天线221接收后，通过滤波器122，被输入到低噪声放大器123。

接着，低噪声放大器123将通过了滤波器122的脉冲，放大到规定的功率电平，并输出到脉冲检波器124。

于是，在脉冲检波器124中，首先由包络线检波器1241将放大后的脉冲的包络线输出到积分器1242。接着，积分器1242以时隙为单位，对包络线进行积分。然后，比较器1243对积分器1242的积分值(输出值)和预先设定的阈值电压V1进行比较，根据比较结果，将检波数据所示的第一接收数据R1输出到切换开关125。

例如，在积分值大于阈值电压V1时，积分器1242对该时隙输出数据“1”，另一方面，在积分值为V1以下时，积分器1242对该时隙输出数据“0”。

切换开关125将检波数据D1所包含的第一接收数据R1依次输出到第一数据保持单元126，使第一数据保持单元126保持该数据。

接着，差错检测单元129从第一数据保持单元126取出第一接收数据R1，并且从代码比较单元128获得比较结果信息D2，该信息表示接收数据R1和R2的各个时隙的比特的比较结果(“异或”逻辑运算结果)。

代码比较单元128比较第一接收数据R1和后述的第二接收数据R2，将上述的比较结果信息D2输出到差错检测单元129。但是，在这个时间点，还不存在第二接收数据R2，所以代码比较单元128的比较结果D2表示处理差错(例如，各个代码都为0)。

差错检测单元129基于来自代码比较单元128的比较结果信息D2检测误码，并输出到数据控制单元130。于是，数据控制单元130接收来自差错检测单元129的检测结果(例如，处理差错或代码差错)，向第一终端100输出用于请求重发发送数据T1的重发控制信号D3。另外，数据控制单元130还将重发控制信号D3输出到切换开关125，切换开关125将保存目的地切换为第二数据保持单元127。

通过接收天线121接收到重发控制信号D3的第一终端100，通过进行上述的映射单元112、脉冲调制器113、放大器114、滤波器115和发送天线116的一系列处理，将反转了对于发送数据T1的代码所得的脉冲重发到第二终端200。

第二终端200通过接收天线221接收被重发的脉冲(比特反转的脉冲)。于是，在第二终端200的滤波器122、低噪声放大器123和脉冲检波器124中，对该脉冲进行上述的处理。由此，第二终端200的脉冲检波器124将与重发的脉冲对应的第二接收数据R2输出到切换开关125。然后，切换开关125使第二数据保持单元127保持第二接收数据R2。

接着，代码比较单元128从第一数据保持单元126和第二数据保持单元127中，分别取出第一接收数据R1和第二接收数据R2，并通过进行“异或”逻辑运算，比较接收数据双方的各个比特。然后，代码比较单元128将表示其结果的比较结果信息D2输出到差错检测单元129。

差错检测单元129从上述的比较结果信息D2所示的“异或”逻辑运算结果来检测误码。参照图6说明该检测例。

图6是表示第一终端100的发送单元110和第二终端200的接收单元120的输出波形的一个例子的图。该图中的输出波形是，为了简化说明，忽略由于传播路径和信号处理电路等而产生的延迟时间而示出的。

图6的(a)所示的数据信号串是，由第一终端100的映射单元112对发送数据T1进行编码所得的脉冲码，在(10011)之后，接续着(01100)的脉冲码。作为对发送数据T1进行再编码所得的组合而示出了(01100)。也就是通过使初次编码所得的(10011)的比特反转而形成。

图6的(b)所示的发送信号波形表示，通过第一终端100的发送天线116辐射的脉冲。该发送信号波形是，从图6的(a)所示的(10011)和(01100)的数据信号串获得的。

图6的(c)所示的接收信号波形是，图6的(b)所示的发送信号波形被第二终端200的接收天线221接收时的脉冲。这里，还示出了延后一定时间到达的延迟波。

另外，在图6的(c)中，假设了例如第一终端100与第二终端200的位置关系不变且周围的环境也不变的情况，所以延迟波的到达时间也设为不变。

图6的(d)所示的检波数据D1是，从第二终端200的脉冲检波器124输出的数据。在图6的(d)中，第一接收数据R1以及后续的第二接收数据R2包含在检波数据D1中。此时的第一接收数据R1例如由五个时隙D11～D15形成，第二接收数据R2也例如由五个时隙D111～D151形成。其中，第一接收数据R1的第二时隙D12本来应该是“0”，但受到延迟波的影响，被表示为“1”。这是由于以下理由。

也就是说，因为在脉冲检波器124的包络线检波器1241中，将延迟波的包络线也包括在内而进行功率检波。

由于同样的理由，第二接收数据R2的第四时隙D141也受到延迟波的影响，被表示为“1”。

图6的(e)所示的比较结果信息D2从第二终端200的代码比较单元128输出到误码检测单元129。在图6的(e)中，示出了第一接收数据R1和第二接收数据R2的逻辑异或运算的结果作为比较结果信息D2。具体而言，示出了(D11*D111)＝1、(D12*D121)＝0、(D13*D131)＝1、(D14*D141)＝0和(D15*D151)＝1。

此时，因为第二接收数据R2是使第一接收数据R1的代码反转而形成的，因此如果代码中没有差错，则第一检波数据R1与第二检波数据R2的“异或”逻辑运算的结果都为“1”。因此，在“异或”逻辑运算的结果表示“0”时，差错检测单元129检测到该时隙的误码。在图6的(e)中，第二时隙和第四时隙的逻辑异或运算结果表示“0”(表示差错的值)，所以差错检测单元129能够检测到这些时隙的误码。而且，即使延迟波到达时比时隙还扩大，也通过进行每个时隙的逻辑异或运算可以检测误码，因此在这种情况下也能够精确地检测误码。另外，此时的比特差错数为2。

另外，在实施方式1中，说明了第一终端100的发送单元110在输入重发控制信号D3后，将进行再编码所得的脉冲重发到第二终端200的情况，但也可以不接受重发控制信号D3的输入，在发送进行初次编码所得的脉冲的同时，重发进行了再编码所得脉冲，

另外，根据第一终端100和第二终端200之间的距离，输入到接收天线(接收端子)121的电波的强度不同，因此可以对低噪声放大器123的放大率进行控制以使输入到脉冲检波器124的信号的强度保持不变。

在室内等封闭的空间，接收天线121必然被输入多个延迟波，但通过采用天线波束角较小的定向天线，能够形成如上所述的、只有一个延迟波对解调数据造成影响的条件。

(实施方式2)

实施方式2在以下方面与实施方式1不同，即，与使用一个阈值电压V1来获得检波数据的实施方式1不同，使用两个不同的阈值电压V1和V2(例如V1<V2)来获得检波数据。以下将V1称为第一阈值电压，将V2称为第二阈值电压。

实施方式2中的第一终端100和第二终端200包括接收单元120A以代替实施方式1中的接收单元120。于是，下面主要说明第一终端100的接收单元120A的结构。

图7是表示本发明实施方式2的接收单元120A的结构例的方框图。另外，在实施方式2中，对与实施方式1相同的部分附加相同的标号，并省略重复的说明。

图7所示的接收单元120A具有脉冲检波器124A和数据控制单元130A，以代替实施方式1中的脉冲检波器124和数据控制单元130。

脉冲检波器124A的结构为，使用两个不同的阈值电压V1和V2，获得两个检波数据。具体而言，脉冲检波器124A除了实施方式1中的包络线检波器1241、积分器1242和比较器1243(本实施方式中称为第一比较器1243)之外，还包括阈值控制电路(阈值控制单元)1244、第一阈值保持器1245、第二阈值保持器1246和第二比较器1247。

阈值控制电路1244控制第一阈值电压V1的值和第二阈值电压V2的值。并且，阈值控制电路1244将第一阈值电压V1登记到第一阈值保持器1245中，以及将第二阈值电压V2登记到第二阈值保持器1246中。

第二比较器1247取出积分器1242的积分值，比较该积分值和第二阈值保持器1246的第二阈值电压V2，并输出第二检波数据D4。用于获得第二检波数据D4的方法与第一比较器1243的情况相同。另外，在本实施方式中，将实施方式1中的检波数据D1称为第一检波数据D1。

接收单元120A还包括切换开关131，用于在第三数据保持单元132和第四数据保持单元133之间，切换第二检波数据D4的保持目的地。在本实施方式中，第三数据保持单元132保持从第二检波数据D4获得的第三接收数据R3(对应于对发送数据T1进行编码所得的脉冲)。另外，第四数据保持单元133保持从第二检波数据D4获得的第四接收数据R4(对应于对发送数据T1进行再编码所得的脉冲)。

接收单元120A还包括：第三保持单元132；第四保持单元133；第二代码比较单元134，对保持在第三保持单元132和第四保持单元133中的接收数据R3和R4的代码进行比较(例如，进行“异或”逻辑运算)，以及第二差错检测单元135，从代码比较单元134的比较结果信息D5，检测误码。

另外，数据控制单元130A代替实施方式1的数据控制单元130，输出重发控制信号D3，该信号用于基于第一差错检测单元129和第二差错检测单元135的各个检测结果信息，请求重发发送数据T1。重发控制信号D3的输出目的地例如为，第二终端200的发送单元110(发送数据保持单元111、映射单元112)以及第一终端100的各个切换开关125和131。

包括发送单元110在内的第一终端100和第二终端200的其它结构与实施方式1相同。

下面，参照图8说明第二差错检测单元135中的误码检测例。

图8是表示第一终端100的发送单元110和第二终端200的接收单元120A的输出波形的一个例子的图。其中，图8的(a)所示的数据信号串与图6的(a)所示的数据信号串相同，图8的(b)所示的接收信号波形与图6的(c)所示的接收信号波形相同。

图8的(c)所示的第二检波数据D4是，从第二终端200的第二比较器1247输出的。在图8的(c)中，示出了上述的第三接收数据R3以及后续的第四接收数据R4。此时，第三接收数据R3和第四接收数据R4都与图6的(d)的情况不同，未受到延迟波的影响，被表示为“0”。这是由于以下理由。也就是说，即使在第一比较器1243中，判定为积分器1242的积分值大于V1，但是V1<V2，因此在第二比较器1247中，判定为积分器1242的积分值在V2以下。

图8的(d)所示的比较结果信息D5从第二终端200的第二代码比较单元134输出到第二差错检测单元135。在图8的(d)中，示出了第三接收数据R3和第四接收数据R4的“异或”逻辑运算的结果作为比较结果信息D5，但是与图6的(e)的情况不同，都表示“1”。因此，第二差错检测单元135没有检测到时隙的差错。这样，通过使用两个阈值电压来生成检波数据，能够避免延迟波所造成的误码。

但是，如果在SN比(信号噪声比)较低的情况下，将阈值电压V1和V2设定得高，则由于在码比特中存在的脉冲所造成的噪声的影响，因而脉冲存在的时隙被输出为“0”，容易产生误码。因此需要将阈值电压设定为最合适的值，下面说明这一点。

图9是表示在第二终端200的接收单元120A中的、最合适的阈值电压的设定处理的流程图。

在步骤S101中，接收单元120A的阈值控制电路1244进行初始值的设定。作为初始值，例如有各个阈值电压V1和V2的初始值(例如V1<V2)以及最大重复次数n。这里的重复次数意味着各个阈值电压V1和V2的变更次数。

在步骤S102中，接收单元120A进行解调处理。具体而言，在第一误码检测单元129中，基于比较结果信息D2(参照图6的(e)：初次的差错处理除外)检测误码，在第二误码检测单元135中，基于比较结果信息D5(参照图8的(d)：初次的差错处理除外)检测误码。然后，数据控制单元130A从差错检测单元129和135的双方输入各个检测结果信息(包括各个比特差错数)，将该检测结果信息输出到阈值控制电路1244。另外，从第一差错检测单元129输入的比特差错数称为第一比特差错数，从第二差错检测单元135输入的比特差错数称为第二比特差错数。

在步骤S103中，阈值控制电路1244基于从数据控制单元130A输入的上述各个检测结果，判定是否满足第一比特差错数＝0且第二比特差错数＝0的条件，其结果，在满足条件时(S103：“是”)结束处理，另一方面在不满足条件时(S103：“否”)进至步骤S104。另外，在步骤S103中，在重复次数>n时也结束处理。

在步骤S104中，基于上述各个检测结果，在不满足第一比特差错数>第二比特差错数的条件时(S104：“否”)，阈值控制电路1244进行设定以满足V1＝V1-ΔV(ΔV为预先设定的值)和V2＝V2-ΔV的条件(步骤S105)，然后进至步骤S107。另一方面，在满足第一比特差错数>第二比特差错数的条件时(S104：“是”)，阈值控制电路1244进行设定以满足V1＝V1+ΔV和V2＝V2+ΔV的条件(步骤S106)，然后进至步骤S107。

在步骤S107中，数据控制单元130A进行将重发控制信号D3输出从而请求重发发送数据T1的重发处理后，回到步骤S102，对重发的数据信号串进行解调处理。另外，在步骤S107中，数据控制单元130A也将重发控制信号D3输出到两个切换开关125和131。

由此，在接收单元120A中，使各个阈值电压V1或V2变大或变小，从而寻找出最合适的各个阈值电压V1和V2的值。例如，在步骤S103中满足了第一比特差错数＝0且第二比特差错数＝0的条件时，可以将这时的各个阈值电压V1和V2的平均值作为最合适的阈值电压。

另外，在实施方式2中，说明了使用两个不同阈值电压V1和V2的情况，但也可以使用三个以上的不同阈值电压来适用。此时可获得更容易地寻找出最合适的阈值电压的效果。

另外，在实施方式2中，说明了第一差错检测单元129和第二差错检测单元135分别检测误码的情况，但也可以由一个差错检测单元检测各个误码。此时，也可以共享各为一个的比较器和切换开关等。

(实施方式3)

实施方式3在下述的方面与实施方式1和2不同，也就是说，与对1比特的时隙，使用RZ(return to zero：归零)码进行编码的实施方式1和2不同，在实施方式3中使用对1比特的时隙进行二分割并插入比特反转后的代码的曼彻斯特码(Manchester code)来进行编码。也就是说，在发送单元110的映射单元112(参照图4)中，对发送数据T1，使用曼彻斯特码进行编码。例如，映射单元112在发送数据为“0”时分配(10)的代码，而在发送数据为“1”时分配(01)的代码。发送单元110的其它结构与实施方式1和2相同。

接着，说明实施方式3中的接收单元的结构。实施方式3中的第一终端100和第二终端200包括接收单元120B，以代替实施方式1中的接收单元120。于是，下面主要说明接收单元120B。

图10是表示本发明实施方式3的接收单元120B的结构例的方框图。另外，在实施方式3中，对与实施方式1和2相同的部分附加相同的标号，并适当省略重复的说明。

图10所示的接收单元120B包括第一代码比较单元(比较器)128A、第一延迟电路(延迟单元)136和第一解调单元137。第一延迟电路136使来自第一比较器1243的第一检波数据D6(相当于图7的第一检波数据D1)延迟规定的时间(例如，时隙T/2)，并输出到第一代码比较单元128A。

第一代码比较单元128A对在第一延迟电路136中延迟了的第一检波数据D6的延迟波和来自第一比较器1243的第一检波数据D6进行比较(例如，进行逻辑异或运算)，将表示其结果的比较结果信息D8输出到第一差错检测单元129A。

第一解调单元137从第一检波数据D6中取出第一接收数据R1，并输出到第一差错检测单元129A。在本实施方式中，第一解调单元137基于时隙的前一半部分(曼彻斯特码的第一分割部分)的比特(极性)，从第一检波数据D6中取出第一接收数据R1，但是也可以基于时隙的后一半部分(曼彻斯特码的第二分割部分)的比特(“0”或“1”)，取出第一接收数据R1。

接收单元120B还包括第二代码比较单元(比较器)134A、第二延迟电路139和第二解调单元138，它们基于来自第二比较器1247的第二检波数据D7来进行处理。也就是说，第二延迟电路139使来自第二比较器1247的第二检波数据D7(相当于图7的第二检波数据D4)延迟规定的时间(例如，时隙T/2)，并输出到第二代码比较单元134A。第二代码比较单元134A对在第二延迟电路139中延迟了的第二检波数据D7的延迟波和来自第二比较器1247的第二检波数据D7进行比较(例如，进行逻辑异或运算)，将表示其结果的比较结果信息D9输出到第二差错检测单元135A。

第二解调单元138从第二检波数据D7中取出第三接收数据R3，并输出到第二差错检测单元135A。此时，第二解调单元138也基于时隙的前一半部分(曼彻斯特码的第一分割部分)的比特，从第二检波数据D7中，取出第三接收数据R3。另外，第二解调单元138也可以基于时隙的后一半部分(曼彻斯特码的第二分割部分)的比特，取出第三接收数据R3。另外，上述的两个延迟电路、解调单元、差错检测单元等，可以共用一个来进行处理。

包括发送单元120B的其它结构在内的第一终端100和第二终端200的结构与实施方式2相同。

下面，参照图11说明第一差错检测单元129A中的误码检测例。

图11是表示第一终端100的发送单元110和第二终端200的接收单元120B的输出波形的一个例子的图。

图11的(a)所示的数据信号串是，由第一终端100的映射单元112对发送数据T1使用曼彻斯特码进行编码所得的(10011)的脉冲码，。在时隙T的中央位置进行了二分割，使第一分割部分的比特反转来表示为第二分割部分的比特。

图11的(b)所示的发送信号波形为，第二终端200的接收天线221所接收到的脉冲。与图6的(c)的情况同样地，该发送信号波形也包含延后一定时间到达的延迟波。

图11的(c)所示的第一检波数据D6(实线)是，从第二终端200的第一比较器1243输出的数据。从该检波数据D6中，可获得后述的第一接收数据R1。在图11的(c)中，基于图11的(b)所示的脉冲的有无，在第一接收数据R1的各个时隙D11～D15中示出了“0”或“1”的比特。其中，第二时隙D12的第一分割部分、第四时隙D14的第二分割部分以及第五时隙D15的第二分割部分本来应该为“0”，但是由于受到了延迟波的影响，被表示为“1”。

另外，图11的(c)所示的虚线表示，在第一延迟电路136中延迟了T/2的第一检波数据D6。

图11的(d)所示的比较结果信息D8从第二终端200的第一代码比较单元128A输出到第一差错检测单元129A。在图11的(d)中，表示第一检波数据D6(参照图11的(c)的实线)与使其延迟了T/2所得的延迟波(参照图11的(c)的虚线)之间的“异或”逻辑运算的结果(“0”或“1”)作为比较结果信息D8。

此时，用使时隙的第一分割部分和第二分割部分的比特反转的曼彻斯特码来表示图11的(a)所示的数据信号串，因此，如果没有比特差错，则上述的“异或”逻辑运算的结果都为“1”。因此，在“异或”逻辑运算的结果表示“0”时，第一差错检测单元129A检测到该时隙的误码。在图11的(d)中，第二时隙、第四时隙和第五时隙的各个第一分割部分的逻辑异或运算结果表示“0”。因此，第一差错检测单元129A检测到这些时隙的误码。

图11的(e)所示的第一接收数据R1表示在第一解调单元137中，从图11的(c)所示的第一检波数据D6(实线)中取出了的数据。另外，基于第一检波数据D6的第一至第五码元D11～D15的前一半部分的比特(参照图11的(c)的表示判定点的箭头)，取出第一接收数据R1。因此，第一接收数据R1由代码(11011)形成。

下面，参照图12说明第二差错检测单元135A中的误码检测例。

图12是表示第二终端200的接收单元120B的输出波形的一个例子的图。另外，此时的数据信号串和发送信号波形如图11的(a)和图11的(b)所示。

图12的(a)所示的第二检波数据D7(实线)是，从第二终端200的第二比较器1247输出的数据。从该检波数据D7中，可获得后述的第三接收数据R3。在图12的(a)中，基于图11的(b)所示的脉冲的有无，在第三接收数据R3的各个时隙D11～D15中示出了“0”或“1”的比特。在图12的(a)中，与实施方式2的情况同样地，由于V1<V2，以V2为基准获得的检波数据D7没有受到多路径等的延迟波造成的影响，在各个码元D11～D15示出了比特。

另外，图12的(a)所示的虚线表示，在第二延迟电路139中延迟了T/2的第二检波数据D7。

图12的(b)所示的比较结果信息D9从第二终端200的第二代码比较单元134A输出到第二差错检测单元135A。在图12的(b)中，表示第二检波数据D7(参照图12的(a)的实线)与使其延迟了T/2所得的延迟波(参照图12的(a)的虚线)之间的逻辑异或运算的结果(“0”或“1”)，作为比较结果信息D9。但是，与图11的(c)的情况不同，时隙的前一半部分都表示“1”。因此，第二差错检测单元135A没有检测到时隙的误码。

图12的(c)所示的第三接收数据R3表示在第二解调单元138中，从图12的(a)所示的第二检波数据D7(实线)中取出了的数据。由此，除实施方式2的效果之外，还能够通过使用在时隙内使比特反转的曼彻斯特码，发送单元110不重发发送数据T1的比特反转代码，而在接收单元120B中检测比特的差错。

另外，在实施方式3中，说明了与实施方式2相同的结构，即，基于通过两个不同的阈值电压V1和V2获得的两个检波数据而检测误码的结构，但也可以采用与实施方式1相同的结构，即，基于通过一个阈值电压V1获得的检波数据而检测误码的结构。此时，也可以通过采用曼彻斯特码，发送单元110不重发发送数据T1的比特反转代码，而在接收单元120B中检测比特的差错。

(实施方式4)

图13是表示本发明实施方式4的接收单元的结构例的方框图。另外，本实施方式的发送单元的结构与实施方式1的发送单元相同，因此省略其说明。

在图13中，接收单元120C的结构相对于实施方式1的接收单元120来说，具备了脉冲检波器2101、差错检测单元2103和数据控制单元2111以代替脉冲检波器124、差错检测单元129和数据控制单元130，另外还包括代码决定单元2102。

脉冲检波器2101相对于脉冲检波器124来说，具备了AD转换器2104和二值化单元2105以代替比较器1243。另外，对与脉冲检波器124共同的结构部分，附加与图5相同的标号，并省略其说明。AD转换器2104将积分器1242的积分值(输出值)转换为数字值，并输出到二值化单元2105和后述的代码决定单元2102的切换开关2106。二值化单元2105将从AD转换器2104输入的数字值的最高位1比特输出到切换开关125。

差错检测单元2103取出来自第一数据保持单元126的第一接收数据(检波数据)R1或来自第二数据保持单元127的第二接收数据(检波数据)R2，并使用包含在R1或R2的帧校验序列来进行差错检测。差错检测单元2103将有无差错的判定结果输出到数据控制单元2111。

在差错检测单元2103中，判定为没有差错时，数据控制单元2111指示判定单元2110输出R1(或R2的反转数据)作为解码数据D20。另一方面，在差错检测单元2103中，判定为有差错时，数据控制单元2111将重发控制信号D3通知给第一终端100以使其重发发送数据。并且，数据控制单元2111还将重发控制信号D3输出到切换开关125以及后述的代码决定单元2102的切换开关2106。

代码决定单元2102具备切换开关2106、第一相关器2107、第二相关器2108、大小比较单元2109、判定单元2110以及“非”门2112而被构成。

切换开关2106根据来自数据控制单元2111的重发控制信号D3的有无，在第一相关器2107和第二相关器2108之间，切换AD转换器2104的输出的保存目的地。具体而言，切换开关2106在从数据控制单元2111输入重发控制信号D3时，将AD转换器2104的输出的保存目的地切换为第二相关器2108。也就是说，切换开关2106在接收重发数据时，将AD转换器2104的输出的保存目的地切换为第二相关器2108。另外，在接收初次数据时，切换开关2106将AD转换器2104的输出的保存目的地切换为第一相关器2107。

图14表示第一相关器2107和第二相关器2108的详细结构。第一相关器2107具备延迟估计保持单元2201-1、数据保持单元2202-1、乘法器2203-1以及加法器2204-1而被构成。同样，第二相关器2108具备延迟估计保持单元2201-2、数据保持单元2202-2、乘法器2203-2以及加法器2204-2而被构成。

延迟估计保持单元2201-1保持AD转换器2104所输出的延迟估计序列，并输出到乘法器2203-1。这里，延迟估计序列为，表示延迟波的延迟时间和延迟波的信号电平的采样值，作为包含在帧中的脉冲信号(延迟估计码元)的检波数据而被获得。换言之，延迟估计序列相当于延迟分布。对于延迟估计序列，将在后面描述。

数据保持单元2202-1保持从判定单元2110输入的到现在为止已决定了的数据(下面也称为“先前的解码数据”)，并输出到乘法器2203-1。另外，接收到新帧后，将数据保持单元2202-1初始化为零。

乘法器2203-1计算延迟估计序列与先前的数据的乘积，将其输出到加法器2204-1。加法器2204-1将从乘法器2203-1输入的所有计算结果都相加，并输出到大小比较单元2109。

这样，第一相关器2107获得延迟分布与先前的数据之间的相关运算结果。

第二相关器2108的内部结构部分与第一相关器2107相同。但是，数据保持单元2202-2保持从“非”门2112输出的先前的数据的反转数据。因此，第二相关器2108获得延迟分布与先前的数据的反转数据之间的相关运算结果。

大小比较单元2109进行第一相关器2107的输出与第二相关器2108的输出的大小比较，将比较结果C1输出到判定单元2110。另外，图15表示C1的定义的一个例子。在图15所示的例子中，第一相关器2107的输出小于第二相关器2108的输出时，C1＝0，而第一相关器2107的输出为第二相关器2108的输出以上时，C1＝1。

判定单元2110基于来自大小比较单元2109的比较结果C1和来自代码比较单元128的代码比较结果C2，判定当前要的码元，将其作为解码数据D20而输出。

图16表示判定单元2110的结构例。在图16中，判定单元2110具备“非”门2501、切换开关2502、数据值决定单元2503和切换开关2504而被构成。

“非”门2501使从第二数据保持单元127输入的数据反转，并输出到切换开关2502。切换开关2502根据来自数据控制单元2111的指示，从R1和R2的反转数据中选择一方，并输出到切换开关2504。具体而言，切换开关2502在初次发送时选择R1，在重发时选择R2的反转数据。

数据值决定单元2503根据来自代码比较单元128的比较结果C2，从R1和R2的反转数据中选择一方，并输出到切换开关2504。具体而言，在比较结果C2表示R1≠R2时，数据值决定单元2503将R1输出到切换开关2504。另一方面，在比较结果C2表示R1＝R2时，数据值决定单元2503基于大小比较单元2109的比较结果C1，选择R1和R2的反转数据的其中一方。具体而言，数据值决定单元2503在比较结果C1表示第一相关值小于第二相关值时(C1＝0)，将R1输出到切换开关2504，在比较结果C1表示第一相关值为第二相关值以上时(C1＝1)，将R2的反转数据输出到切换开关2504。

图17表示此时的数据值决定单元2503的逻辑表。切换开关2504根据来自数据控制单元2111的指示，选择来自切换开关2502的输入和来自数据值决定单元2503的输入的其中一方，将其作为解码数据D20而输出。

下面，以代码决定单元2102的动作为主，说明如上构成的接收单元120C的动作。

[接收动作]

在初次发送时，接收到接收数据R1后，代码决定单元2102的切换开关2106将AD转换器2104的输出所包含的第一接收数据的延迟估计序列(延迟估计采样值)，依次输出到第一相关器2107，使第一相关器2107保持该序列。差错检测单元2103从第一数据保持单元126取出第一接收数据R1，使用R1所包含的帧校验序列来进行差错检测，将差错检测结果输出到数据控制单元2111。

在未检测出差错时，数据控制单元2111指示判定单元2110，将R1直接作为解码数据D20而输出。

在检测出误码时，数据控制单元2111将重发控制信号D3通知给第一终端100，以使其重发发送数据T1。另外，数据控制单元2111还将重发控制信号D3输出到切换开关125，切换开关125将二值化单元2105的输出的保存目的地切换为第二数据保持单元127。另外，切换开关2106将AD转换器2104的输出的保存目的地切换为第二相关器2108。与实施方式1同样，通过接收天线121接收到重发控制信号D3后，第一终端100通过进行上述的映射单元112、脉冲调制器113、放大器114、滤波器115和发送天线116的一系列处理，将反转了与发送数据T1对应的代码所得的脉冲，重发到第二终端200。

在重发时接收到接收数据R2后，代码决定单元2102的切换开关2106将AD转换器2104的输出中所包含的第二接收数据的延迟估计序列(延迟估计采样值)，依次输出到第二相关器2108，使第二相关器2108保持该序列。差错检测单元2103从第二数据保持单元127取出第二接收数据R2，使用R2所包含的帧校验序列来进行差错检测，将有无差错的判定结果输出到数据控制单元2111。

在未检测出差错时，数据控制单元2111指示判定单元2110，将R2的反转数据作为解码数据D20而输出。

在检测出差错时，数据控制单元2111指示判定单元2110，进行后述的代码决定动作。

[代码决定动作]

下面，参照附图说明判定单元2110的代码决定动作。图18是表示初次发送时的发送数据T1以及重发时的发送数据T2的结构例的图。

如图18所示，发送数据T1和T2由用于取得帧同步的同步图案、用于防止同步图案的信号与延迟估计码元重叠的保护间隔(都为零)、延迟估计码元(脉冲信号)、数据、以及用于进行数据的差错检测的帧校验序列构成。关于同步图案、保护间隔和延迟估计码元，T1与T2相同。关于数据，T1与T2为彼此反转的关系。帧校验序列是用于进行数据的差错检测的序列，因此T1的帧校验序列与T2的帧校验序列当然不同。

另外，假设以在适用本实施方式的无线传播路径中的直达波和延迟波的到达时间差不超过保护间隔长度和延迟估计码元长度双方的方式，决定保护间隔长度和延迟估计码元长度。

以下，以在传播路径上除直达波外还产生两个延迟波的情况为例进行说明。图19表示此时的AD转换器2104的输出波形的情况。如图19所示，在接收单元120C接收到延迟估计码元时，在相对于直达波延迟了延迟时间DT1的定时，AD转换器2104的输出中出现第一延迟波，并且在相对于直达波延迟了延迟时间DT2的定时，出现第二延迟波。因此，通过由延迟估计保持单元2201-1和2201-2依次输入AD转换器2104的输出，延迟波的信号电平被保持在相当于从直达波到达后直到延迟波到达为止的时间(码元时间精度)的位置上。由此，延迟估计保持单元2201-1和2201-2保持延迟估计采样值。

作为一例，图20表示在延迟估计码元长度为6码元的情况下的延迟波的到达定时。以下，以延迟波由两个分量构成的情况为例进行说明，该两个分量是，相对于直达波延迟两个码元而到达的分量(延迟波1)，以及延迟四个码元而到达的分量(延迟波2)。

图20A仅表示在AD转换器2104的输出信号中的、有关初次发送时的延迟估计码元的接收结果。此外，图20B仅表示有关重发时的延迟估计码元的接收结果。在本实施方式中，假设初次发送时和重发时的无线传播路径的空间上的配置状况没有变化。因此，延迟波的电平以及到达时间也没有变化。

在该图中，纵轴表示延迟估计序列的每个码元时间单位的接收电平。另外，在初次发送时的延迟估计序列{X1(1)，X1(2)，X1(3)，X1(4)，X1(5)}中，X1(1)表示紧跟着直达波的码元的接收电平，X1(2)表示直达波后的第二个码元的接收电平。另外，括号()内的数字以码元为单位示出了以直达波为基准(零)时的延迟波的延迟时间。重发时的延迟估计序列{X2(1)，X2(2)，X2(3)，X2(4)，X2(5)}也同样。因此，在图20中，X1(2)和X2(2)表示“延迟波1”的接收电平，X1(4)和X2(4)表示“延迟波2”的接收电平。这里，延迟估计序列长度为5码元，是因为延迟估计序列不包含直达波的信号(X1(0)和X2(0))。在本例中，延迟估计码元长度为6码元，所以减去直达波后剩下的5码元为延迟估计序列长度。

在图21A中，T1数据(DT1(i))是初次发送时的发送数据，R1数据(DR1(i))是初次发送时的接收数据。另外，在图21B中，T2数据(DT2(i))是重发时的发送数据，R2数据(DR2(i))是重发时的接收数据。附加了括号()的标记、例如DT1(i)表示，在DT1的括号{}内所示的码元值中，从左起第i个码元值。另外，图21是延迟估计序列长度为5码元时的例子，所以i是1以上5以下的整数。

在实施方式1中假设了延迟1码元的延迟波，与此不同，在本实施方式中，假设由延迟2码元的分量和延迟4码元的分量的两个分量构成的延迟波，因此发生差错的情况不同。也就是说，在初次接收时，由于发送数据DT1(1)＝1的延迟波的影响，发送数据DT1(3)＝0变化成接收数据DR1(3)＝1，从而产生差错。另外，在重发接收时，由于DT2(2)的延迟波的影响，DT2(4)＝0变化为DR2(4)＝1，由于DT2(3)的延迟波的影响，DT2(5)＝0变化为DR2(5)＝1，分别产生差错。在图21的初次接收时的接收数据DR1(i)和重发接收时的接收数据DR2(i)中，在附加了斜线的码元位置发生了差错。此时，代码比较单元128的输出C2的第一个和第二个码元为高(High)电平，表示没有产生差错，第三至第五个码元为低(low)电平，表示出现了差错。

第一相关器2107中的数据保持单元2202-1的存储器长度为延迟估计序列长度(从延迟估计码元长度减去1后的长度)，数据保持单元2202-1将从判定单元2110输入的解码数据D20，首先存储到M1(1)。数据保持单元2202-1采用移位寄存器结构，以码元时间为单位，对保持数据依次进行移位，例如从M1(1)移位到M1(2)，从M1(2)移位到M1(3)(假设以括号()内的数字的升序进行移位)。

第二相关器2108中的数据保持单元2202-2也同样采用移位寄存器结构。但是，不同的方面在于，第二相关器2108中的数据保持单元2202-2不是直接从判定单元2110输入解码数据D20，而是输入由NOT元件2112进行了反转的解码数据D20。

另外，数据保持单元2202-1和2202-2的值在接收到帧的时间点都被初始化为零，即M1＝{M1(1)，M1(2)，M1(3)，M1(4)，M1(5)}＝{0，0，0，0，0}，M2＝{M2(1)，M2(2)，M2(3)，M2(4)，M2(5)}＝{0，0，0，0，0}。这里，括号()内的值不是表示码元时间，而是表示构成移位寄存器的各个寄存器的序号。在以下说明中，如上所述以横写表述M1和M2的各个移位寄存器值，并在图22A和图22B中，纵方向上排序而图示移位寄存器值M1(1)～M1(5)和M2(1)～M2(5)。

第一相关器2107基于式(1)进行估计延迟保持单元2201-1的延迟估计序列X1与数据保持单元2202-1的值M1的乘加运算，将获得的乘加运算结果输出到大小比较单元2109。

(式1)

$\underset{i=1}{\overset{5}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{X1\left(i\right)\&times;M1\left(i\right)\}$

同样地，第二相关器2108基于式(2)进行估计延迟保持单元2201-2的延迟估计序列X2与数据保持单元2202-2的值M2的乘加运算，将获得的乘加运算结果输出到大小比较单元2109。

(式2)

$\underset{i=1}{\overset{5}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{X2\left(i\right)\&times;M2\left(i\right)\}$

图23的(a)和(b)表示，根据式(1)和式(2)获得的乘加运算结果的时间性变动的情况。如上所述，对应于初次发送时的第一个码元的脉冲导通信号(onpulse signal)(DT(1)＝1)的延迟波，在第三个码元中到达。另一方面，重发时的第一个码元为脉冲截止信号(offpulse signal)(DT2(1)＝0)，因此在第三个码元，延迟波不到达。因此，在第三个码元，初次接收时的接收数据DR1(3)和重发接收时的DR2(3)都判定为脉冲导通信号时，判定在初次接收时的第三个码元为接收数据DR1(3)＝1，这是因为在第一个码元发送的脉冲导通信号(DT1(1)＝1)的延迟波1到来了。另一方面，重发接收时的第三个码元没有受到延迟波的影响，根据第三个码元的重发数据DT2(3)＝1本身，判定在重发接收时的第三个码元为接收数据DR2(3)＝1。

此时，如图23的(a)和(b)所示，根据式(1)计算出的相关值大于根据式(2)计算出的相关值。也可以说，根据式(1)和(2)获得的乘加运算结果表示，先前的脉冲导通信号的延迟波对当前的码元位置造成的影响的大小。换言之，可以说乘加运算结果越大，受到先前的脉冲导通信号的延迟波的影响，将当前的码元误判定为脉冲导通信号的可能性越大。

这样，着眼于在开关键控调制方式中，由于先前的脉冲导通信号的延迟波的影响，容易产生误判定这一点，在本实施方式中基于表示延迟分布的延迟估计序列与先前的解码数据之间的相关值，以及延迟估计序列与先前的解码数据的代码反转数据之间的相关值，由判定单元2110进行数据判定。下面，用具体例说明判定单元2110的数据判定步骤。

[数据判定步骤]

(1)第一码元的数据判定

在第一码元，第一相关器2107的数据保持单元2202-1的值M1以及第二相关器2108的数据保持单元2202-2的值M2都被初始化为“0”。在本实施方式中，以所适用的无线传播路径的直达波与延迟波的到达时间差不超过延迟估计码元长度的方式，决定了延迟估计码元长度，而且延迟估计码元的从第二比特以后的比特都是“0”，因此关于第一码元，不会产生延迟波的影响所造成的差错。此时，代码比较单元128的输出C2为表示没有差错的“高(high)”，因此R1本身的值，即DR1(1)＝1被判定为解码数据D20。

(2)第二码元的数据判定

第一相关器2107的数据保持单元2202-1输入第一个码元的解码数据D20的值“1”，M1＝{0，0，0，0，0}变化为M1＝{1，0，0，0，0}。第二相关器2108的数据保持单元2202-2输入使第一码元的解码数据D20反转所得的值“0”，所以M2的值不变化。一般而言，从第二码元以后，可能由于延迟波产生差错，但在本实施方式中，第一的延迟波1延迟两个码元而到达，所以还没有产生延迟波所造成的差错。此时，代码比较单元128的输出C2为表示没有差错的“高”，因此R1本身的值，即DR1(2)＝0被判定为解码数据D20。

(3)第三码元的数据判定

第一相关器2107的数据保持单元2202-1输入第二个码元的解码数据D20的值“0”，M1＝{1，0，0，0，0}变化为M1＝{0，1，0，0，0}。第二相关器2108的数据保持单元2202-2输入使第二个码元的解码数据D20反转所得的值“1”，M2＝{0，0，0，0，0}变化为M2＝{1，0，0，0，0}。

在第三码元，如图21A中的附加了斜线的部分所示，由于延迟波的影响，发送数据DT1(3)＝0变化为接收数据DR1(3)＝1，即产生了差错。此时，代码比较单元128的输出C2为“低(low)”，所以解码数据D20不是R1本身的值，基于大小比较单元2109的比较结果C1，进行数据值判定。

此时，根据式(1)，第一相关器2107的输出电平等于X1(2)，根据式(2)，第二相关器2108的输出电平为0。第二相关器2108的输出电平比第一相关器2107的输出电平小，因此大小比较单元2109的输出结果C1为1。因此，判定单元2110认为重发接收时的值DR2(3)的可靠性比初次接收时的值DR1(3)高，如图17的逻辑表所示，将使DR2(3)＝1反转所得的值“0”判定为第三个码元的解码数据D20。

(4)第四码元的数据判定

第一相关器2107的数据保持单元2202-1输入第三个码元的解码数据D20的值“0”，M1＝{0，1，0，0，0}变化为M1＝{0，0，1，0，0}。第二相关器2108的数据保持单元2202-2输入使第三个码元的解码数据D20反转所得的值“1”，M2＝{1，0，0，0，0}变化为M2＝{1，1，0，0，0}。

如图21B中的附加了斜线的部分所示，在第四个码元，由于延迟波的影响，发送数据DT2(4)＝0变化为接收数据DR2(4)＝1，即产生了差错。此时，代码比较单元128的输出C2为“低”，所以解码数据D20不是R1原来的值，基于大小比较单元2109的比较结果C1，进行数据值判定。

此时，根据式(1)，第一相关器2107的输出电平等于0，根据式(2)，第二相关器2108的输出电平为X2(2)。第二相关器2108的输出电平比第一相关器2107的输出电平大，因此大小比较单元2109的输出结果C1为0。因此，判定单元2110认为初次接收时的DR1(4)值的可靠性比重发接收时的DR2(4)值的可靠性高，如图17的逻辑表所示，将DR1(4)＝1判定为解码数据D20。

(5)第五码元的数据判定

第一相关器2107的数据保持单元2202-1输入第四个码元的解码数据D20的值“1”，M1＝{0，0，1，0，0}变化为M1＝{1，0，0，1，0}。第二相关器2108的数据保持单元2202-2输入使第四码元的解码数据D20反转所得的值“0”，M2＝{1，1，0，0，0}变化为M2＝{0，1，1，0，0}。

如在图21B中，重发接收时的R2数据中附加了斜线的部分所示，在第五码元，由于延迟波的影响，发送数据DT2(5)＝0变化为接收数据DR2(5)＝1，产生了差错。此时，代码比较单元128的输出C2为“低”，所以解码数据D20不是R1原来的值，基于大小比较单元2109的输出C1，进行数据值判定。

此时，根据式(1)，第一相关器2107的输出电平等于X1(4)，根据式(2)，第二相关器2108的输出电平为X2(2)。第二相关器2108的输出电平比第一相关器2107的输出电平大，因此大小比较单元2109的输出结果C1为0。因此，如图17的逻辑表所示，判定单元2110认为与重发时的DR2(5)值相比，初次发送时的DR1(5)值的可靠性高，判定单元2110输出DR1(5)＝1作为解码数据D20。

如上述，根据本实施方式，着眼于在开关键控调制方式中，由于先前的脉冲导通信号的延迟波的影响，容易产生误判定这一点，在检测到误码时，基于先前的解码数据D20与延迟分布之间的相关运算值和先前的解码数据D20的反转数据与延迟分布之间的相关运算值之间的比较结果，判定在检测到误码的位置的码元为脉冲导通信号或脉冲截止信号中的哪一方的可能性更高。这样，根据本实施方式，基于先前的脉冲导通信号与延迟分布的相关值的大小，判定先前的脉冲导通信号的延迟波对判定位置造成的影响，并消除由于延迟波而被误判定的检波数据，从而能够精确地解码检测到误码的位置上的代码。

另外，在图13中，说明了从代码比较单元128输出C2，但是基于C2的值可知有无检测到差错，因此也可以基于差错检测单元2103有无检测到差错，使判定单元2110动作。

另外，说明了判定单元2110的结构具备切换开关2502和2504，但也可以由数据值决定单元2503基于数据控制单元2111的指示，选择R1和R2的反转数据的其中一方作为解码数据D20。

(实施方式5)

在本实施方式中，详细地说明基于实施方式1至实施方式3的ARQ(Automatic Repeat reQuest：自动重发请求)的方法的一个例子。

图24表示本实施方式的一个帧的帧结构的一个例子。在图24中，一帧由控制信息码元301、信道估计码元302和数据码元303构成。控制信息码元301例如为，发送对方(以后，相当于后述的第二终端)的信息、数据长度、有关是否为重发数据的信息、重发次数等，为了实现通信而发送的除数据以外的信息码元。信道估计码元302是，用于由通信对方的终端估计因衰落和多路径而变动的电波传播路径环境的码元。如图24所示，数据码元303是，对由数据和用于检测差错的CRC(Cyclic Redundancy Check：循环冗余检查)码形成的序列进行纠错编码所获得的编码后的数据码元。

图25是表示本实施方式的第一终端400的结构的一个例子的方框图。由接收天线417接收到来自通信对方的发送信号，接收装置419输入接收天线417所接收到的接收信号418，对其进行解调，然后输出接收数据420。

重发请求检测单元421输入接收数据420，提取通信对方是否请求重发的信息，将其作为重发请求信息422而输出。

帧结构信号生成单元423输入重发请求信息422，并输出有关帧结构的信息(以下称为“帧结构信号”)424，该信息包含是否进行重发的信息。

附加信息生成单元425输入帧结构信号424，生成除图24的数据码元303之外的附加信息码元的信息426，将附加信息码元的信息426输出到映射单元410。

编码单元402输入包含CRC的数据401以及帧结构信号424，进行例如卷积编码、LDPC(Low Density Parity Check：低密度奇偶校验)编码、Turbo编码等任意一种编码，并输出编码后的数据403。

数据存储单元404输入编码后的数据403，并存储该数据，在需要时，将存储数据405输出。

反转单元406输入存储数据405，并输出反转数据407，以使比特反转，例如在输入比特为“0”时输出为“1”，在输入比特为“1”时输出为“0”。

数据选择单元408输入编码后的数据403、存储数据405、反转数据407和帧结构信号424，并基于帧结构信号424，选择编码后的数据403、存储数据405和反转数据407中的一个数据，将其作为选择数据409而输出。另外，数据选择单元408的动作将在后面详细描述。

映射单元410输入选择数据409、附加信息码元的信息426以及帧结构信号424，基于图24的帧结构，输出映射后的信号411。

脉冲调制器412输入映射后的信号411，并输出脉冲调制信号413。放大器414输入脉冲调制信号413，对其进行放大，将放大后的脉冲调制信号415输出。将放大后的调制信号415作为电波从发送天线416输出。

图26是表示图25的第一终端400的通信对方即第二终端500的结构的一个例子的方框图。滤波器503输入由接收天线501接收到的接收信号502，对其进行频带限制，将频带限制后的接收信号504输出到对数似然比运算单元505、信道估计单元507以及控制信息检测单元509。

信道估计单元507输入频带限制后的接收信号504，提取图24的信道估计码元302来进行信道估计，将获得的信道估计信号508输出到对数似然比运算单元505。

控制信息检测单元509输入频带限制后的接收信号504，提取图24的控制信息码元301，进行检波(在进行过编码时，还进行解码)，将表示是否为重发的信息以及重发次数的信息，作为控制信息510而输出到选择单元513。

对数似然比运算单元505输入频带限制后的接收信号504和信道估计信号508，计算对数似然比(LLR：Log Likelihood Ratio)(参照非专利文献1和非专利文献2)，将获得的对数似然比506输出到乘法单元511和选择单元513。关于对数似然比506，将在后面用图29说明。

乘法单元511输入对数似然比506，将对数似然比506乘以(-1)，并将进行乘法运算后的值作为对数似然比512输出到选择单元513。

选择单元513输入对数似然比506、512以及控制信息510，基于控制信息510所包含的表示是否为重发的信息以及重发次数的信息，选择对数似然比506和512的其中一方，将其作为对数似然比514输出。对于选择动作，将在后面用图28和图29描述。

加法单元515输入所选择的对数似然比514、存储的对数似然比518以及控制信息510，基于控制信息510所包含的表示是否为重发的信息，在控制信息510表示不是重发时，将选择出的对数似然比514作为对数似然比516输出到解码单元519。另一方面，在控制信息510表示是重发时，加法单元515将选择出的对数似然比514与存储的对数似然比518相加，将相加后的对数似然比作为对数似然比516输出到解码单元519。

解码单元519输入对数似然比516，对其进行解码，获得接收数据520。

帧差错判定单元521输入接收数据520，进行CRC校验，判定所发送的1帧的数据(参照图24)中是否有差错，将判定结果作为有无帧差错信息522输出到重发请求单元523。

重发请求单元523输入帧差错有无信息522，判断是否对通信对方(第一终端400)请求重发，将判断结果作为重发请求信息524输出到数据生成单元526。

数据生成单元526输入重发请求信息524和数据525，生成发送数据527，并将发送数据输出到发送装置528。

发送装置528输入发送数据527，基于后述的图27所示的帧结构而生成调制信号529，将调制信号529作为电波通过天线530输出。

图27表示，图26的第二终端500发送的调制信号的一个帧的结构的一个例子。在图27中，一帧由信道估计码元601、数据码元602、重发请求信息码元603以及控制信息码元604构成。信道估计码元601是，用于由通信对方估计传播环境的变动的码元，例如假设为通信对方已知的信号。数据码元602是，用于发送信息数据的码元，重发请求信息码元603是，用于对通信对方通知重发请求的有无的码元。控制信息码元604例如为发送对方的信息、数据长度、表示是否为重发数据的信息、重发次数等，为了实现通信而发送的除数据以外的信息码元。

以下，参照图28说明如上构成的第一终端400和第二终端500的动作。图28是表示第一终端400和第二终端500的数据的流向的一个例子的图。

图28的(1)：首先，第一终端400发送基于图24的帧结构的帧#1的调制信号。此时，发送数据不是重发数据，因此在数据选择单元408中，选择编码后的数据403作为选择数据409。

图28的(2)：第二终端500接收帧#1的信号，对其进行解调并进行CRC校验。CRC校验的结果表示，没有发生差错，因此第二终端500不对第一终端400请求重发。

图28的(3)：第一终端400发送帧#2的调制信号。发送数据不是重发数据，发送图24的数据序列304。

图28的(4)：第二终端500接收帧#2的信号，对其进行解调并进行CRC校验。CRC校验的结果表示，发生了差错，因此第二终端500对第一终端400请求重发。

图28的(5)：因为从第二终端500有重发请求，所以第一终端400发送相当于由帧#2发送过的数据的帧#2’。这里，说明帧#2’的含义。在图28(3)中，发送了图24的数据序列304。因此，发送数据序列304的比特反转数据，即图24的数据序列305作为帧#2’。也就是说，在数据选择单元408中，选择反转数据407作为选择数据409。在图25的反转单元406中，生成图24的数据序列305作为反转数据407。

图28的(6)：第二终端500接收帧#2’的信号，对其进行解调以及CRC校验。CRC校验的结果表示，没有发生差错，因此第二终端500不对第一终端400请求重发。

图28的(7)：第一终端400发送帧#3的调制信号。发送数据不是重发数据，图24的数据序列304被发送。

图28的(8)：第二终端500接收帧#3的信号，对其进行解调以及CRC校验。CRC校验的结果表示，发生了差错，因此第二终端500对第一终端400请求重发。

图28的(9)：因为从第二终端500有重发请求，所以第一终端400发送相当于由帧#3发送过的数据的帧#3’。这里，说明帧#3’的含义。在图28(7)中，发送了图24的数据序列304。因此，发送数据序列304的比特反转数据，即图24的数据序列305作为帧#3’。也就是说，在数据选择单元408中，选择反转数据407作为选择数据409。在图25的反转单元406中，生成图24的数据序列305作为反转数据407。

图28的(10)：第二终端500接收帧#3’的信号，对其进行解调以及CRC校验。CRC校验的结果表示，发生了差错，因此对第一终端400请求重发。

图28的(11)：因为从第二终端500有重发请求，所以第一终端400发送相当于由帧#3发送过的数据的帧#3。也就是说，第一终端400发送与图28(7)相同的结构的帧。因此在数据选择单元408中，选择编码后的数据403作为选择数据409。

图28的(12)：第二终端500接收帧#3的信号，对其进行解调以及CRC校验。CRC校验的结果表示，发生了差错，因此对第一终端400请求重发。

图28的(13)：因为从第二终端500有重发请求，所以第一终端400发送相当于由帧#3发送过的数据的帧#3’。也就是说，第一终端400发送与图28(9)相同的结构的帧。因此在数据选择单元408中，选择反转数据407作为选择数据409。

这里，要点是，在第一次重发时发送反转数据。这样，在本实施方式中，通过在第一次重发时发送反转数据，在接收端能够获得原数据的似然，以及原数据的代码反转数据的对数似然比，使用这些对数似然比进行软判定。其结果，能够减轻延迟波所造成的码间干扰的影响，由此能够获得提高接收质量的效果。另外，在上述说明中，说明了从第二次以后的重发起，交替地重发反转数据和初次发送时的发送数据的例子，但并不限于此。但是，为了减轻延迟波的影响且高效率地提高接收质量，交替地发送这些数据是比较合适的。

以下，对于使用软判定时的提高接收质量的效果，使用图29进行补充说明。

在图29中，以横轴为时间、以纵轴为振幅，示意地表示接收状态。图29A是表示初次发送时的接收信号波形的图。“初次发送时”意味着，如图28的(7)那样，发送非重发的数据的情况。图29A是，初次发送时的数据序列为如下序列时的例子：时刻(i-1)为“0”、时刻i为“1”、时刻(i+1)为“1”、时刻(i+2)为“0”。

在图29中，Amp表示估计振幅电平701的值为“1”。在接收装置419中，通过图24的信道估计码元302，估计该Amp的值。另外，在该图中，0表示的估计振幅电平702的值为“0”。

另外，在该图中，信号703_a表示接收信号的波形。欧几里德距离704_a表示接收值与为“0”的估计振幅电平702之间的欧几里德距离。以下，用E₀(t)来表示在时刻t的接收值与“0”的估计振幅电平702之间的欧几里德距离。另外，欧几里德距离705_a表示接收值与“1”的估计振幅电平701之间的欧几里德距离。用E₁(t)来表示在时刻t的接收值与“1”的估计振幅电平701之间的欧几里德距离。

此时，在时刻t的对数似然比LLR_f(t)可以用式(3)来表示。

(式3)

${\mathrm{LLR}}_f\left(t\right)=\frac{E_1^2\left(t\right)-E_0^2\left(t\right)}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}$

其中，σ²是噪声的方差，在接收装置419中，它是已知的值。

图29B作为例子表示如图28的(9)那样的第一次重发时的接收信号波形。在第一次重发时发送反转数据，因此图29B是重发时的数据序列为如下序列时的例子：时刻(i-1)为“1”、时刻i为“0”、时刻(i+1)为“0”、时刻(i+2)为“1”。

在图29B中，信号703_b表示接收信号的波形。欧几里德距离704_b表示接收值与“0”的估计振幅电平702之间的欧几里德距离。以下，用E_ARQ，0(t)来表示在时刻t的接收值与“0”的估计振幅电平702之间的欧几里德距离。另外，欧几里德距离705_b表示接收值与“1”的估计振幅电平701之间的欧几里德距离。用E_ARQ，1(t)来表示在时刻t的接收值与“1”的估计振幅电平701之间的欧几里德距离。

此时，在时刻t的对数似然比LLR_ARQ，1(t)可以用式(4)来表示。

(式4)

${\mathrm{LLR}}_{\mathrm{ARQ},1}\left(t\right)=\frac{E_{\mathrm{ARQ},1}^2\left(t\right)-E_{\mathrm{ARQ},0}^2\left(t\right)}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}$

其中，σ²是噪声的方差，在接收装置419中，它是已知的值。

进而，利用在初次接收时获得的式(3)的LLR以及在第一次重发接收时获得的式(4)的LLR，求解式(5)。

(式5)

LLR₁＝LLR_f-LLR_ARQ，1

式(5)不是将LLR_f(t)与LLR_ARQ，1(t)相加(+)，而是从LLR_f(t)减去(-)LLR_ARQ，1(t)，这是因为在第一次重发时，发送了对应于初次发送时的发送数据的反转比特。也就是说，为了使用式(5)重要的是，LLR_f(t)和LLR_ARQ，1(t)应是处于反转关系的对数似然比。“处于反转关系的对数似然比”意味着，在数据#A的对数似然比假设为LLR_f(t)时，LLR_ARQ，1(t)是在接收到数据#A的反转数据时求出的对数似然比。这样，在加法单元515中，使用式(5)来计算用于解码单元519的对数似然比516。

如上所述，在本实施方式中，在初次发送时发送“0”，则在重发时发送反转数据即“1”，因此可以预测到，在重发接收时，表示接近于“1”的对数似然比，确实变大。所以，虽然在初次发送时发送“0”，但由于延迟波的影响，对数似然比表示接近于“1”的情况下，也通过从因延迟波的影响而被误判定的可能性高的对数似然比(式(3))，减去表示接近于“1”的对数似然比(式(4))，进行减法运算后的对数似然比(式(5))表示接近于“1”的程度会减少。这样，与直接使用初次接收时的对数似然比(式(3))来进行解码时相比，通过使用将重发接收时的对数似然比考虑在内的对数似然比(式(5))，能够避免因延迟波的影响而被误判定为“1”的情况。

而且，采用上述方式时，在初次发送时或重发时至少一方，一定发送“1”，因此在所有的时刻t，能够获得可靠性高的对数似然比，所以能够确实减轻延迟波的影响，减少码间干扰的影响，提高接收质量。

下面，使上述动作与图26和图28的数据流向相关联而进行说明。

1.初次接收时的情况(图28的(1)、(3)、(7))

在初次接收时，选择单元513选择对数似然比506作为对数似然比514，并将选择出的对数似然比514输出到加法单元515。加法单元515不进行加法运算动作，将对数似然比514作为对数似然比516而输出到解码单元519。存储单元517输入并存储该对数似然比516。

2.第一次重发接收时的情况(图28的(5)、(9))

在第一次重发接收时，选择单元513选择乘法运算后的对数似然比512作为对数似然比514，并将选择出的对数似然比514输出到加法单元515。加法单元515从存储单元517中所存储的对数似然比516减去对数似然比514，将其作为对数似然比516而输出到解码单元519。也就是说，加法单元515基于式(5)而计算对数似然比。

3.从第二次以后的重发接收时的情况(图28的(11)、(13))

在图28的(11)那样的第二次重发时，输入到解码单元519的对数似然比LLR₂，可以用式(6)表示。

(式6)

LLR₂＝LLR_f-LLR_ARQ，1+LLR_ARQ，2

其中，LLR_ARQ，2是，在第二次重发时求出的对数似然比。

同样地，在图28的(13)那样的第三次重发时，输入到解码单元519的对数似然比LLR₃，可以用式(7)表示。

(式7)

LLR₃＝LLR_f-LLR_ARQ，1+LLR_ARQ，2+LLR_ARQ，3

其中，LLR_ARQ，3是，在第三次重发时求出的对数似然比。

如上述，在本实施方式中，特别对使用了反转比特发送的ARQ方式进行了说明。第一终端400生成进行了开关键控调制的第一脉冲信号串，以及在自动重发请求时，生成使该第一脉冲信号串的代码反转所得的第二脉冲信号串，并发送该第一脉冲信号串和第二脉冲信号串；第二终端500接收进行了开关键控调制的第一脉冲信号串以及使该第一脉冲信号串的代码反转所得的第二脉冲信号串，计算接收到的第一脉冲信号串和第二脉冲信号串的对数似然比，并在接收到第二脉冲信号串时，基于第一对数似然比和第二对数似然比，对第一脉冲信号串和第二脉冲信号串进行解码。由此，在由于延迟波的影响，仅使用第一脉冲信号串的对数似然比进行解码时将脉冲截止信号误判定为脉冲导通信号的情况下，也通过将第一脉冲信号串的反转数据即第二脉冲信号串的对数似然比考虑在内而进行解码，能够确实减轻延迟波的影响，减少码间干扰的影响，提高接收质量。

另外，在本实施方式中，以停止等待(Stop-and-Wait)方式的重发方法为例进行了说明，但不限于此，也可以在仅选择性地重发因传输差错等而未送达对方的帧的传输方式，即，在选择性重发方式中同样地实施。非专利文献3中有选择重发方式的细节的记载。本实施方式的要点是：在重发时，发送初次发送时的数据序列的比特反转数据序列。

(实施方式6)

在本实施方式中，详细地说明实施方式5与混合ARQ的并用方式。非专利文献4中有有关混合AQR方式的记载。

将未进行纠错编码的原来的数据序列称为原序列，将进行纠错编码时所产生的冗长的数据(删截数据)称为奇偶校验序列。在混合ARQ方式中，首先发送原序列，在从通信对方接收到重发请求时，发送包含奇偶校验序列的序列作为重发数据。关于纠错码的删截数据(冗长的数据)的生成方法，例如在非专利文献5中有其细节的记载。进而，在混合ARQ方式中，使用所重发的包含奇偶校验序列的序列，对原序列进行解调，并基于该重发接收时解调出的原序列以及初次接收时解调出的原序列，解调出最终的原序列。

本实施方式的第一终端400和第二终端500的结构与图25和图26相同，因此省略其说明。

以下，参照图30说明本实施方式的第一终端400和第二终端500的动作。图30表示，本实施方式的第一终端400和第二终端500的数据的流向的一个例子。

图30的(1)：首先，第一终端400发送基于图24的帧结构的帧#1的调制信号。此时，发送数据不是重发数据，所以在数据选择单元408中，选择编码后的数据403作为选择数据409。另外，发送数据是在上面说明过的原序列。

图30的(2)：第二终端500接收帧#1的信号，对原序列进行解调，并进行CRC校验。CRC校验的结果表示，没有发生差错，因此第二终端500不对第一终端400请求重发。

图30的(3)：第一终端400发送帧#2的调制信号。发送数据不是重发数据，而是在上面说明过的原序列。也就是说，此时发送图24的数据序列304。

图30的(4)：第二终端500接收帧#2的信号，进行解调并进行CRC校验。CRC校验的结果表示，发生了差错，因此第二终端500对第一终端400请求重发。

图30的(5)：因为从第二终端500有重发请求，所以第一终端400发送包含删截数据(冗长的数据)的帧#2P，该删截数据是，在对由帧#2发送的数据进行了编码时产生的。

图30的(6)：第二终端500接收帧#2P的信号，使用通过接收的帧#2而获得的原序列的对数似然比、以及通过接收的帧#2P而获得的原序列的对数似然比，对原序列进行解调，并进行CRC校验。CRC校验的结果表示，有差错发生，因此第二终端500对第一终端400请求重发。

图30(7)：因为从第二终端500接收到重发请求，第一终端400发送相当于由帧#2发送过的数据的帧#2’。这里，说明帧#2’的含义。在图30(4)，发送了图24的数据序列304。因此，发送数据序列304的比特反转数据，即图24的数据序列305作为帧#2’。也就是说，在数据选择单元408中，选择反转数据407作为选择数据409。在图25的反转单元406中，生成图24的数据序列305。另外，存储单元404存储原序列和删截数据(冗长的数据)双方，根据需要，输出原序列和删截数据(冗长的数据)的其中一方。

图30的(8)：第二终端500使用通过接收的帧#2而获得的原序列的对数似然比、通过接收的帧#2P而获得的原序列的对数似然比、以及通过接收的帧#2’而获得的原序列的反转码序列的对数似然比，对原序列进行解调，并进行CRC校验。CRC校验的结果表示，发生了差错，因此第二终端500对第一终端400请求重发。

图30的(9)：因为从第二终端500有重发请求，所以第一终端400发送相当于由帧#2P发送过的数据的帧#2P’。这里，说明帧#2P’的含义。在图30(5)，发送了帧#2P。因此，发送帧#2P的比特反转数据作为帧#2P’。也就是说，在数据选择单元408中，选择反转数据407作为选择数据409。

图30的(10)：第二终端500使用通过接收的帧#2而获得的原序列的对数似然比、通过接收的帧#2P而获得的原序列的对数似然比、通过接收的帧#2’而获得的原序列的反转码序列的对数似然比以及通过接收的帧#2P’而获得的原序列的反转码序列的对数似然比，对原序列进行解调，并进行CRC校验。CRC校验的结果表示，没有发生差错，因此第二终端500不对第一终端400请求重发。

图30的(11)：第一终端400发送帧#3的调制信号。另外，发送数据不是重发数据而是原序列。

图30的(12)：第二终端500接收帧#3的信号，对原序列进行解调，并进行CRC校验。CRC校验的结果表示，没有发生差错，因此第二终端500不对第一终端400请求重发。

图30的(13)：第一终端400发送帧#4的调制信号。发送数据不是重发数据而是原序列。

如上述，本实施方式中，将混合ARQ和实施方式5结合，第一终端400在重发时，发送奇偶校验数据(冗长的数据)，或者发送数据(原序列)的比特反转数据，或者发送奇偶校验数据(冗长的数据)的比特反转数据；第二终端500通过组合从原序列、原序列的反转数据、奇偶校验序列、或者奇偶校验序列的反转数据获得的各个对数似然比，计算代码反转前的第一对数似然比以及代码反转后的第二对数似然比，并基于该代码反转前和代码反转后的对数似然比，对原序列进行解码。这样，在重发时，不是简单地重发原序列或奇偶校验序列，而是发送代码反转了的原序列或奇偶校验序列，并基于在代码反转前和代码反转后获得的对数似然比对原序列进行解码，由此抗多路径性增强，能够减轻延迟波的影响，减少码间干扰的影响，提高接收质量，从而能够对通信对方准确地传输数据。

作为对数似然比的组合方法的例子，有下述组合方法：使用奇偶校验序列来计算原序列的对数似然比，并使用该对数似然比，对作为第一脉冲信号串而被接收的原序列的对数似然比进行校正，从而计算出代码反转前的第一对数似然比；或者使用作为第一脉冲信号串而被接收的奇偶校验序列、以及作为第二脉冲信号串而被接收的、该奇偶校验序列的代码反转序列，先计算原序列的对数似然比，然后使用该对数似然比，对作为第一脉冲信号串而被接收的原序列的对数似然比进行校正，从而计算出代码反转前的第一对数似然比等。

这样，通过对初次接收时所获得的原序列的对数似然比、重发接收时所获得的原序列的代码反转序列的对数似然比、奇偶校验序列的对数似然比和奇偶校验序列的代码反转序列的对数似然比进行相加或相减，能够确实减轻延迟波的影响，减少码间干扰，提高接收质量。

另外，在图30中，以下述情况为例进行了说明，在第一次重发时发送奇偶校验数据(冗长的数据)，在第二次重发时发送数据(原序列)的比特反转数据，在第三次重发时发送奇偶校验数据(冗长的数据)的比特反转数据，但顺序不限于图30所示的顺序。

(实施方式7)

在本实施方式中，详细地说明使用曼彻斯特码时的软判定方法，具体而言，详细地说明对数似然比的计算方法。

与实施方式3同样，在本实施方式中，用曼彻斯特码对发送数据进行编码。例如，发送数据为“0”则分配(10)的代码，发送数据为“1”则分配(01)的代码。

另外，本实施方式的第一终端400和第二终端500的结构与图25和图26相同，因此省略其说明。在本实施方式中，第一终端400的编码单元402用曼彻斯特码来进行编码。

在图31中，以横轴为时间、纵轴为振幅，示意地表示本实施方式的用曼彻斯特码的情况下的接收状态。图31A是表示在发送序列为“0”时的接收信号波形的图，图31B是表示在发送序列为“1”时的接收信号波形的图。另外，下面以下述情况为例进行说明，用曼彻斯特码在发送序列为“0”时分配(10)、在发送序列为“1”时分配(01)而进行发送。

在图31A和图31B中，信号801是接收波形。振幅802是估计振幅，通过在接收装置中检测图24的信道估计码元302，能够估计振幅802的估计振幅值。以下，将振幅802的估计振幅值写成Amp。振幅803是估计振幅，其值为0。

在图31A和31B中，803_a和803_b分别表示时隙的前一半部分的接收值与发送数据为“0”时的估计振幅电平之间的欧几里德距离，其值表示为E_0x。另外，804_a和804_b表示，时隙的前一半部分的接收值与发送数据为“1”时的估计振幅电平之间的欧几里德距离，其值表示为E_1x。同样，805_a和805_b表示，时隙的后一半部分的接收值与发送数据为“0”时的估计振幅电平之间的欧几里德距离，其值设为E_0y。另外，806_a和806_b表示，时隙的后一半部分的接收值与发送数据为“1”时的估计振幅电平之间的欧几里德距离，其值设为E_1y。

在本实施方式中，使用式(8)的对数似然比LLR，通过软判定来获得解码结果。

(式8)

$\mathrm{LLR}=\frac{(E_{1x}^2+E_{1y}^2)-(E_{0x}^2+E_{0y}^2)}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}$

其中，σ²是噪声的方差，在接收装置419中，它是已知的值。

可以认为，在式(8)中，分子的第一项和第二项之和(E_1x ²+E_1y ²)越大且分子的第三项和第四项之和(E_0x ²+E_0y ²)越小，在1比特的时隙的前一半部分分配有脉冲导通信号且在后一半部分分配有脉冲截止信号的可能性越高。相反地，可以考虑到，在式(8)中，分子的第一项和第二项之和(E_1x ²+E_1y ²)越小且分子的第三项和第四项之和(E_0x ²⁺E_0y ²)越大，在1比特的时隙的前一半部分分配有脉冲截止信号且在后一半部分分配有脉冲导通信号的可能性越高。因此，通过同时使用时隙的前一半部分以及后一半部分的对数似然比，根据式(8)计算对数似然比LLR，并使用获得的对数似然比解码出进行曼彻斯特编码之前的发送数据，与仅使用时隙的前一半部分或后一半部分的任一个对数似然比进行解码时相比，能够获得可靠性较高的解码结果。

这样，在本实施方式中，利用以下的特征：在使用曼彻斯特编码时，不发送初次发送时发送过的发送数据的反转数据，也在1比特的时隙内，成对发送脉冲导通信号和脉冲截止信号。也就是说，在本实施方式中，如式(8)所示，在代码的前一半和后一半，切换基准电平(0或Amp)，使用接收到的开关键控调制信号串与基准电平之间的欧几里德距离，计算表示接近于脉冲导通信号的第一对数似然比以及表示接近于脉冲截止信号的第二对数似然比，基于获得的第一对数似然比和第二对数似然比，对代码进行解码。

即使在由于多路径的影响，延迟波到达本来是脉冲导通信号的前一半部分或后一半部分时，一般而言，由于障碍物的影响延迟波的电平比直达波的电平小，所以通过使用式(8)的对数似然比LLR，也能够减轻延迟波的影响而进行解码。这样，在本实施方式中，不进行重发也能够减轻延迟波的影响，因此能够抑制吞吐量的降低，同时获得可靠性高的解码结果。

为了实现通信，确保控制信息的接收质量在数据之上，是特别重要的。因此，可以只对控制信息进行曼彻斯特编码并传输。

另外，在使用曼彻斯特编码的情况下，在初次发送时和重发时，使1比特的时隙内的脉冲导通/截止信号的分配方式反转，从而可以适用上述实施方式5和6的ARQ方法。此时，能够更确实地减轻延迟波的影响。

另外，在上述的实施方式中，说明了在第一终端和第二终端之间的无线通信中进行脉冲的差错检测的情况，但是，也可以适用于例如光通信等领域所采用的脉冲的差错检测。

本发明的误码检测装置的一个形态采用的结构包括：接收端子，接收进行了开关键控调制的第一脉冲信号串，以及使该第一脉冲信号串代码反转所得的第二脉冲信号串；脉冲检波单元，基于由所述接收端子接收到的所述第一脉冲信号串和所述第二脉冲信号串，输出第一检波数据和第二检波数据；代码比较单元，比较从所述脉冲检波单元输出的所述第一检波数据和第二检波数据的各个代码；以及差错检测单元，基于所述代码比较单元的比较结果，检测所述各个代码的差错。

根据该结构，能够检测到误码。

本发明的误码检测装置的一个形态采用的结构中，所述代码比较单元通过进行“异或”逻辑运算来比较所述各个检波数据的各个代码，所述差错检测单元在所述代码比较单元的“异或”逻辑运算结果为0时，判定该代码有差错。

根据该结构，能够通过比较简单的处理，检测到误码。

本发明的误码检测装置的一个形态采用的结构中，所述比较器对每个不同值的阈值进行所述比较，并输出分别对应于所述各个阈值的所述各个检波数据，所述代码比较单元比较分别对应于所述各个阈值的所述各个检波数据的各个代码，所述误码检测单元基于分别对应于所述各个阈值的所述比较结果，检测分别对应于所述各个阈值的所述各个代码的差错。

根据该结构，能够基于每个不同值的阈值的代码比较结果而检测误码，因此能够容易避免，虽然是脉冲截止信号，但由于阈值太低而被误判定为脉冲导通信号，或者虽然是脉冲导通信号，但由于阈值太高而被误判定为脉冲截止信号的情况。由此能够抑制误码检测精度的劣化。

本发明的误码检测装置的一个形态采用的结构还包括：阈值控制单元，进行变更所述阈值的控制，直至所述误码检测单元的检测结果满足预先设定的条件为止。

根据该结构，即使在接收功率变动的情况下，也能够将在通过硬判定获得检波数据时所使用的阈值设定为最合适的值，因此能够抑制误码检测精度的劣化。

本发明的误码检测装置的一个形态采用的结构还包括：延迟分布获得单元，获得由所述接收端子接收的延迟估计用码元的延迟分布；相关单元，进行所述延迟分布与先前的解码数据的代码之间的相关运算，获得第一相关值，并且进行所述延迟分布与先前的解码数据的反转代码之间的相关运算，获得第二相关值；以及判定单元，在所述误码检测单元检测到所述误码时，基于所述第一相关值和第二相关值的比较结果，决定被检测出该误码的解码数据的代码。

根据该结构，在通过比较延迟分布与先前的脉冲导通信号之相关值，第一脉冲信号串和第二脉冲信号串都被检波为脉冲导通信号而检测到误码时，能够识别脉冲导通信号是否为先前的脉冲导通信号的延迟波所造成的，因此能够消除因延迟波而被误判定的检波数据，正确地对误码检测位置上的代码进行解码。

本发明的误码检测装置的一个形态采用的结构中，在检测到所述误码的情况下，所述判定单元在所述第一相关值小于所述第二相关值时，将所述第一检波数据的代码作为解码数据的代码，在所述第一相关值大于所述第二相关值时，将所述第二检波数据的反转代码作为解码数据的代码。

根据该结构，能够消除因延迟波而被误判定的检波数据，正确地对误码检测位置上的代码进行解码。

本发明的误码检测装置的一个形态采用的结构包括：接收端子，接收进行了开关键控调制的、而且已通过极性在代码的中央反转的曼彻斯特码进行了编码的脉冲信号串；脉冲检波单元，基于所述接收端子所接收到的所述脉冲信号串，输出其极性通过所述曼彻斯特码在代码的中央反转的检波数据；延迟单元，使所述脉冲检波单元所输出的所述检波数据延迟规定时间；极性比较器，对所述脉冲检波单元所输出的所述检波数据与所述延迟单元所延迟的所述检波数据的各个极性进行比较；以及差错检测单元，基于所述极性比较器的比较结果，检测所述各个代码的差错。

根据该结构，能够基于根据曼彻斯特码在1比特的时隙内极性反转的脉冲导通信号和脉冲截止信号，抑制起因于数据重发的吞吐量的降低，同时检测误码。

本发明的无线系统的一个形态采用的结构包括：接收装置，安装有上述误码检测装置；以及发送装置，对要发送到所述接收装置的脉冲信号串，进行开关键控调制并发送。

根据该结构，能够通过比较简单的方法，对开关键控调制信号进行误码检测，并根据误码的有无进行重发，对通信对方可靠地传输数据。

本发明的接收装置的一个形态采用的结构包括：接收单元，接收进行了开关键控调制的第一脉冲信号串，以及该第一脉冲信号串的代码反转序列即第二脉冲信号串；运算单元，计算所述第一脉冲信号串和第二脉冲信号串的对数似然比，获得第一对数似然比和第二对数似然比；以及解码单元，在接收到所述第二脉冲信号串时，基于所述第一对数似然比和第二对数似然比，对所述第一脉冲信号串和第二脉冲信号串进行解码。

根据该结构，即使在第一脉冲信号串受到先前的脉冲导通信号的延迟波的影响时，也能够对第一脉冲信号串的对数似然比，用第一脉冲信号串的代码反转序列即第二脉冲信号串的对数似然比进行校正，因此能够减轻延迟波的影响，提高接收质量。

本发明的接收装置的一个形态采用的结构中，所述解码单元将从所述第一对数似然比减去所述第二对数似然比的减法运算结果用作对数似然比，来进行解码。

根据该结构，即使在初次发送时发送了脉冲截止信号，但由于延迟波的影响，对数似然比表示接近于脉冲导通信号的情况下，在重发时，作为反转数据发送脉冲导通信号，其对数似然比也表示接近于脉冲导通信号的状态，因此减法运算后的对数似然比表示接近于脉冲导通信号的程度减少，能够避免由于延迟波的影响而被误判定为脉冲导通信号的情况。

本发明的接收装置的一个形态采用的结构还包括：重发请求判定单元，基于所述解码单元的解码结果，进行自动重发请求，所述接收单元接收所述第二脉冲信号串作为所述第一脉冲信号串的重发信号。

根据该结构，在重发时，重发在初次发送时发送的第一脉冲信号串的代码反转序列，因此能够减少对数似然比受到延迟波的影响而表示接近于脉冲导通信号的程度，提高接收质量。

本发明的接收装置的一个形态采用的结构还包括：重发请求判定单元，基于所述解码单元的解码结果，进行混合自动重发请求，所述接收单元在初次接收时，接收原序列作为所述第一脉冲信号串，在重发接收时，接收原序列的代码反转序列作为所述第二脉冲信号串，还接收对应于原序列的奇偶校验序列作为所述第一脉冲信号串，所述运算单元基于原序列和对应于原序列的奇偶校验序列的各个对数似然比，计算所述第一对数似然比。

根据该结构，在基于混合ARQ发送了对应于原序列的奇偶校验序列作为第一脉冲信号串时，能够使用奇偶校验序列，对作为第一脉冲信号串而被发送的原序列的对数似然比进行校正，计算为第一对数似然比，因此能够提高第一对数似然比的可靠性。

本发明的接收装置的一个形态采用的结构中，所述接收单元在重发接收时，还接收对应于原序列的奇偶校验序列的代码反转序列，作为所述第二脉冲信号串，所述运算单元基于原序列、对应于原序列的奇偶校验位序列、以及奇偶校验序列的代码反转序列的各个对数似然比，计算所述第一对数似然比。

根据该结构，在根据混合ARQ发送了奇偶校验序列的代码反转序列作为第二脉冲信号串时，能够使用作为第一脉冲信号串而被发送的奇偶校验序列，以及作为第二脉冲信号串而被发送的奇偶校验序列，对作为第一脉冲信号串而被发送的原序列的对数似然比进行校正，计算为第一对数似然比，因此能够进一步提高第一对数似然比的可靠性。

本发明的接收装置的一个形态采用的结构包括：接收单元，接收使用代码的前一半和后一半的极性反转的曼彻斯特码进行了编码的开关键控调制信号串；运算单元，通过在所述代码的前一半和后一半切换基准电平而计算接收到的所述开关键控调制信号串与所述基准电平之间的距离，计算表示接近于脉冲导通信号的第一对数似然比，以及表示接近于脉冲截止信号的第二对数似然比；以及解码单元，基于所述第一对数似然比和第二对数似然比，对所述代码进行解码。

根据该结构，即使在由于多路径的影响，延迟波到达了本来为脉冲截止信号的前一半部分或后一半部分时，也能够减轻延迟波的影响而进行解码。

本发明的发送装置的一个形态采用的结构包括：发送单元，发送进行了开关键控调制的第一脉冲信号串，并且在接收自动重发请求时，发送使该第一脉冲信号串代码反转所得的第二脉冲信号串。

根据该结构，在接收端，即使在第一脉冲信号串受到先前的脉冲导通信号的延迟波的影响时，也能够对第一脉冲信号串的对数似然比，用第一脉冲信号串的代码反转序列即第二脉冲信号串的对数似然比进行校正，因此能够减轻延迟波的影响，提高接收质量。

本发明的发送装置的一个形态采用的结构中，所述发送单元发送系统位作为所述第一脉冲信号串，并且在接收自动重发请求时，发送对应于所述系统位的所述第二脉冲信号串，以及对应于奇偶校验位的所述第一或第二脉冲信号串。

根据该结构，在接收端，能够组合从原序列、原序列的反转数据、奇偶校验序列、或奇偶校验序列的反转数据获得的各个对数似然比，从而校正原序列的对数似然比，因此能够提高对数似然比的可靠性，提高接收质量。

2006年6月20日申请的日本专利申请第2006-170451号以及2007年6月19日申请的日本专利申请第2007-161850号所包含的说明书、附图以及说明书摘要的公开内容全部被引用于本申请。

工业实用性

本发明在无线通信等的脉冲传输中，在由于多路径等原因出现延迟波，在时隙间产生码间干扰的传输环境下，对检测产生了误码的时隙区间极为有用。特别适合于，在UWB那样的高速的无线数据传输中实现低功耗、低成本的误码检测装置、无线系统以及误码检测方法。

Claims (11)

1.一种误码检测装置，包括：

接收端子，接收进行了开关键控调制的第一脉冲信号串，以及使该第一脉冲信号串代码反转所得的第二脉冲信号串；

脉冲检波单元，基于由所述接收端子接收到的所述第一脉冲信号串和所述第二脉冲信号串，输出第一检波数据和第二检波数据；

代码比较单元，比较从所述脉冲检波单元输出的所述第一检波数据和第二检波数据的各个代码；以及

差错检测单元，基于所述代码比较单元的比较结果，检测所述各个代码的差错。

2.如权利要求1所述的误码检测装置，其中，

所述代码比较单元通过“异或”运算来比较所述各个检波数据的各个代码，

所述差错检测单元在所述代码比较单元的“异或”运算结果为0时，判定该代码有差错。

3.如权利要求1所述的误码检测装置，其中，

所述脉冲检波单元包括：

包络线检波器，输出由所述接收端子所接收的所述各个脉冲信号串的包络线；

积分器，对所述各个脉冲信号串的包络线进行积分；以及

比较器，比较所述积分器的输出值和预先设定的阈值，并基于其判定结果，输出所述各个检波数据。

4.如权利要求3所述的误码检测装置，其中，

所述比较器对每个不同值的阈值进行所述比较，并输出分别对应于所述各个阈值的所述各个检波数据，

所述代码比较单元比较分别对应于所述各个阈值的所述各个检波数据的各个代码，

所述差错检测单元基于分别对应于所述各个阈值的所述比较结果，检测分别对应于所述各个阈值的所述各个代码的差错。

5.如权利要求4所述的误码检测装置，其中，还包括：

阈值控制单元，进行变更所述阈值的控制，直至所述误码检测单元的检测结果满足预先设定的条件为止。

6.如权利要求1所述的误码检测装置，其中，还包括：

延迟分布获得单元，获得由所述接收端子接收的延迟估计用码元的延迟分布；

相关单元，进行所述延迟分布与先前的解码数据的代码之间的相关运算，获得第一相关值，并进行所述延迟分布与先前的解码数据的反转代码之间的相关运算，获得第二相关值；以及

判定单元，在所述误码检测单元中检测到所述误码时，基于所述第一相关值和第二相关值的比较结果，决定被检测出该误码的解码数据的代码。

7.如权利要求6所述的误码检测装置，其中，

在检测到所述误码的情况下，所述判定单元在所述第一相关值小于所述第二相关值时，将所述第一检波数据的代码作为解码数据的代码，在所述第一相关值大于所述第二相关值时，将所述第二检波数据的反转代码作为解码数据的代码。

8.一种误码检测装置，包括：

接收端子，接收已进行了开关键控调制的、而且已通过极性在代码的中央反转的曼彻斯特码进行了编码的脉冲信号串；

脉冲检波单元，基于所述接收端子所接收到的所述脉冲信号串，输出其极性通过所述曼彻斯特码在代码的中央反转的检波数据；

延迟单元，使所述脉冲检波单元所输出的所述检波数据延迟规定时间；

极性比较器，对所述脉冲检波单元所输出的所述检波数据与由所述延迟单元进行了延迟的所述检波数据的各个极性进行比较；以及

差错检测单元，基于所述极性比较器的比较结果，检测所述各个代码的差错。

9.一种无线系统，包括：

接收装置，安装了权利要求1所述的误码检测装置；以及

发送装置，对要发送到所述接收装置的脉冲信号串，进行开关键控调制并发送。

10.一种误码检测方法，包括以下步骤：

接收已进行了开关键控调制的第一脉冲信号串，以及使该第一脉冲信号串代码反转所得的第二脉冲信号串；

基于所述接收到的所述第一脉冲信号串和所述第二脉冲信号串，输出第一检波数据和第二检波数据；

比较所述第一检波数据和第二检波数据的各个代码；以及

基于所述比较结果，检测所述各个代码的差错。

11.如权利要求10所述的误码检测方法，其中，还包括以下步骤：

对所述第一脉冲信号串进行所述开关键控调制而将其发送；以及

使所述第一脉冲信号串代码反转而发送所述第二脉冲信号串。

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