JP4315658B2

JP4315658B2 - 超広帯域タイプの到来パルス信号を復号する方法

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Publication number: JP4315658B2
Application number: JP2002269458A
Authority: JP
Inventors: チアラ・カタネオ; ディディエール・エラル; ティエリー・アーナード; フリッツ・レボウスキー; レジ・カテノス
Original assignee: エスティマイクロエレクトロニクスエヌヴィ; エスティマイクロエレクトロニクスエスエー
Priority date: 2001-09-27
Filing date: 2002-09-17
Publication date: 2009-08-19
Anticipated expiration: 2022-09-17
Also published as: US20030058963A1; JP2003124844A; EP1298812A1; EP1298812B1; US7054349B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、超広帯域(Ultra Wideband、略してＵＷＢ)タイプの無線技術に関し、より具体的には、符号化されたデジタル情報を搬送する超広帯域タイプの到来パルス信号の復号に関する。本発明は、ローカル無線伝送ネットワークのフレームワーク内における前記のような情報の伝送に有利に適用されるが、これに限定されるものではない。
【０００２】
【従来の技術】
超広帯域(ＵＷＢ)技術は、超広帯域タイプの信号の帯域幅が典型的には中心周波数の約２５％と１００％の間に存在するという意味で、狭帯域および広帯域技術と区別される。
【０００３】
更に、信号の帯域幅を決定する、情報または拡散符号と組み合わされた情報で変調された連続したキャリヤを伝送する代わりに、超広帯域技術は、非常に狭いパルス系列の伝送を伴う。例えば、これらのパルスは、１ナノ秒より小さいパルス幅を有する単一サイクルすなわちモノサイクルの形式をとることがある。時間領域において極端に短いこれらのパルスは、周波数領域に変換される時、ＵＷＢ技術の特性である超広帯域スペクトルを生成する。
【０００４】
ＵＷＢ技術においては、例えば、信号で運ばれる情報は、「パルス位置変調」(Pulse Position Modulationを略してＰＰＭと呼称される)と呼ばれる変調方式によって符号化されることができる。言い換えると、この情報符号化は、個々のパルスの伝送の瞬間を変化させることによって実行される。より具体的に述べれば、パルス列は、数１０ＭＨｚ程度の繰り返しの周波数で伝送される。各パルスは、予め定められた長さ（例えば５０ナノ秒）のウィンドウ（窓）で伝送される。従って、パルスは、理論上の伝送位置と比較して、進むか遅れることとなり、これにより、"０"または"１"に符号化されることが可能になる。また、基準位置に対してオフセットされる２つより多くの位置を使用することによって２つより多くの値を符号化することもできる。この変調にＢＰＳＫ変調を重畳することさえ可能である。
【０００５】
このようにして送信された信号を受信する時、搬送されたデジタル情報の値を求めるため、これらのパルスを復号することが必要となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このような復号処理は、基本的には、アナログ相関器を使用することによってアナログ方式で実行されるが、これは、比較的複雑なハードウェア実現を必要とする。
【０００７】
更に、相関システムは、各パルス送信ウィンドウ内の固定位置に割り当てられる。従って、相関の連鎖（correlation chain）の数は、位置変調レベルの数と等しくなければならない。
【０００８】
更に、このようなアーキテクチャは、種々の記号の正しい位置変調および正しい極性を検出するため完全に同期化されることを必要とする。可能な観察の数は限られているので、この同期化は、非常に複雑なソフトウェア手段によって実行される。更に、クロックの精度が典型的には数ピコ秒であるので、技術的観点および電流消費量の観点という両者から見て、これは非常に制約的なパラメータである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の問題に解決策を与えることを目的とする。本発明は、既知の理論的形状のパルスを使用して符号化されたデジタル情報を搬送する超広帯域タイプの到来パルス信号を復号する装置を提供する。
【００１０】
本発明の一般的特徴によると、該装置は、
到来信号を受信し、基底信号を送出する入力手段(例えばアンテナ)と、
基底信号を受け取り、例えばゼロ電圧値である基準電圧に対する基底信号の符号を表す中間信号を送出するよう適合された前処理手段と、
前記中間信号をサンプリングし、デジタル信号を送出するよう適合された手段と、
同期手段および復号手段を含むデジタル処理手段であって、前記既知の理論的形状を有する少なくとも１つの理論的パルスの受信から生じた理論的基底信号に対応する基準相関信号と、前記デジタル信号との相関を実行するよう適合されたデジタル処理手段と、を備える。
【００１１】
言い換えると、本発明は、超広帯域タイプのパルスが、受信された信号の符号を使用して検出され、サンプリングされ、予め決められたデジタル相関信号と相関されることを可能にする。
【００１２】
パルスを検出するため、到来信号の符号を表すバイナリ信号の使用に加えて、本発明は、すべての処理(特に、パルスの検出、同期化、および復号)をデジタル形式で実施する。これにより、装置のハードウェア実施形態が単純化される。
【００１３】
更に、アナログ的解決策を利用する従来技術においては、捕捉の瞬間の外側に位置する情報が消失するか(例えば位置変調の場合)、または、パルスが大域的に検出される(例えばＢＰＳＫ変調の場合)。しかしながら、本発明によれば、パルスの幅より精細な分解能で信号の符号の連続的サンプリングを実行することが可能であり、サンプリングの最良の瞬間を選択してデジタル処理、特に相関を実行することが可能である。
【００１４】
更に、無線通信ネットワーク領域において、端末は一般にレイク（Rake）受信機を使用する。レイク受信機という用語は当業者に周知のものであり、この受信機は、マルチパスチャネルの種々の経路に割り当てられたいくつかの「フィンガ（finger）」を含む。
【００１５】
従って、アナログ的解決策がＵＷＢパルスを検出するために使用される場合、指の数と同じ回数だけ受信連鎖（receive chain）部分を繰り返さなければならない。
【００１６】
しかしながら、本発明に従えば、信号の符号の連続的サンプリングが、信号の「連続的」観察を可能にし、従って、受信連鎖の繰り返しを必要とすることなく、マルチパス環境におけるマルチパスを検出することができる。
【００１７】
更に、本発明に従えば、従来技術において提案されているアルゴリズムと比較して、同期化手順が単純化される。具体的には、「連続的」観察を得ることができることにより、必要とされるのは、予め決められた同期符号を含む同期ヘッダとの相関を実行することだけである。
【００１８】
本発明の１つの側面に従えば、前記サンプリング手段は、予め決められた送出周波数Ｆｅで、Ｎ個のサンプルからなるグループを並列して連続的に送出するよう適合された直列−並列変換手段を含む。このことは、Ｎ.Ｆｅに等しい中間信号のサンプリングの有効周波数に対応する。
【００１９】
例えば、パルスが数ＧＨｚの中心周波数を持つ場合、有効サンプリング周波数（effective frequency）は１０ＧＨｚを超えることができる。また、直列−並列変換手段が使用されるということは、例えば数百ＭＨｚの周波数Ｆｅのクロック信号を使用して、約２０ＧＨｚまたはそれより大きい有効サンプリング周波数を得ることを可能にすることを意味する。これは、従来技術のアナログ−デジタル変換器では達成することができないものである。Ｎは、実際には、２の整数累乗、例えば２の７乗、である。
【００２０】
直列−並列変換手段は、
周波数Ｆｅを有する基底クロック信号を受け取り、すべてが同じ周波数Ｆｅを有するが相互に１／Ｎ.Ｆｅだけ時間的にシフトしたＮ個の基本クロック信号を送出するプログラム可能クロック回路と、
中間信号を受け取り、Ｎ個の基本クロック信号によってそれぞれ制御され、Ｎ個のサンプルをそれぞれ送出するＮ個のフリップフロップ回路と、
基底クロック信号によって制御され、Ｎ個のフリップフロップ回路によって送出されたＮ個のサンプルを格納し、該Ｎ個のサンプルを送出周波数で並列に送出する出力レジスタと、
を備えるのが有利である。
【００２１】
プログラム可能クロック回路は、好ましくは、Ｎ個の基本クロック信号を送出するプログラム可能リング発振器を含むデジタル位相同期ループを備える。該発振器は、Ｎ個のフリップフロップのそれぞれの出力を受け取る制御回路から制御される。これらのＮ個のフリップフロップは、基底信号を受け取り、Ｎ個の基本クロック信号によってそれぞれ制御される。
【００２２】
直列−並列変換手段と組み合わされたデジタル位相同期ループ（digital phase-locked loop）の使用によって、Ｎ個の基本クロック信号の相互位相シフト(時間領域における相互シフト)について、数十ピコ秒より高い精度が達成される。
【００２３】
こうして、本発明に従えば、Ｎ個の基本クロック信号の精度と等しい分解能で、パルスの到着の瞬間を検出することが可能である。
【００２４】
サンプリング手段、特にデジタル位相同期ループは、ＣＭＯＳ技術で実現されるのが有利であり、これにより、サンプリング手段およびデジタル処理手段を、予め決められた時間間隔の間待機モードに置くことが可能となる。言い換えると、システムのオン／オフを容易に切り替えることができ、その結果、消費電力を大幅に節約することができる。
【００２５】
本発明の１つの側面に従えば、基準相関信号は基準サンプルから形成される。従って、同期手段および復号手段によって実行されるデジタル処理は、サンプリング手段によって搬送されるデジタル信号のサンプルと基準サンプルとの間のスライディング相関を含む。
【００２６】
情報は、フレーム内で搬送され、該フレームのそれぞれは同期ヘッダを有しており、該同期ヘッダは、上述の既知の理論的形状を持ついくつかの理論的パルスから形成された同期符号を含む長さＴｓの少なくとも１つのセグメントを有する。デジタル処理は、同期ヘッダの受信中に同期手段によって実行され、たとえば、サンプリング手段によって送出されたデジタル信号のＮ３個のサンプル・セットと、Ｎ５個の基準サンプルとの間のスライディング相関を含む。このＮ３個のサンプルは、推定された伝送チャネル長を考慮するように、Ｔｓより大きな信号持続時間に対応する。更に、この同期段階において、Ｎ５個の基準サンプルは、信号長Ｔｓと、同期符号の受信から生ずる理論的基底信号とに対応する。次に、同期手段は、相関の結果に基づいて、同期符合の検出を実行し、または該同期符号の円順列の検出を実行する。
【００２７】
ここで注意すべき点であるが、相関の結果は、最大値を検出することを含んでおり、または、一層ロバストであるように、基準しきい値（例えば０）を超える（overstep）値を検出することを含むことができる。
【００２８】
前述のように、同期ヘッダは、一般的に、同一の同期符号をそれぞれが含む同じ長さＴｓのいくつかのセグメントを含む。同期手段は、更に、デジタル信号の一連のコヒーレント積分を実行するよう適合された手段を含み、それによって、特にノイズを回避することが可能となる。
【００２９】
必須ではないとしても、当該装置は更に、伝送チャネルの応答を推定する手段を備えることが好ましい。この推定手段はまた、デジタル信号と基準相関信号との相関を含むデジタル処理を実行するよう適合される。これによって、伝送チャネルの応答の良好な推定を有することが可能となり、情報の復号化が容易となる。
【００３０】
こうして、本発明の一実施形態によると、各フレームは、更に、同期ヘッダに関して既知の極性および既知の時間シフトを有する少なくとも１つのパルスを含む第２の部分を含む。チャネル推定手段よって実行されるデジタル処理は、同期ヘッダから前記時間シフトだけ離れた瞬間から、サンプリング手段によって送出されたデジタル信号のサンプルの予め決められた数Ｎ４個の格納を開始し、Ｎ２個の基準サンプルとデジタル信号のＮ４個のサンプル・セットとの間のスライディング相関を実行して、Ｎ４個の基準相関値ベクトルを取得する。この場合、Ｎ２個の基準サンプル(例えばＮ２＝９)は、単一の理論的パルスの受信から生ずる理論的基底信号に対応する。
【００３１】
前述と同様に、フレームの第２の部分は、一般的に、デジタル信号のＮ４個のサンプルに対応する、或る時間間隔によって規則的に間隔をあけられた既知の極性のいくつかのパルスを含む。更に、チャネル推定手段は、好ましくは、デジタル信号の一連のコヒーレント積分を実行するよう適合された手段を含む。これによって、ノイズを回避することが可能となる。
【００３２】
このＮ４個の基準相関値のベクトルは、データの復号に使用されるのが有利である。
【００３３】
更に詳細に述べれば、各々が既知の基準時間位置をフレームに有する複数のいわゆる「有効な（useful）」パルス、すなわち無線通信システムの最終的なユーザの意向に関する情報を備えるパルスを含む第３の部分を、フレームが有する場合、復号手段によって実行されるデジタル処理は、現在の有効なパルスの受信の想定された瞬間からデジタル信号のＮ４個サンプルの格納を開始し、格納されたＮ４個のサンプルとＮ２個の基準サンプルとの間のスライディング相関を実行して、この現在の有効パルスに関連するＮ４個の有効な相関値のベクトルを取得することと、この有効相関ベクトルとＮ４個の基準相関値のベクトルとの比較を含む。または、パルスがパルス位置変調(ＰＰＭ)で符号化されている場合には、該有効相関ベクトルと、ＰＰＭ変調に使用されるシフトに対応する予め決められたシフトだけ時間的に遅らせられ、または進められた基準ベクトルとの比較を行う。
【００３４】
本発明の主題はまた、上記のように記述された復号装置を組み入れた無線通信システムの端末である。
【００３５】
本発明の主題はまた、少なくとも１つの同期段階および１つの復号段階を含み、既知の理論的形状のパルスを使用して符号化されたデジタル情報を搬送する超広帯域タイプの到来パルス信号を復号する方法である(同期段階および復号段階はインターリーブされても、されなくともよい)。
【００３６】
本発明の一般的特徴によると、該復号方法は、到来信号を受信して基底信号を取得すること、或る基準に対する基底信号の符号を表す中間信号のサンプリングを行ってデジタル信号を取得することを含む。同期段階および復号段階は、上述の既知の理論的形状を有する少なくとも１つの理論的パルスの受信から生ずる理論的基底信号に対応する基準相関信号と、デジタル信号との相関を含むデジタル信号のデジタル処理を含む。
【００３７】
本発明の更なる側面によると、前記サンプリングは、予め決められた送出周波数Ｆｅで、Ｎ個のサンプルからなるグループを並列して連続的に送出する直列−並列変換を含む。これは、Ｎ.Ｆｅに等しい中間信号のサンプリングの有効周波数に対応する。
【００３８】
パルスは、例えば数ＧＨｚの中心周波数を持ち、有効サンプリング周波数は１０ＧＨｚより大きい。
【００３９】
Ｎは、例えば２の整数累乗であり、有効サンプリング周波数は例えば約２０ＧＨｚであり、送出周波数Ｆｅは約２００ＭＨｚである。
【００４０】
【発明の実施の形態】
図１において、符号ＳＧＮは、既知の理論的形状のパルスＰＬＳからなる超広帯域タイプの初期パルス信号を示す。より具体的に述べれば、これらパルスＰＬＳは、典型的には１ナノ秒より短い、例えば約３６０ピコ秒の、予め定められた時間領域幅ＰＷを持つ。連続したパルスＰＬＳのそれぞれは、パルス反復周波数(ＰＲＦ)の逆数に等しい長さＴの連続した時間窓に含まれる。指針として、各時間窓の長さＴは、例えば５０ナノ秒に等しい。時間窓における各パルスの位置は、疑似ランダム符号に従って窓ごとに変わる。更に、信号が、位置変調(ＰＰＭ)で符号化された情報を伝送する場合、図２に示されているように、パルスは、伝送される情報の値が"０"であるか"１"であるかに従って、窓におけるパルスの基準位置(ｐｒｅｆ)に対してわずかに進むんだり(ｐａｖ)、または遅れたりする(ｐｒｔ)。
【００４１】
パルスＰＬＳは、電力半値におけるパルスの帯域幅の中心周波数に対する比率が１／４を超えるという意味において、超広帯域タイプのパルスの特性を有する。指針としては、パルスの中心周波数は、２ＧＨｚと４ＧＨｚとの間で変動する。
【００４２】
図５に示される本発明の１つの実施形態に従う検出装置ＤＤＴは、信号におけるパルスの有無が検出されることを可能にし、パルスが存在する場合、検出装置ＤＤＴは、パルスの到来の瞬間およびその極性が検出されることを可能にする。具体的には、装置ＤＤＴは、同期およびチャネル推定を実行した後に、バイナリ・データの復号を可能にする。この装置は、例えば、ＬＡＮタイプの無線通信システの端末ＴＲＭに組み込むことができる。
【００４３】
より具体的に述べれば、この装置ＤＤＴは、本明細書に例示される特定の応用例において(ただしこれに限定されない)、伝送チャネル（マルチパスのこともありうる）上の信号ＳＧＮの送信から生ずる到来信号ＳＧＮＲを受け取るアンテナＡＮＴを含む。
【００４４】
アンテナＡＮＴは、到来信号ＳＧＮＲから基底信号ＳＧＢを送出する入力手段を形成する。基底信号ＳＧＢもまた、超広帯域タイプのパルス信号である。しかしながら、この信号ＳＧＢを形成するパルスＰＬＳＤの形状は、アンテナＡＮＴを通り抜けた後、図４に示されているように、図３に示されているパルスＰＬＳの形状と異なる。
【００４５】
言い換えると、パルスＰＬＳＤは、パルスＰＬＳを受け取る際のシステムの理論的応答である。当然ながら、この理論的応答は、受信手段の特性に従って変化する。
【００４６】
次に、基底信号ＳＧＢは、低ノイズ増幅手段ＬＮＡにおいて増幅される。次に、増幅器ＬＮＡの出力信号が、コンパレータＣＭＰにおいて基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば値ゼロ）と比較される。
【００４７】
コンパレータＣＭＰは、基準Ｖｒｅｆに対する基底信号ＳＧＢの符号、すなわち到来信号の符号を表す中間信号ＳＧＩを送出する。
【００４８】
次に、中間信号ＳＧＩは、サンプリング手段ＭＥＣＨにおいてサンプリングされる。サンプリング手段ＭＥＣＨは、以下に詳細に説明するが、Ｎ個のサンプルからなるグループを連続的に送出する。これらサンプルのすべては、デジタル処理手段において処理される。デジタル処理手段は、サンプリング手段によって送出されたデジタル信号ＳＮＭと、予め決められたデジタル相関信号ＳＣＲとの相関を実行するよう適合された相関手段によって基本的に構成される。この相関の結果が、パルスの存在の検出を可能にすると共に、同期、チャネル推定および復号の実行を可能にする。
【００４９】
信号のパルスの中心周波数が数ＧＨｚのオーダーであることがありうるので、デジタル信号のサンプリング周波数は非常に高く、例えば１０ＧＨｚを超えなければならない。１０ＧＨｚでの信号をサンプリングする上で実施するのが特に容易な方法は、図６に示されるような直列−並列への変換手段の使用を伴うことができる。
【００５０】
直列−並列変換手段は、具体的には、例えば約２００ＭＨｚの予め決められた送出周波数ＦｅでＮ個のサンプルからなるグループを並列に連続的に送出する。これは、Ｎ.Ｆｅに等しい中間信号のサンプリングの有効周波数に対応する。Ｎは、例えば２^ｍに等しいように選択されることができる。ここで、ｍを例えば７とすれば、１２８個のサンプルからなるグループが得られる。従って、有効サンプリング周波数は２０ＧＨｚを超える。
【００５１】
直列−並列変換手段は、ハードウェアの観点からすれば、周波数Ｆｅを有する基底クロック信号ＣＬＫｅを受け取り、すべてが同じ周波数Ｆｅを持つが相互に１／Ｎ.Ｆｅだけ時間的にシフトしたＮ個の基本クロック信号ＣＬＫ１−ＣＬＫＮを送出するプログラム可能クロック回路ＣＨＰを備える。指針としては、これらのクロック信号は、例えば約５０ピコ秒だけ互いに時間的にシフトされることができる。
【００５２】
直列−並列変換手段はまた、Ｎ個のＤタイプ・フリップフロップ回路ＦＦ１−ＦＦＮを含む。これらのフリップフロップは、Ｎ個の基本クロック信号ＣＬＫ１−ＣＬＫＮによってそれぞれ制御される。これらのフリップフロップのすべてが、入力部において、コンパレータＣＭＰからの中間信号ＳＧＩを受け取る。
【００５３】
従って、中間信号ＳＧＩが、種々の基本クロック信号ＣＬＫ１−ＣＬＫＮの連続した立ち上がりエッジに合わせてサンプリングされ、Ｎ個の連続したサンプルが、基底クロック信号ＣＬＫｅによって制御される出力レジスタＢＦに格納される。この基底クロック信号ＣＬＫｅの各立ち上がりエッジにおいて(立ち上がりエッジは、この基底クロック信号の周期を表す間隔Ｔｅだけ間隔をおいている)、Ｎ個のサンプルが並列に送出される。
【００５４】
例として、また、簡潔に例示するため、図８には、４つの基本クロック信号ＣＬＫ１−ＣＬＫ４(Ｎ＝４に対応する)だけが表示されている。図７に見られるように、基底クロック信号ＣＬＫｅは、基本クロック信号のうちの１つ(例えば信号ＣＬＫ１)である。
【００５５】
プログラム可能クロック回路ＣＨＰは、実際には、１つのクロック（例えば水晶クロック）と、該クロックの出力において直列に組み立てられた所定数の遅延要素とから構成されることができる。この点に関して、当業者は、必要に応じて、欧州特許出願第0 843 418号を参照することができる。
【００５６】
この非常に高い周波数のサンプリングにかかわる問題の１つは、基本クロック信号が、例えば数ピコ秒のオーダーという非常に低いジッタで送出されなければならないという事実にある。このため、プログラム可能クロック回路ＣＨＰが、Ｎ個の基本クロック信号ＣＬＫ１−ＣＬＫＮを送出する例えばプログラム可能リング発振器ＯＳＣ２(図７)を含むデジタル位相同期ループを備えるのが有利である。このリング発振器は、Ｎ個のフリップフロップＢＳ１−ＢＳＮのそれぞれの出力を受け入れる制御回路ＣＣＤによって制御される。これらＮ個のフリップフロップは、Ｎ個の基本クロック信号ＣＬＫ１−ＣＬＫＮによってそれぞれ制御され、それらのＤ入力において、例えば従来技術の水晶発振器ＯＳＣ１から基底クロック信号ＣＬＫｅを受け取る。
【００５７】
この点に関し、特にリング発振器の制御に関する限り、当業者は、必要に応じて、米国特許第6 208 182号を参照することができるが、以下にその一般的原理を記述する。制御回路ＣＣＤは、２つのサンプルを分離する時間間隔において状態遷移が発生したかどうかを判断するため、サンプルを対で比較する手段を含む。この比較は、リング発振器の少なくとも２サイクルにわたって行われるが、該２つのサイクルは、連続であってもよいし、連続でなくてもよい。この比較は、次のように実行される。
【００５８】
・第２のサイクルの間に、比較可能な状態遷移が同じ間隔で検知されたならば、リング発振器の制御は修正されない、
・第２のサイクルの間に、比較可能な状態遷移が遅めの間隔で検知されたならば、リング発振器の周期は減少される、
・第２のサイクルの間に、比較可能な状態遷移が早めの間隔で検知されたならば、リング発振器の周期は増加される。
【００５９】
図９を参照すると、デジタル処理手段ＭＴＮは、同期手段ＭＳＹＮ、チャネル推定手段ＭＥＳＴおよび有効なデータを復号する手段ＭＤＣＤを本質的に備える。
【００６０】
これらの手段のすべては、更に、サンプリング手段によって送出された信号と基準相関信号ＳＣＲとのデジタル相関を実行する相関手段ＭＣＯＲＲを含む。
【００６１】
本例において、パルスは既知の形状を持つので、基準相関信号は、入力手段を通り抜けた後のパルスの形状に対応する基底信号である。より具体的には、図１０に示されているように、デジタル基底信号ＳＣＲは、例えば、その一般的形状がパルスＰＬＳＤの一般的形状に対応する９つのサンプルのプロファイルである。各サンプルは、距離Δt=１/Ｎ.Ｆｅだけ時間的に間隔をあけられる。従って、基底信号ＳＣＲは、この場合、それぞれ値111-1-1-1111を持つ９つのサンプルからなる１つのブロックである。以下の説明からわかるように、基底信号ＳＣＲは、いくつかのパルスＰＬＳＤに対応し、従って多数のサンプルを含むこととなる。
【００６２】
相関手段ＭＣＯＲＲは、サンプリング手段によって送出されたデジタル信号のサンプルと信号ＳＣＲの基準サンプルとの間のスライディング相関(Sliding Correlation)を一般的な方法で実行する。
【００６３】
ここで、図１１およびそれ以降の図面を参照して、フレームＴＲＡ内で搬送されるデータの同期化、チャネル推定、および復号を説明する。
【００６４】
このフレームＴＲＡは、例えば数マイクロ秒というオーダーの持続時間を持つ同期ヘッダＥＳを含む。この同期ヘッダＥＳは、同じ長さＴｓのいくつかのセグメント、例えば１０個のセグメントＦＲＧ１〜ＦＲＧ１０に細分される。
【００６５】
各セグメントＦＧＲｉは、既知の位置および極性を持つ例えば７つのパルスから構成される同じ同期符号ＣＳＹを含む。
【００６６】
図１１において、符号ＣＳＹの矢印は、種々のパルスを示すと共に、それらのそれぞれの極性をも示している。
【００６７】
長さＴｓは、Ｎ５個のサンプルからなる１セットに対応する。基準相関信号は、同期符号を形成するいくつかのパルスＰＬＳＤに対応するＮ５個のサンプルを含む。
【００６８】
理論的には、サンプリング手段（図１２）によって送出されるＮ３個のサンプルからなる１つのセットＥＳ１を使用して、これらのＮ３個のサンプルと基準相関信号ＳＣＲのＮ５個のサンプルとの間のスライディング相関を実行することによって、同期を取得することが可能である。この点に関して、Ｎ３は、Ｎ５より大きく、Ｔｓより大きい信号長に対応しており、実際にはＴＳ＋Ｌに等しい。ただし、Ｌは、伝送チャネルについて推定された長さである。
【００６９】
次に、同期手段ＭＳＹＮは、相関値の中から種々の最大値を検出し、これらの最大値の符号に従って、パルスの極性と共にパルスの到来の存在および到来の瞬間を検出することが可能となる。従って、手段ＭＳＹＮにより、同期符号ＣＳＹを検出することが可能となる。１つの変形形態として、全相関値のうち"０"を交差するものを検出することも可能である。
【００７０】
注意すべき点であるが、スライディング相関が実行される対象となるＮ３個のサンプルからなるセットが、同期ヘッダの１つのセグメント全体に対応する場合、同期符号ＣＳＹが検出される。対照的に、Ｎ３個サンプル・セットが２つの連続したセグメントにまたがる場合、同期符号の円順列（circular permutation）が検出される。
【００７１】
実際問題として、アンテナに到着する信号ＳＧＮＲには雑音が多い。そのため、同期手段ＭＳＹＮは、デジタル信号の一連のコヒーレント積分(coherent integration)を実行するよう適合された手段ＭＩＣ(図９)を更に含むことが好ましい。そのようなコヒーレント積分は当業者に周知のものである。本実施形態の場合、図１３に示されているように、そのようなコヒーレント積分は、Ｎ３個サンプル(サンプル数の点で、同期ヘッダの上述のセグメントの長さに対応する)からなる上述の連続したセットＥＳ１‐ＥＳ１０の相応するサンプルの積算を実行して、Ｎ３個サンプルの最終セットＥＳＦを取得する。この最終セットに対して、相関手段がＮ５個基準サンプルを使用してスライディング相関を実行する。
【００７２】
このスライディング相関が、前述のように、同期符号ＣＳＹを検出することを可能にし、または、該同期符号の円順列を検出することを可能にする。
【００７３】
一旦この検出が実行されると、同期が取得され、該方法の次のステップ、ここではチャネルのインパルス応答の推定を実行するステップへ進むことができる。
【００７４】
チャネルのインパルス応答を求めるため、チャネル推定手段ＭＥＳＴは、フレームＴＲＡの第２の部分Ｐ２（図１１）を使用する。
【００７５】
この第２の部分Ｐ２は、理論的には、同期ヘッダに対して既知の極性および既知の時間シフトｔ１を有する少なくとも１つのパルスを含む。実際には、第２の部分Ｐ２は、デジタル信号のＮ４個のサンプルに対応する、時間間隔ｔ２によって規則正しく間隔をあけられた既知の極性のいくつかのパルスを含む。
【００７６】
この値Ｎ４は、例えば約３５０ナノ秒の伝送チャネルの長さに実質的に対応するように選択される。
【００７７】
この場合においても、理論的には、部分Ｐ２における単一パルスの存在が、チャネルのインパルス応答を突き止めることを可能にする。
【００７８】
より詳細に述べれば、推定手段ＭＥＳＴは、すでに同期が取得されているので既知である同期ヘッダの終わりからｔ１隔てられた瞬間から、サンプリング手段によって送出されるデジタル信号のＮ４個サンプルの格納を開始する。これらＮ４個のサンプルは、同期ヘッダの終端部から持続時間ｔ１の後に送られるパルスの伝送に対するチャネルの応答を表す。
【００７９】
次に、図１４に示されているように、推定手段の相関手段は、格納されたＮ４個サンプルのセットＥＳ１１と、図１０の基準相関信号ＳＣＲのＮ２個の基準サンプルとのスライディング相関を実行する。これによって、Ｎ４個の基準相関値を持つ基準相関ベクトルを取得することが可能となる。チャネルのインパルス応答を表すのはこのＮ４個の基準相関値のベクトルである。
【００８０】
一層正確に述べれば、Ｎ２は実際にはＮより非常に小さいので、相関手段は、Ｎ２個の基準サンプルと、サンプリング手段によって送出されるＮ個のサンプルのグループの最初のＮ２個のサンプルとの第１の相関（実際には項目ごとの乗算）を実行して、第１の相関値を算出する。次に、Δｔごとに、新しい相関値を取得するため、Ｎ２個の基準サンプルを１サンプルだけシフトする。
【００８１】
このスライディング相関はまた、デジタル信号のＮ４個のサンプルのセットＥＳ１１に対しても実行される。
【００８２】
前述のように、アンテナに到着する信号ＳＧＮＲには雑音が多いので、推定手段もまた、デジタル信号の一連のコヒーレント積分を実行する手段ＭＩＣを備えることが好ましい。一層正確に述べれば、図１５に示されているように、推定手段ＭＥＳＴの手段ＭＩＣは、図１３と同様に、フレームＴＲＡの第２の部分Ｐ２を形成するＮ４個サンプルのすべてのセットＥＳ１１−ＥＳ５１の相応するサンプルの積算を実行して、Ｎ４個サンプルからなる最終セットＥＳＦを取得する。相関手段は、この最終セットに対して基準相関信号ＳＣＲとのスライディング相関を実行し、Ｎ４個の基準相関値を持つ基準相関ベクトルを取得する。
【００８３】
次に、復号手段ＭＤＣＤが、該Ｎ４個の基準相関値のベクトルを使用することによって、フレームＴＲＡの第３部分Ｐ３に含まれる情報の復号を実行する。
【００８４】
より詳細に述べれば、フレームの第３の部分(これは、このフレームの終端部分Ｐ４の前に位置している)は、伝送されるべき有効なデータを符号化するいわゆる"有効"パルスを含む。図１１において、同期符号ＣＳＹおよび第２の部分Ｐ２の場合と同様に、Ｐ３部分の矢印は、ＰＰＭ変調におけるパルスの基準位置ｐｒｅｆ(図２)を示す。また、フレームの第２の部分Ｐ２の終端部と第１の有効パルスとの間に存在する時間シフトｔ３は、後続のパルスを分離する種々の時間シフトｔ４およびｔ５と同様に、非常に正確に既知となっている。
【００８５】
その後、復号手段ＭＤＣＤによって実行されるデジタル処理は、現在の有効パルスの受信の想定された瞬間から、サンプリング手段によって送出されるデジタル信号のＮ４個のサンプルの格納を開始する。次に、復号手段ＭＤＣＤの相関手段ＭＣＯＲＲが、格納されたＮ４個のサンプルと、Ｎ２個の基準サンプルとの間のスライディング相関(図１６)を実行し、現在の有効パルスに関連するＮ４個の有効な相関値のベクトルを取得する。
【００８６】
次に、手段ＭＤＣＤは、ＰＰＭ変調において与えられたシフトだけ時間的に進められ、または遅らせられたＮ４個の基準相関値ベクトルと、この有効相関ベクトルとを比較し、こうして符号化されたデータ項目の値"０"または"１"を判定する。
【００８７】
ハードウェアに関しては、サンプリング手段およびデジタル処理手段は、ＣＭＯＳ技術で実現することができ、これは、製造コストの観点から有益である。この技術はまた、例えばパルスを受け取っていないことをシステムが知っている間、またはＳＮ比が最適でない間でさえ、サンプリング手段および／または相関手段を待機状態に置くことができる制御手段ＭＣＴＬ（図５）を提供するために使用することもできる。これは、有益な電力節約につながる。
【００８８】
更に、Ｎ.Ｆｅに等しい有効サンプリング周波数と互換性のある処理速度を得るため、相関手段を、いくつかの並列に配置された相関器によって実施して、Ｎ個サンプルのいくつかのグループを並列に処理することができる。
【００８９】
また、有効な情報の各項目がいくつかのパルスにわたっている場合、復号段階の間にコヒーレント積分を実行することも考えられる。
【００９０】
最後に、コヒーレント積分に関する限り、連続したパルスが、（例えば既知の符号に従って）時間的に不規則な間隔をおいているとすれば、サンプルの積算は、パルス間の時間シフトを考慮することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】超広帯域タイプの到来信号を示す図。
【図２】パルス位置タイプ変調(ＰＰＭ変調)によるビットの符号化を示す図。
【図３】図１の到来信号のパルスの詳細図。
【図４】受信システムによる到来信号の受信から生じる基底信号のパルスの１つの詳細図。
【図５】本発明に従った検出装置の１つの実施形態を示すブロック図。
【図６】図５の装置のサンプリング手段の１つの実施形態を示すブロック図。
【図７】図５の装置のサンプリング手段の１つの実施形態を示すブロック図。
【図８】サンプリング手段において使用される種々のクロック信号のタイムチャートを表すブロック図。
【図９】図５の装置のデジタル処理手段の１つの実施形態の詳細を示すブロック図。
【図１０】基準相関信号を示す図。
【図１１】伝送フレームで搬送されるデータの復号化のための種々の処理および手段を示すブロック図。
【図１２】例えば図１０に示されるような基準相関信号を使用した同期化の実現およびその対応付け手段の１つの実施形態を示すブロック図。
【図１３】例えば図１０に示されるような基準相関信号を使用した同期化の実現およびその対応付け手段の１つの実施形態を示すブロック図。
【図１４】例えば図１０に示されるような基準相関信号を使用したチャネル推定の実現およびその対応付け手段の１つの実施形態を示すブロック図。
【図１５】例えば図１０に示されるような基準相関信号を使用したチャネル推定の実現およびその対応付け手段の１つの実施形態を示すブロック図。
【図１６】本来のデータ復号の実現の１つの形態を示すブロック図。
【符号の説明】
ＳＧＮＲ到来信号
ＳＧＢ基底信号
ＭＥＣＨサンプリング手段
ＭＴＮデジタル処理手段
ＭＣＴＬ制御手段
ＭＳＹＮ同期手段
ＭＥＳＴ推定手段
ＭＤＣＤ復号手段
ＳＣＲ基準相関信号

Claims

少なくとも１つの同期段階および１つの復号段階を含み、既知の理論的形状のパルスを使用して符号化されたデジタル情報を搬送する超広帯域タイプの到来パルス信号を復号する方法であって、
前記到来信号を受信して、基底信号（ＳＧＢ）を取得するステップと、
或る基準に対する前記基底信号の符号を表す中間信号（ＳＧＩ）をサンプリングし、デジタル信号（ＳＮＭ）を取得するステップと、を含み、
前記同期段階および復号段階は、前記デジタル信号のデジタル処理を含み、該デジタル処理は、前記既知の理論的形状を有する少なくとも１つの理論的パルスの受信から生ずる理論的基底信号の波形をデジタルで表した基準相関信号（ＳＣＲ）と、前記デジタル信号（ＳＮＭ）との間の相関を含む、方法。
前記基準相関信号（ＳＣＲ）は、基準サンプルから形成され、前記同期段階および復号段階において実行される前記デジタル処理は、前記デジタル信号のサンプルと前記基準サンプルとの間のスライディング相関を含む、
請求項１に記載の方法。
前記デジタル情報は、フレーム（ＴＲＡ）で搬送され、該フレームのそれぞれは、いくつかの理論的パルスから形成された同期符号（ＣＳＹ）を含む長さＴｓの少なくとも１つのセグメント（ＦＲＧi）を有する同期ヘッダ（ＥＳ）を備え、
前記基準相関信号は、前記同期符号の受信から生ずる理論的基底信号に対応するＮ５個の基準サンプルであって、前記Ｔｓに等しい信号持続時間に対応する該Ｎ５個の基準サンプルから形成され、
前記同期ヘッダの受信中に前記同期段階において実行される前記デジタル処理は、前記Ｔｓより大きい信号持続時間に対応する前記デジタル信号のＮ３個のサンプル・セットと前記Ｎ５個の前記基準サンプルとの間のスライディング相関と、該相関の結果に基づいて、前記同期符号を検出し、または該同期符号の円順列を検出することと、を含む、
請求項２に記載の方法。
前記同期ヘッダは、同一の前記同期符号をそれぞれが含む同じ長さＴｓのいくつかのセグメント（ＦＲＧi）を含み、
前記同期段階は、前記デジタル信号の一連のコヒーレント積分処理をさらに含む、
請求項３に記載の方法。
さらに、伝送チャネルの応答を推定する推定段階を含み、
前記推定段階は、前記デジタル信号と前記基準相関信号（ＳＣＲ）との間の相関を含むデジタル処理を有する、
請求項１または請求項２に記載の方法。
前記デジタル情報は、フレーム（ＴＲＡ）で搬送され、該フレームのそれぞれは、同期ヘッダ（ＥＳ）と、該同期ヘッダに対して既知の極性および既知の時間シフト（ｔ１）を有する少なくとも１つのパルスを含む第２の部分（Ｐ２）とを有し、
前記基準相関信号は、単一の理論的パルスの受信から生ずる理論的基底信号に対応するＮ２個の基準サンプルから形成され、
前記推定段階において実行されるデジタル処理は、前記同期ヘッダから前記時間シフトだけ離れた瞬間から、予め決められたＮ４個の前記デジタル信号のサンプルの格納を開始し、前記Ｎ２個の基準サンプルと前記デジタル信号のＮ４個のサンプル・セットとの間のスライディング相関を実行して、Ｎ４個の基準相関値のベクトルを取得することを含む、
請求項５に記載の方法。
前記フレームの第２の部分（Ｐ２）は、前記デジタル信号のＮ４個のサンプルに対応する、或る時間間隔（ｔ２）によって規則的に間隔をあけられた既知の極性のパルスを含み、
前記推定段階において実行されるデジタル処理は、前記デジタル信号の一連のコヒーレント積分をさらに含む、
請求項６に記載の方法。
前記フレームは、有効なデータを符号化した有効パルスを含む第３の部分（Ｐ３）を含み、
前記有効パルスのそれぞれは、既知の基準時間位置を前記フレームに持ち、
前記復号段階において実行されるデジタル処理は、現在の前記有効パルスの受信の想定された瞬間から前記デジタル信号のＮ４個のサンプルの格納を開始し、該格納されたＮ４個のサンプルと前記Ｎ２個の基準サンプルとの間のスライディング相関を実行して、該現在の有効パルスに関連するＮ４個の有効相関値のベクトルを取得し、該有効相関値のベクトルと前記Ｎ４個の基準相関値のベクトルとの比較を行い、または、該有効相関値のベクトルと、予め決められたシフトにより時間的に遅らせられた、または進められた前記基準相関値のベクトルとの比較を行う、
請求項６または請求項７に記載の方法。
既知の理論的形状のパルスを使用して符号化されたデジタル情報を搬送する超広帯域タイプの到来パルス信号を復号するための装置であって、
前記到来信号を受信して、基底信号を送出する入力手段（ＡＮＴ）と、
前記基底信号を受け取り、或る基準に対する前記基底信号の符号を表す中間信号を送出するよう構成された前処理手段（ＣＭＰ）と、
前記中間信号をサンプリングし、デジタル信号を送出するよう構成されたサンプリング手段（ＭＥＣＨ）と、
前記既知の理論的形状を有する少なくとも１つの理論的パルスの受信から生ずる理論的基底信号の波形をデジタルで表した基準相関信号と、前記デジタル信号との間の相関を実行するよう構成された同期手段（ＭＳＹＮ）および復号手段（ＭＤＣＤ）を含むデジタル処理手段（ＭＴＮ）と、
を備える装置。
前記サンプリング手段（ＭＥＣＨ）は、ＣＭＯＳ技術で実現される、
請求項９に記載の装置。
前記サンプリング手段および前記デジタル処理手段を、予め決められた時間間隔の間、待機モードに置くよう構成される制御手段（ＭＣＴＬ）をさらに備える、
請求項１０に記載の装置。
前記基準相関信号は、基準サンプルから形成され、
前記同期手段および復号手段によって実行されるデジタル処理は、前記デジタル信号のサンプルと前記基準サンプルとの間のスライディング相関を含む、
請求項９から請求項１１のいずれかに記載の装置。
前記デジタル情報は、フレームで搬送され、該フレームのそれぞれは、いくつかの理論的パルスから形成された同期符号を含む長さＴｓの少なくとも１つのセグメント（ＦＲＧi）を有する同期ヘッダ（ＥＳ）を備え、
前記基準相関信号は、前記同期符号の受信から生ずる理論的基底信号に対応するＮ５個の基準サンプルであって、前記Ｔｓに等しい信号持続時間に対応する該Ｎ５個の基準サンプルから形成され、
前記同期ヘッダの受信中に前記同期手段によって実行されるデジタル処理は、前記Ｔｓより大きい信号持続時間に対応する前記デジタル信号のＮ３個のサンプル・セットと前記Ｎ５個の基準サンプルとの間のスライディング相関と、該スライディング相関の結果に基づいて前記同期符号を検出し、または該同期符号の円順列を検出することを含む、
請求項１２に記載の装置。
前記同期ヘッダ（ＥＳ）は、同じ前記同期符号をそれぞれが含む同じ長さＴｓのいくつかのセグメント（ＦＲＧi）を含み、
前記同期手段は、前記デジタル信号の一連のコヒーレント積分を実行するよう構成された手段をさらに含む、
請求項１３に記載の装置。
伝送チャネルの応答を推定する推定手段（ＭＥＳＴ）をさらに備え、
前記推定手段は、前記デジタル信号と前記基準相関信号との間の相関を含むデジタル処理を実行するよう構成される、
請求項９から請求項１２のいずれかに記載の装置。
前記デジタル情報は、フレーム（ＴＲＡ）で搬送され、該フレームのそれぞれは、同期ヘッダ（ＥＳ）と、該同期ヘッダに対して既知の極性および既知の時間シフトを有する少なくとも１つのパルスを含む第２の部分（Ｐ２）とを有し、
前記基準相関信号（ＳＣＲ）は、単一の理論的パルスの受信から生ずる理論的基底信号に対応するＮ２個のサンプルから形成され、
前記推定手段によって実行されるデジタル処理は、前記同期ヘッダから前記時間シフトだけ離れた瞬間から、予め決められたＮ４個の前記デジタル信号のサンプルの格納を開始し、前記Ｎ２個の基準サンプルと前記デジタル信号のＮ４個のサンプル・セットとの間のスライディング相関を実行して、Ｎ４個の基準相関値のベクトルを取得することを含む、
請求項１５に記載の装置。
前記フレームの第２の部分（Ｐ２）は、前記デジタル信号のＮ４個のサンプルに対応する、或る時間間隔によって規則的に間隔をあけられた既知の極性のパルスを含み、
前記推定手段は、前記デジタル信号の一連のコヒーレント積分を実行するよう構成された手段をさらに含む、
請求項１６に記載の装置。
前記フレームは、有効なデータを符号化した有効パルスを含む第３の部分（Ｐ３）を含み、
前記有効パルスのそれぞれは、既知の基準時間位置を前記フレームに持ち、
前記復号手段によって実行されるデジタル処理は、現在の前記有効パルスの受信の想定された瞬間から前記デジタル信号のＮ４個のサンプルの格納を開始し、該格納されたＮ４個のサンプルと前記Ｎ２個の基準サンプルとの間のスライディング相関を実行して、該現在の有効パルスに関連するＮ４個の有効相関値のベクトルを取得し、該有効相関値のベクトルと前記Ｎ４個の基準相関値のベクトルとの比較を行い、または、該有効相関値のベクトルと、予め決められたシフトにより時間的に遅らせられ、または進められた前記基準相関値ベクトルとの比較を行う、
請求項１６または請求項１７に記載の装置。
ローカル・エリア・ネットワークのような無線伝送システムの端末であって、請求項９から請求項１８のいずれかに記載の装置を組み入れた端末。